JPH0445960B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】[Detailed description of the invention] 【技術分野】【Technical field】

本発明は放電灯を始動・点灯させる放電灯点灯
装置に用いるインバータ装置に関する。 The present invention relates to an inverter device used in a discharge lamp lighting device for starting and lighting a discharge lamp.

【背景技術】[Background technology]

第６図は従来の放電灯点灯装置に用いたインバ
ータ装置の回路構成を示すもので、直流電源（交
流電源の整流電圧を含む）Ｅに直列にトランジス
タQ₁，Q₂が接続され、このトランジスタQ₁，Q₂
に対し図示の極性でダイオードD₁，D₂が並列に
接続されている（但し、ダイオードD₁，D₂は必
ずしも必要ではない）。トランジスタQ₁と並列
に、コンデンサC₁と、コンデンサC₂、チヨーク
L₁、放電灯ｌを含む振動回路Ａと、駆動トラン
スT₁の一次巻線n₁との直列回路が接続されてい
る。このような構成にて直列型インバータ回路あ
るいはハーフブリツジ型インバータ回路が構成さ
れている。 前記一次巻線n₁を有する駆動トランスT₁は二
次巻線n₂、n₃を有し、一方の二次巻線n₂はトラン
ジスタQ₁の制御抵抗R₁に接続され、他方の二次
巻線n₃はトランジスタQ₂の制御抵抗R₂に接続さ
れている。 インバータ回路には起動回路６を設けてあり、
この起動回路６は直列接続した抵抗R₃とコンデ
ンサC₃、並びに例えばダイアツクQ₃等の点弧素
子、ダイオードD₃から構成されており、抵抗R₃
とコンデンサC₃との接続点はダイアツクQ₃の一
端に接続され、その他端はトランジスタQ₂の制
御端子であるベースに接続されている。また抵抗
R₃、コンデンサC₃の接続点は、ダイオードD₃を
介してトランジスタQ₂のコレクタに接続されて
いる。 上述した回路の動作は次の通りである。即ち電
源スイツチSWがオンすると、コンデンサC₃が抵
抗R₃を介して充電される。次いで、コンデンサ
C₃の電圧がダイアツクQ₃のブレークオーバー電
圧に達するとコンデンサC₃はトランジスタQ₂の
ベース・エミツタ接合を介して放電する。この放
電によりトランジスタQ₂が初めてオンする。ト
ランジスタQ₂がオンすると駆動トランスT₁によ
り自励発振が継続され、両トランジスタQ₁，Q₂
が交互にオンオフしてチヨークL₁、コンデンサ
C₂、放電灯ｌ負荷よりなる振動回路Ａに電流を
流し、コンデンサC₂の電圧を放電灯ｌに印加し
て放電灯ｌを点灯させるものである。発振後はト
ランジスタQ₂がオンした時に抵抗R₃→ダイオー
ドD₃→トランジスタQ₂を通じて電流が流れるの
でコンデンサC₃が十分充電されず、ダイアツク
Q₃のブレークオーバー電圧まで至らず、ダイア
ツクQ₃がオフ状態になる。 ところで、このように高周波出力により点灯さ
れる放電灯ｌは正常に点灯している場合は支障が
ないが、放電灯ｌを取り外して無負荷状態にした
時には、次のような動作となる。 つまり電源スイツチSWにより電源Ｅが投入さ
れ、起動回路６によりトランジスタQ₂がオンす
る。トランジスタQ₂がオンすると、直流電源Ｅ
→コンデンサC₁→コンデンサC₂→インダクタン
スL₁→駆動トランスT₁の１次巻線n₁→トランジ
スタQ₂→直流電源Ｅを介して共振電流が流れる。 駆動トランスT₁の１次巻線n₁に電流が流れる
と、巻線n₃に電圧が誘起する。巻線n₃に誘起され
た電圧によつてトランジスタQ₂を順バイアスす
るので、トランジスタQ₂の導通が持続する。や
がて共振回路L₁，C₁，C₂、駆動トランスT₁に流
れる電流が零となり、反転すると、トランジスタ
Q₂はオフし、トランジスタQ₁がオンする。以下
この動作を繰り返し発振が継続する。 第１７図に共振電流In₁と各トランジスタQ₁，
Q₂、ダイオードD₁，D₂にどのように電流が流れ
るかを示す。また第１６図ａは、放電灯ｌが接続
されていない無負荷時のコンデンサC₂の無負荷
２次電圧を示す。第１６図ｂは無負荷時の共振電
流を示す。可飽和駆動トランスT₁によつて決定
されるインバータ回路の発振周波数X₁は、L₁，
C₁，C₂によつて決まる共振周波数より低く設定
してある。この場合、インバータ回路の負荷は容
量性になる。逆の場合は誘導性となる。従つて無
負荷時は、放電灯ｌを始動点灯するため、高い２
次電圧（コンデンサC₂の両端電圧）を得るよう
にしている。このため、共振電流も大きくなり、
トランジスタQ₁，Q₂に流れる電流も大きくなる。
この状態が長く続くとトランジスタQ₁，Q₂が破
壊に至る。また放電灯ｌの寿命末期時や、フイラ
メント切れの時も負荷が軽くなるので、無負荷時
と略同様の動作となる。 そこで本発明者らは、先に上述の点に鑑みて、
インバータ装置の無負荷状態を検出する回路を設
け、この検出回路の出力信号によりスイツチング
素子の動作を停止あるいは抑制するものを提案し
た（特願昭61−5241号参照）。第７図はその検出
回路を備えたインバータ装置の概略ブロツク図を
示すもので、ここでは電圧検出回路部１の両端電
圧e₄が、負荷である放電灯ｌが接続されている場
合にはE₁レベル、即ちe₄≒Ev／２、無負荷時に
はe₄≒０となることを利用してインバータ装置の
無負荷状態を検出し、この検出出力により出力制
御部２がスイツチング素子Q_a，スイツチング素
子Q_bのドライブ回路３を制御してスイツチング
素子Q_a，Q_bの動作を停止あるいは抑制するもの
であつた。Evは直流電源Ｅの電圧である。 ここで、第７図の回路について更に詳しく説明
する。 まず正常時において、e₄≒Ev／２になる理由
は以下の通りである。 つまり第７図回路のスイツチング素子Q_a，Q_b
の両端に現れる電圧e_a、e_bは夫々第１１図ｂ，ｃ
に示すように矩形波電圧となり、L₁−C₂直列共
振回路の両端電圧には、コンデンサC₁によつて
直流成分がカツトされた第１１図ｅに示すような
電圧e₃が供給される。尚第１１図ａは直流電源Ｅ
の電圧Evを示す。 ここでコンデンサC₁の両端電圧E_c1はe_c1＝e_a−
e₃で求まるから、コンデンサC₁の両端電圧e_c1は
第１１図ｄに示すEv／２となる。尚図において、
僅かなリツプルが含まれているが、このリツプル
はコンデンサC₁と放電灯ｌの回路の時定数C₁−
ｌの値を大きくすることにより小さくなる。更
に、電圧検出回路部１に加わる電圧e₄はe₄＝Ev−
e_c1により、それぞれ求められて第１１図ｆに示
した波形となり、e₄≒Ev／２が求まる。 次に無負荷時に、e₄≒０になる理由は以下の通
りである。 つまり無負荷時においては、コンデンサC₂の
インピーダンスがコンデンサC₁のインピーダン
スに比べて極めて大となるので、出力端子は開放
とみなすことができ、等価基本回路は第１２図の
ように書き表される。つまりコンデンサC₁と電
圧検出回路部１による充電回路が構成され、この
充電回路に直流電源Ｅにより、Evまで充電され
ることになり、各部の電圧Ev、e_c1、e₄は第１３
図ａ，ｂ，ｃに示すようになり、電圧検出回路部
１での検出電圧はe₄≒０となる。 ところが、第７図では無負荷状態の検出はでき
るが放電灯寿命末期における異常状態を検出する
ことができない。そこで本発明者等は第８図のよ
うな構成のものを提案した（特願昭61−5243号参
照）。第８図はランプ寿命末期時、電圧検出回路
部１のところに所定電圧が発生する点に着目し、
これを比較回路部４で比較し出力制御部２でスイ
ツチング素子Qa，Qbの動作を抑制或いは停止さ
せるものである。 ここで、寿命時に検出する動作について説明す
る。 つまり放電等ｌが正常点灯している状態におい
ては、電圧検出回路部１の出力が「E1」レベル
となり、この信号が比較回転部４で比較される。
この結果は更に出力制御部２に送られ、スイツチ
ング素子Q_a，Q_bを連続して駆動するが、放電灯
ｌの寿命末期時には電圧検出回路部１の出力が
「E2」又は「Ｌレベル（０）」となり、この信号
が比較回路部４で比較される。この結果を更に出
力制御部２に送つてスイツチング素子Q_a，Q_bの
動作を抑制或いは停止させる。尚E2とE1とはE2
＞E1であり、E2≒2E1となる。これについては
後述する。 次に、具体的な回路図で更に説明する。第１４
図は具体回路図を示すものである。直列に接続さ
れたトランジスタQ₁，Q₂は直流電源Ｅに対して
電源スイツチSWを介して並列に接続されてお
り、トランジスタQ₁のコレクタにはコンデンサ
C₁を介して負荷抵抗Ｒ（なお、この負荷抵抗Ｒは
放電灯ｌを抵抗と見なした場合の抵抗を示す）が
並列的に接続されている。このコンデンサC₁は
後述するように２つのトランジスタQ₁，Q₂が交
互にオン、オフ動作した時に負荷抵抗Ｒに供給す
る電圧を反転させたり、直流成分をカツトして負
荷抵抗Ｒに交流成分（高周波電力）を供給する作
用をなす。また、負荷抵抗Ｒと並列にコンデンサ
C₂が接続され、更にこのコンデンサC₂と負荷抵
抗Ｒとの接続点（コンデンサC₁の反対側）には
インダクタンスL₁が接続されている。ここに、
２つのコンデンサC₁，C₂はC₁≫C₂の関係を満た
している。 インダクタンスL₁の非負荷側の端子は駆動ト
ランスT₁の１次巻線n₁を介してトランジスタQ₁，
Q₂の接続点に接続され、更に、駆動トランスT₁
の２次巻線n₂，n₃それぞれが抵抗R₁，R₂を介し
てトランジスタQ₁，Q₂のベースの各々に接続さ
れている。また、駆動トランスT₁の２次巻線n₂，
n₃は、その極性を逆にして、トランジスタQ₁，
Q₂を交互にオン、オフさせる構成としており、
この駆動トランスT₁及びその付属回路をもつて
ドライブ回路３を構成している。コンデンサC₁
の負荷抵抗Ｒとの接続点と、直流電源Ｅの負極端
子との間には、抵抗R₅とR₆との直列回路によつ
て構成された分圧回路が設けられており、これに
よつて電圧検出回路部１が構成されている。ここ
に、抵抗R₅とR₆は負荷抵抗Ｒに対して高インピ
ーダンス値のものが選ばれている。更に、抵抗
R₅とR₆の接続点はツエナーダイオードZD₁と抵
抗R₇を介してトランジスタQ₅のベースに接続さ
れており、トランジスタQ₅のコレクタは抵抗R₅
とR₆の接続点に抵抗R₁₇を介して接続されてい
る。トランジスタQ₅のエミツタは直流電源Ｅの
負極端子側に接続してある。トランジスタQ₅、
ツエナーダイオードZD₁及びその付属回路で比較
回路部４を構成している。 更に、トランジスタQ₄のベースは抵抗R₈を介
してトランジスタQ₅のコレクタと接続され、ト
ランジスタQ₄のコレクタは抵抗R₉を介してサイ
リスタSCRのゲート端子及び抵抗R₄を介してコ
ンデンサC₁の電源側と接続されている。また、
トランジスタQ₄のエミツタはサイリスタSCRの
カソードと共通に直流電源Ｅの負極端子側に接続
されている。そして、サイリスタSCRのアノー
ドは抵抗R₃を介してコンデンサC₁の電源側に接
続されるとともに、駆動トランスT₁の巻線n₄の
一端とダイオードD₅を介してそのアノードと接
