JPH04350570A - 交差コイル型アナログ指示計器のための駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、交差コイル型アナログ
指示計器に係り、特に、当該アナログ指示計器を駆動す
るに適した駆動装置に関する。

【０００２】

【従来技術】従来、この種の駆動装置においては、例え
ば、車速をアナログ電圧に変換するにあたっては、周波
数ー電圧変換器を採用し、この周波数ー電圧変換器によ
り、車速に比例する周波数を、これに比例するアナログ
電圧に変換するのが通常である。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
構成においては、上述の周波数ー電圧変換器により出力
されるアナログ電圧には、リップル成分が含まれている
のが通常である。然るに、低周波数領域においては、こ
のリップル成分が特に著しいために、指針に大きな針振
れ現象を招くという不具合がある。これに対しては、大
きな静電容量を有する平滑用コンデンサを採用し、この
コンデンサにより上述のリップル成分の平滑化度合いを
大きくして上述の大きな針振れ現象を抑制することも考
えられる。しかしながら、かかる場合には、低周波数領
域での大きな針振れ現象を抑制し得る代わりに、上述の
平滑化が周波数ー電圧変換器の出力に応答遅れを招くこ
ととなり、指針が、車速の時々刻々の変化に対し、応答
性良く追随して振れることができず、その結果、乗員に
対し正しい車速情報を提供できないという不具合が生ず
る。一方、前記コンデンサの静電容量を小さくして低周
波数領域でのリップル成分の平滑化度合いを小さくする
と、上述の応答性が改善されても、低周波数領域におけ
る針振れ現象を解消できず、その結果、速度情報の視認
に対するフィーリングが悪いという不具合を招く。また
、上述の周波数ー電圧変換器をディジタル回路で構成す
ることも考えられるが、周波数ー電圧変換器の大型化及
びコスト高を招く。そこで、本発明は、以上のようなこ
とに対処すべく、交差コイル型アナログ指示計器の駆動
装置において、その周波数ー電圧変換手段の低周波数領
域における周波数ー電圧変換作用の良好な応答性とリッ
プルの抑制との双方を確保して、指針の針振れ現象を出
来る限り抑制しつつ、指針の指示を応答性良く低コスト
にて実現しようとするものである。

【０００４】

【課題を解決するための手段】上記課題の解決にあたり
、本発明の構成上の特徴は、互いに略同心的に交差して
配置されてアナログ入力に対応する各流入電流に応じて
それぞれ電磁力を生じる一対の交差コイルと、前記各電
磁力の合成値に応じた振れ角にて前記アナログ入力を指
示する指針とを備えたアナログ指示計器に適用されて、
前記アナログ入力に比例する周波数にてパルス信号を順
次発生するパルス信号発生手段と、前記各パルス信号を
これら各パルス信号の周波数に比例するアナログ電圧に
変換する周波数ー電圧変換手段と、前記アナログ電圧に
応じて、前記各交差コイルを、これら各交差コイルに前
記各流入電流をそれぞれ流入させるように、駆動する駆
動手段とを設けるようにした駆動装置において、前記周
波数ー電圧変換手段が、前記各パルス信号の周波数に比
例するリップル電圧を形成する電圧形成手段と、前記リ
ップル電圧の平均電圧をそのリップルを抑制しつつ前記
アナログ電圧としてホールドするホールド手段と、前記
アナログ電圧を前記リップル電圧の平均値の変化に追随
して変化させるように制御する電圧制御手段とにより構
成したことにある。

【０００５】

【作用】このように本発明を構成したことにより、前記
パルス信号発生手段が、前記アナログ入力に比例する周
波数にてパルス信号を順次発生すると、前記周波数ー電
圧変換手段においては、前記電圧形成手段が前記各パル
ス信号の周波数に比例するリップル電圧を形成し、前記
ホールド手段が前記リップル電圧の平均電圧をそのリッ
プルを抑制しつつアナログ電圧としてホールドし、前記
電圧制御手段が前記アナログ電圧を前記リップル電圧の
平均値の変化に追随して変化させるように制御し、前記
駆動手段が、前記各交差コイルを、これらに前記制御ア
ナログ電圧に応じて各流入電流をそれぞれ流入させるよ
うに駆動し、前記各交差コイルが前記各流入電流に応じ
た電磁力を生じ、かつ、前記指針が、前記各電磁力の合
成値に応じた振れ角にて前記アナログ入力を指示する。

【０００６】

【発明の効果】かかる場合、前記周波数ー電圧変換手段
が、その電圧形成手段、ホールド手段及び電圧制御手段
により、上述のように、前記各パルス信号を、その各周
波数に比例するアナログ電圧であって前記アナログ入力
に応答性良く追随ししかもリップルの小さなアナログ電
圧に変換制御するので、前記各交差コイルへの各流入電
流も、同様に前記アナログ入力に応答性良く追随ししか
もリップルの小さいものとなる。このため、前記アナロ
グ入力の小さな範囲であっても、前記指針の針振れ現象
を著しく抑制し得るとともに同指針の前記アナログ入力
の変化に対する応答性を著しく改善し得る。また、前記
周波数ー電圧変換手段をディジタル回路によることなく
アナログ的に構成できるので、コストの上昇を招くこと
もない。

【０００７】

【実施例】以下、本発明の一実施例を図面により説明す
ると、図１は、図２（Ａ）に示す車両用交差コイル型ア
ナログ指示計器１０のための駆動装置Ｄに本発明が適用
された例を示している。アナログ指示計器１０は、一対
の交差コイル１１、１２を有しており、これら各交差コ
イル１１、１２は互いに十字状に交差するように巻回さ
れている。交差コイル１１は、その流入電流に応じ、そ
の軸方向に電磁力をベクトル量として発生し、一方、交
差コイル１２は、その流入電流に応じ、その軸方向（即
ち、交差コイル１１の軸に直交する方向）に電磁力をベ
クトル量として発生する。両交差コイル１１、１２内に
は、永久磁石からなる円板１３がその軸１３ａにて両交
差コイル１１、１２の各軸に直交するように回動可能に
指示されており、この円板１３は、その一直径線上にお
ける各外周部分にて、Ｎ極及びＳ極にそれぞれ着磁され
て、その着磁極性により定まる方向に向かう所定磁力を
ベクトル量にて発生する。しかして、当該円板１３は、
その所定磁力のもとに両交差コイル１１、１２からの各
電磁力のベクトル和に応じ図２（Ａ）にて図示時計方向
（又は反時計方向）に回動する。指針１４は、円板１３
の軸１３ａに直交して軸支されており、この指針１４の
振れ角Ｓは円板１３の回動に応じて変わる。

【０００８】駆動装置Ｄは、図１に示すごとく、定電圧
発生器２０を有しており、この定電圧発生器２０は、図
２（Ｂ）にて示すごとき構成を有し、直流電源（図示し
ない）からの直流電圧Ｖｄ及び定電流源Ｉｃからの定電
流に基づき各定電圧Ｖｃ１　、Ｖｃ２　及びＶｃ３　を
発生する。また、駆動装置Ｄは、図１に示すごとく、車
速センサ３０と、この車速センサ３０に接続した波形整
形器４０ａと、本発明の要部を構成する波形整形器４０
ｂ及び周波数−電圧変換器５０（以下、Ｆ−Ｖ変換器５
０という）とを備えており、車速センサ３０は、当該車
両の現実の車速Ｖを検出し、これに比例する周波数ｆ（
Ｈｚ）にて車速パルスを順次発生する。波形整形器４０
ａは、車速センサ３０からの各車速パルスを波形整形し
矩形波パルス（図８（Ａ）参照）を順次発生する。

【０００９】波形整形器４０ｂは、図３に示すごとく、
アナログスイッチ４１を有しており、このアナログスイ
ッチ４１は、そのゲート端子４１ａにて、波形整形器４
０ａの出力端子に接続されている。しかして、このアナ
ログスイッチ４１は、波形整形器４０ａからの各矩形波
パルスの立ち上がり（又は立ち下がり）に応答して開成
（又は閉成）する。コンデンサ４２は、アナログスイッ
チ４１の開成に応答して定電流源Ｉｃ１　から定電流を
受けて充電されるようになっており、このコンデンサ４
２は、アナログスイッチ４１の閉成に応答して同アナロ
グスイッチ４１及び定電流源Ｉｃ２　を通して放電する
。かかる場合、コンデンサ４２から生ずる端子電圧Ｖｋ
は、図８（Ｂ）に示すごとく、波形整形器４０ａからの
各矩形波パルス（図８（Ａ）参照）の立ち上がりに応答
して上昇し、また、波形整形器４０ａからの各矩形波パ
ルスの立ち下がりに応答して低下する。但し、定電流源
Ｉｃ２　の電流値は定電流源Ｉｃ１　の電流値の２倍で
ある。

