JPH04340413A - Light interference angular-speed meter - Google Patents
Light interference angular-speed meterInfo
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- JPH04340413A JPH04340413A JP11319691A JP11319691A JPH04340413A JP H04340413 A JPH04340413 A JP H04340413A JP 11319691 A JP11319691 A JP 11319691A JP 11319691 A JP11319691 A JP 11319691A JP H04340413 A JPH04340413 A JP H04340413A
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Abstract
Description
【0001】0001
【産業上の利用分野】この発明は例えば光ファイバジャ
イロに適用される光干渉角速度計に関し、入出力におけ
るスケールファクタの安定化に係わる。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an optical interference gyro meter applied to, for example, an optical fiber gyro, and relates to stabilization of scale factors in input and output.
【0002】0002
【従来の技術】図3に従来の光干渉角速度計を示す。光
源モジュール11からの光Iは、第1光カプラ12、偏
光子13、第2光カプラ14を順次経て、少くとも1周
する光学路、例えば光ファイバコイル15にその両端か
ら投入される。光ファイバコイル15を伝搬する左回り
、右回りの両光Ec,Ecc光は、光ファイバコイル1
5の片端と、第2光カプラ14との間に縦続的に配置し
た位相変調器16により位相変調される。この位相変調
を受けた左回り光、右回り光は、第2光カプラ14で結
合され、干渉し、再び偏光子13、第1光カプラ12を
順次通り、受光器17へ至る。2. Description of the Related Art FIG. 3 shows a conventional optical interference angular velocity meter. The light I from the light source module 11 passes through a first optical coupler 12, a polarizer 13, and a second optical coupler 14 in order, and is input into an optical path that makes at least one circuit, for example, an optical fiber coil 15 from both ends thereof. Both the counterclockwise and clockwise lights Ec and Ecc propagating through the optical fiber coil 15 are transmitted through the optical fiber coil 1.
The phase modulator 16 is arranged in series between one end of the optical coupler 5 and the second optical coupler 14 to perform phase modulation. The left-handed light and the right-handed light that have undergone this phase modulation are combined by the second optical coupler 14, interfere with each other, pass through the polarizer 13 and the first optical coupler 12 again, and reach the light receiver 17.
【0003】受光器17へ到達した干渉光I0 は、そ
こで光電変換される。受光器17の光電変換出力VPD
は、(1)式で表わされる。
VPD=KOPT KPD{1+cos(Δφ+P
(t) +P(t−τ))} =KOPT
KPD{1+J0(x)・cosΔφ+2・Σ(−1)
n J2n(x) ・ cosΔφco
s2n ω0t′−2Σ(−1)n ・J2n+1(x
) ・ sinΔφ・cos(2n+1
)ω0t′} …………(1)t′=t−(τ/2)
,KOPT =I0 /(2I)、最初のΣはn=1か
ら無限大、2番目のΣは n=0から無限大、
τ:光ファイバコイル15中における伝搬時間J0(x
),J2n(x) ,J2n+1(x) :第1種ベッ
セル関数KOPT :定数(=I0 /(2I)),x
=2βsinπf0τ
KPD:受光器17の光電変換係数
I0 :受光器17の到達光量の最大値I:光源モジュ
ール11に内蔵された発光素子の前方出射光
Δφ:光ファイバコイル15における左回り光と右回り
光との間の位相差
P(t) =βsin ω0t:右回り光Ecの変調
位相P(t−τ):左回り光の変調位相
ω0 :位相変調角周波数
f0 :位相変調周波数
受光器17の光電変換出力VPDは、同期検波回路18
においてクロック発生回路19からの参照信号により、
位相変調周波数と同じ成分、すなわち(1)式における
一次成分(n=1)が取り出される。同期検波回路18
の出力V1 は、(2)式で表わされる。The interference light I0 reaching the photoreceiver 17 is photoelectrically converted there. Photoelectric conversion output VPD of photoreceiver 17
is expressed by equation (1). VPD=KOPT KPD{1+cos(Δφ+P
(t) +P(t-τ))} =KOPT
KPD{1+J0(x)・cosΔφ+2・Σ(-1)
n J2n(x) ・cosΔφco
s2n ω0t'-2Σ(-1)n ・J2n+1(x
)・sinΔφ・cos(2n+1
)ω0t'} …………(1)t'=t-(τ/2)
, KOPT = I0 / (2I), the first Σ is from n = 1 to infinity, the second Σ is from n = 0 to infinity, τ: propagation time J0 (x
), J2n(x), J2n+1(x): Bessel function of the first kind KOPT: Constant (=I0/(2I)), x
=2βsinπf0τ KPD: Photoelectric conversion coefficient I0 of the light receiver 17: Maximum value of the amount of light reaching the light receiver 17 I: Front emitted light Δφ of the light emitting element built in the light source module 11: Counterclockwise light and clockwise light in the optical fiber coil 15 Phase difference between light P(t) = βsin ω0t: Modulation phase of clockwise light Ec P(t-τ): Modulation phase of counterclockwise light ω0: Phase modulation angular frequency f0: Phase modulation frequency of light receiver 17 The photoelectric conversion output VPD is the synchronous detection circuit 18
By the reference signal from the clock generation circuit 19,
The same component as the phase modulation frequency, that is, the first-order component (n=1) in equation (1) is extracted. Synchronous detection circuit 18
The output V1 is expressed by equation (2).