続される。駆動トランスT₁の巻線n₄の他端は直
流電源Ｅの負極端子側に接続されている。トラン
ジスタQ₄、サイリスタSCR、駆動トランスT₁の
巻線n₄、ダイオードD₅及びその付属回路で出力
制御部２を構成している。 一方、直流電源Ｅと並列に抵抗R₃とコンデン
サC₃を接続してあり、更にコンデンサC₃と抵抗
R₃の接続点と、トランジスタQ₁，Q₂の接続点と
の間には、ダイオードD₃を接続している。この
ダイオードD₃は図示するようにアノードを抵抗
R₃とコンデンサC₃の接続点に接続している。そ
して、抵抗R₃とコンデンサC₃の接続点とトラン
ジスタQ₂のベースとの間にはダイアツクQ₃を設
けてあり、これらによつてインバータ装置の起動
回路６を構成している。ここに、抵抗R₃とコン
デンサC₃の直列回路はダイアツクQ₃のトリガ回
路を構成し、ダイオードD₃はダイアツクQ₃がブ
レークオーバーした後に、直流電源Ｅから供給さ
れる電流を抵抗R₃を介してトランジスタQ₂に直
接導くバイパス回路を構成する。なお、トランジ
スタQ₁，Q₂の各々には帰還ダイオードD₁，D₂を
逆並列に接続している。 次に動作を説明する。 〈正常点灯時の動作〉 正常点灯時の場合には、第７図で説明したよう
にe₄＝Ev／２となる。 この電圧は第１４図の分圧抵抗R₅とR₆により
分圧され、その検出電圧E1は比較回路部４に送
られる。すると、比較回路部４では、ツエナーダ
イオードZD₁のツエナー電圧V_ZD1が、 V_ZD1＞E1 と設定されているため、トランジスタQ₅はオフ
になる。従つて、比較回路部４の出力端ａの電圧
は「Ｈレベル」となる。この信号は、さらに出力
制御部２に送られ、トランジスタQ₄をオンさせ
ることによつてサイリスタSCRのゲートに電流
を流さないのでサイリスタSCRはオフ状態とな
る。この場合、駆動トランスT₁の巻線n₄は巻線
n₂に帰還される電圧に影響を与えないようにして
あり、従つてトランジスタQ₂を通常通り動作さ
せることができ、インバータ回路の発振動作が継
続して行なわれることになる。 〈放電灯寿命末期の動作〉 放電灯が寿命末期になると一方のフイラメント
上の活性物質が完全に剥がれて、一方向のみの放
電による「直流点灯」となり、その極性により等
価基本回路は第１５図ａ，ｂのようになる。ここ
で、コンデンサC₁，C₂はC₁≫C₂の関係を満たし
ているので、コンデンサC₂はほとんど動作に影
響しない。 (イ) 第１５図ａの動作の場合 トランジスタQ₂がオンした場合、ループ
の電流が流れ、コンデンサC₁は図示の方向に
一挙に直流電源Ｅの電圧Ｅまで充電される。次
に、トランジスタQ₁がオンすると、コンデン
サC₁の放電電流が破線に示すようにコンデン
サC₂を通してわずかに流れるが、C₁≫C₂であ
るため、コンデンサC₁の電位はＥのままを維
持する。ここに、電圧検出回路部１の両端電圧
e₄は、 e₄＝Ev−e_c1 で求まるから、e₄の電圧は０レベルとなる。従
つて、比較回路部４の出力端ａも０レベルとな
り、出力制御部２のトランジスタQ₄はオフす
る。すると、サイリスタSCRを抵抗R₄とR₉を
介してゲート電流を与えオンさせることによつ
て、駆動トランスT₁の巻線n₄を短絡するので、
インバータ回路は発振動作を停止することにな
る。 (ロ) 第１５図ｂの動作の場合 第１５図ｂの場合においては、スイツチSW
を閉じた時、コンデンサC₁はのループによ
つて電圧検出回路部１のインピーダンスR₀を
通して図示の方向に充電される（電圧e_c1）。コ
ンデンサC₁はC₁，R₀で決められる時定数で充
電されるが、電圧検出回路部１のインピーダン
スR₀は放電灯ｌと比較すると非常に高いイン
ピーダンス値のものが選ばれているので、すぐ
にインバータ装置が発振を開始し、トランジス
タQ₁がオンすると、ループに電流が流れ、
コンデンサC₁は図示の方向に放電する。この
時、放電灯ｌのインピーダンスｒは非常な低イ
ンピーダンスであるため、コンデンサC₁は一
挙に図示の方向で電圧が零まで放電する。 次に、トランジスタQ₂がオンした場合、ル
ープで電流が流れようとするが、放電灯ｌは
図示の極性で直流点灯を行つているので、この
ループは実際は存在しない。さらに、トラン
ジスタQ₂がオフし、トランジスタQ₁がオンす
るまでの間にコンデンサC₁はループにより
僅かに充電されるが、すぐにトランジスタQ₁
がオンするので、ループによる大きな電流に
よりコンデンサC₁は図示の方向で電圧がほぼ
零まで放電する。このように、第１５図ｂの場
合コンデンサC₁の両端電圧e_c1は略零になり、
電圧検出回路部１の両端に生じる電圧e₄は直流
電源Ｅの電圧Ｅにe_c1の電圧が加わるので、e₄
＝Evとなる。 ここで、第１４図の検出用分圧抵抗R₆の電
圧E2は正常点灯時の約２倍となるので比較回
路部４のツエナーダイオードZD₁のツエナー電
圧V_ZD1を E2＞V_ZD1＞E₁（E2≒2E1） のものに選んでおけば、ツエナーダイオード
ZD₁がオンし、トランジスタQ₅もオンすること
になる。トランジスタQ₅がオンすれば、抵抗
R₁₇と、トランジスタQ₅の直列回路の両端電圧
は抵抗R₁₇の降下電圧と、トランジスタQ₅のコ
レクタ・エミツタ電圧の飽和電圧（略0.3V）
との和電圧（＝ツエナーダイオードZD₁のツエ
ナー電圧V_ZD1＋抵抗R₇の降下電圧＋トランジ
スタQ₅のベース・エミツタ間電圧）となり、
トランジスタQ₅のコレクタ・エミツタ間電圧
は略零Ｖとなる。従つてトランジスタ比較回路
部４の出力端ａはＬレベルとなるので、出力制
御部２のトランジスタQ₄はオフする。すると、
上述したように、サイリスタSCRがオンする
ので、駆動トランスT₁の巻線n₄が短絡され、
インバータ回路は発振を停止する。 以上の動作により寿命時が検出できる。 ところが上記第８図回路のような構成において
は、寿命末期でない放電灯が低温時正常に点灯し
ない場合や、放電灯の不良で電極（フイラメン
ト）が切れて電極が十分予熱されず、放電灯が正
常に点灯しない場合などに不都合が生じることが
ある。これを以下に簡単に説明する。 放電灯のフイラメントは寿命に至るまでに何等
かの衝撃などにより切れてしまうことがある。こ
のような放電等を上記の装置に使用した場合を第
９図に示す。通常、ここでは電源投入時すぐに予
熱用（フイラメト加熱用）のスイツチSWfを閉じ
ることにより、フイラメントを加熱して電子放射
を十分にし、その後スイツチSWfを開いて放電灯
ｌの両端に高電圧を印加して点灯させる。しか
し、図にも示すように破線で示す如くフイラメン
トが切れているために、フイラメントは全く加熱
されることなく放電灯ｌにすぐインバータ装置の
二次電圧が印加されるので放電灯ｌが正常に点灯
しないことがある。これは特に放電開始電圧の高
い低温時におこりやすい。このときコンデンサ
C₂の両端には放電灯ｌが正常に点灯していない
ので高い共振電圧が発生する。この時スイツチン
グ素子Q_a，Q_bには大きな共振電流が流れるため、
これが長時間継続するとスイツチング素子Q_a，
Q_bのスイツチングロスが増加して熱暴走し破壊
に至るおそれがある。 またこのとき放電灯ｌは正常点灯せず、両端に
高電圧が印加されているので、僅かに微放電を繰
り返すことになり、第１０図に示すようにコンデ
ンサC₂と並列に抵抗負荷Rgが接続されたことに
なる。このとき電圧検出回路部１の電圧e₄は e₄≒Ev／２ となる。 以上説明したように第８図の構成では低温時又
はフイラメント切断時など放電灯ｌが正常に点灯
しない時電圧検出回路部１の検出電圧E₄は正常
点灯時とほぼ等しくなるので従来の構成では検出
できない。この時、上述したようにスイツチング
素子Q_a，Q_bには大きな共振電流が流れるため、
スイツチング素子Q_a，Q_bが破壊に至るおそれが
ある。 フイラメント切れのとき検出できない理由は次
の通りである。 つまり上述したようにフイラメント切れで正常
点灯せず、微放電を繰り返すことになり、（フイ
ラメント切れで、特に低温時に起こりやすい）、
第１０図に示すようにコンデンサC₂と並列に抵
抗負荷Rgが接続されることになる。 無負荷時の場合は、上述で説明したように電圧
検出回路部１を通して電源Ｅにより、コンデンサ
C₁が電源電圧Evまで充電され、e₄≒０となる。 ところが抵抗負荷Rgが接続されているので、
スイツチング素子Q_aがオンした時、コンデンサ
C₁に充電された電圧は、Q_a→インダクタンスL₁
→抵抗負荷Rgを通して放電される。よつてコン
デンサC₁は電源電圧Evまで充電されず、第１１
図で説明した動作とほぼ同等のものとなり、電圧
検出回路部１の電圧e₄は正常点灯時と同じ、 e₄≒Ev／２ となつてしまい、区別ができず、検出ができな
い。 Figure 6 shows the circuit configuration _of an inverter device used in a conventional _discharge lamp lighting device. Q ₁ , Q ₂
Diodes D ₁ and D ₂ are connected in parallel with each other with the polarities shown (however, diodes D ₁ and D ₂ are not necessarily required). In parallel with transistor Q ₁ , capacitor C ₁ , capacitor C ₂ , and
A series circuit of an oscillating circuit A including L ₁ and a discharge lamp l, and a primary winding n ₁ of a drive transformer T ₁ is connected. A series type inverter circuit or a half bridge type inverter circuit is configured with such a configuration. The drive transformer T ₁ with said primary winding n ₁ has secondary windings n ₂ , n ₃ , one secondary winding n ₂ is connected to the control resistor R ₁ of the transistor Q ₁ and the other secondary winding The next winding n ₃ is connected to the control resistor R ₂ of the transistor Q ₂ . The inverter circuit is provided with a starting circuit 6,
This starting circuit 6 is composed of a resistor R ₃ and a capacitor C ₃ connected in series, as well as an ignition element such _as a diagonal Q ₃ and a diode D ₃ .
