JPH043632A - 無線通信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明はワイヤレスホン等の音声用の無線通信装置に
関する。

「従来の技術」 最近、工場やオフィス等の室内において音声信号の通信
を行う、いわゆるコンシューマ通信の需要が増大してい
る。

しかし、工場やオフィス等は、伝送環境が劣悪であるた
め、無線通信による音声の伝送は行われず、その代わり
に、例えば、遠赤外線を用いた伝送、あるいは、有線通
信による伝送等が行われる。

しかし、遠赤外線を用いて音声を伝送する場合、伝送経
路の途中に遮蔽物があると通信が途切れてしまうという
欠点がある。

また、有線通信を利用する場合、室内にケーブルを配設
しなければならず、設備に費用がかかり過ぎるという問
題がある。

ところで、音声信号をパルス符号変Ｅ１ｍ（Ｐｕｌｓｅ
Ｃｏｄｅ　Ｍ　ｏｄｕｌａｔｉｏｎ、以下、ＰＣＭとい
う）して無線通信を行うと、 ■歪みや雑音に強い。

■大きなグイナミソクレンジがとれる。

■伝送路の性能に影響されない。

といった利点があるため、工場やオフィス等における音
声の伝送方式として期待される。

「発明が解決しようとする課題」 さて、我が国の電波法においては、簡易な無線設備とし
て、簡単な手続きで利用できる微小電力無線設備（電力
的１０ｍＷ）と、免許を要しない微弱無線設備とが規定
されている。

そして、これらの無線設備は共に、使用者が無免許で利
用することができる。

このうち、微小電力無線設備は、その通信距離は約ｌｏ
ｏｍと比較的長いが、使用周波数、変調方式および用途
等が技術基準として制度化されており、ＰＣＭ音声デー
タを通信することができない。

一方、微弱無線設備は、変調方式等の技術基準が制度化
されておらず、使用する上での自由度が高いため、ＰＣ
Ｍ音声データを通信することができる。従って、工場や
オフィス等においてＰＣＭ音声データを通信するには、
無線設備として、微弱無線設備を設置することが有利で
ある。しかし、従来用いられている周波数変調（Ｆ　ｒ
ｅｑｕｅｎｃｙ　Ｓ　ｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）や位相
変調（Ｐ　ｈａｓｅ　Ｓ　ｈｉｆｔ　Ｋ　ｅｙｉｎｇ）
等の変調方式による微弱無線設備は、その通信距離が約
１０ｍと短く、工場やオフィス等の比較的広い室内に適
していないという問題があった。

この発明は上述した事情に鑑みてなされたもので、微弱
無線設備としての基準を満足し、かつ、ＰＣＭ音声デー
タを遠方まで伝送することができる無線通信装置を提供
することを目的としている。

「課題を解決するための手段」 この発明は、微弱無線設備における無線通信装置であっ
て、ＰＣＭ音声データを拡散符号でスペクトル拡散した
信号により搬送波を変調して送出するスペクトル拡散送
信機と、受信された信号を前記拡散符号を用いて前記Ｐ
ＣＭ音声データに復調するスペクトル拡散受信機とを具
備することを特徴としている。

「作用」 この発明によれば、ＰＣＭ音声データは、送信機におい
て、拡散符号でスペクトル拡散され、その結果得られる
信号により搬送波が変調されて送出される。

そして、受信機において、受信された信号は、前記拡散
符号を用いて前記ＰＣＭ音声データに復調される。

このように、広い周波数範囲に電力密度を拡散させて信
号の伝送を行うようにしたので、許容電力が微弱である
場合においても通信距離を延ばすことができる。

「実施例」 以下、図面を参照してこの発明の一実施例について説明
する。第１図および第２図はそれぞれこの発明の一実施
例による無線通信装置を適用したスペクトル拡散送信機
および受信機の構成を示すブロック図である。

第１図の送信機において、１は所定の周波数のクロック
φ０を出力する発振回路、２はクロックφ。を所定の分
周比で分周し、ＰＣＭ音声データＤ６の転送レートに一
致した周波数のクロックφ１を出力する分周回路、３は
ＰＣＭ音声データＤ。