【0004】
V1 =KOPT ・KPD・KPSD1・J1(x)
・sinΔφ=K1 ・sinΔφ …………………
……………(2)K1 =KOPT ・KPD・KPS
D1・J1(x)KPSD1:同期検波回路18の利得
ここで両光Ec,Ecc間の位相差Δφは、光ファイバ
コイル15に回転角速度Ωを印加した時に生じるサニャ
ック(Sagnac)位相差ΔφS を示し、次式で表
わされる。[0004] V1 = KOPT・KPD・KPSD1・J1(x)
・sinΔφ=K1 ・sinΔφ …………………
……………(2) K1 = KOPT・KPD・KPS
D1・J1(x)KPSD1: Gain of synchronous detection circuit 18 Here, the phase difference Δφ between the two lights Ec and Ecc indicates the Sagnac phase difference ΔφS that occurs when a rotational angular velocity Ω is applied to the optical fiber coil 15. , is expressed by the following equation.
【0005】
Δφ=ΔφS =8πANΩ/(Cλ)=KS ・
Ω ……(3)C:光速
λ:光の波長
A:光ファイバコイル15の平均面積
N:光ファイバコイル15の巻数
(3)式においてKS は定数でサニャック位相検出感
度を示す。(2)及び(3)式より同期検波回路18の
出力を計測すれば、入力された回転角速度Ωの値を検知
することができる。[0005] Δφ=ΔφS =8πANΩ/(Cλ)=KS ・
Ω ... (3) C: Speed of light λ: Wavelength of light A: Average area of optical fiber coil 15 N: Number of turns of optical fiber coil 15 In equation (3), KS is a constant and represents Sagnac phase detection sensitivity. By measuring the output of the synchronous detection circuit 18 using equations (2) and (3), the value of the input rotational angular velocity Ω can be detected.
【0006】ところが(2)式からも明らかなように、
同期検波回路18の出力V1 は、入力された回転角速
度Ωに対し正弦関数で変化する。そこで通常入力角速度
Ωに対し直線的な出力となるように直線化回路(リニア
ライザー)21が同期検波回路18の出力側に付加され
たりする。この直線化された出力V1 ′は、次式で示
される。However, as is clear from equation (2),
The output V1 of the synchronous detection circuit 18 changes according to a sine function with respect to the input rotational angular velocity Ω. Therefore, a linearization circuit (linearizer) 21 is usually added to the output side of the synchronous detection circuit 18 so that the output is linear with respect to the input angular velocity Ω. This linearized output V1' is expressed by the following equation.
【0007】
V1 ′=K1 ・ΔφS ………………
………………(4) K1 =KOPT ・KP
D・KPSD1・J1(x)なお、クロック発生回路1
9からの変調信号が駆動回路22を通じて位相変調器1
6に印加される。(2)式において定数K1 が一定条
件のもとでは、V1 はΔφに対し1対1で対応するが
、それぞれの構成要素は、大なり小なりの温度係数を持
っており、温度によって入出力利得K1 が変化する。[0007] V1 ′=K1 ・ΔφS ………………
………………(4) K1 = KOPT ・KP
D・KPSD1・J1(x) Furthermore, clock generation circuit 1
The modulation signal from 9 passes through the drive circuit 22 to the phase modulator 1.
6. In equation (2), under the condition that the constant K1 is constant, V1 corresponds to Δφ on a one-to-one basis, but each component has a larger or smaller temperature coefficient, and input/output depends on the temperature. Gain K1 changes.