The connection point between the capacitor _C3 and the capacitor C3 is connected to one end of the dielectric _Q3 , and the other end is connected to the base, which is the control terminal of the transistor _Q2 . Also resistance
The connection point of R ₃ and capacitor C ₃ is connected to the collector of transistor Q ₂ via diode D ₃ . The operation of the circuit described above is as follows. That is, when the power switch SW is turned on, the capacitor _C3 is charged via the resistor _R3 . Then the capacitor
When the voltage on _C3 reaches the breakover voltage of diode _Q3 , capacitor _C3 discharges through the base-emitter junction of transistor _Q2 . This discharge turns on transistor _Q2 for the first time. When transistor Q ₂ turns on, self-oscillation is continued by drive transformer T ₁ , and both transistors Q ₁ and Q ₂
is turned on and off alternately and the capacitor _L1 is turned on and off.
A current is passed through an oscillating circuit A consisting of a load C ₂ and a discharge lamp l, and the voltage of the capacitor C ₂ is applied to the discharge lamp l to light the discharge lamp l. After oscillation, when transistor Q ₂ turns on, current flows through resistor R ₃ → diode D ₃ → transistor Q ₂ , so capacitor C ₃ is not sufficiently charged and the diode is turned on.
The breakover voltage of Q ₃ is not reached and the diagonal Q ₃ turns off. By the way, there is no problem when the discharge lamp 1, which is lit by high-frequency output, is lit normally, but when the discharge lamp 1 is removed and placed in a no-load state, the following operation occurs. That is, the power switch SW turns on the power E, and the starting circuit 6 turns on the transistor _Q2 . When transistor _Q2 turns on, the DC power supply E
→ Capacitor C ₁ → Capacitor C ₂ → Inductance L ₁ → Primary winding _n 1 of drive transformer T ₁ → Transistor Q ₂ → Resonant current flows through DC power supply E. When a current flows through the primary winding n ₁ of the drive transformer T ₁ , a voltage is induced in the winding n ₃ . The voltage induced in the winding n ₃ forward biases the transistor Q ₂ so that the transistor Q ₂ remains conductive. Eventually, the current flowing through the resonant circuits L ₁ , C ₁ , C ₂ and the drive transformer T ₁ becomes zero and reverses, causing the transistor
Q ₂ turns off and transistor Q ₁ turns on. Thereafter, this operation is repeated and oscillation continues. Figure 17 shows the resonant current In ₁ and each transistor Q ₁ ,
It shows how current flows through Q ₂ , diodes D ₁ and D ₂ . Further, FIG. 16a shows the no-load secondary voltage of the capacitor _C2 at no-load when the discharge lamp l is not connected. FIG. 16b shows the resonant current under no load. The oscillation frequency X ₁ of the inverter circuit determined by the saturable drive transformer T ₁ is L ₁ ,
It is set lower than the resonance frequency determined by C ₁ and C ₂ . In this case, the load on the inverter circuit becomes capacitive. In the opposite case, it is inductive. Therefore, when there is no load, the discharge lamp 1 is started and lit, so the high 2
I am trying to obtain the next voltage (voltage across capacitor _C2 ). Therefore, the resonant current also increases,
The current flowing through transistors Q ₁ and Q ₂ also increases.
If this state continues for a long time, transistors Q ₁ and Q ₂ will be destroyed. Also, at the end of the life of the discharge lamp l or when the filament runs out, the load becomes lighter, so the operation is almost the same as when there is no load. Therefore, in view of the above-mentioned points, the present inventors
A method was proposed in which a circuit is provided to detect the no-load state of the inverter device, and the operation of the switching elements is stopped or suppressed by the output signal of this detection circuit (see Japanese Patent Application No. 5241/1982). FIG. 7 shows a schematic block diagram of an inverter device equipped with the detection circuit. Here, the voltage _e4 across the voltage detection circuit section 1 is equal to ₁ level, that is, e ₄ ≒ Ev/2, and e ₄ ≒ 0 when there is no load, is used to detect the no-load state of the inverter device, and this detection output causes the output control unit 2 to control the switching elements Q _a and switching. The drive circuit 3 of element Q _b was controlled to stop or suppress the operation of switching elements Q _a and Q _b . Ev is the voltage of the DC power supply E. The circuit shown in FIG. 7 will now be described in more detail. First, the reason why e ₄ ≒Ev/2 under normal conditions is as follows. In other words, the switching elements Q _a , Q _b of the circuit in Figure 7
The voltages e _a and e _b appearing on both ends of are shown in Fig. 11 b and c, respectively.
The voltage becomes a rectangular wave as shown in Figure 11e, and the voltage _e3 across the L1 _{- C2} series resonant circuit is supplied with the DC component removed by the capacitor _C1 as shown in Figure 11e. . In addition, Fig. 11a shows the DC power supply E.
Indicates the voltage Ev. Here, the voltage E _c1 across capacitor C ₁ is e _c1 = e _a −
Since it is determined by e ₃ , the voltage e _c1 across the capacitor C ₁ becomes Ev/2 as shown in FIG. 11d. In addition, in the figure,
Although a slight ripple is included, this ripple is due to the time constant C ₁ − of the circuit of the capacitor C ₁ and the discharge lamp l.
It becomes smaller by increasing the value of l. Furthermore, the voltage e ₄ applied to the voltage detection circuit section 1 is e ₄ =Ev−
e _c1 , the waveform shown in FIG. 11f is obtained, and e ₄ ≈Ev/2 is obtained. Next, the reason why e ₄ ≈0 at no load is as follows. In other words, when there is no load, the impedance of capacitor C ₂ is extremely large compared to the impedance of capacitor C ₁ , so the output terminal can be considered open, and the equivalent basic circuit can be expressed as shown in Figure 12. Ru. In other words, a charging circuit is constituted by the capacitor C ₁ and the voltage detection circuit section 1, and this charging circuit is charged to Ev by the DC power supply E, and the voltages Ev, e _c1 , e ₄ of each section are the 13th
As shown in Figures a, b, and c, the detected voltage at the voltage detection circuit section 1 becomes e ₄ ≈0. However, in FIG. 7, although it is possible to detect a no-load state, it is not possible to detect an abnormal state at the end of the life of the discharge lamp. Therefore, the present inventors proposed a structure as shown in FIG. 8 (see Japanese Patent Application No. 5243/1983). Fig. 8 focuses on the point where a predetermined voltage is generated at the voltage detection circuit section 1 at the end of the lamp life.
The comparator circuit section 4 compares this, and the output control section 2 suppresses or stops the operation of the switching elements Qa and Qb. Here, the operation of detecting the end of life will be explained. That is, in a state where the discharge etc. 1 is normally lit, the output of the voltage detection circuit section 1 is at the "E1" level, and this signal is compared by the comparison rotation section 4.
This result is further sent to the output control unit 2, which continuously drives the switching elements Q _a and Q _b . However, at the end of the life of the discharge lamp l, the output of the voltage detection circuit unit 1 is at "E2" or "L level ( 0)'' and this signal is compared in the comparison circuit section 4. This result is further sent to the output control section 2 to suppress or stop the operation of the switching elements Q _a and Q _b . Furthermore, E2 and E1 are E2
>E1, and E2≒2E1. This will be discussed later. Next, further explanation will be given using a specific circuit diagram. 14th
The figure shows a specific circuit diagram. Transistors Q ₁ and Q ₂ connected in series are connected in parallel to a DC power supply E via a power switch SW, and a capacitor is connected to the collector of transistor Q _1.
A load resistor R (note that this load resistor R indicates the resistance when the discharge lamp I is regarded as a resistor) is connected in parallel via _C1 . As will be described later, this capacitor C ₁ is used to invert the voltage supplied to the load resistor R when the two transistors Q ₁ and Q ₂ are alternately turned on and off, or to cut the DC component and transfer the AC component to the load resistor R. (high frequency power). Also, a capacitor is connected in parallel with the load resistance R.
C ₂ is connected, and an inductance L ₁ is connected to the connection point between the capacitor C ₂ and the load resistor R (on the opposite side of the capacitor C ₁ ). Here,
The two capacitors C ₁ and C ₂ satisfy the relationship C ₁ ≫ C ₂ . The non-load side terminal of the inductance L ₁ is connected to the transistor Q ₁ through the primary winding n ₁ of the drive transformer T ₁ .