【００１０】分圧回路４３は、互いに直列接続した各抵
抗４３ａ、４３ｂ及び４３ｃからなるもので、この分圧
回路４３は、各抵抗４３ａ、４３ｂ及び４３ｃにより定
電圧回路２０からの定電圧Ｖｃ１を分圧し、両抵抗４３
ａ、４３ｂの共通端子から分圧電圧ＶＬを発生し、かつ
両抵抗４３ｂ、４３ｃの共通端子から分圧電圧ＶＨを発
生する。但し、分圧電圧ＶＨは分圧電圧ＶＬよりも高く
、かつこれら各分圧電圧ＶＨ、ＶＬ　は、共に、コンデ
ンサ４２の端子電圧Ｖｋの最高レベルと最低レベルとの
間にある（図８（Ｂ）参照）。

【００１１】コンパレータ４４は、コンデンサ４２から
の端子電圧Ｖｋを分圧回路４３からの分圧電圧ＶＬと比
較して、端子電圧Ｖｋが分圧電圧ＶＬよりも低い（又は
高い）とき、ハイレベル（又はローレベル）にて比較信
号を発生する。一方、コンパレータ４５は、コンデンサ
４２からの端子電圧Ｖｋを分圧回路４３からの分圧電圧
ＶＨと比較して、端子電圧Ｖｋが分圧電圧ＶＨよりも高
い（又は低い）とき、ハイレベル（又はローレベル）に
て比較信号を発生する。ＮＯＲゲート４６は、両コンパ
レータ４４、４５からの各比較信号が共にローレベルの
ときハイレベルにてゲート信号を発生する。また、両コ
ンパレータ４４、４５からの各比較信号の少なくとも一
方がハイレベルのとき、ＮＯＲゲート４６は、ローレベ
ルにてゲート信号を発生する。かかる場合、ＮＯＲゲー
ト４６からのゲート信号のレベルは、図８（Ｃ）に示す
ごとく変化する。また、ＮＯＲゲート４６からのゲート
信号のハイレベル幅及びローレベル幅に相当する各時間
は、図８（Ｃ）に示すごとく、各符号Ｔａ及びＴｂによ
りそれぞれ表される。

【００１２】Ｆ−Ｖ変換器５０は、図４に示すごとく、
波形整形器４０ｂに接続した電流平滑回路５０ａと、こ
の電流平滑回路５０ａに接続した比較回路５０ｂと、波
形整形器４０ｂに接続した充電回路５０ｃ、比較回路５
０ｂに接続した各充電回路５０ｄ、５０ｅと、比較回路
５０ｂ、両充電回路５０ｃ、５０ｅ及び放電回路５０ｅ
に接続したホールド用コンデンサ５０ｆと、電流平滑回
路５０ａ及びコンデンサ５０ｆに接続した低周波遮断回
路５０ｇとにより構成されている。電流平滑回路５０ａ
は、バッファ５１と、アナログスイッチ５２とを有して
おり、アナログスイッチ５２は、そのゲート端子５２ａ
にて、バッファ５１を介し波形整形器４０ｂのＮＯＲゲ
ート４６の出力端子に接続されている。しかして、アナ
ログスイッチ５１は、バッファ５１を介しＮＯＲゲート
４６からの各ゲート信号を整形信号として順次受け、同
各整形信号の立ち上がり（又は各立ち下がり）に応答し
て閉成（又は開成）する。

【００１３】コンデンサ５３ａは、その一端にて接地さ
れ、一方、その他端にてアナログスイッチ５２を介し定
電流源Ｉｃ３に接続されており、このコンデンサ５３ａ
には、抵抗５３ｂが並列に接続されている。しかして、
コンデンサ５３ａは、アナログスイッチ５２の閉成に応
答し定電流源Ｉｃ３　から定電流を受けて充電される。 また、このコンデンサ５３ａは、アナログスイッチ５２
の開成に応答し抵抗５３ｂを通して放電する。かかる場
合、コンデンサ５３ａの端子間に生ずる端子電圧は、波
形整形器４０ｂからの各整形信号を、その各周波数に比
例するリップル電圧Ｖｆに変換した電圧に相当し、図８
（Ｄ）に示すごとく変化する。なお、ＮＯＲゲート４６
からのゲート信号のハイレベル幅に相当する時間幅Ｔａ
（図８（Ｃ）参照）の間にコンデンサ５３ａが充電され
、また、ＮＯＲゲート４６からのゲート信号のローレベ
ル幅に相当する時間幅Ｔｂ（図８（Ｃ）参照）の間にコ
ンデンサ５３ａが放電する。

【００１４】比較回路５０ｂは、両オフセット直流電源
５４ａ、５４ｂと、ウインドウコンパレータを構成する
両コンパレータ５４ｃ、５４ｄとにより構成されており
、オフセット直流電源５４ａは、その負側端子にて、コ
ンデンサ５０ｆの非接地端子に接続され、一方、オフセ
ット直流電源５４ｂは、その負側端子にて、アナログス
イッチ５２とコンデンサ５３ａとの共通端子に接続され
ている。また、オフセット直流電源５４ａは、オフセッ
ト電圧△Ｖ１　を発生し、一方、オフセット直流電源５
４ｂは、オフセット電圧△Ｖ２　を発生する。但し、オ
フセット電圧△Ｖ１　は当該車両の所定の加速度を表わ
す。 また、電流平滑回路５０ａからのリップル電圧Ｖｆの平
均電圧が同リップル電圧Ｖｆの最高値の（１／２）以上
となる領域でコンデンサ５０ｆからのホールド電圧ＶＤ
に等しくなるように、オフセット電圧△Ｖ２　は、リッ
プル電圧Ｖｆの最高値の（１／２）に設定してある。

【００１５】コンパレータ５４ｃは、その反転出力端子
にて、アナログスイッチ５２とコンデンサ５３ａとの共
通端子に接続されており、このコンパレータ５４ｃの非
反転出力端子はオフセット電源５４ａの正側端子に接続
されている。しかして、電流平滑回路５０ａからのリッ
プル電圧Ｖｆが、オフセット直流電源５４ａからのオフ
セット電圧△Ｖ１とコンデンサ５０ｆから後述のごとく
生ずるホールド電圧ＶＤとの電圧和（△Ｖ１＋ＶＤ）よ
りも低い（又は高い）とき、コンパレータ５４ｃはハイ
レベル（又はローレベル）にて比較信号を発生する。一
方、コンパレータ５４ｄは、その反転入力端子にて、コ
ンデンサ５０ｆの非接地端子に接続されており、このコ
ンパレータ５４ｄの非反転出力端子は、オフセット直流
電源５４ｂの正側端子に接続されている。しかして、電
流平滑回路５０ａからのリップル電圧Ｖｆとオフセット
直流電源５４ｂからのオフセット電圧△Ｖ２との電圧和
（Ｖｆ＋△Ｖ２　）がコンデンサ５０ｆからのホールド
電圧ＶＤよりも高い（又は低い）とき、コンパレータ５
４ｄはハイレベル（又はローレベル）にて比較信号を発
生する。

【００１６】充電回路５０ｃは、バッファ５５と、アナ
ログスイッチ５６と、定電流源Ｉｃ４　とを有しており
、アナログスイッチ５６は、そのゲート端子５６ａにて
、バッファ５５を介し波形整形器４０ｂのＮＯＲゲート
４６の出力端子に接続されている。しかして、アナログ
スイッチ５６は、バッファ５５を介しＮＯＲゲート４６
からの各ゲート信号を整形信号として順次受け、同各整
形信号の立ち上がり（又は各立ち下がり）に応答して閉
成（又は開成）する。定電流源Ｉｃ４　は、アナログス
イッチ５６の閉成時に同アナログスイッチ５６を通して
コンデンサ５０ｆを充電する。放電回路５０ｄは、アナ
ログスイッチ５７と、定電流源Ｉｃ５とを備えており、
アナログスイッチ５７は、そのゲート端子５７ａにて、
コンパレータ５４ｄの出力端子に接続されている、しか
して、このアナログスイッチ５７は、コンパレータ５４
ｄからのハイレベル（又はローレベル）の比較信号に応
答して閉成（又は開成）する。定電流源Ｉｃ５　は、ア
ナログスイッチ５７の閉成時に同アナログスイッチ５７
を通してコンデンサ５０ｆを放電させる。