【0008】温度変動量を定量的に調査してみる。まず
J1(x)は、xの値が約1.84となるよう、つまり
J1(x)の最大値付近になるように位相変調の量を調
整すれば、位相変調度の温度変動に対し安定化させるこ
とができ、KPD,KPSD1は、本質的に温度係数を
小さくすることができる。しかしながら定数KOPT
は、前述の通りKOPT =I0 /(2I)で示され
るものであるため仮に発光素子からの前方出射光Iを光
量自動制御回路23によって一定に保ったとしても次の
原因により受光器17へ到達する光量I0 が変動し、
KOPT が変動することになる。[0008] Let us quantitatively investigate the amount of temperature fluctuation. First, J1(x) is stable against temperature fluctuations in the degree of phase modulation by adjusting the amount of phase modulation so that the value of x is approximately 1.84, that is, near the maximum value of J1(x). KPD and KPSD1 can essentially reduce the temperature coefficient. However, the constant KOPT
is expressed as KOPT = I0 / (2I) as mentioned above. Therefore, even if the forward emitted light I from the light emitting element is kept constant by the automatic light amount control circuit 23, it will not reach the light receiver 17 due to the following reasons. The amount of light I0 changes,
KOPT will fluctuate.
【0009】■光源モジュール11の発光素子と光ファ
イバとの光結合効率の温度変動■光源モジュール11か
らの出射光量Iが光ファイバコイル15を経て受光器1
7に到達するまでの間の光伝送損失の温度変動定量的に
は、−20℃〜+70℃の温度変化で■の光結合効率は
10〜20%変動し、■の光伝送損失は7%近く変動す
る。したがって定数KOPT の温度変動は、最大27
%程度は、見積っておく必要がある。■ Temperature fluctuation in optical coupling efficiency between the light emitting element of the light source module 11 and the optical fiber ■ The amount of light I emitted from the light source module 11 passes through the optical fiber coil 15 to the receiver 1
Quantitatively, the optical coupling efficiency of ■ changes by 10 to 20% with a temperature change of -20℃ to +70℃, and the optical transmission loss of It will change soon. Therefore, the temperature variation of the constant KOPT is at most 27
It is necessary to estimate the percentage.
【0010】ところで光干渉角速度計のバイアス性能を
0.05〜0.1°/秒ぐらいに求めると、一般に要求
される入出力特性としてのスケールファクタ安定性は、
少なくとも5%程度となる。したがってスケールファク
タを安定に保つ何らかの手法がなければ、上述のスケー
ルファクタ安定性に対する要求の5%程度は達成できな
い。そこで従来においては特開昭64−63870号公
報に示すように次の方法でスケールファクタの安定化が
行われていた。By the way, when the bias performance of an optical interference gyrometer is determined to be approximately 0.05 to 0.1°/sec, the scale factor stability as a generally required input/output characteristic is as follows.
It will be at least about 5%. Therefore, unless there is some way to keep the scale factor stable, the above-mentioned requirement for scale factor stability of about 5% cannot be achieved. Therefore, in the past, the scale factor was stabilized by the following method as shown in Japanese Patent Laid-Open No. 64-63870.
【0011】すなわち図4Aに示すような構成で(2)
式における出力V1の振幅K1 を一定に保ちスケール
ファクタ安定化が行われていた。受光器17の出力は、
同期検波回路18,34で位相変調周波数f0 とその
2倍の周波数2f0 とでそれぞれ同期検波され、同期
検波回路18,34の各出力は、2乗回路35,36で
それぞれ2乗され、それらの2乗出力V12とV22と
が加算器37で加算される。その加算出力電圧Vは(5
)式で表わせる。That is, with the configuration shown in FIG. 4A (2)
The scale factor was stabilized by keeping the amplitude K1 of the output V1 constant in the equation. The output of the light receiver 17 is
The synchronous detection circuits 18 and 34 perform synchronous detection using the phase modulation frequency f0 and twice the frequency 2f0, and the outputs of the synchronous detection circuits 18 and 34 are squared by the squaring circuits 35 and 36, respectively. The squared outputs V12 and V22 are added by an adder 37. The added output voltage V is (5
) can be expressed by the formula.
【0012】
V=V12+V22
=K12sin2 ΔφS +K22cos2
ΔφS ……(5) ここでK2 =KOPT
・KPD・KPSD2・J2(x)
KPSD2:同期検波回路34の利得となる。ここで予
かじめK1 =K2 となるよう増幅利得を調整し、そ
の時の振幅をKとすると、出力電圧Vは(5)式より(
6)式となる。[0012] V=V12+V22 =K12sin2 ΔφS +K22cos2
ΔφS ...(5) Here, K2 = KOPT
・KPD・KPSD2・J2(x)
KPSD2: Gain of the synchronous detection circuit 34. Here, if the amplification gain is adjusted in advance so that K1 = K2 and the amplitude at that time is K, then the output voltage V is calculated from equation (5) (
6) Equation becomes.