Connected to the connection point of Q ₂ , and furthermore, the drive transformer T ₁
The secondary windings n ₂ and n ₃ are connected to the bases of transistors Q ₁ and Q ₂ via resistors R ₁ and R ₂ , respectively. In addition, the secondary winding n ₂ of the drive transformer T ₁ ,
n ₃ has its polarity reversed, and transistors Q ₁ ,
The configuration is such that Q ₂ is turned on and off alternately.
This drive transformer _T1 and its attached circuit constitute a drive circuit 3. Capacitor C ₁
A voltage divider circuit constituted by a series circuit of resistors _R5 and _R6 is provided between the connection point with the load resistor R and the negative terminal of the DC power supply E. A voltage detection circuit section 1 is configured. Here, resistors R ₅ and R ₆ are selected to have high impedance values relative to the load resistance R. Furthermore, resistance
The connection point of R ₅ and R ₆ is connected to the base of transistor Q 5 via Zener diode ZD ₁ and resistor R ₇ , and the collector of transistor Q ₅ is connected to resistor _{R 5}
and is connected to the connection point of _R6 through a resistor _R17 . The emitter of transistor _Q5 is connected to the negative terminal side of DC power supply E. transistor _Q5 ,
The comparison circuit section 4 is composed of the Zener diode ZD ₁ and its attached circuit. Furthermore, the base of the transistor Q ₄ is connected to the collector of the transistor Q ₅ through a resistor R ₈ , the collector of the transistor Q ₄ is connected to the gate terminal of the thyristor SCR through a resistor R ₉ and to the capacitor C ₁ through a resistor R ₄ . connected to the power supply side of the Also,
The emitter of the transistor _Q4 is connected to the negative terminal side of the DC power supply E in common with the cathode of the thyristor SCR. The anode of the thyristor SCR is connected to the power supply side of the capacitor _C1 via a resistor _R3 , and is also connected to one end of the winding _n4 of the drive transformer _T1 and its anode via a diode _D5 . The other end of the winding n ₄ of the drive transformer T ₁ is connected to the negative terminal side of the DC power supply E. The output control section 2 is composed of the transistor Q ₄ , the thyristor SCR, the winding n ₄ of the drive transformer T ₁ , the diode D ₅ and its attached circuits. On the other hand, a resistor R ₃ and a capacitor C ₃ are connected in parallel with the DC power supply E, and a capacitor C ₃ and a resistor
A diode D ₃ is connected between the connection point of R ₃ and the connection point of transistors Q ₁ and Q ₂ . This diode D ₃ resists the anode as shown
Connected to the connection point of R ₃ and capacitor C ₃ . A dielectric Q ₃ is provided between the connection point of the resistor R ₃ and the capacitor C ₃ and the base of the transistor Q ₂ , and these constitute a starting circuit 6 of the inverter device. Here, the series circuit of resistor R ₃ and capacitor C ₃ constitutes a trigger circuit for diode Q ₃ , and diode D ₃ connects the current supplied from DC power supply E to resistor R ₃ after diode Q ₃ breaks over. A bypass circuit is formed that leads directly to transistor _Q2 through the transistor Q2. Note that feedback diodes D ₁ and D ₂ are connected in antiparallel to each of the transistors Q ₁ and Q ₂ . Next, the operation will be explained. <Operation during normal lighting> In the case of normal lighting, e ₄ =Ev/2 as explained in FIG. 7. This voltage is divided by voltage dividing resistors R ₅ and R ₆ shown in FIG. 14, and the detected voltage E1 is sent to the comparator circuit section 4. Then, in the comparator circuit section 4, the Zener voltage V _ZD1 of the Zener diode ZD ₁ is set as V _ZD1 > E1, so the transistor Q ₅ is turned off. Therefore, the voltage at the output terminal a of the comparator circuit section 4 becomes "H level". This signal is further sent to the output control section 2, and by turning on the transistor _Q4 , no current flows through the gate of the thyristor SCR, so that the thyristor SCR is turned off. In this case, the winding n ₄ of the drive transformer T ₁ is the winding
It is designed not to affect the voltage fed back to n ₂ , so that transistor Q ₂ can operate normally, and the oscillation operation of the inverter circuit continues. <Operation at the end of a discharge lamp's life> When a discharge lamp reaches the end of its life, the active material on one filament is completely peeled off, resulting in "DC lighting" due to discharge in only one direction.Due to its polarity, the equivalent basic circuit is shown in Figure 15. It becomes like a, b. Here, since capacitors C ₁ and C ₂ satisfy the relationship C ₁ ≫ _{C 2} , capacitor C ₂ hardly affects the operation. (a) In the case of the operation shown in FIG. 15a: When the transistor _Q2 is turned on, a loop current flows, and the capacitor _C1 is charged all at once to the voltage E of the DC power supply E in the direction shown in the figure. Next, when transistor Q ₁ turns on, the discharge current of capacitor C ₁ flows slightly through capacitor C ₂ as shown by the broken line, but since C ₁ ≫ C ₂ , the potential of capacitor C ₁ remains at E. maintain. Here, the voltage across the voltage detection circuit section 1 is
Since e ₄ is determined by e ₄ =Ev−e _c1 , the voltage of e ₄ becomes 0 level. Therefore, the output terminal a of the comparator circuit section 4 also becomes 0 level, and the transistor _Q4 of the output control section 2 is turned off. Then, by applying gate current to the thyristor SCR through resistors R ₄ and R ₉ and turning it on, the winding n ₄ of the drive transformer T ₁ is short-circuited.
The inverter circuit will stop its oscillation operation. (b) In the case of the operation shown in Figure 15b In the case of Figure 15b, the switch SW
When closed, the capacitor C ₁ is charged in the direction shown (voltage e _c1 ) through the impedance R ₀ of the voltage detection circuit 1 by the loop of. The capacitor C ₁ is charged with a time constant determined by C ₁ and R ₀ , but the impedance R ₀ of the voltage detection circuit section 1 is selected to have a very high impedance value compared to the discharge lamp l. Immediately the inverter device starts oscillating and transistor _Q1 turns on, current flows in the loop and
Capacitor C ₁ discharges in the direction shown. At this time, since the impedance r of the discharge lamp l is extremely low, the capacitor _C1 is discharged all at once in the direction shown in the figure until the voltage reaches zero. Next, when the transistor _Q2 is turned on, a current tries to flow in a loop, but since the discharge lamp 1 is lit with direct current using the polarity shown, this loop does not actually exist. Furthermore, capacitor C ₁ is slightly charged by the loop between when transistor Q ₂ turns off and when transistor Q ₁ turns on, but soon transistor Q ₁
is turned on, and the large current through the loop discharges capacitor C ₁ in the direction shown to almost zero voltage. In this way, in the case of FIG. 15b, the voltage e _c1 across the capacitor C ₁ becomes approximately zero,
The voltage e ₄ generated across the voltage detection circuit section 1 is e ₄ because the voltage e _c1 is added to the voltage E of the DC power supply E.
= Ev. Here, since the voltage E2 of the detection voltage dividing resistor R ₆ in FIG. 14 is approximately twice that of normal lighting, the Zener voltage V _ZD1 of the Zener diode ZD ₁ of the comparator circuit section 4 is E2>V _ZD1 >E ₁ (E2≒2E1), the Zener diode
ZD ₁ will turn on, and transistor Q ₅ will also turn on. If transistor _Q5 turns on, the resistor
The voltage across the series circuit of _R17 and transistor _Q5 is the drop voltage of resistor _R17 and the saturation voltage of the collector-emitter voltage of transistor _Q5 (approximately 0.3V).
(= Zener voltage V _ZD1 of Zener diode ZD ₁ + voltage drop across resistor R ₇ + base-emitter voltage of transistor Q ₅ ),
The collector-emitter voltage of transistor _Q5 is approximately zero V. Therefore, the output terminal a of the transistor comparator circuit section 4 becomes L level, so that the transistor _Q4 of the output control section 2 is turned off. Then,
As mentioned above, since the thyristor SCR is turned on, the winding n ₄ of the drive transformer T ₁ is shorted,
The inverter circuit stops oscillating. Through the above operations, the end of life can be detected. However, in a configuration like the circuit shown in Figure 8 above, a discharge lamp that is not at the end of its life may not turn on properly at low temperatures, or a faulty discharge lamp may cause the electrode (filament) to break and the electrodes may not be preheated sufficiently, causing the discharge lamp to malfunction. Inconveniences may occur if the lamp does not turn on properly. This will be briefly explained below. The filament of a discharge lamp may break due to some kind of impact before the end of its life. FIG. 9 shows a case where such discharge etc. are used in the above device. Normally, when the power is turned on, the switch SWf for preheating (for heating the filament) is closed to heat the filament and emit enough electrons, and then the switch SWf is opened to apply a high voltage to both ends of the discharge lamp l. Apply it and turn it on. However, as shown in the figure, since the filament is broken as indicated by the broken line, the filament is not heated at all and the secondary voltage of the inverter device is immediately applied to the discharge lamp l, so that the discharge lamp l does not operate normally. It may not light up. This is particularly likely to occur at low temperatures where the discharge starting voltage is high. At this time, the capacitor
Since the discharge lamp 1 is not lit normally, a high resonant voltage is generated at both ends of _C2 . At this time, a large resonant current flows through the switching elements Q _a and Q _b , so
If this continues for a long time, the switching element Q _a ,
There is a risk that the switching loss of Q _b will increase, leading to thermal runaway and destruction. Also, at this time, the discharge lamp l does not light up normally and high voltage is applied to both ends, so slight discharges occur repeatedly, and a resistive load Rg is placed in parallel with the capacitor _C2 , as shown in Figure 10. It will now be connected. At this time, the voltage e ₄ of the voltage detection circuit section 1 becomes e ₄ ≈Ev/2. As explained above, in the configuration shown in FIG. 8, when the discharge lamp 1 does not light up normally, such as at low temperatures or when the filament is cut off, the detected voltage _E4 of the voltage detection circuit section 1 is almost equal to that when it is normally lit. Undetectable. At this time, as mentioned above, a large resonant current flows through the switching elements Q _a and Q _b , so
There is a risk that the switching elements Q _a and Q _b may be destroyed. The reason why it is not possible to detect when the filament is broken is as follows. In other words, as mentioned above, if the filament breaks, the light will not turn on properly, and a slight discharge will occur repeatedly (this is likely to happen when the filament breaks, especially at low temperatures).