【００１７】充電回路５０ｅは、アナログスイッチ５８
と、定電流源Ｉｃ６とを有しており、アナログスイッチ
５８は、そのゲート端子５８ａにて、コンパレータ５４
ｃの出力端子に接続されている。しかして、このアナロ
グスイッチ５６は、コンパレータ５４ｃからのハイレベ
ル（又はローレベル）の比較信号に応答して開成（又は
閉成）する。定電流源Ｉｃ６　は、アナログスイッチ５
８の閉成時に同アナログスイッチ５８を通してコンデン
サ５０ｆを充電する。コンデンサ５０ｆは、アナログス
イッチ５６を介する定電流源Ｉｃ４　からの定電流或い
はアナログスイッチ５８を介する定電流源Ｉｃ６　から
の定電流を受けて充電されてホールド電圧ＶＤ　を発生
する（図８（Ｅ）参照）。かかる場合、コンデンサ５０
ｆは、時間Ｔａの間だけ充電回路５０ｄ或いは５０ｅに
より充電され、ＶＤ≧（Ｖｆ＋△Ｖ２）の成立する時間
Ｔｃ（図８（Ｅ）参照）の間だけ放電回路５０ｄにより
放電され、また、時間（Ｔｂ−Ｔｃ）に相当する時間の
間ホールドされる。

【００１８】但し、充電回路５０ｃの定電流源Ｉｃ４　
の値をコンデンサ５０ｆの静電容量に比べて小さくして
おけば、時間Ｔｃが短くなってホールド電圧ＶＤ　のリ
ップルを小さくできる。このことは、低周波入力時にお
けるＦ−Ｖ変換器５０からのホールド電圧ＶＤ　、即ち
Ｆ−Ｖ変換器５０の最終的なＦ−Ｖ変換出力たるアナロ
グ電圧としてのリップルを著しく小さくできることを意
味する。また、本実施例においては、ホールド電圧ＶＤ
とリップル電圧Ｖｆとの関係が、放電回路５０ｄの作用
のもとに、図９（Ａ）に示すごとく、リップル電圧Ｖｆ
とオフセット電圧△Ｖ２との電圧和（Ｖｆ＋△Ｖ２）の
波形の各下端をホールド電圧ＶＤに一致させるように維
持される。

【００１９】低周波遮断回路５０ｇは、しきい値電源５
９ａと、コンパレータ５９ｂと、トランジスタ５９ｃ、
抵抗５９ｄとにより構成されている。しきい値電源５９
ａは、その負側端子にて接地されており、このしきい値
電源５９ａは、その正側端子にて、上述したオフセット
電圧△Ｖ２　の（１／３）程度のしきい値電圧を発生す
る。コンパレータ５９ｂは、その反転入力端子にて、ア
ナログスイッチ５２とコンデンサ５３ａとの共通端子に
接続されており、このコンパレータ５９ｂの非反転入力
端子はしきい値電源５０ａの正側端子に接続されている
。しかして、電流平滑回路５０ａからのリップル電圧Ｖ
ｆが、しきい値電源５９ａからのしきい値電圧より低い
（又は高い）とき、コンパレータ５０ｂは、ローレベル
（又はハイレベル）にて比較信号を発生する。

【００２０】トランジスタ５９ｃは、そのエミッタにて
接地されており、このトランジスタ５９ｃのベースは、
コンパレータ５９ｃの出力端子に接続され、また、この
トランジスタ５９ｃのコレクタは、抵抗５９ｄを介して
コンデンサ５０ｆの非接地端子に接続されている。しか
して、このトランジスタ５９ｃは、コンパレータ５９ｂ
からのハイレベル（又はローレベル）の比較信号に応答
して導通（又は非導通）となる。このことは、コンデン
サ５０ｆが、トランジスタ５０ｆの導通時に同トランジ
スタ５９ｃを通して放電しホールド電圧ＶＤ　を零（Ｖ
）に低下させることを意味する。

【００２１】ところで、低周波遮断回路５０ｇを採用し
た根拠は次の通りである。仮に、オフセット電圧△Ｖ２
を零とすると、ホールド電圧ＶＤは、当該車両の一定車
速時に、リップル電圧Ｖｆの下限値と一致することとな
る（図９（Ｂ）参照）。従って、リップル電圧Ｖｆの平
均電圧が零（Ｖ）からリップル電圧Ｖｆの上限値の（１
／２）に達するまでの低周波数領域ではホールド電圧Ｖ
Ｄ　が、図９（Ｃ）にて不感領域として示すごとく、零
（Ｖ）のままに維持されるので、周波数が零（Ｈｚ）に
おける回帰誤差が大きくなる。その結果、車速に比例す
る周波数を零（Ｈｚ）から変化させるとき、ホールド電
圧ＶＤ　の追随性が悪いという不具合を生ずる。

【００２２】また、上述のようにオフセット電圧△Ｖ２
　をリップル電圧Ｖｆの上限値の（１／２）に等しくし
た場合には、リップル電圧Ｖｆの平均電圧がリップル電
圧Ｖｆの上限値の（１／２）以上の領域では、リップル
電圧Ｖｆの平均電圧とホールド電圧ＶＤ　とが一致する
（図１０（Ａ）参照）。しかしながら、リップル電圧Ｖ
ｆの平均電圧がリップル電圧Ｖｆの上限値の（１／２）
未満の領域では、ホールド電圧ＶＤ　が一定電圧となる
ので、周波数が零（Ｈｚ）のときの回帰誤差は、図１０
（Ｂ）にて示すごとく、やはり、大きくなる。そこで、
リップル電圧Ｖｆの平均電圧がリップル電圧Ｖｆの上限
値の（１／２）未満の領域における回帰誤差を解消すべ
く、低周波遮断回路５０ｇを採用することとした。これ
によれば、リップル電圧Ｖｆの平均電圧がリップル電圧
Ｖｆの上限値の（１／２）未満になると、コンパレータ
５９ｂがハイレベルの比較信号を発生してトランジスタ
５９ｃを導通させるため、ホールド電圧ＶＤ　が零（Ｖ
）に低下する。その結果、周波数が零（Ｈｚ）での回帰
誤差は零となる（図１０（Ｃ）参照）。なお、抵抗５９
ｄは、コンデンサ５０ｆと共に放電時定数を定める役割
を果たす。

【００２３】基準電圧発生器６０は、図５に示すごとく
、互いに直接接続した各抵抗６１〜６７により定電圧Ｖ
ｃ１を分圧しその各共通端子６１ａ〜６６ａから第１〜
第６の基準電圧を発生する。かかる場合、第１〜第６の
基準電圧は、０．５（ｖ）、０．７５（Ｖ）、１（Ｖ）
、１．２５（Ｖ）、１．５（Ｖ）、１．７５（Ｖ）、２
（Ｖ）にそれぞれ相当する。また、指針１４の振れ角Ｓ
の範囲０゜〜３６０°が０（Ｖ）〜２（Ｖ）に対応し、
また、０．５（Ｖ）、１（Ｖ）、１．５（Ｖ）が９０°
、１８０°、２７０°にそれぞれ対応する。比較回路７
０は、複数のコンパレータ７１〜７５を有しており、コ
ンパレータ７１は、Ｆ−Ｖ変換器５０からのアナログ電
圧ＶＤ　を基準電圧発生器６０からの第４基準電圧と比
較する。しかして、アナログ電圧ＶＤ　が前記第４基準
電圧より高い（又は低い）ときコンパレータ７１はハイ
レベル（又はローレベル）にて比較信号を発生する。コ
ンパレータ７２は、Ｆ−Ｖ変換器５０からのアナログ電
圧ＶＤ　を基準電圧発生器６０からの第２基準電圧と比
較する。しかして、アナログ電圧ＶＤ　が前記第２基準
電圧より高い（又は低い）とき、コンパレータ７２はハ
イレベル（又はローレベル）にて比較信号を発生する。

【００２４】残余のコンパレータ７３、７４、７５はヒ
ステリシス特性を有するもので、コンパレータ７３はＦ
−Ｖ変換器５０からのアナログ電圧ＶＤ　を基準電圧発
生器６０からの第３基準電圧と比較する。しかして、ア
ナログ電圧ＶＤ　が前記第３基準電圧よりも低い（又は
高い）とき、コンパレータ７３がハイレベル（又はロー
レベル）にて比較信号を発生する。コンパレータ７４は
Ｆ−Ｖ変換器５０からのアナログ電圧ＶＤ　を基準電圧
発生器６０からの第１基準電圧と比較する。しかして、
アナログ電圧ＶＤ　が前記第１基準電圧より低い（又は
高い）とき、コンパレータ７４がハイレベル（又はロー
レベル）にて比較信号を生じる。コンパレータ７５はＦ
−Ｖ変換器５０からのアナログ電圧ＶＤを基準電圧発生
器６０からの第５基準電圧と比較する。しかして、アナ
ログ電圧ＶＤ　が前記第５基準電圧より低い（又は高い
）とき、コンパレータ７５はハイレベル（又はローレベ
ル）にて比較信号を生じる。