【0013】
V=K2 (sin2 ΔφS +cos2 Δφ
S )=K2 ……(6)ここで出力電圧の初期値
すなわち基準値をKR 2 とし、基準信号発生回路3
9からの基準値KR 2 と出力電圧Vとの差分を差動
増幅器38でとり、その差分を積分器41を通して光源
光量調整回路40へ負帰還する。このようにして先に述
べたような光源モジュール11の結合効率及び光伝送損
失等が変動しても出力V1 の振幅を一定に保つことが
できる。V=K2 (sin2 ΔφS + cos2 Δφ
S)=K2...(6) Here, the initial value of the output voltage, that is, the reference value, is KR2, and the reference signal generation circuit 3
The difference between the reference value KR 2 from 9 and the output voltage V is taken by the differential amplifier 38, and the difference is negatively fed back to the light source light amount adjustment circuit 40 through the integrator 41. In this way, even if the coupling efficiency, optical transmission loss, etc. of the light source module 11 change as described above, the amplitude of the output V1 can be kept constant.
【0014】これについて具体的に説明すると次のよう
になる。受光器17に到達する最大光量I0 が何等か
の原因で減少し基準信号発生回路39からの基準値KR
2 より電圧Vが下がると差動増幅器38は正の信号
を発生する。ここで、この正の信号で光源モジュール1
1の出射光量が増加するように系を設定すると受光器1
7に到達する最大光量I0 は増加する。一方最大光量
I0 が何等かの原因で増加し、電圧Vが基準値KR
2 より大きくなると差動増幅器38は負の信号を発生
し、光源モジュール11の出射光量を減少させる。その
結果、受光器17に到達する最大光量I0 は減少する
ので、電圧Vを常に基準値KR 2 に保つことができ
る。すなわち出力V1 の振幅を一定に保つことができ
る。A concrete explanation of this will be as follows. The maximum amount of light I0 reaching the light receiver 17 decreases for some reason, and the reference value KR from the reference signal generation circuit 39 decreases.
2, the differential amplifier 38 generates a positive signal. Here, with this positive signal, the light source module 1
If the system is set so that the amount of light emitted from receiver 1 increases,
The maximum light amount I0 reaching 7 increases. On the other hand, the maximum light intensity I0 increases for some reason, and the voltage V decreases to the reference value KR.
2, the differential amplifier 38 generates a negative signal and reduces the amount of light emitted from the light source module 11. As a result, the maximum amount of light I0 reaching the light receiver 17 decreases, so that the voltage V can always be kept at the reference value KR 2 . That is, the amplitude of the output V1 can be kept constant.
【0015】受光器17の後段に外部信号によって利得
が可変できる利得調整回路を配置し、その回路に積分器
41からの出力を負帰還して利得調整しても同様に出力
V1 の振幅を一定に保つことができる。A gain adjustment circuit whose gain can be varied by an external signal is arranged after the photodetector 17, and even if the gain is adjusted by negative feedback of the output from the integrator 41, the amplitude of the output V1 is kept constant. can be kept.
【0016】[0016]
【発明が解決しようとする課題】図4Aに示したスケー
ルファクタ安定化回路は、前記特開公報で延べられてい
る通りバイアスドリフト性能が1°/時程度で、スケー
ルファクタ安定性が少なくとも0.1%程度のジャイロ
に対し効果的に機能する。しかしバイアスドリフトが0
.05〜0.1°/秒、スケールファクタ安定性が5%
程度の精度でよいいわゆる低精度光ファイバジャイロに
とっては、図4Aのスケールファクタ安定化回路は低価
格、低消費電力化及び特別仕様で作る集積化(ASIC
:特定用途向IC)の点において不利となる。なぜなら
ば、図4Aのスケールファクタ安定化回路で使用してい
る2乗回路35,36は、例えば市販の乗算器が用いら
れるが、この市販の乗算器は特殊なICであり、リニア
アレーの標準セルに含まれていないものであるため、A
SIC化のさまたげになっており又低価格化、低消費電
力化をさまたげる原因となっている。The scale factor stabilizing circuit shown in FIG. 4A has a bias drift performance of about 1°/hour and a scale factor stability of at least 0.0°/hour, as stated in the above-mentioned Japanese Patent Application Laid-Open No. It functions effectively against a gyro of about 1%. However, the bias drift is 0
.. 05~0.1°/sec, scale factor stability 5%
For a so-called low-precision optical fiber gyro that requires only a certain level of accuracy, the scale factor stabilization circuit shown in Fig. 4A is suitable for low cost, low power consumption, and integration (ASIC) made with special specifications.
: It is disadvantageous in terms of ICs for specific applications). This is because the squaring circuits 35 and 36 used in the scale factor stabilization circuit of FIG. Since it is not included in A
This is a hindrance to the use of SICs, and is also a cause of hindrances to lower prices and lower power consumption.
【0017】この発明は乗算器のような特殊な回路を使
用せず安価な演算増幅器などを使用してスケールファク
タ安定化回路を作ることができる光干渉角速度計を提供
することにある。The object of the present invention is to provide an optical interference angular velocity meter in which a scale factor stabilizing circuit can be created using an inexpensive operational amplifier without using a special circuit such as a multiplier.