As shown in FIG. 10, a resistive load Rg is connected in parallel with the capacitor _C2 . In the case of no load, as explained above, the capacitor is
C ₁ is charged to the power supply voltage Ev, and e ₄ ≒0. However, since a resistive load Rg is connected,
When switching element Q _a turns on, the capacitor
The voltage charged on C ₁ is Q _a → inductance L ₁
→Discharged through resistive load Rg. Therefore, the capacitor _C1 is not charged to the power supply voltage Ev, and the 11th
The operation is almost the same as that explained in the figure, and the voltage e ₄ of the voltage detection circuit section 1 is the same as during normal lighting, e ₄ ≈Ev/2, and cannot be distinguished and cannot be detected.

【発明の目的】[Purpose of the invention]

本発明はこのような点に鑑み為されたものであ
り、その目的とするところは放電灯の各種の異常
状態及び無負荷状態を確実に検出して信頼性の高
いインバータ装置を提供することを目的とするも
のである。 The present invention has been made in view of these points, and its purpose is to provide a highly reliable inverter device by reliably detecting various abnormal states and no-load states of discharge lamps. This is the purpose.

【発明の開示】[Disclosure of the invention]

本発明は、直列に接続された２個のスイツチン
グ素子が直流電源に並列に接続され、このスイツ
チング素子のいずれか一方と並列に第１のコンデ
ンサ、インダクタンス及び放電灯を含む負荷回路
の直列回路を第１のコンデンサが直流電源の一方
の電極側になるように接続され、前記放電灯と並
列に第２のコンデンサが接続され、第１のコンデ
ンサの非電源側と前記直流電源の他方の電極側と
の間に電圧検出回路部が接続され、この電圧検出
回路部が所定値以下の電圧を検出した際に前記ス
イツチング素子の動作出力が停止されて成るイン
バータ装置において、上記スイツチング素子のス
イツチングによつて流れるスイツチング電流を検
出する電流検出回路部を介挿し、この電流検出回
路部の検出電流が所定レベル以上の時に、上記電
圧検出回路部の検出電圧が前記所定値以下となる
ように上記スイツチング素子の動作出力を停止す
る出力制御部とを備えたものである。 以下実施例にて説明する。 実施例 １ 第１図は実施例１の概略構成図を示すものであ
り、直流電源Ｅは交流電源を整流した定電圧電源
などによつて構成されている。また負荷回路は放
電灯ｌ、チヨークL₁を含むものである。ドライ
ブ回路３は２つのスイツチング素子たるトランジ
スタQ_a，Q_bをスイツチング動作させるものであ
り、負荷回路の電圧を検出する電圧検出回路部１
は負荷回路よりも高いインピーダンスの抵抗素子
などを用いた分圧回路などによつて構成されてい
る。負荷回路に流れるスイツチング電流を検出す
る電流検出回路部５は負荷回路に流れるスイツチ
ング電流を検出するもので、ドライブ回路３中の
トランスの巻線などを利用して構成されてもよ
い。そしてこれらの各検出回路部１，５が異常検
出時に発する出力を出力制御部２に送つて、出力
制御部２によつてドライブ回路３の出力を制御す
るようにしている。 次に本発明の具体的な実施例を示す。第２図は
LC直列共振回路を付加して構成した場合の具体
回路図を示しており、この実施例のインバータ装
置の基本構成は第８図回路と同様な構成を為し、
同一記号のものは同様な動作をするものである。
ここで、２つのコンデンサC₁，C₂は、C₁≫C₂の
関係を満たしている。 チヨークコイルL₁の非負荷側の端子は駆動ト
ランスの一次巻線n₁を介してトランジスタQ₁，
Q₂の接続点に接続され、更に、駆動トランスT₁
の二次巻線n₂、n₃は、その極性を逆にして、トラ
ンジスタQ₁，Q₂を交互にオンオフさせる構成と
しており、この駆動トランスT₁及びその付属回
路をもつてドライブ回路３を構成している。コン
デンサC₁の負荷回路との接続点と、直流電源Ｅ
の負極端子との間には、抵抗R₁₀，R₁₁との直流
回路によつて構成される電圧検出回路部１がダイ
オードD₈を介して接続されている。ダイオード
D₈はインバータ装置の動作時に生じるサージ電
圧等のノイズ成分を吸収し、インバータ装置の動
作を安定させるものである。ここで抵抗R₁₀，
R₁₁は負荷回路に対して高インピーダンス値のも
のが選ばれている。更に抵抗R₁₀と抵抗R₁₁との
接続点は、抵抗R₉を介してトランジスタQ₅のベ
ースに接続されており、トランジスタQ₅のコレ
クタは抵抗R₈を通じて直流の電源Vcc（たとえば
直流電源Ｅを抵抗などで分圧した電圧）に接続さ
れている。さらにトランジスタQ₄のベースはダ
イオードD₆を介して抵抗R₈とトランジスタQ₅の
コレクタの接続点に接続されている。トランジス
タQ₄，Q₅のエミツタは直流電源Ｅの負極端子側
に接続してある。トランジスタQ₄のコレクタは
ダイオードD₄を介して駆動トランスT₁に巻装し
た巻線n₄の一端と接続される。巻線n₄の他端は直
流電源Ｅの負極端子側に接続されている。而して
トランジスタQ₄，Q₅、ダイオードD₄，D₆、駆動
トランスT₁の巻線n₄及びその付属回路で出力制
御部２を構成している。電流検出回路部５は駆動
トランスT₁の巻線n₄とその一端に接続されたダ
イオードD₄と分圧用の抵抗R₄，R₅とからなつて
いる。抵抗R₄と抵抗R₅との接続点はダイオード
D₅を介してオペアンプ等からなる比較用のコン
パレータIC₁の一方の非反転入力端子に接続され
ている。コンパレータIC₁のもう一方の反転入力
端子は、基準となる電圧に接続されている。この
場合の基準電圧は直流電源Vccに接続された抵抗
R₆とツエナーダイオードZD₁により得ている。コ
ンパレータIC₁の出力端は出力制御部２のトラン
ジスタQ₄のベース端子に抵抗R₇を介して接続さ
れている。コンパレータIC₁と抵抗R₆，R₇、ツエ
ナーダイオードZD₁により比較回路部４が形成さ
れている。またコンパレータIC₁の非反転入力端
子には電圧検出回路部１の両抵抗R₁₀，R₁₁の接
続点がダイオードD₇を介して接続されている。
コンデンサC₄は平滑及び雑音防止用のコンデン
サを兼ねたものである。 而して正常点灯の場合には、電圧検出回路部１
に生じる電圧e₄はＥ／２となる（特願昭61−5241
号参照）。この電圧は第２図の分圧抵抗R₁₀，R₁₁
により分圧され、その検出電圧E₁は比較回路部
４に送られる。ここで比較回路部４では基準電圧
Vzが Vz＞E1 と設定されている。またコンパレータIC₁は非反
転入力端子の電圧Vinが反転入力端子の基準電圧
Vzより大きくなつたとき（Vin＞Vz）に、出力
端がＨレベルとなるようになつているので、この
場合はコンパレータIC₁の出力端がＬレベルとな
り、トランジスタQ₄はオフ状態となる。 電流検出回路部５では駆動トランスT₁の巻線
n₁に流れる電流を巻線n₄により検出する。巻線n₄
には交流電圧が発生するが、これをダイオード
D₄にて整流し、抵抗R₄，R₅で分圧すると抵抗R₅
の両端あるいは直流電圧E₂′が発生する。ここで
抵抗R₄，R₅のインピーダンス値はドライブ回路
３に影響を及ぼさない値とする。抵抗R₅の両端
電圧E₂′は基準電圧Vzと比較して Vz＞E₂′ と設定してあるので、コンパレータIC₁の出力端
はＬレベルとなり、トランジスタQ₄はオフ状態
となる。こうすることによつてトランジスタQ₂
が動作可能になるために、インバータ回路の発生
振動作が継続して行なわれることになる。 ここで電源スイツチSWの投入時の動作を説明
しておく。電源投入時、コンデンサC₁は電源Ｅ
により抵抗R₁₀，R₁₁を通して急速に充電される。
これによつて抵抗R₁₁の両端に電圧ｅが発生し、
トランジスタQ₅をオン状態とする。この時発生
す電圧ｅは、抵抗R₁₀，R₁₁により ｅ＜Vz の関係を満足するように設定してあるので、コン
パレータIC₁の出力端はＬレベルとなつている。
抵抗R₁₁の両端電圧ｅによりトランジスタQ₅がオ
ンしてなる期間t₁の間、トランジスタQ₄はオフと
なつているので、駆動トランスT₁の巻線n₄は開
放状態となつている。このt₁の期間に起動回路６
のダイアツクQ₃が抵抗R₃とコンデンサC₃の充電
時定数とダイアツクQ₃のブレークオーバー電圧
によつて決められる回数だけトリガーされる。こ
れによつてトランジスタQ₂がオン状態となり、
駆動トランスT₁の一次巻線n₁に電流が流れ、こ
れが巻線n₂，n₃に帰還され、トランジスタQ₁，
Q₂のスイツチングが開始されて発振が始まる。
以上が電源スイツチSWが投入され、インバータ
装置が発振に至るまでの動作説明である。 次にフイラメント切断により放電灯ｌが正常に
点灯しない以上点灯時の動作について説明する。
この異常点灯時にはトランジスタQ₁，Q₂には大
きな振動電流が流れ、駆動トランスT₁の巻線n₁
にも同様の電流が流れる。この電流を巻線n₄の出
力電圧として取り出し、ダイオードD₄で整流し
た後抵抗R₄，R₅で分圧する。 この場合、電流検出回路部５の抵抗R₅に生じ
る直流電圧は正常点灯時より揺かに大きいので、
コンパレータIC₁の出力端がＨレベルとなつて、
トランジスタQ₄がオン状態となり、駆動トラン
スT₁の巻線n₄を短絡し、発振を一旦停止させる
ことができる。更に本発明では発振が一度停止す
ると、その間にコンデンサC₁が抵抗R₁₀，R₁₁を
通して電源電圧Ｅまで充電され、電圧検出回路部
１の電圧e₄は略零となり、抵抗R₁₁の両端電圧も
Ｌレベルを維持する。このためトランジスタQ₅
はオフ状態となり、トランジスタQ₄はオン状態
を維持し、駆動トランスT₁の巻線n₄は短絡状態
となつて発振の停止を継続させることができる。
尚電流検出回路部５のみでは発振の停止は保持で
きない。これは一度発振が停止すると、コンパレ
ータIC₁の出力が“Ｌ”レベルとなり、また発振
が開始されるためである。 更に本実施例においては無負荷時、放電灯寿命
末期時の異常状態もトランジスタQ₁，Q₂に大電
流が流れるので、この電流を駆動トランスT₁の
巻線n₄で検出し、上述と同様に発振を停止させる
ことができる。また一度発振が停止すると電圧検
出回路部１により発振の停止を継続することがで
きる。 また電圧検出回路部１においても無負荷状態、
放電灯寿命末期時を検出することができ（特願昭
61−5241号、特願昭61−5243号参照）、同様に発
振の停止を継続させることができる。 実施例 ２ 第３図に実施例２に示す。ここでは第２図回路
のダイオードD₅を短絡し、ダイオードD₇を開放
としたことに特徴を備えており、電流検出回路部
５では放電灯ｌの寿命末期時、フイラメント切断
による異常点灯時の状態、並びに無負荷時を過電
流で検出して発振を停止させる。電圧検出回路部
１では放電灯ｌの寿命末期時の極性及び負負荷時
を検出し、発振を停止させ、またこの停止状態を
維持させる機能がある。 実施例 ３ 第４図は実施例３を示すもので、異常時、トラ
ンジスタQ₁，Q₂に流れる大電流をトランジスタ
Q₂のエミツタと直流電源Ｅの負極端子側に接続
したエミツタ抵抗R₁₂により検出するようにした
ものである。 実施例 ４ 第５図は実施例４を示している。この実施例４
は蛍光灯のような放電灯ｌで電源投入時、まず放
電灯ｌのフイラメントを十分加熱してから電極の