が入力される入力端子である。この実施例においては、
クロックφ。の周波数を３０．７２ＭＨｚとし、クロッ
クφ。をＩ／１５分周することにより、ＰＣＭ音声デー
タＤ、、の転送レートに対応した周波数２．０４８ＭＨ
ｚのクロックφ、を生成している。また、４は信号処理
回路であり、ＰＣＭ音声データＤ、に同期信号あるいは
エラー検出信号等を付加したり、インターリーブ処理等
を施して送信データＤｂを生成し、この送信データＤｂ
をクロックφ、に同期して出力する。

また、５は差動符号化回路であり、第３図にその具体的
な回路図を示す。排他的オアゲート６は、一方の入力端
に送信データＤ、が与えられる。排他的オアゲート６の
出力データＤＣ（以下、差動符号化データＤＣという）
は、クロックφ１によってフリップフロップ７に取り込
まれ、排他的オアゲート６の他方の入力端に供給される
。そして、差動符号化データＤＣが第１図における排他
的オアゲート９の一方の入力端に入力される。

さらに、第１図において、８は符号発生回路であり、Ｐ
ＣＭ音声データＤａのビット周期Ｔ毎に所定個数の拡散
符号ＲＮＤを発生する。このビット周期Ｔ毎に発生され
る拡散符号ＲＮＤの個数は、スペクトル拡散通信の分野
において、チップ数と呼ばれている。また、拡散符号Ｒ
ＮＤとしてはランダム性の強い時系列パターン、例えば
、ＰＮ系列符号等が用いられる。符号発生回路８では、
ビット周期Ｔ内に１５個の拡散符号ＲＮＤがクロックφ
。に同期して順次出力される。この拡散符号ＲＮＤは、
排他的オアゲート９の他方の入力端に入力される。そし
て、排他的オアゲート９から拡散符号ＲＮＤを差動符号
化データＤＣによって位相変調した位相変調信号Ｄｄが
出力される。

加えて、１０はクロックφ。を所定の倍率で逓倍して搬
送波信号Ｓ　Ｃ＋を出力する逓倍回路である。

この実施例においては、クロックφ。を７逓倍すること
により、周波数が２１５．０４ＭＨｚの搬送波信号Ｓｃ
Ｉを生成している。１１は搬送波信号ＳｃＩを増幅する
高周波アンプ、１２は位相変調信号Ｄｄを高周波アンプ
１１の出力信号Ｓ　Ｃ２と乗算する乗算器である。

また、１３はバンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦという
）であり、第４図にその周波数特性の例を示す。乗算器
１２の出力信号Ｄ８における２１５．０４ＭＨｚ±３０
．７２ＭＨｚの周波数範囲の信号がＢＰＦ　Ｉ　３によ
って選択され、高周波アンプ１４によって増幅された後
、アンテナ１５から電波となって送出される。

さらに、第２図の受信機において、１６は受信アンテナ
、１７は高周波アンプ、１８はＢＰＦ　］３と同様の通
過帯域特性を有するＢＰＦである。

１９はマツチドフィルタであり、水晶等の物体の表面を
伝搬する表面弾性波（Ｓ　ｕｒｆａｃｅ　Ａ　ｃｏｕｓ
ｔｉｃＷａｖｅ１以下、ＳＡＷという）を用いて、入力
信号が予め設定された位相パターンにマツチした時、相
関検出信号Ｓａを出力する。

ここで、マツチドフィルタ１９の具体例について第５図
を参照して説明する。第５図において、Ｔ１−Ｔ１５は
、それぞれ遅延素子である。これらの各遅延素子Ｔ１〜
ＴＩ５は、それぞれの遅延時間が拡散符号ＲＮＤの１チ
ップ分に相当するように設計されている。また、各遅延
素子Ｔｌ−Ｔ１５の出力を取り出すための電極のパター
ンは、拡散符号ＲＮＤの各ビット値に対応して形成され
ている。即ち、拡散符号ＲＮＤのパターンが、例えば、
”１１１００１００１０１１０１０”である場合には、
遅延素子ＴＩ　　Ｔ’３．Ｔ６．Ｔ８．Ｔ９、Ｔｌｌお
よびＴＩ２の出力は、反転して取り出され、他の遅延素
子の出力は、そのままの位相で取り出されるように各電
極パターンが形成されている。