【0018】[0018]
【課題を解決するための手段】この発明による光干渉角
速度計においては受光器からの出力の内、位相変調周波
数に関連した奇数波成分を同期検波する第1同期検波手
段と、偶数波成分を同期検波する第2同期検波手段と、
第1同期検波手段からの出力をK倍し、第2同期検波手
段に加算する加算手段と、その加算手段の出力が一定と
なるように受光器に到達する光量、または受光器から第
1同期検波手段に至る系の利得を制御する手段とが設け
られる。[Means for Solving the Problems] The optical interference gyrometer according to the present invention includes a first synchronous detection means for synchronously detecting odd number wave components related to the phase modulation frequency of the output from the optical receiver, and a first synchronous detection means for synchronously detecting the odd number wave components related to the phase modulation frequency. a second synchronous detection means for synchronous detection;
Adding means for multiplying the output from the first synchronous detection means by K and adding it to the second synchronous detection means; Means for controlling the gain of the system leading to the detection means is provided.
【0019】[0019]
【実施例】次にこの発明の一実施例を図面を参照して説
明する。図1にこの発明の実施例を示し、図3と対応す
る部分に同一符号を付けてある。受光器17からの光電
変換出力VPDは、第1同期検波回路18において位相
変調信号と同じ成分がクロック発生回路19からの参照
信号VR1によって同期検波され、V1 として出力さ
れる。
また光電変換出力VPDは第2同期検波回路24におい
て位相変調信号の2倍波成分がクロック発生回路19か
らの参照信号VR2によって同期検波され、V2 とし
て出力される。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Next, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 shows an embodiment of the present invention, in which parts corresponding to those in FIG. 3 are given the same reference numerals. The photoelectric conversion output VPD from the photoreceiver 17 is synchronously detected in the first synchronous detection circuit 18 using the reference signal VR1 from the clock generation circuit 19 in the same component as the phase modulation signal, and is output as V1. Further, the second harmonic wave component of the phase modulation signal of the photoelectric conversion output VPD is synchronously detected in the second synchronous detection circuit 24 using the reference signal VR2 from the clock generation circuit 19, and is output as V2.
【0020】V1 は、(2)式で表わされ、V2 は
、(7)式で表わされる。
V2 =KOPT ・KPD・KPSD2・J2(
x)・cosΔφ =K2 ・cosΔφ
………………………………………(7) ここでK
2 =KOPT ・KPSD2・J2(x)
KPSD2:第2同期検波回路24
の利得出力V1 は、増幅器25によってKm 倍され
、加算器26においてV2 と加算される。加算器26
の出力VS は、基準電圧発生器27からの基準信号V
R と差動増幅器28で差がとられる。差動増幅器28
の出力Ve は、次式で表わされる。V1 is expressed by equation (2), and V2 is expressed by equation (7). V2 = KOPT・KPD・KPSD2・J2(
x)・cosΔφ =K2 ・cosΔφ
……………………………………………(7) Here K
2 = KOPT・KPSD2・J2(x)
KPSD2: Second synchronous detection circuit 24
The gain output V1 of is multiplied by Km by the amplifier 25 and added to V2 in the adder 26. Adder 26
The output VS is the reference signal V from the reference voltage generator 27
The difference between R and differential amplifier 28 is taken. Differential amplifier 28
The output Ve is expressed by the following equation.
【0021】
Ve =V1 ・Km +V2 −VR
=Km ・K1 ・sinΔφ+K2 ・cosΔ
φ−VR =KOPT ・(Km ・KP
D・KPSD1・J1(x)sinΔφ+KPD・KP
SD2・ J2(x)cosΔφ)−V
R ……………………………(8)ここで予かじめ
KPD・KPSD1・J1(x)=KPD・KPSD2
・J2(x)=KA となるよう同期検波回路18,2
4の利得を調整しておく、この時Ve は次式となる。[0021] Ve =V1 ・Km +V2 -VR
=Km ・K1 ・sinΔφ+K2 ・cosΔ
φ-VR = KOPT ・(Km ・KP
D・KPSD1・J1(x)sinΔφ+KPD・KP
SD2・J2(x)cosΔφ)−V
R …………………………………(8) Here, KPD・KPSD1・J1(x)=KPD・KPSD2
- Synchronous detection circuits 18 and 2 so that J2(x)=KA
The gain of 4 is adjusted. At this time, Ve becomes the following equation.