【００２５】鋸歯状波電流発生器８０は、図５に示すご
とく、一対のアナログスイッチ８１ａ、８１ｂを有して
おり、アナログスイッチ８１ａは、コンパレータ７５か
らのハイレベルの比較信号に応答して導通し、同比較信
号のローレベルへの変化に応答して非導通となる。一方
、アナログスイッチ８１ｂは、コンパレータ７４からの
ハイレベルの比較信号に応答して導通し、同比較信号の
ローレベルへの変化に応答して非導通となる。しかして
、鋸歯状波電流発生器８０は、両アナログスイッチ８１
ａ、８１ｂ、Ｆ−Ｖ変換器５０、基準電圧発生器６０及
び比較回路７０の各作動に応じ鋸歯状波電流Ｉ１（図１
２（Ａ）参照）を発生する。かかる場合、電流発生器８
０は、両アナログスイッチ８１ａ、８１ｂの導通下にて
基準電圧発生器６０から第６及び第３の基準電圧を受け
て電流Ｉ１をＦ−Ｖ変換器５０からのアナログ電圧ＶＤ
　の上昇に比例してＩ１ｍまで増大させ、アナログスイ
ッチ８１ｂの非導通に応答して電流Ｉ１を（−Ｉ１ｍ）
まで瞬時に減少させ、電流Ｉ１を（−Ｉ１ｍ）からアナ
ログ電圧ＶＤの上昇に比例してＩ１ｍ　まで増大させ、
アナログスイッチ８１ａの非導通に応答して電流Ｉ１を
再び（−Ｉ１ｍ　）まで瞬時に減少させ、Ｉ１をＶｆの
上昇に比例してＩ１＝０まで増大させる。

【００２６】鋸歯状波電流発生器９０は、図５に示すご
とく、アナログスイッチ９１を有しており、このアナロ
グスイッチ９１は、コンパレータ７３からのハイレベル
の比較信号に応答して導通し、同比較信号のローレベル
への変化に応答して非導通となる。しかして、電流発生
器９０は、アナログスイッチ９１、基準電圧発生器６０
及びＦ−Ｖ変換器５０の各作動に応じ鋸歯状波電流Ｉ２
　（図１２（Ｂ）参照）を発生する。かかる場合、電流
発生器９０は、基準電圧発生器６０から第１基準電圧を
受けるとともにアナログスイッチ９１の導通下にて第５
基準電圧を受けて電流Ｉ１　をＦ−Ｖ変換器５０からの
アナログ電圧ＶＤの上昇に比例して（−Ｉ２ｍ）からＩ
２ｍまで増大させ、アナログスイッチ９１の非導通に応
答して電流Ｉ２　を（−Ｉ２ｍ）まで瞬時に減少させ、
さらに、電圧Ｉ２を（−Ｉ２ｍ）からＩ２ｍ　までアナ
ログ電圧ＶＤに比例して増大させる。

【００２７】電流−電圧変換器１００（以下、Ｉ−Ｖ変
換器１００という）は、図６に示すごとく、電流発生器
８０から電流Ｉ１を受けて、この電流Ｉ１を三角波状電
圧Ｖ１（図１３（Ａ）参照）に変換する。一方、電流−
電圧変換器１１０（以下、Ｉ−Ｖ変換器１１０という）
は、電流発生器９０から電流Ｉ２を受けて、この電流Ｉ
２を三角波状電圧Ｖ２（図１３（Ｂ）参照）に変換する
。 かかる場合、各電圧Ｖ１、Ｖ２　はアナログ電圧ＶＤの
上昇に応じ三角波状に変化する。関数発生器１２０は、
互いに直列接続した両抵抗１２１、１２２を有しており
、これら両抵抗１２１、１２２は定電圧発生器２０から
の定電圧Ｖｃ１　を分圧し分圧電圧として発生する。但
し、この分圧電圧は、振れ角Ｓ＝９０°−Ｘｂ＝４６°
に対応するアナログ電圧ＶＤ＝Ｖ９０ーｘｂに相当する
。しかして、関数発生器１２０は、両抵抗１２１、１２
２からの分圧電圧との関連においてＩ−Ｖ変換器１００
からの三角波状電圧Ｖ１を変更し関数電圧Ｖｇ１（図１
３（Ｃ）にて実線参照）として発生する。

【００２８】かかる場合、Ｖｇ１は、Ｖｆ＝Ｖ９０ーｘ
ｂにて直線的に屈曲し、Ｖｆ＝０．５及び１にてそれぞ
れ線対称となる波形を有する。但し、関数発生器１２０
において、両トランジスタ１２３、１２４の各ベース・
エミッタ電圧をそれぞれＶＢＥ１、ＶＢＥ２とし、抵抗
１２５の抵抗値をＲ１２５　とし、両抵抗１２１、１２
２の分圧電圧をＶＡ　とすれば、トランジスタ１２３を
介し抵抗１２５に流入する電流ｉ１　は次の数１により
特定される。

【数１】ｉ１＝（１／Ｒ１２５）・（Ｖ１−ＶＢＥ１−
ＶＡ＋ＶＢＥ２） 従って、関数電圧Ｖｇ１　の波形上の屈曲程度は、この
数１により特定されることになる。

【００２９】関数発生器１３０は、図６に示すごとく、
互いに直列接続した両抵抗１３１、１３２を有しており
、これら両抵抗１３１、１３２は定電圧発生器２０から
の定電圧Ｖｃ１　を分圧し分圧電圧として発生する。但
し、この分圧電圧は、Ｓ＝Ｘｂ＝４４°に対応するアナ
ログ電圧ＶＤ　＝Ｖｘｂに相当する。しかして、関数発
生器１３０は、両抵抗１３１、１３２からの分圧電圧と
の関連においてＩ−Ｖ変換器１１０からの三角波状電圧
Ｖ２を変更し関数電圧Ｖｇ２　（図１３（Ｄ）にて実線
参照）として発生する。かかる場合、Ｖｇ２は、Ｖｆ＝
Ｖｘｂにて直線的に屈曲し、Ｖｆ＝０．５及び１にてそ
れぞれ線対称となって波形を有する。但し、関数発生器
１３０において、両トランジスタ１３３、１３４の各ベ
ース・エミッタ電圧、抵抗１３５の抵抗値及び両抵抗１
３１、１３２の分圧電圧との関連において、トランジス
タ１３３を介し抵抗１３５に流入する電流は、関数発生
器１２０の場合と実質的に同様に数１で特定される。従
って、関数電圧Ｖｇ２の波形上の屈曲程度は、同様に、
数１で特定されることとなる。

【００３０】関数発生器１４０は、図６に示すごとく、
互いに直列接続した両抵抗１４１、１４２を有しており
、これら両抵抗１４１、１４２は定電圧発生器２０から
の定電圧Ｖｃ１を分圧し分圧電圧として発生する。但し
、この分圧電圧は、振れ角Ｓ＝９０°−Ｘａ＝７１．９
°にて対応するアナログ電圧ＶＤ＝Ｖ９０−ｘａ　に相
当する。しかして、関数発生器１４０は、両抵抗１４１
、１４２からの分圧電圧との関連において関数発生器１
２０からの関数電圧Ｖｇ１を変更し関数電圧Ｖｈ１（図
１３（Ｅ）にて実線参照）として発生する。かかる場合
、Ｖｈ１は、Ｖｆ＝Ｖ９０−ｘａ　にて直線的に屈曲し
、Ｖｆ＝０．５及び１にてそれぞれ線対称となる波形を
有する。但し、関数発生器１４０において、両トランジ
スタ１４３、１４４の各ベース・エミッタ電圧をそれぞ
れＶＢＥ３、ＶＢＥ４　とし、抵抗１４５の抵抗値をＲ
１４５とし、両抵抗１４１、１４２の分圧電圧をＶＢ　
とすれば、トランジスタ１４３を通り抵抗１４５に流入
する電流ｉ２　は次の数２で特定される。