両端に電圧を印加して点灯させるものである。 電圧投入時、起動回路６が動作を始め、トラン
ジスタQ₂にパルスを印加する。また前述のよう
にコンデンサC₁は電源Ｅにより電圧検出回路部
１の抵抗R₁₀，R₁₁を通して急速に充電される。
これによつて抵抗R₁₁の両端に電圧が発生し、こ
の電圧によりトランジスタQ₇をオンさせ、トラ
ンジスタQ₆をオフ状態とし、駆動トランスT₁に
設けた巻線n₅を開放状態とする。この開放により
インバータ回路の発振動作が開始される。また本
実施例では電源投入時、予熱用のスイツチSWf
（ここではリレーRYを使用しているが半導体ス
イツチなどでもよい）を閉じた状態としているの
で、インバータ装置の発振出力により蛍光灯のよ
うな放電灯ｌのフイラメントが十分予熱され、任
意の設定時間の後、スイツチSWfを開き、放電灯
ｌの両端に二次電圧を印加して放電灯ｌを点灯さ
せる。この設定時間はタイマー用ICやデイスク
リート部品で組んだタイマーなどでもよいが、こ
の実施例ではオペアンプで形成されたコンパレー
タIC₂によつて予熱時間を得ている。コンパレー
タIC₂の反転入力端子には直流電源Vccを抵抗
R₁₂，R₁₃で分圧したものを基準電圧V_Rとして入
力される。コンパレータIC₂の非反転入力端子に
は抵抗R₁₄とコンデンサC₅による充電回路との接
続点の電圧Viが入力される。 電源投入時はコンデンサC₅が充電されていな
いので、 Vi＜V_R となり、コンパレータIC₂の出力端はＬレベル
（零電位）となり、トランジスタQ₅はオフ状態と
なる。ここでスイツチSWfは常閉型のリレーRY
を使用しているので、放電灯ｌはフイラメントが
予熱される。やがてコンデンサC₅が抵抗R₁₄によ
り充電され、Vi＞V_Rになると、コンパレータIC₂
の出力端はＨレベル（この場合はVcc）となり、
トランジスタQ₅がオン状態になる。するとリレ
ーRYの接点であるスイツチSWfが開いて放電灯
ｌが点灯する。電源投入後、スイツチSWfがオン
している時間はC₅，R₁₄の時定数または抵抗R₁₂，
R₁₃により基準電圧V_Rを変えることにより、任意
に設定することができる。 次に本実施例においても電流検出回路部５すな
わち駆動トランスT₁の巻線n₄の電圧をダイオー
ドD₄により整流し、抵抗R₄，R₅により分圧して
検出して、放電灯ｌの正常点灯および異常時を比
較ている。比較回路部４としては、オペアンプか
らなるコンパレータIC₁等を使用している。コン
パレータIC₁の反転入力端子には基準電圧Vzが入
力されている。この場合はツエナーダイオードに
より基準電圧をつくつているが、電池などでもよ
い。コンパレータIC₁の非反転入力端子には電流
検出回路部５の検出電圧Vinが入力される。放電
灯ｌが正常点灯時及び予熱時は検出電圧Vinが低
く、 Vin＜Vz であるため、コンパレータIC₁の出力端はＬレベ
ルになつている。しかし、放電灯ｌの寿命末期な
どトランジスタQ₁，Q₂に大電流が流れる時には、
駆動トランスT₁の巻線n₁にも大電流が流れ、巻
線n₄に発生する電圧が増大する。そこで検出電圧
Vinは Vin＜Vz になる。コンパレータIC₁の出力端はＨレベルに
なり、トランジスタQ₄がオンしてコンデンサC₅
が放電される。コンパレータIC₂の非反転入力端
子は電位が零となるので、コンパレータIC₂の出
力はＬレベルとなつて、トランジスタQ₅はオフ
し、スイツチSWfが閉じ、予熱の状態になる。予
熱の状態はインバータ装置のトランジスタQ₁，
Q₂に流れる電流が小さくなり、装置にはなんら
影響を及ぼさない。予熱モードでは駆動トランジ
スタT₁の巻線n₄により検出される検出電圧Vinは
低下し、 Vin＜Vz になるのでコンパレータIC₁の出力端はＬレベル
になり、トランジスタQ₄はオフする。トランジ
スタQ₄がオフするとコンデンサC₅が抵抗R₁₄によ
り充電されるので Vi＜V_R となり、コンパレータIC₁の出力端はＨレベルと
なり、トランジスタQ₅がオンしてスイツチSWf
が開く。放電灯ｌが異常状態（寿命末期など）の
時は、上記の動作を繰り返し、インバータ装置が
保護される。予熱モードと点灯モードを繰り返す
わけである。 次にフイラメント断線時における動作について
説明する。フイラメントが断線していると、電源
投入時、スイツチSWfが閉じていてもフイラメン
トは全く予熱されない。この時、放電灯ｌにはイ
ンバータ装置の二次電圧が印加されるが、フイラ
メントが十分予熱されていないので、放電灯ｌは
正常に点灯しないことがある。この場合駆動トラ
ンスT₁の巻線n₁には大電流が流れるので、電流
検出回路部５の巻線n₄による検出電圧Vinは Vin＜Vz となり、コンパレータIC₁の出力端はＨレベルに
なり、コンデサC₅の充電電荷が放電されてリセ
ツトされ、コンパレータIC₂の出力端がＬレベル
となり、スイツチSWfが閉じる。しかし、放電灯
ｌのフイラメントが切れているため予熱モードに
はならず、トランジスタQ₁，Q₂には過電流が流
れ続けて破壊に至る。そこで、本実施例において
は、コンパレータIC₁の出力端のＨレベルの信号
により、ダイオードD₉、抵抗R₁₅を介してコンデ
ンサC₆を充電し、その充電電圧でトランジスタ
Q₈をオンさせて強制的に電圧検出回路部１の抵
抗R₁₁の両端電圧を零電位にし、トランジスタQ₇
をオフ、トランジスタQ₆をオンとすることによ
り、巻線n₅を短絡し、インバータ装置の発振を停
止させる。発振が停止すると、コンデンサC₁が
電源電圧Evまで抵抗R₁₀，R₁₁により充電される
ので、電圧検出回路部１の電圧ｅは零となり、ト
ランジスタQ₇はオフ、トランジスタQ₆はオンと
なり、巻線n₅短絡されて発振の停止が継続され
る。発振停止後、第８図における起動回路６は動
作し、トランジスタQ₂にパルスが印加されるが、
駆動トランスT₁の巻線n₅が短絡されているので、
トランジスタQ₁，Q₂のベースに帰還されずに発
振には至らない。コンデンサC₇，C₈はインバー
タ装置の雑音防止用であり、両者の接続点が器具
を介して電源Ｅのアースに接続されている。コン
デンサC₈はなくても同等の効果が得られる。尚
ツエナーダイオードZD₂は定電圧の電源を得るた
めのツエナーダイオードであり、コンデンサC₄
は平滑コンデンサである。また抵抗R₁₆は降圧用
抵抗である。 In the present invention, two switching elements connected in series are connected in parallel to a DC power supply, and a series circuit of a load circuit including a first capacitor, an inductance, and a discharge lamp is connected in parallel to one of the switching elements. A first capacitor is connected to one electrode side of the DC power source, a second capacitor is connected in parallel with the discharge lamp, and the non-power side of the first capacitor and the other electrode side of the DC power source are connected. In an inverter device, a voltage detection circuit is connected between the inverter and the inverter, and when the voltage detection circuit detects a voltage below a predetermined value, the operating output of the switching element is stopped. A current detection circuit section is inserted to detect the switching current flowing through the switching element, and when the current detection circuit section detects the switching current flowing through the switching element, the switching element and an output control section that stops the operation output of the controller. This will be explained below using examples. Embodiment 1 FIG. 1 shows a schematic configuration diagram of Embodiment 1, in which the DC power source E is constituted by a constant voltage power source obtained by rectifying an AC power source. Further, the load circuit includes a discharge lamp 1 and a yoke _L1 . The drive circuit 3 switches two switching elements, transistors Q _a and Q _b , and includes a voltage detection circuit section 1 that detects the voltage of the load circuit.
is constructed from a voltage divider circuit using a resistor element with higher impedance than the load circuit. The current detection circuit unit 5 detects the switching current flowing in the load circuit, and may be configured using a winding of a transformer in the drive circuit 3 or the like. The outputs generated by each of these detection circuit sections 1 and 5 when an abnormality is detected are sent to the output control section 2, and the output of the drive circuit 3 is controlled by the output control section 2. Next, specific examples of the present invention will be shown. Figure 2 is
A specific circuit diagram is shown in which an LC series resonant circuit is added, and the basic configuration of the inverter device of this embodiment is the same as the circuit in FIG. 8,
Items with the same symbol have similar operations.
Here, the two capacitors C ₁ and C ₂ satisfy the relationship C ₁ ≫C ₂ . The non-load side terminal of the choke coil L ₁ is connected to the transistor Q ₁ through the primary winding n ₁ of the drive transformer.