【0022】
Ve =KOPT ・KA (Km ・sinΔφ
+cosΔφ)−VR ……(9)差動増幅器28
の出力Ve は、電気フィルタ29に印加される。電気
フィルタ29は、例えば積分器のようなものでその出力
は、光源モジュール11の光量を制御する光量制御回路
23に印加され、光源モジュール11の光量Iが制御さ
れる。Ve = KOPT ・KA (Km ・sinΔφ
+cosΔφ)-VR...(9) Differential amplifier 28
The output Ve of is applied to an electric filter 29. The electric filter 29 is, for example, an integrator, and its output is applied to a light amount control circuit 23 that controls the amount of light from the light source module 11, so that the amount of light I of the light source module 11 is controlled.
【0023】今初期段階において、KOPT ・KA
=VR =KR に設定されていたとすると入力角速度
が光ファイバコイル15に与えられてない状態、すなわ
ち光ファイバコイル15から出射される右回り光と左回
り光との間の位相差Δφが零の場合(9)式よりVe
は零となる。
ところが例えば周囲温度が変わって受光器17に到達す
る光量I0 が減少したとする。するとKOPT は減
少しその結果出力Ve は、(9)式より負電圧となる
。負極性のVe が電気フィルタ29に印加され、そこ
で正の積分電圧が出力され、この正の積分電圧が光量制
御回路23に印加され、光源モジュール11は光量が増
加するように制御される。[0023] At this early stage, KOPT・KA
=VR =KR, the input angular velocity is not applied to the optical fiber coil 15, that is, the phase difference Δφ between the clockwise light and the counterclockwise light emitted from the optical fiber coil 15 is zero. In the case, from equation (9), Ve
becomes zero. However, suppose, for example, that the ambient temperature changes and the amount of light I0 reaching the light receiver 17 decreases. Then, KOPT decreases, and as a result, the output Ve becomes a negative voltage according to equation (9). Negative polarity Ve is applied to the electric filter 29, which outputs a positive integrated voltage.This positive integrated voltage is applied to the light amount control circuit 23, and the light source module 11 is controlled to increase the amount of light.
【0024】以上のような回路構成とすることにより出
力Veの値が零、即ち初期条件KOPT・KA =VR
となるように自動制御されることになる。したがって
ジャイロ出力である第1同期検波回路18の出力V1
の振幅即ち入出力スケールファクタを一定に保つことが
できる。しかしながら仮にKOPT ・KA =VR
の条件が満されていたとしても(9)式からも明らかな
ように光ファイバコイル15における両回り光間の位相
差Δφ、すなわち入力角速度によって(9)式による出
力Ve の値が変わる。図2は、増幅器25の利得Km
をパラメータとし両回り光の位相差Δφを変化した時の
スケールファクタリニアリティについて示した図であり
、スケールファクタリニアリティLi を次式により求
めた。With the above circuit configuration, the value of the output Ve is zero, that is, the initial condition KOPT·KA = VR
It will be automatically controlled so that. Therefore, the output V1 of the first synchronous detection circuit 18 which is the gyro output
The amplitude, ie, the input/output scale factor, can be kept constant. However, if KOPT ・KA = VR
Even if the following conditions are satisfied, as is clear from equation (9), the value of the output Ve according to equation (9) changes depending on the phase difference Δφ between the two directions of light in the optical fiber coil 15, that is, the input angular velocity. FIG. 2 shows the gain Km of the amplifier 25.
It is a diagram showing the scale factor linearity when the phase difference Δφ between the two-way light is changed using as a parameter, and the scale factor linearity Li was determined by the following equation.
【0025】
Li =(Ve /VR )×100 …………
…………………(10)この図2によれば、両回り光間
の位相差Δφによってリニアリティ誤差が生じる。ここ
で前述のようにスケールファクタ精度を5%以内に求め
ると、図2よりKm =0.3程度が妥当である。Km
=0.3にすると、±5%のスケールファクタ精度を
保つ範囲は、両回り光間の位相差Δφが±32°以内と
なる。ここで位相差Δφ=32°を発生させる入力角速
度Ωは、以下の通りとなる。例えば、0.05〜0.1
°/秒のバイアス精度を有する光ファイバジャイロでは
、光ファイバ長L=100m、光ファイバコイル半径R
=0.015m光源モジュール11の波長λ=0.83
μm 程度の設計条件で達成できると判断されるので、
(3)式にこれらの値、Δφ=32°を代入すると、入
力角速度Ωは、Ω=Cλ・Δφ/(4πRL)=422
°/秒となる。一般に0.1〜0.05°/秒のバイア
ス精度を持つジャイロに要求される最大入力角速度は、
飛行機、ロケット、ミサイル、船舶等の用途を考えても
最大でも200°/秒程度であるからKm =0.3の
条件でスケールファクタ精度を要求値内に保つことがで
きる。[0025] Li = (Ve / VR ) × 100 ......