【数２】 　　　　　　ｉ２＝｛（ＶＢ−ＶＢＥ４）／Ｒ１４５｝
−Ｉｓ・ｅｘｐ（ｑ・ＶＢＥ４／ＫＴ）従って、関数電
圧Ｖｈ１のＶｇ１とは異なる波形上の屈曲度合はこの数
２で特定されることとなる。

【００３１】関数発生器１５０は、図６に示すごとく、
互いに直列接続した両抵抗１５１、１５２を有しており
、これら両抵抗１５１、１５２は定電圧発生器２０から
の定電圧Ｖｃ１を分圧し分圧電圧として発生する。但し
、この分圧電圧は、振れ角Ｓ＝Ｘａ＝１８．１°に対応
するアナログ電圧ＶＤ　＝Ｖｘａに相当する。しかして
、関数発生器１５０は、両抵抗１５１、１５２からの分
圧電圧との関連において関数発生器１３０からの関数電
圧Ｖｇ２を変更し関数電圧Ｖｈ２（図１３（Ｆ）にて実
線参照）として発生する。かかる場合、Ｖｈ２は、Ｖｆ
＝Ｖｘｂにて直線的に屈曲し、Ｖｆ＝０．５及び１にて
それぞれ線対称となる波形を有する。但し、関数発生器
１５０において、両トランジスタ１５３、１５４の各ベ
ース・エミッタ電圧、抵抗１５５の抵抗値、両抵抗１５
１、１５２の分圧電圧との関連において、トランジスタ
１５３を通り抵抗１５５に流入する電流は、関数発生器
１４０の場合と実質的に同様に数２によって特定される
。従って、関数電圧Ｖｈ２のＶｇ２とは異なる波形上の
屈曲度合は数２で特定されることとなる。

【００３２】出力方向切換器１６０は、図１及び図６に
示すごとく、電流発生器８０及びＩ−Ｖ変換器１００に
接続した比較回路１６０ａと、電流発生器９０及びＩ−
Ｖ変換器１１０に接続した比較回路１６０ｂと、各比較
回路７０、１６０ａ、１６０ｂに接続した論理回路１６
０ｃによって構成されている。比較回路１６０ａは、互
いに直列接続した両抵抗１６１、１６２を有しており、
これら両抵抗１６１、１６２は定電圧発生器２０からの
定電圧Ｖｃ２を分圧し分圧電圧として発生する。但し、
この分圧電圧は（Ｖｃ２／２）に相当する。コンパレー
タ１６３は、電流発生器１２０からの電流Ｉ１　に相当
する電圧が両抵抗１６１、１６２からの分圧電圧により
低い（又は高い）とき、ハイレベル（又はローレベル）
にて比較信号を発生する。

【００３３】比較回路１６０ｂは、互いに直列接続した
両抵抗１６４、１６５を有しており、これら両抵抗１６
４、１６５は定電圧発生器２０からの定電圧Ｖｃ２を分
圧し分圧電圧として発生する。但し、この分圧電圧は、
（Ｖｃ２／２）に相当する。コンパレータ１６６は、電
流発生器９０からの電流Ｉ２　に相当する電圧が両抵抗
１６５、１６６からの分圧電圧より低い（又は高い）と
き、ハイレベル（又はローレベル）にて比較信号を発生
する。論理回路１６０ｃは、両コンパレータ７１、１６
３に接続したＮＯＲゲート１６７ａと、両コンパレータ
７１、７２に接続したＮＯＲゲート１６７ｂと、コンパ
レータ７２及びＮＯＲゲート１６７ａに接続したＮＯＲ
ゲート１６７ｃと、コンパレータ１６６及びＮＯＲゲー
ト１６７ｃに接続したエクスクルーシブＯＲゲート１６
７ｄ、このエクスクルーシブＯＲゲート１６７ｄ及びＮ
ＯＲゲート１６７ｂに接続したＮＯＲゲート１６７ｅと
により構成されている。しかして、この論理回路１６０
ｃは、各コンパレータ７１、７２、１６３、１６６から
の比較信号のレベルに応じＮＯＲゲート１６７ｃ、１６
７ｅからそれぞれ第１及び第２の出力方向切換信号を発
生する。

【００３４】因みに、ローレベル又はハイレベルをそれ
ぞれ「０」及び「１」で表わし、各コンパレータ７１、
７２、７３、７４、７５、１６３、１６６からの比較信
号をそれぞれＣａ、Ｃｂ、Ｃｓ１、Ｃｓ２、Ｃｓ３、Ｃ
ｓｉｎ、Ｃｃｏｓで表わし、また、ＮＯＲゲート１６７
ｃからの第１出力方向切換信号及びＮＯＲゲート１６７
ｅからの第２出力方向切換信号をそれぞれＤｓｉｎ及び
Ｄｃｏｓで表わすものとすれば、振れ角Ｓとの関係で次
の表１が成立する。

【表１】

【００３５】駆動回路１７０においては、図７に示すご
とく、論理回路１６０ｃからの第１出力方向切り換え信
号がローレベルのとき、トランジスタ１７１がインバー
タ１７１ａの反転作用を受けて導通するとともにトラン
ジスタ１７２が各インバータ１７２ａ、１７２ｂ、１７
２ｃの反転作用を受けて導通する。このため、（関数電
圧Ｖｈ１／抵抗１７３の抵抗値）に相当する電流が、ト
ランジスタ１７１、交差コイル１１及びトランジスタ１
７２を通り抵抗１７３に流入する。一方、論理回路１６
０ｃからの第１出力方向切り換え信号がハイレベルのと
き、トランジスタ１７４が両インバータ１７４ａ、１７
４ｂの各反転作用を受けて導通するとともに、トランジ
スタ１７５が両インバータ１７２ａ、１７５ａの反転作
用を受けて導通する。このため、（関数電圧Ｖｈ１／抵
抗１７３の抵抗値）に相当する電流が、トランジスタ１
７５、交差コイル１１及びトランジスタ１７４を通り抵
抗１７３に流入する。

【００３６】このことは、交差コイル１１が、その流入
電流に応じ、流入方向で定まるベクトル量にて電磁力を
発生することを意味する。かかる場合、交差コイル１１
の両端子を図６に示すように各符号１１ａ、１１ｂで表
せば、両端子１１ａ、１１ｂ間の端子電圧Ｖ１１は、交
差コイル１１への流入電流に比例し、アナログ電圧ＶＤ
との関連において図１４（Ａ）に示すごとき波形にて変
化する。演算増幅器１７６は、関数発生器１４０からの
関数電圧Ｖｈ１が抵抗１７３の端子に端子電圧として発
生するように、差動増幅する。各ダイオード１７７、１
７８は、ＮＯＲゲート１６７ｃからの第１出力方向切り
換え信号に応答して導通し、同第１出力方向切り換え信
号のローレベルへの変化に応答して非道通となる。この
ことは、各トランジスタ１７４、１７２が各ダイオード
１７７、１７８の導通下でのみ導通可能となることを意
味する。

【００３７】一方、駆動回路１８０においては、論理回
路１６０ｃからの第２出力方向切り換え信号がローレベ
ルのとき、トランジスタ１８１がインバータ１８１ａの
反転作用を受けて導通するとともにトランジスタ１８２
が各インバータ１８２ａ、１８２ｂ、１８２ｃの反転作
用を受けて導通する。このため、（関数電圧Ｖｈ２／抵
抗１８３の抵抗値）に相当する電流が、トランジスタ１
８１、交差コイル１２及びトランジスタ１８２を通り抵
抗１８３に流入する。一方、論理回路１６０ｃからの第
２出力方向切り換え信号がローレベルのとき、トランジ
スタ１８４が両インバータ１８４ａ、１８４ｂの各反転
作用を受けて導通するとともに、トランジスタ１８５が
両インバータ１８２ａ、１８５ａの反転作用を受けて導
通する。このため、（関数電圧Ｖｈ２／抵抗１８３の抵
抗値）に相当する電流が、トランジスタ１８５、交差コ
イル１２及びトランジスタ１８４を通り抵抗１８３に流
入する。