また、第２図において、２０はＳＡＷデバイスによる遅
延線であり、拡散符号ＲＮＤの１周期分に相当する時間
、相関検出信号Ｓａを遅延させて出力する。この実施例
においては、１５チツプの拡散符号ＲＮＤの各チップが
クロックφ。に同期して発生されるため、遅延線２０の
遅延時間は、１５７３０．７２ＭＨｚ＝０．４９μｓと
なっている。

さらに、２１および２２はそれぞれ相関検出信号Ｓ、お
よび信号Ｓ、を増幅する高周波アンプである。また、高
周波アンプ２２の出力信号によって高周波アンプ１７の
利得が制御される。即ち、回路要素１７〜２０および２
２は自動利得制御ループを構成している。

加えて、２３は高周波アンプ２１および２２のそれぞれ
の出力信号を乗算して遅延検波し、検波信号ＳＣを出力
する乗算器、２４および２５はそれぞれコンパレータで
あり、予め設定された基準電圧＋Ｅおよび−Ｅと検波信
号Ｓｃとをそれぞれ比較する。そして、コンパレータ２
４は、検波信号Ｓｃが基準電圧＋Ｅより高い場合に”ｌ
”の信号を出力し、コンパレータ２５は、検波信号Ｓｃ
が基準電圧−Ｅより低い場合に”１”の信号を出力する
。２６および２７はそれぞれナントゲートであり、ＲＳ
フリップフロップを構成している。そして、ナントゲー
ト２６の出力が復調データＤ、として出力端子２８から
出力゛される。

以下、第７図のタイムチャートを参照して第１図の送信
機および第２図の受信機の動作を説明する。第１図の送
信機において、入力端子３にＰＣＭ音声データＤ、が入
力されると、信号処理回路４において、ＰＣＭ音声デー
タＤ、に同期信号やエラー検出信号が付加されると共に
、インターリーブ処理等が施されて送信データＤｂが生
成され、２．０４８Ｍｂ　ｉ　ｔ／ｓの転送レートで出
力される。

この送信データＤｂは、第６図に示すように、０〜２．
０４８ＭＨｚの周波数範囲に電力密度が集中したスペク
トル分布となっている。

次に、送信データＤ、は、差動符号化回路５によって差
動符号化データＤＣに変換され、第７図（ｂ）に示すよ
うに、クロックφ、に同期したＰＮ周期毎に差動符号化
データＤＣの各ビットが出力される。例えば、フリップ
フロップ７の初期値が”ｌ”であり、送信データＤｂが
以下の（ｉ）に示す値の場合には、差動符号化データＤ
Ｃの各ビットは、以下の（ｉｉ）に示す値となる。尚、
フリップフロップ７の初期値は、”０”でもよい。

０１０１１１１００１０１０１１・・・（１）１００１
０１０００１１００１０・・・（１１）そして、差動符
号化データＤＣは、排他的オアゲート９において、第７
図（ａ）に示す１５チツプの拡散符号ＲＮＤを位相変調
する。そして、排他的オアゲート９から第８図に示すよ
うに、送信データＤｂの電力強度スペクトルが周波数方
向に１５倍に拡散され、かつ、電力密度が１／１５に抑
圧された電力密度スペクトルを有する位相変調信号り、
が出力される（第７図（ｃ）参照）。この位相変調信号
り、は、図示せぬレベル変換回路によってその電圧レベ
ルが０〜ＩＶから−Ｌ−ＩＶに変換された後、乗算器１
２に与えられる。

一方、クロックφ。を逓倍回路１０によって７逓倍した
周波数２１５．０４ＭＨｚの搬送波信号Ｓ　ｅｔが高周
波アンプ１１を介して第７図（ｄ）に示す信号ＳＣ２と
して乗算器１２に与えられる。尚、第７図（ｄ）におい
ては、１チツプ当たり】周期分の波形しか図示してない
が、実際には１チツプの中に７周期分の波形がある。