Connected to the connection point of Q ₂ , and furthermore, the drive transformer T ₁
The secondary windings n ₂ and n ₃ are configured to have their polarities reversed to turn on and off the transistors Q ₁ and Q ₂ alternately, and the drive circuit 3 is configured with this drive transformer T ₁ and its attached circuit. It consists of Connection point of capacitor _C1 with load circuit and DC power supply E
A voltage detection circuit unit 1 constituted by a DC circuit including resistors R ₁₀ and R ₁₁ is connected to the negative terminal of the voltage detection circuit 1 via a diode D ₈ . diode
_D8 absorbs noise components such as surge voltages that occur during the operation of the inverter device, and stabilizes the operation of the inverter device. Here resistance R ₁₀ ,
_R11 is chosen to have a high impedance value for the load circuit. Further, the connection point between the resistor _R10 and the resistor _R11 is connected to the base of the transistor _Q5 via the resistor _R9 , and the collector of the transistor _Q5 is connected to the DC power supply Vcc (for example, the DC power supply E) through the resistor _R8 . (voltage divided by a resistor, etc.). Furthermore, the base of transistor Q ₄ is connected via a diode D ₆ to the connection point of resistor R ₈ and the collector of transistor Q ₅ . The emitters of transistors Q ₄ and Q ₅ are connected to the negative terminal side of DC power supply E. The collector of transistor Q ₄ is connected via diode D ₄ to one end of winding n ₄ wound around drive transformer T ₁ . The other end of the winding _n4 is connected to the negative terminal side of the DC power supply E. The output control unit 2 is composed of the transistors Q ₄ and Q ₅ , the diodes D ₄ and D ₆ , the winding n ₄ of the drive transformer T ₁ and its attached circuits. The current detection circuit section 5 includes a winding _n4 of a drive transformer _T1 , a diode D4 connected to one end of the winding _n4 , and voltage dividing resistors _R4 and _R5 . The connection point between resistor _R4 and resistor _R5 is a diode
It is connected via D ₅ to one non-inverting input terminal of a comparison comparator IC ₁ consisting of an operational amplifier or the like. The other inverting input terminal of comparator IC ₁ is connected to a reference voltage. In this case, the reference voltage is a resistor connected to the DC power supply Vcc.
Obtained by R ₆ and Zener diode ZD ₁ . The output terminal of the comparator IC ₁ is connected to the base terminal of the transistor Q ₄ of the output control section 2 via a resistor R ₇ . A comparison circuit section 4 is formed by the comparator IC ₁ , resistors R ₆ and R ₇ , and Zener diode ZD ₁ . Further, the non-inverting input terminal of the comparator IC ₁ is connected to the connection point between the resistors R ₁₀ and R ₁₁ of the voltage detection circuit section 1 via a diode D ₇ .
Capacitor _C4 also serves as a smoothing and noise prevention capacitor. In the case of normal lighting, the voltage detection circuit section 1
The voltage _e4 generated at
(see issue). This voltage is applied to the voltage dividing resistors R ₁₀ and R ₁₁ in Figure 2.
The detected voltage _E1 is sent to the comparator circuit section 4. Here, in the comparator circuit section 4, the reference voltage
Vz is set as Vz>E1. Also, in comparator IC ₁ , the voltage Vin at the non-inverting input terminal is the reference voltage at the inverting input terminal.
Since the output terminal becomes H level when the voltage becomes larger than Vz (Vin>Vz), in this case, the output terminal of the comparator IC ₁ becomes L level, and the transistor Q ₄ is turned off. In the current detection circuit section 5, the winding of the drive transformer _T1
The current flowing through _n1 is detected by winding _n4 . winding n ₄
An alternating current voltage is generated, which is connected to a diode.
When rectified by D ₄ and divided by resistors R ₄ and R ₅ , the resistor R ₅
A DC voltage E ₂ ' is generated across the terminal. Here, the impedance values of the resistors R ₄ and R ₅ are set to values that do not affect the drive circuit 3. Since the voltage E ₂ ' across the resistor R ₅ is compared with the reference voltage Vz and set as Vz>E ₂ ', the output terminal of the comparator IC ₁ becomes L level and the transistor Q ₄ is turned off. By doing this transistor Q ₂
Since the inverter circuit becomes operable, the generated vibration operation of the inverter circuit continues. Here, we will explain the operation when the power switch SW is turned on. When power is turned on, capacitor _C1 is connected to power supply E
is rapidly charged through resistors R ₁₀ and R ₁₁ .
This generates a voltage e across the resistor _R11 ,
Turn on transistor _Q5 . Since the voltage e generated at this time is set by the resistors R ₁₀ and R ₁₁ to satisfy the relationship e<Vz, the output terminal of the comparator IC ₁ is at L level.
During the period _t1 in which the transistor _Q5 is turned on due to the voltage e across the resistor _R11 , the transistor _Q4 is turned off, so the winding _n4 of the drive transformer _T1 is in an open state. During this period of t ₁ , the starting circuit 6
diac Q ₃ is triggered a number of times determined by the charging time constant of resistor R ₃ and capacitor C ₃ and the breakover voltage of diac Q ₃ . This turns transistor _Q2 on,
A current flows through the primary winding n ₁ of the drive transformer T ₁ and is fed back to the windings n ₂ and n ₃ , and the transistors Q ₁ and
Switching of _Q2 starts and oscillation begins.
The above is an explanation of the operation from when the power switch SW is turned on until the inverter device starts oscillating. Next, a description will be given of the operation when the discharge lamp 1 does not light up normally due to filament breakage.
During this abnormal lighting, a large oscillating current flows through transistors Q ₁ and Q ₂ , and winding n ₁ of drive transformer T ₁
A similar current flows through This current is taken out as the output voltage of winding n ₄ , rectified by diode D ₄ , and then divided by resistors R ₄ and R ₅ . In this case, the DC voltage generated across the resistor R5 of the current detection circuit section ₅ is much higher than that during normal lighting, so
The output terminal of comparator IC ₁ becomes H level,
Transistor Q ₄ turns on, shorting winding n ₄ of drive transformer T ₁ and temporarily stopping oscillation. Furthermore, in the present invention, once the oscillation stops, the capacitor C ₁ is charged to the power supply voltage E through the resistors R ₁₀ and R ₁₁ during that time, the voltage e ₄ of the voltage detection circuit section 1 becomes approximately zero, and the voltage across the resistor R ₁₁ increases. Also maintains L level. For this transistor Q ₅
turns off, transistor Q ₄ remains on, winding n ₄ of drive transformer T ₁ becomes short-circuited, and oscillation can continue to stop.
Note that the current detection circuit section 5 alone cannot maintain the stoppage of oscillation. This is because once the oscillation stops, the output of the comparator _IC1 goes to "L" level and the oscillation starts again. Furthermore, in this embodiment, a large current flows through the transistors Q ₁ and Q ₂ even in an abnormal state at the time of no load and at the end of the life of the discharge lamp, so this current is detected by the winding n ₄ of the drive transformer T ₁ and the above-mentioned process is performed. Similarly, oscillation can be stopped. Further, once the oscillation is stopped, the voltage detection circuit section 1 can continue to stop the oscillation. In addition, the voltage detection circuit section 1 is also in a no-load state,
It is possible to detect the end of the discharge lamp life.
61-5241 and Japanese Patent Application No. 61-5243), it is possible to continue stopping the oscillation in the same way. Example 2 Example 2 is shown in FIG. This circuit is characterized by short-circuiting diode D ₅ and opening diode D ₇ in the circuit shown in Figure 2, and the current detection circuit section 5 detects abnormal lighting conditions at the end of the life of the discharge lamp 1 or when the filament is cut. Detects the state and no-load state using overcurrent and stops oscillation. The voltage detection circuit section 1 has a function of detecting the polarity of the discharge lamp 1 at the end of its life and the time of a negative load, stopping oscillation, and maintaining this stopped state. Embodiment 3 Figure 4 shows Embodiment 3, in which the large current flowing through transistors Q 1 and Q 2 is transferred to transistors Q ₁ and Q ₂ during an abnormality.
Detection is performed using an emitter resistor _R12 connected to the emitter of _Q2 and the negative terminal side of the DC power supply E. Example 4 FIG. 5 shows Example 4. This example 4
In a discharge lamp l such as a fluorescent lamp, when the power is turned on, the filament of the discharge lamp l is first sufficiently heated, and then a voltage is applied to both ends of the electrodes to turn on the lamp. When the voltage is applied, the starting circuit 6 starts operating and applies a pulse to the transistor _Q2 . Further, as described above, the capacitor C ₁ is rapidly charged by the power supply E through the resistors R ₁₀ and R ₁₁ of the voltage detection circuit section 1.
This generates a voltage across the resistor _R11 , which turns on the transistor _Q7 , turns off the transistor _Q6 , and opens the winding _n5 provided in the drive transformer _T1 . This release starts the oscillation operation of the inverter circuit. In addition, in this embodiment, when the power is turned on, the preheating switch SWf is
(Relay RY is used here, but a semiconductor switch or the like may also be used) is closed, so the oscillation output of the inverter sufficiently preheats the filament of the discharge lamp L such as a fluorescent lamp, allowing you to set the desired time. After that, switch SWf is opened and a secondary voltage is applied to both ends of the discharge lamp 1 to light the discharge lamp 1. This setting time may be determined by a timer IC or a timer constructed from discrete components, but in this embodiment, the preheating time is obtained by a comparator IC ₂ formed of an operational amplifier. The DC power supply Vcc is connected to the inverting input terminal of comparator IC ₂ .