【００３８】このことは、交差コイル１２が、その流入
電流に応じ、流入方向で定まるベクトル量にて電磁力を
発生することを意味する。かかる場合、交差コイル１２
の両端子を図７に示すように各符号１２ａ、１２ｂで表
せば、両端子１２ａ、１２ｂ間の端子電圧Ｖ１２　は、
交差コイル１２への流入電流に比例し、アナログ電圧Ｖ
Ｄとの関連において図１４（Ｂ）に示すごとき波形にて
変化する。演算増幅器１８６は、関数発生器１５０から
の関数電圧Ｖｈ２が抵抗１８３の端子に端子電圧として
発生するように、差動増幅する。各ダイオード１８７、
１８８は、ＮＯＲゲート１６７ｅからの第２出力方向切
り換え信号に応答して導通し、同第２出力方向切り換え
信号のローレベルへの変化に応答して非道通となる。こ
のことは、各トランジスタ１８４、１８２が各ダイオー
ド１８７、１８８の導通下でのみ導通可能となることを
意味する。なお、図１における両交差コイル１１、１２
、車速センサ３０及びコンデンサ５０ｆを除く回路部分
は、半導体集積回路により形成されている。

【００３９】以上のように構成した本実施例において、
当該車両を走行状態におけば、車速センサ３０が同車両
の現実の車速に応答してパルス信号を順次発生し、波形
整形器４０ａが車速センサ３０からの各パルス信号を順
次波形整形して矩形波パルス（図８（Ａ）参照）として
発生し波形整形器４０ｂに付与する。すると、この波形
整形器４０ｂにおいては、アナログスイッチ４１が、波
形整形器４０ａからの各矩形波パルスの立ち上がり及び
立ち下がりに応答して開成及び閉成を繰り返し、両定電
流源Ｉｃ１、Ｉｃ２との協働によりコンデンサ４２の充
放電を繰り返す。このため、コンデンサ４２の端子電圧
Ｖｋは、図８（Ｂ）に示すごとく変化する。ついで、各
コンパレータ４４、４５が、分圧回路４３からの各分圧
電圧ＶＬ、ＶＨとの関連にて、コンデンサ４２からの端
子電圧Ｖｋに応じてそれぞれ比較信号を発生しＮＯＲゲ
ート４６からゲート信号（図８（Ｃ）参照）を順次発生
させてＦーＶ変換器５０に付与する。

【００４０】しかして、ＦーＶ変換器５０の電流平滑回
路５０ａにおいては、アナログスイッチ５２が、バッフ
ァ５１を介するＮＯＲゲート４６からの各ゲート信号の
立ち上がり及び立ち下がりに応答して閉成及び開成を繰
り返し、定電流源Ｉｃ３　及び抵抗５３ｂとの協働によ
り、コンデンサ５３ａの充放電を繰り返す。このため、
同コンデンサ５３ａが、図８（Ｄ）に示すようなリップ
ル電圧Ｖｆを発生する。このとき、コンデンサ５０ｆが
ホールド電圧ＶＤを発生しているものとする。ついで、
比較回路５０ｂにおいては、コンパレータ５４ｃが、電
流平滑回路５０ａからのリップル電圧Ｖｆを、コンデン
サ５０ｆからのホールド電圧ＶＤ　とオフセット直流電
源５４ａからのオフセット電圧△Ｖ１との電圧和と比較
するとともに、コンパレータ５４ｄが、電流平滑回路５
０ａからのリップル電圧Ｖｆとオフセット直流電源５４
ｂからのオフセット電圧△Ｖ２　との電圧和を、コンデ
ンサ５０ｆからのホールド電圧ＶＤと比較する。

【００４１】かかる場合、当該車両がほぼ定低車速走行
状態にあれば、充電回路５０ｃにおいては、アナログス
イッチ５６が、波形整形器４０ｂのＮＯＲゲート４６か
らの各ゲート信号の立ち上がりに応答して閉成を繰り返
してコンパレータ５０ｆの充電を繰り返す。また、コン
パレータ５４ｄが、ＶＤ≧（Ｖｆ＋△Ｖ２）の成立毎に
、ローレベルの比較信号を発生すると、アナログスイッ
チ５７が、同各比較信号に応答して繰り返し閉成しコン
デンサ５０ｆを繰り返し放電させる。その結果、ホール
ド電圧ＶＤ　は、図８（Ｅ）に示すごとく、リップルの
小さな波形として得られる。また、当該車両が低車速の
加速状態にあれば、電流平滑回路５０ａからのリップル
電圧Ｖｆの上昇に伴い（ＶＤ＋△Ｖ１）≦Ｖｆが成立す
ると、コンパレータ５４ｃがローレベルの比較信号を発
生しアナログスイッチ５８を閉成する。このため、充電
回路５０ｅが、定電流源Ｉｃ６　からアナログスイッチ
５８を通して定電流をコンデンサ５０ｆに流入させる。 これにより、コンデンサ５８が、充電回路５０ｅによっ
て急速に充電されて、図１１（Ａ）に示すごとく、ホー
ルド電圧ＶＤ　を、そのリップルを最小限に抑制しつつ
、リップル電圧Ｖｆに応答性良く追随して急速に上昇さ
せる。

【００４２】また、当該車両が低車速の減速状態にあれ
ば、電流平滑回路５０ａからのリップル電圧Ｖｆの下降
に伴い、（Ｖｆ＋△Ｖ２）≦ＶＤが成立すると、コンパ
レータ５４ｄがローレベルの比較信号を発生しアナログ
スイッチ５７を閉成する。このため、放電回路５０ｄが
アナログスイッチ５７及び定電流源Ｉｃ５　を通してコ
ンデンサ５０ｆを放電させる。これにより、コンデンサ
５０ｆのホールド電圧ＶＤが、そのリップルを最小限に
抑制しつつ、定電流源Ｉｃ５からの定電流のもとに、図
１１（Ｂ）に示すごとく、リップル電圧Ｖｆに応答性良
く追随して急速に降下する。

【００４３】以上説明したように、当該車両の車速が低
い状態にあっても、波形整形器４０ｂ及びＦ−Ｖ変換器
５０により、波形整形器４０ａからの各矩形波パルスを
、車速に比例する周波数に比例したリップル電圧Ｖｆに
変換し、このリップル電圧Ｖｆから上述のようにリップ
ルを抑制したホールド電圧ＶＤ　に変換しつつ、同ホー
ルド電圧ＶＤ　を、リップル電圧Ｖｆ、即ち低車速の変
化に応答性良く追随して変化させる。このことは、当該
車両が低車速状態にあっても、同車両の低車速に比例す
る周波数したアナログ電圧を、リップルの小さな応答性
の良いホールド電圧ＶＤでもって実現し得ることを意味
する。また、リップル電圧Ｖｆの平均電圧が同リップル
電圧Ｖｆの上限値の（１／２）未満になると、低周波遮
断回路５０ｇがコンデンサ５０ｆからのホールド電圧Ｖ
Ｄ　を、零（Ｖ）に低下させることにより、低周波数範
囲で遮断するので、同低周波数範囲での回帰誤差を最小
限に抑制し得る。なお、当該車両の車速（以下、車速Ｖ
という）が、Ｖ＝０（Ｋｍ／ｈ）からＶ＝３００（Ｋｍ
／ｈ）へ上昇すれば、アナログ電圧ＶＤ　が、ＶＤ＝０
（Ｖ）からＶＤ＝２（Ｖ）まで変化するものとする。

【００４４】上述のようにしてＦ−Ｖ変換器５０からホ
ールド電圧ＶＤ　がアナログ電圧（以下、アナログ電圧
ＶＤ　という）として生ずると、各電流発生器８０、９
０が、基準電圧発生器６０及び比較回路７０との協動に
よりそれぞれアナログ電圧ＶＤ　の変化に応じ、各鋸歯
状波状電流Ｉ１、Ｉ２（図１２（Ａ）（Ｂ）参照）を発
生する。かかる場合、上述のようにアナログ電圧ＶＤ　
がリップルの小さな応答性の良い電圧として得られるの
で、当該車両が低車速状態にあっても、各鋸歯状波状電
流Ｉ１、Ｉ２がリップルの小さな応答性の良い電流波形
をもつものとして実現できる。ついで、Ｉ−Ｖ変換器１
００、１１０が各電流発生器８０、９０からの電流Ｉ１
、Ｉ２を各三角波状電圧Ｖ１、Ｖ２（図１３（Ａ）（Ｂ
）参照）にそれぞれ変換し、各関数発生器１２０、１３
０が各三角波状電圧Ｖ１、Ｖ２に応じて各関数電圧Ｖｇ
１、Ｖｇ２（図１３（Ｃ）（Ｄ）参照）をそれぞれ発生
し、各関数発生器１４０、１５０が各関数電圧Ｖｇ１、
Ｖｇ２に応じて各関数電圧Ｖｈ１、Ｖｈ２（図１３（Ｅ
）（Ｆ）参照）をそれぞれ発生する。