そして、位相変調信号り、は、信号Ｓ　Ｃ２と乗算器１
２によって乗算される。そして、乗算器１２から第７図
（ｅ）に示すように信号Ｓ　ｅｔを位相変調信号り、に
よって位相変調した信号Ｄ０が出力される。この信号り
。は、信号Ｓ　ｅｔの周波数が２１５０４ＭＨｚである
ため、第９図？こ示すように、２１５．０４ＭＨｚ±３
０．７２ＭＨｚの範囲に電力密度が集中した電力密度ス
ペクトルとなる。

そして、乗算器１２の出力信号り、は、ＢＰＦＩ３を通
過することによって帯域制限された後、高周波アンプ１
４において増幅され、送信アンテナ１５から電波として
送出される。

一方、第２図の受信機において、受信アンテナ１６によ
って電波が受信されると、高周波アンプ１７において増
幅された後、ＢＰＦ　１８を通過してマツチドフィルタ
１９に入力される。

そして、ＢＰＦ　１８の出力信号の位相パターン、即ち
、１周期分の拡散符号ＲＮＤの位相パターンがマツチド
フィルタ１９の電極パターンと正位相でマツチすると、
第５図に示すように、入力信号の１５倍の強度の相関検
出信号Ｓａが得られる。

また、ＢＰＦ　Ｉ　８の出力信号の位相パターンがマツ
チドフィルタ１９の電極パターンと完全に逆位相の場合
には、入力信号の１５倍の強度であって、位相パターン
が正位相でマツチした場合とは逆位相の相関検出信号Ｓ
６が得られる（第７図（ｆ）参照）Ｄこのようにして、
１５チツプからなる拡散符号ＲＮＤの周期の検出が行わ
れる。

次に、相関検出信号Ｓａは、遅延線２０に入力されると
共に、高周波アンプ２２に入力される。

遅延線２０に入力された相関検出信号Ｓ４は、第７図（
ｇ）に示すように、拡散符号ＲＮＤの１周期分（０，４
９μｓ）遅延され、信号Ｓ、として出力された後、高周
波アンプ２１によって増幅されて乗算器２３に与えられ
る。

一方、相関検出信号Ｓ６は、高周波アンプ２２によって
増幅された後、乗算器２３に与えられると共に、高周波
アンプ１７の利得制御端子に与えられる。

そして、乗算器２３において、高周波アンプ２１の出力
信号と高周波アンプ２２の出力信号とが乗算され、遅延
検波される。この結果、第７図（ｈ）に示す検波信号Ｓ
６が乗算器２３から出力される。

ここて、第１Ｏ図に差動符号化データＤＣ１相関検出信
号ＳａおよびＳｂ並びに復調データＤｒのりイムチャー
トを示す。検波信号Ｓ。は、第１０図（ｄ）に示すよう
に、相関検出信号Ｓ６とＳｂとか逆相の場合、即ち、当
該ＰＮ周期における差動符号化データＤＣと、その直前
のＰＮ周期における差動符号化データＤＣとが異なる値
の場合には、負の出力となり、逆に、相関検出信号Ｓａ
とＳｂとが同相の場合には正の出力となる。

そして、検波信号Ｓｅが正の場合には、コンパレータ２
４の出力が立ち上がると共に、ナントゲート２６および
２７からなるＲＳフリップフロップ・かリセットされ、
逆に、検波信号Ｓｅが負の場合には、ＲＳフリップフロ
ップがセットされる。

このようにして、第１Ｏ図（ｅ）に示す復調データＤ、
が出力端子２８から出力される。

このように、各ＰＮ周期において、差動符号化データＤ
Ｃのビット値に対応した極性の相関検出信号Ｓ６および
その直前のＰＮ周期のビット値に対応した極性の相関検
出信号Ｓｂが発生され、これらの相関検出信号ＳａとＳ
ｂとの乗算結果、即ち、検波信号Ｓｃが負の場合に、信
号値“ｌ”の復調データＤ、が得られ、正の場合に、信
号値”０”の復調データＤ、が得られる。即ち、上記動
作により、送信機の差動符号化回路５の動作と全く逆の
動作が行われ、送信データＤｂと全く同一内容の復調デ
ータＤｒが得られる。