The voltage divided by R ₁₂ and R ₁₃ is input as the reference voltage _VR . The voltage Vi at the connection point between the resistor R ₁₄ and the charging circuit formed by the capacitor C ₅ is input to the non-inverting input terminal of the comparator IC ₂ . Since the capacitor _C5 is not charged when the power is turned on, Vi<V _R , the output terminal of the comparator _IC2 becomes L level (zero potential), and the transistor _Q5 is turned off. Here, switch SWf is a normally closed relay RY
The filament of the discharge lamp l is preheated. Eventually capacitor C ₅ is charged by resistor R ₁₄ and when Vi>V _R , comparator IC ₂
The output terminal of becomes H level (Vcc in this case),
Transistor _Q5 turns on. Then, switch SWf, which is the contact point of relay RY, opens and discharge lamp l lights up. After the power is turned on, the time that switch SWf is on is determined by the time constant of C ₅ , R ₁₄ or resistor R ₁₂ ,
By changing the reference voltage V _R using _R13 , it can be set arbitrarily. Next, in this embodiment as well, the voltage of the current detection circuit section 5, that is, the winding n ₄ of the drive transformer T ₁ is rectified by the diode D ₄ , divided by the resistors R ₄ and R ₅ , and detected. Normal lighting and abnormal lighting are compared. As the comparison circuit section 4, a comparator IC ₁ made of an operational amplifier is used. A reference voltage Vz is input to the inverting input terminal of the comparator IC ₁ . In this case, a Zener diode is used to generate the reference voltage, but a battery or the like may also be used. The detection voltage Vin of the current detection circuit unit 5 is input to the non-inverting input terminal of the comparator IC ₁ . When the discharge lamp 1 is normally lit and preheated, the detection voltage Vin is low and Vin<Vz, so the output terminal of the comparator IC ₁ is at L level. However, when a large current flows through the transistors Q ₁ and Q ₂ , such as at the end of the life of the discharge lamp l,
A large current also flows through the winding n ₁ of the drive transformer T ₁ and the voltage generated in the winding n ₄ increases. Therefore, the detection voltage
Vin becomes Vin<Vz. The output terminal of comparator IC ₁ becomes H level, transistor Q ₄ turns on, and capacitor C ₅
is discharged. Since the potential of the non-inverting input terminal of comparator IC ₂ becomes zero, the output of comparator IC ₂ becomes L level, transistor Q ₅ is turned off, switch SWf is closed, and a preheating state is entered. The preheating state is the transistor Q ₁ of the inverter device,
The current flowing through Q ₂ becomes small and has no effect on the device. In the preheating mode, the detection voltage Vin detected by the winding _n4 of the drive transistor _T1 decreases and Vin<Vz, so the output terminal of the comparator _IC1 becomes L level and the transistor _Q4 is turned off. When transistor _Q4 is turned off, capacitor _C5 is charged by resistor _R14 , so Vi<V _R , the output terminal of comparator _IC1 becomes H level, transistor _Q5 is turned on, and switch SWf
opens. When the discharge lamp l is in an abnormal state (such as at the end of its life), the above operation is repeated to protect the inverter device. The preheating mode and lighting mode are repeated. Next, the operation when the filament is broken will be explained. If the filament is disconnected, the filament will not be preheated at all when the power is turned on, even if switch SWf is closed. At this time, the secondary voltage of the inverter device is applied to the discharge lamp l, but since the filament is not sufficiently preheated, the discharge lamp l may not light up normally. In this case, since a large current flows through the winding n ₁ of the drive transformer T ₁ , the detection voltage Vin by the winding n ₄ of the current detection circuit section 5 becomes Vin<Vz, and the output terminal of the comparator IC ₁ becomes H level. , the charge in capacitor _C5 is discharged and reset, the output terminal of comparator _IC2 becomes L level, and switch SWf is closed. However, since the filament of the discharge lamp L is broken, the preheating mode cannot be entered, and an overcurrent continues to flow through the transistors Q ₁ and Q ₂ , leading to their destruction. Therefore, in this embodiment, the capacitor C 6 is charged via the diode D ₉ and the resistor R ₁₅ by the H level signal at the output terminal of the comparator IC ₁ , and the charging voltage is used to charge the capacitor C ₆ .
Turn on _Q8 to force the voltage across resistor _R11 of voltage detection circuit section 1 to zero potential, and transistor _Q7
By turning off transistor _Q6 and turning on transistor Q6, winding _n5 is shorted and the oscillation of the inverter device is stopped. When the oscillation stops, the capacitor _C1 is charged to the power supply voltage Ev by the resistors _R10 and _R11 , so the voltage e of the voltage detection circuit section 1 becomes zero, the transistor _Q7 is turned off, and the transistor _Q6 is turned on. Winding _N5 is shorted and oscillation continues to stop. After the oscillation stops, the starting circuit 6 in FIG. 8 operates and a pulse is applied to the transistor _Q2 .
Since the winding n ₅ of the drive transformer T ₁ is shorted,
It is not fed back to the bases of transistors Q ₁ and Q ₂ and oscillation does not occur. The capacitors C ₇ and C ₈ are used to prevent noise in the inverter device, and their connection point is connected to the ground of the power source E via a device. The same effect can be obtained without the capacitor _C8 . The Zener diode ZD ₂ is a Zener diode for obtaining a constant voltage power supply, and the capacitor C ₄
is a smoothing capacitor. Further, the resistor _R16 is a step-down resistor.

【発明の効果】【Effect of the invention】

本発明は以上のように構成したインバータ装置
において、負荷回路電圧を検出する電圧検出回路
部と、上記スイツチング素子のスイツチングによ
つて流れるスイツチング電流を検出する電流検出
回路部と、一定以上の電流検出に対応する該電流
検出回路部の出力もしくは負荷回路の電圧が略零
になつた時に対応する電圧検出回路部の検出出力
が入力すると上記スイツチング素子のスイツチン
グ動作を停止させる出力制御部とを備えたもの
で、放電灯のフイラメント切れ等による異常点灯
状態や、無負荷状態を確実に検出することができ
るものであつて、一度発振が停止すれば、電圧検
出回路部のラツチ機能により発振の停止を保持で
きるためスイツチング素子のスイツチングロスに
よる破壊を未然に防止でき、高い信頼性が得られ
るという効果を奏する。 The present invention provides an inverter device configured as described above, which includes a voltage detection circuit section that detects a load circuit voltage, a current detection circuit section that detects a switching current flowing due to switching of the switching element, and a current detection circuit section that detects a current exceeding a certain level. and an output control section that stops the switching operation of the switching element when the output of the current detection circuit section corresponding to the current detection circuit section or the detection output of the corresponding voltage detection circuit section is input when the voltage of the load circuit becomes approximately zero. This is a device that can reliably detect abnormal lighting conditions due to filament burnout in the discharge lamp, as well as no-load conditions. Since it can be held, it is possible to prevent the switching element from being destroyed by switching loss, resulting in the effect that high reliability can be obtained.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は本発明の実施例１の概略回路構成図、
第２図は同上の具体回路図、第３図は本発明の実
施例２の具体回路図、第４図は本発明の実施例３
の具体回路図、第５図は本発明の実施例４の具体
回路図、第６図は従来例の具体回路図、第７図、
第８図は改良された従来例の概略回路構成図、第
９図は同上の動作説明用の等価回路図、第１０図
はグロー放電時の動作説明用の第７図図示の従来
例回路の等価回路図、第１１図は第７図回路の動
作説明用波形図、第１２図は第７図回路の無負荷
時の等価基本回路図、第１３図は第１２図の動作
説明図、第１４図は第８図回路の動作説明用の具
体回路図、第１５図は同上の動作説明図、第１６
図は第６図回路の動作説明図、第１７図は第６図
回路の動作説明用波形図であり、ｌは放電灯、１
は電圧検出回路部、５は電流検出回路部、Q₁，
Q₂はトランジスタ、Qa，Qbはスイツチング素
子、C₁、C₂はコンデンサ、L₁はチヨークである。 FIG. 1 is a schematic circuit configuration diagram of Embodiment 1 of the present invention,
FIG. 2 is a specific circuit diagram of the same as above, FIG. 3 is a specific circuit diagram of Embodiment 2 of the present invention, and FIG. 4 is a specific circuit diagram of Embodiment 3 of the present invention.
5 is a specific circuit diagram of the fourth embodiment of the present invention, FIG. 6 is a specific circuit diagram of the conventional example, FIG.
FIG. 8 is a schematic circuit configuration diagram of an improved conventional example, FIG. 9 is an equivalent circuit diagram for explaining the operation of the same as above, and FIG. 10 is a diagram of the conventional example circuit shown in FIG. 7 for explaining the operation during glow discharge. Equivalent circuit diagram, Fig. 11 is a waveform diagram for explaining the operation of the circuit in Fig. 7, Fig. 12 is an equivalent basic circuit diagram of the circuit in Fig. 7 at no load, Fig. 13 is a diagram for explaining the operation of Fig. 12, Figure 14 is a specific circuit diagram for explaining the operation of the circuit in Figure 8, Figure 15 is a diagram explaining the same operation, and Figure 16 is
The figure is a diagram explaining the operation of the circuit in Figure 6, and Figure 17 is a waveform diagram for explaining the operation of the circuit in Figure 6.
is a voltage detection circuit section, 5 is a current detection circuit section, Q ₁ ,
Q ₂ is a transistor, Qa and Qb are switching elements, C ₁ and C ₂ are capacitors, and L ₁ is a chain yoke.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １ 直列に接続された２個のスイツチング素子が
直流電源に並列に接続され、このスイツチング素
子のいずれか一方と並列に第１のコンデンサ、イ
ンダクタンス及ひ放電灯を含む負荷回路の直列回
路を第１のコンデンサが直流電源の一方の電極側
になるように接続され、前記放電灯と並列に第２
のコンデンサが接続され、第１のコンデンサの非
電源側と前記直流電源の他方の電極側との間に電
圧検出回路部が接続され、この電圧検出回路部が
所定値以下の電圧を検出した際に前記スイツチン
グ素子の動作出力が停止されて成るインバータ装
置において、上記スイツチング素子のスイツチン
グによつて流れるスイツチング電流を検出する電
流検出回路部を介挿し、この電流検出回路部の検
出電流が所定レベル以上の時に、上記電圧検出回
路部の検出電圧が前記所定値以下となるように上
記スイツチング素子の動作出力を停止する出力制
御部とを備えたことを特徴とするインバータ装
置。1 Two switching elements connected in series are connected in parallel to a DC power supply, and a series circuit of a load circuit including a first capacitor, an inductance, and a discharge lamp is connected in parallel to one of the switching elements. A second capacitor is connected to one electrode side of the DC power supply, and a second capacitor is connected in parallel with the discharge lamp.
A voltage detection circuit is connected between the non-power supply side of the first capacitor and the other electrode side of the DC power supply, and when this voltage detection circuit detects a voltage equal to or lower than a predetermined value, In an inverter device in which the operating output of the switching element is stopped, a current detection circuit section for detecting a switching current flowing due to switching of the switching element is inserted, and when the current detected by the current detection circuit section is equal to or higher than a predetermined level. An inverter device comprising: an output control unit that stops the operational output of the switching element so that the voltage detected by the voltage detection circuit unit becomes equal to or less than the predetermined value at the time of .