【００４５】かかる場合、上述のようにアナログ電圧Ｖ
Ｄ　がリップルの小さな応答性の良い電圧として得られ
るので、当該車両が低車速状態にあっても、各三角波状
電圧Ｖ１、Ｖ２、各関数電圧Ｖｇ１、Ｖｇ２及び各関数
電圧Ｖｈ１、Ｖｈ２が、いずれも、リップルの小さな応
答性の良い電圧波形をもつものとして実現できる。また
、出力方向切換器１６０が、比較回路７０との協働によ
り各電流発生器８０、９０からの各電流Ｉ１、Ｉ２に相
当する各電圧に応じて選択的に第１及び第２の出力方向
切換信号を発生すると、駆動回路１７０においては、出
力方向切換器１６０からの第１出力方向切換信号がロー
レベルのとき、両トランジスタ１７６、１７９が、両ト
ランジスタ１７７、１７８の非導通のもとに導通する。 このため、演算増幅器１７１による関数発生器１４０及
び抵抗１７２との協働のもとに、（関数電圧Ｖｈ１／抵
抗１７２の抵抗値）に相当する電流が、前記直流電源か
らトランジスタ１７６、交差コイル１１及びトランジス
タ１７９を通り抵抗１７２に流入する。

【００４６】一方、出力方向切換器６０からの第１出力
方向切換信号がハイレベルのとき、両トランジスタ１７
７、１７８が、両トランジスタ１７６、１７９の非導通
のもとに導通する。このため、演算増幅器１７１による
関数発生器１４０及び抵抗１７２との協働のもとに、（
関数電圧Ｖｈ１／抵抗１７２の抵抗値）に相当する電流
が、前記直流電源からトランジスタ１７８、交差コイル
１１及びトランジスタ１７７を通り抵抗１７２に流入す
る。かかる場合、上述のようにアナログ電圧ＶＤがリッ
プルの小さな応答性の良い電圧として得られるので、当
該車両が低車速状態にあっても、抵抗１７２への流入電
流がリップルの小さな応答性の良い電流波形をもつもの
として実現できる。

【００４７】一方、駆動回路１８０においては、出力方
向切換器１６０からの第２出力方向切換信号がローレベ
ルのとき、両トランジスタ１８６、１８９が、両トラン
ジスタ１８７、１８８の非導通のもとに導通する。この
ため、演算増幅器１８１による関数発生器１５０及び抵
抗１８２との協働のもとに、（関数電圧Ｖｈ２／抵抗１
８２の抵抗値）に相当する電流が、前記直流電源からト
ランジスタ１８６、交差コイル１２及びトランジスタ１
８９を通り抵抗１８２に流入する。一方、出力方向切換
器１６０からの第２出力方向切換信号がハイレベルのと
き、両トランジスタ１８７、１８８が両トランジスタ１
８６、１８９の非導通のもとに導通する。このため、演
算増幅器１８１による関数発生器１５０及び抵抗１８２
との協働のもとに、（関数電圧Ｖｈ２／抵抗１８２の抵
抗値）に相当する電流が、前記直流電源からトランジス
タ１８８、交差コイル１２及びトランジスタ１８７を通
り抵抗１８２に流入する。かかる場合、上述のようにア
ナログ電圧ＶＤがリップルの小さな応答性の良い電圧と
して得られるので、当該車両が低車速状態にあっても、
抵抗１８２への流入電流がリップルの小さな応答性の良
い電流波形をもつものとして実現できる。以上のことは
、両交差コイル１１、１２の各端子電圧Ｖ１１、Ｖ１２
がアナログ電圧ＶＤ　に応じて図１４（Ａ）（Ｂ）に示
すごとき波形にて変化することを意味する。かかる場合
、上述のようにアナログ電圧ＶＤ　がリップルの小さな
応答性の良い電圧として得られるので、当該車両が低車
速状態にあっても、各端子電圧Ｖ１１、Ｖ１２の波形が
リップルの小さな応答性の良い電圧波形をもつものとし
て実現できる。

【００４８】換言すれば、アナログ電圧ＶＤ　が０（Ｖ
）から２（Ｖ）まで変化する過程において、各電流Ｉ１
、Ｉ２が、互いに９０°（ＶＤ　＝０．５（Ｖ）に相当
）だけ位相を異にして図１２（Ａ）（Ｂ）に示すごとく
鋸歯状波状に変化し、各電圧Ｖ１　、Ｖ２　が、図１３
（Ａ）（Ｂ）に示すごとく、互いに９０°だけ位相を異
にして三角波状に変化する。ついで、関数電圧Ｖｇ１　
が、図１３（Ｃ）に示すごとく、ＶＤ＝０．５（Ｖ）を
中心としＶ９０−ｘｂ　≦ＶＤ　≦（０．５＋Ｖ９０−
ｘｂ）にて電圧Ｖ１の波形の頂角を大きくするように電
圧Ｖ１を変更するとともにＶＤ＝１．５（Ｖ）を中心と
し（１＋Ｖ９０−ｘｂ）≦ＶＤ≦（１．５＋Ｖ９０−ｘ
ｂ）にて電圧Ｖ１の波形の頂角を大きくするように電圧
Ｖ１を変更して形成される。一方、関数電圧Ｖｇ２　が
、図１３（Ｄ）に示すごとく、０≦ＶＤ　≦Ｖｘｂにて
電圧Ｖ２の波形の頂角を大きくするように電圧Ｖ２を変
更し、ＶＤ＝１（Ｖ）を中心とし（０．５＋Ｖｘｂ）≦
ＶＤ≦（１＋Ｖｘｂ）にて電圧Ｖ２　の波形の頂角を大
きくするように電圧Ｖ２　を変更し、かつ（１．５＋Ｖ
ｘｂ）≦　ＶＤ　≦２（Ｖ）にて電圧Ｖ２の波形の頂角
を大きくするように電圧Ｖ２を変更して形成される。

【００４９】さらに、関数電圧Ｖｈ１　が、図１３（Ｅ
）に示すごとく、ＶＤ＝０．５（Ｖ）を中心としＶ９０
−ｘａ≦ＶＤ　≦（０．５＋Ｖ９０−ｘａ）にて関数電
圧Ｖｇ１の波形をほぼ平坦にするように関数電圧Ｖｇ１
を変更するとともに、ＶＤ　＝１．５（Ｖ）を中心とし
（１＋Ｖ９０−ｘａ）≦ＶＤ≦（０．５＋Ｖ９０−ｘａ
）にて関数電圧Ｖｇ１　の波形をほぼ平坦にするように
関数電圧Ｖｇ１を変更して形成される。一方、関数電圧
Ｖｈ２が、図１３（Ｆ）に示すごとく、０≦ＶＤ≦Ｖｘ
ａ、（１−Ｖｘａ）≦ＶＤ≦（１＋Ｖｘａ）、及び（２
−Ｖｘａ）≦ＶＤ≦２（Ｖ）の各範囲にて関数電圧Ｖｇ
２　の波形をほぼ平坦にするように関数電圧Ｖｇ２を変
更して形成される。このため、交差コイル１１の端子電
圧Ｖ１１は図１４（Ａ）に示すごとく疑似サイン波形と
なり、一方、交差コイル１２の端子電圧Ｖ１２は図１４
（Ｂ）に示すごとく疑似コサイン波形となる。 かかる場合、各端子電圧Ｖ１１、Ｖ１２は、上述のよう
なアナログ回路構成に起因して緩やかに変化する。

【００５０】従って、上述のような各端子電圧Ｖ１１、
Ｖ１２に応じ各交差コイル１１、１２にそれぞれ生じる
各電磁力との関連で、指針１４が車速Ｖの変化に応じて
振れることとなり、その結果、指針１４の振れ具合に対
する違和感の解消を促進させ得る。かかる場合、当該車
両が低車速状態にあってどのように変化しても、Ｆ−Ｖ
変換器５０のＦ−Ｖ変換出力が、リップルの小さい車速
応答性の良い値として得られるので、指針１４を、低車
速領域でも、応答性の良い振れ具合にて針振れ現象を解
消しつつ振れさせることができる。また、Ｆ−Ｖ変換器
５０においては、ディジタル回路に依存することなく、
しかも、従来の回路構成に比べて、コンデンサ５０ｆを
外付けコンデンサとして付加するのみでよいので、この
種装置のコスト上昇を最小限に抑制できる。