さて、上述した拡散符号ＲＮＤのチップ数は、通信距離
を決定づけるので、この点について以下詳述する。

スペクトル拡散通信方式においては、拡散復調過程にお
いて希望波がもともとの帯域内に圧縮される一方、熱雑
音および他チャンネルの搬送波の環カスベクトル密度が
一定に保たれるため、信号のＣ／Ｎが改善される。この
Ｃ／Ｈの改善量を処理利得というが、上記実施例によう
に、拡散符号ＲＮＤのチップ数を１５チツプとすると、
次式に示すように１２ｄＢの処理利得が得られる。

処理利得−１０］ｏｇｌ　５＝Ｉ　２ｄＢそして、処理
利得を１２ｄＢとすることができると、従来の変調方式
における通信距離に対してさらに電界強度が１２ｄＢ減
衰するところまで通信距離を延ばすことが可能になる。

ここで、第１１図に示すように、従来の変調方式による
無線通信装置の通信距離（１０ｍ）における電界強度を
ＯｄＢとすると、電波の自由空間における電界強度は、
距離の２乗に反比例して減衰するので、送信アンテナの
利得および送信電力等によって決定される値を値Ａとし
た場合に、下記０式および■式が成立する。

０＝１０１ｏｇ−Ｌ−・・・■ １０！ 、’、　　ｌｏｇＡ　＝　ｌｏｇ　１００Ａ＝１００・
・・■ 従って、従来の変調方式による無線通信装置の通信距離
（１０ｍ）から電界強度がさらに１２ｄＢ減衰する距離
、即ち、スペクトル拡散通信方式による無線通信装置の
通信距離をＸｍとすると、これは次式に示すように求め
られる。

−１２＝　１０１ｏｇ−’−，−・・■■式に■式を代
入して整理すると、 １２＝　Ｉ　（１（］ｏｇｌ　ＯＯ−０−１ｏ’）−］
　　２＝２０−１　０］ｏｇＸ’ ｌｏｇＸ＝１．６ Ｘ−３９，８ｍ 以上説明したように、拡散符号ＲＮＤのチップ数を１５
チツプとした処理利得１２ｄＢのスペクトル拡散通信方
式の無線通信装置を用いると、通信距離は従来に比へて
約４倍にまで延ばすことができる。

尚、上述した一実施例においては、マツチドフィルタＩ
９をＳＡＷデバイスによって構成した例を示したが、デ
ィジタルデバイスを用いてもよい。

この場合には、拡散符号ＲＮＤの変更に対してプログラ
マブルに対応することができる。

「発明の効果」 以上説明したように、この発明によれば、微弱無線設備
としての基準を満足し、がっ、ＰＣＭ音声データを遠方
に伝送することが可能な無線通信装置を実現することが
できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図および第２図はそれぞれこの発明の−実施例によ
る無線通信装置を適用した送信機および受信機の構成を
示すブロック図、第３図は差動符号化回路５の構成の一
例を示す回路図、第４図はＢＰＦ１３および１８の通過
帯域特性の一例を示す図、第５図はマツチドフィルタ１
９の構成および動作を説明するための図、第６図、第８
図および第９図はそれぞれ第１図の各部から出力される
信号の電力密度スペクトルの一例を示す図、第７図は第
１図および第２図の各部から出力される信号のタイムチ
ャート、第１０図は差動符号化データＤ　Ｃ１相関検出
信号Ｓ６およびＳｂ並びに復調データＤｒのタイムチャ
ート、第１１図はスペクトル拡散通信方式の通信距離を
説明するための図である。 ３　・ ６　・・・・・ ０　・・・・ ２　ｌ　　　２２ ・乗算器、１ アンテナ、 遅延線、２ ７・・・・・・ナン ・・・・・・高周波アンプ、１２゜ ３．１８・・・・・ＢＰＦ、１５゜ Ｉ９・・・・・・マツチドフィルタ、 ４．２５・・　コンパレータ、 ドゲート。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 微弱無線設備における無線通信装置であって、ＰＣＭ音
   声データを拡散符号でスペクトル拡散した信号により搬
   送波を変調して送出するスペクトル拡散送信機と、 受信された信号を前記拡散符号を用いて前記ＰＣＭ音声
   データに復調するスペクトル拡散受信機と を具備することを特徴とする無線通信装置。