(10) According to FIG. 2, a linearity error occurs due to the phase difference Δφ between the two directions of light. Here, if the scale factor accuracy is determined to be within 5% as described above, from FIG. 2, it is appropriate that Km = about 0.3. Km
=0.3, the range in which the scale factor accuracy of ±5% is maintained is that the phase difference Δφ between the two directions of light is within ±32°. Here, the input angular velocity Ω that generates the phase difference Δφ=32° is as follows. For example, 0.05-0.1
In an optical fiber gyro with a bias accuracy of °/second, the optical fiber length L = 100 m and the optical fiber coil radius R
=0.015m Wavelength λ of light source module 11 = 0.83
It is judged that this can be achieved with design conditions of about μm.
Substituting these values, Δφ = 32°, into equation (3), the input angular velocity Ω becomes Ω = Cλ・Δφ/(4πRL) = 422
°/second. Generally, the maximum input angular velocity required for a gyro with bias accuracy of 0.1 to 0.05°/sec is:
Considering applications such as airplanes, rockets, missiles, ships, etc., the maximum speed is about 200°/sec, so the scale factor accuracy can be maintained within the required value under the condition of Km = 0.3.
【0026】前記V2 の値は、cosΔφに比例する
ため入力角速度範囲(条件:Δφ=0±90°以内)で
は、出力信号の極性は、同一であるがV1 の値はsi
nΔφに比例するため、入力角速度の極性に応じ+及び
−を指示する。従って増幅器25としては、Km 倍の
増幅度をV1に対し与えるとともにその出力は、入力信
号V1の極性にかかわらず絶対値を出力するようにする
。Since the value of V2 is proportional to cosΔφ, in the input angular velocity range (condition: within Δφ=0±90°), the polarity of the output signal is the same, but the value of V1 is si
Since it is proportional to nΔφ, + and - are specified depending on the polarity of the input angular velocity. Therefore, the amplifier 25 is designed to provide an amplification factor Km times higher to V1 and to output an absolute value regardless of the polarity of the input signal V1.
【0027】上述において第1同期検波回路18では位
相変調周波数の奇数次成分を、第2同期検波回路24で
、偶数次成分をそれぞれ検波してもよい。上述ではV2
を発生させるために、第2同期検波回路24を用いて
いたが図4Bに示すように、受光器17の後段に電気フ
ィルタ31を分岐挿入して光電変換出力VPDの中から
前記位相変調周波数の2倍波成分を選択的に取り出し、
次段の直流化回路32により直流化すると共に絶対値を
出力し、これを前記V2 の代わりに使用しても良い。In the above description, the first synchronous detection circuit 18 may detect odd-numbered components of the phase modulation frequency, and the second synchronous detection circuit 24 may detect even-numbered components. In the above, V2
In order to generate the phase modulation frequency, a second synchronous detection circuit 24 was used, but as shown in FIG. Selectively extracts the second harmonic component,
The DC converting circuit 32 at the next stage converts the voltage into DC and outputs an absolute value, which may be used instead of V2.
【0028】上記例では、帰還信号VC により光源モ
ジュール11の出力光を制御したが、(9)式からも明
らかなようにKA を制御しても、前記同様の効果があ
る。
すなわち、受光器17の利得、同期検波回路18の利得
などを前記帰還信号VC により自動制御することによ
り前述と同等にスケールファクタの安定化を達成するこ
とができる。更に別の実施例として前記V1 ,V2
の値がディジタル量として与えられれば、その出力をデ
ィジタル回路やマイクロコンピュータを含むディジタル
回路によって計算処理して前記帰還信号Vc をディジ
タル量又はアナログ量として得て、制御することができ
る。In the above example, the output light of the light source module 11 was controlled by the feedback signal VC, but as is clear from equation (9), even if KA is controlled, the same effect as described above can be obtained. That is, by automatically controlling the gain of the photoreceiver 17, the gain of the synchronous detection circuit 18, etc. using the feedback signal VC, it is possible to achieve the same stabilization of the scale factor as described above. As yet another example, the above V1 and V2
If the value of is given as a digital quantity, the output can be calculated and processed by a digital circuit or a digital circuit including a microcomputer to obtain the feedback signal Vc as a digital quantity or an analog quantity and can be controlled.