【００５１】因みに、指針１４を従来の駆動装置及び本
実施例における駆動装置Ｄにより振れさせた場合の針振
れ現象及び指示の応答性について実験により確認したと
ころ、図１５（Ａ）（Ｂ）に示すような結果が得られた
。かかる場合、図１５（Ａ）において、曲線Ｌａが、従
来の駆動装置による指針１４の低車速に応じた針振れ特
性を示し、また、曲線Ｌｂが、本実施例の駆動装置Ｄに
よる指針１４の低車速に応じた針振れ特性を示す。また
、図１５（Ｂ）において、曲線Ｌｃが、車速Ｖの時間的
変化を示す特性を示し、曲線Ｌｄが、従来の駆動装置に
よる指針１４の車速に対する指示応答性を示し、かつ、
曲線Ｌｅが、本実施例の駆動装置Ｄによる指針１４の車
速に対する指示応答性を示す。しかして、図１５（Ａ）
によれば、車速Ｖの低い範囲において、本実施例の駆動
装置Ｄによる指針１４の針振れの方が、従来の駆動装置
による指針１４の針振れに比べて著しく小さいことが認
められる。また、図１５（Ｂ）によれば、本実施例の駆
動装置Ｄによる指針１４の指示応答性が、従来の駆動装
置による指針１４の指示応答性に比べて著しく改善され
ていることが認められる。

【００５２】次に、前記実施例の変形例について説明す
ると、この変形例においては、図１６（Ａ）にて示すご
とく、前記実施例にて述べた波形整形器４０ｂに代えて
、波形整形器４０ｃを採用したことにその構成上の特徴
がある。しかして、この波形整形器４０においては、ト
ランジスタ回路４８が、波形整形器４０ａからの各矩形
波パルス（図１６（Ｂ）参照）の立ち上がりに応答する
ＲＳフリップフロップ４７の反転出力により、そのコン
デンサ４８ａを充電するとともにトランジスタ４８ｂを
非導通にするように作動し、波形整形器４０ａからの各
矩形波パルスの立ち下がりに応答するＲＳフリップフロ
ップ４７の反転出力により、コンデンサ４８ａを放電さ
せるとともに、トランジスタ４８ｂを導通させるように
作動する。このため、コンデンサ４８ａの端子電圧が、
図１６（Ｃ）にて示す電圧波形にて変化し、また、トラ
ンジスタ４８ｂのコレクタ電圧が、図１６（Ｄ）にて示
す電圧波形にて変化する。このことは、トランジスタ４
８ｂのコレクタ電圧が、前記実施例に述べた波形整形器
４０ｂのＮＯＲゲートの出力と同一波形を有することを
意味する。かかる場合、コンデンサ４８ａの充放電時定
数を、定車速時には大きくし、急加減速時には小さくす
るようになっている。

【００５３】なお、本発明の実施にあたっては、前記実
施例にて述べたアナログスイッチとこれに定電流を流入
させる定電流源との直列回路（例えば、アナログスイッ
チ５２と定電流源Ｉｃ３　）に代えて、図１７（Ａ）に
示すごときバイポーラトランジスタ回路１９０ａ（流し
出し型定電流回路とスイッチング素子との組み合わせか
らなる）を採用して実施してもよい。かかる場合、スイ
ッチング素子として機能するトランジスタ１９１を導通
させればトランジスタ１９２のコレクタから定電流が流
出する。また、トランジスタ１９１を非導通にすればト
ランジスタ１９２のコレクタからの定電流が零となる。 また、本発明の実施にあたっては、前記実施例にて述べ
たアナログスイッチとこれを通し定電流を流出させる定
電流源との直列回路（例えば、アナログスイッチ５７と
定電流源Ｉｃ５）に代えて、図１７（Ｂ）に示すごとき
バイポーラトランジスタ回路１９０ｂ（流し込み型定電
流回路とスイッチング素子との組み合わせからなる）を
採用して実施してもよい。かかる場合、スイッチング素
子として機能するトランジスタ１９３を非導通にすれば
、トランジスタ１９４のコレクタに定電流が流入する。 また、トランジスタ１９３を導通させればトランジスタ
１９４のコレクタに流入する定電流が零となる。

【００５４】また、本発明の実施にあたっては、車速Ｖ
に限ることなく、タコメータ、オイルゲージ、フューエ
ルゲージ、サーモゲージ、オイルプレッシャゲージ等の
各種のアナログ入力を指示する交差コイル型アナログ指
示計器のための駆動装置に本発明を適用して実施しても
よい。また、本発明の実施にあたっては、鋸歯状波電流
からの擬似サイン波及び擬似コサイン波の作成に代えて
、例えば三角波或いは台形波から擬似サイン波及び擬似
コサイン波を作成するにあたり本発明を適用して実施し
てもよい。また、前記実施例においては、各駆動回路１
７０、１８０をそれぞれブりッジ回路構成としたが、こ
のようなブリッジ回路構成としない場合には、出力方向
切換器１６０は省略して実施してもよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。

【図２】交差コイル型アナログ指示計器の概略構成図及
び図１の定電圧発生器の詳細回路図である。

【図３】図１のＦ−Ｖ変換器に接続した波形整形器の詳
細回路図である。

【図４】図１のＦ−Ｖ変換器の詳細回路図である。

【図５】図１の基準電圧発生器、比較回路、及び両電流
発生器の詳細回路図である。

【図６】図１の両Ｉ−Ｖ変換器、各関数発生器及び出力
方向切換器の詳細回路図である。

【図７】図１の両駆動回路の詳細回路図である。

【図８】図３の波形整形器及び図４のＦ−Ｖ変換器内の
主要構成素子の出力波形図である。

【図９】図４のＦ−Ｖ変換器における比較回路の作動を
示す波形図及びオフセット電圧△Ｖ２　＝０との関連に
おけるホールド電圧ＶＤ　のリップル電圧Ｖｆの平均電
圧との関係を示す説明図である。

【図１０】オフセット電圧△Ｖ２　をリップル電圧Ｖｆ
の上限値の（１／２）としたときのホールド電圧ＶＤ　
のリップル電圧Ｖｆの平均電圧との関係を示す説明図及
び低周波遮断回路の作動説明図である。

【図１１】車両の加速時及び減速時にリップル電圧Ｖｆ
の変化に追随して変化するホールド電圧ＶＤの状態を示
す説明図である。

【図１２】図１の各鋸歯状波電流発生器の出力波形図で
ある。

【図１３】図１の各Ｉ−Ｖ変換器及び各関数発生器の出
力波形図である。

【図１４】図１の各交差コイルの端子電圧波形図である
。

【図１５】低車速領域における従来の駆動装置及び図１
の駆動装置による指針の各針振れ特性及び各指示応答特
性をそれぞれ示すグラフである。

【図１６】前記実施例の部分的変形例を示す詳細回路図
及びその各主要構成素子の出力波形図である。

【図１７】前記実施例の他の部分的変形例をそれぞれ示
す詳細回路図である。

【符号の説明】

１０…アナログ指示計器、１１、１２…交差コイル、１
４…指針、３０…車速センサ、４０ａ、４０ｂ、４０ｃ
…波形整形器、５０…Ｆ−Ｖ変換器、５０ａ…電流平滑
回路、５０ｂ…比較回路、５０ｃ、５０ｅ…充電回路、
５０ｄ…放電回路、５０ｆ…コンデンサ、６０…基準電
圧発生器、７０…比較回路、８０、９０…電流発生器、
１００、１１０…Ｉ−Ｖ変換器、１２０〜１５０…関数
発生器、１６０…出力方向切換器、１７０、１８０…駆
動回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】互いに略同心的に交差して配置されてアナ
   ログ入力に対応する各流入電流に応じてそれぞれ電磁力
   を生じる一対の交差コイルと、前記各電磁力の合成値に
   応じた振れ角にて前記アナログ入力を指示する指針とを
   備えたアナログ指示計器に適用されて、前記アナログ入
   力に比例する周波数にてパルス信号を順次発生するパル
   ス信号発生手段と、前記各パルス信号をこれら各パルス
   信号の周波数に比例するアナログ電圧に変換する周波数
   ー電圧変換手段と、前記アナログ電圧に応じて、前記各
   交差コイルを、これら各交差コイルに前記各流入電流を
   それぞれ流入させるように、駆動する駆動手段とを設け
   るようにした駆動装置において、前記周波数ー電圧変換
   手段が、前記各パルス信号の周波数に比例するリップル
   電圧を形成する電圧形成手段と、前記リップル電圧の平
   均電圧をそのリップルを抑制しつつ前記アナログ電圧と
   してホールドするホールド手段と、前記アナログ電圧を
   前記リップル電圧の平均値の変化に追随して変化させる
   ように制御する電圧制御手段とにより構成したことを特
   徴とするアナログ指示計器のための駆動装置。