【0029】[0029]
【発明の効果】以上説明したようにこの発明によれば前
述したようなスケールファクタ安定化回路を設けている
ため、通常の入力角速度の範囲内では周囲の温度変動や
、摺動、衝撃などの環境が光ファイバジャイロ15に与
えられ、その結果、光源モジュールの結合効率や、光フ
ァイバジャイロ光学系の損失が変動しても、その変動分
を検出しジャイロ系の利得即ち入出力スケールファクタ
を常に一定に保つことができる。しかもこのスケールフ
ァクタ安定化回路には2乗回路が用いられなく、増幅器
25、加算回路26、差動増幅器28などは通常の演算
増幅器で構成でき、標準化されているリニアアレーを用
いて安価に構成でき、低消費電力化、ASIC化が容易
である。[Effects of the Invention] As explained above, according to the present invention, since the scale factor stabilization circuit as described above is provided, within the range of normal input angular velocity, it is possible to prevent fluctuations in ambient temperature, sliding, impact, etc. Even if the environment is given to the optical fiber gyro 15 and as a result, the coupling efficiency of the light source module or the loss of the optical fiber gyro optical system changes, the fluctuation is detected and the gain of the gyro system, that is, the input/output scale factor, is always adjusted. can be kept constant. Moreover, this scale factor stabilization circuit does not use a squaring circuit, and the amplifier 25, addition circuit 26, differential amplifier 28, etc. can be constructed from ordinary operational amplifiers, and can be constructed at low cost using a standardized linear array. , low power consumption, and easy implementation into ASIC.
【図1】この発明による一実施例を示す機能ブロック図
。FIG. 1 is a functional block diagram showing an embodiment according to the present invention.
【図2】この発明の要部であるスケールファクタ安定化
回路において、両回り光間の位相差Δφに対応するスケ
ールファクタリニアリティ誤差を示す図。FIG. 2 is a diagram showing a scale factor linearity error corresponding to a phase difference Δφ between both directions of light in a scale factor stabilizing circuit which is a main part of the present invention.
【図3】従来の光干渉角速度計を示す機能ブロック図。FIG. 3 is a functional block diagram showing a conventional optical interference gyrometer.
【図4】Aは従来のスケールファクタ安定化回路を示す
ブロック図、Bは図1中の第2同期検波回路24の代り
の構成を示すブロック図である。4A is a block diagram showing a conventional scale factor stabilization circuit, and FIG. 4B is a block diagram showing an alternative configuration to the second synchronous detection circuit 24 in FIG. 1. FIG.
Claims (2)
学路に対し右回り光及び左回り光を入射する手段と、上
記光学路を伝搬してきた上記右回り光と左回り光とを干
渉させる干渉手段と、その干渉手段と上記光学路の一端
との間にこれらに縦続的に配されて上記右回り光及び左
回り光に位相変化を与える位相変調手段と、上記干渉光
の光強度を電気信号として検出する受光器と、その受光
器からの出力の内、上記位相変調手段の変調周波数に関
連した奇数波成分を同期検波する第1同期検波手段と、
上記受光器からの出力の内、上記位相変調手段の変調周
波数に関連した偶数波成分を同期検波する第2同期検波
手段と、上記第1同期検波手段からの出力をK倍し上記
第2同期検波手段の出力に加算する加算手段と、上記加
算手段の出力が一定となるよう上記受光器に到達する光
量又は上記受光器より上記第1同期検波手段に至る系の
利得を制御する手段と、を有する光干渉角速度計。Claim 1: an optical path that goes around at least once; a means for inputting clockwise light and counterclockwise light into the optical path; and interference for interfering with the clockwise light and counterclockwise light propagating through the optical path. a phase modulation means disposed in series between the interference means and one end of the optical path to change the phase of the clockwise and counterclockwise lights; a photoreceiver for detecting a signal; a first synchronous detection means for synchronously detecting an odd-numbered wave component related to the modulation frequency of the phase modulation means among the output from the photoreceiver;
A second synchronous detection means for synchronously detecting an even-numbered wave component related to the modulation frequency of the phase modulation means out of the output from the optical receiver, and a second synchronous detection means which multiplies the output from the first synchronous detection means by K. addition means for adding to the output of the detection means; means for controlling the amount of light reaching the light receiver or the gain of the system leading from the light receiver to the first synchronous detection means so that the output of the addition means is constant; An optical interference gyrometer with a
記位相変調手段の変調周波数の2倍波成分を選択的に取
り出し、その取り出した信号の絶対値を出力する余弦成
分検出回路を設けたことを特徴とする請求項1記載の光
干渉角速度計。2. In place of the second synchronous detection means, a cosine component detection circuit is provided which selectively extracts a double wave component of the modulation frequency of the phase modulation means and outputs the absolute value of the extracted signal. The optical interference angular velocity meter according to claim 1, characterized in that:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11319691A JPH07117418B2 (en) | 1991-05-17 | 1991-05-17 | Optical interference gyro |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11319691A JPH07117418B2 (en) | 1991-05-17 | 1991-05-17 | Optical interference gyro |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04340413A true JPH04340413A (en) | 1992-11-26 |
JPH07117418B2 JPH07117418B2 (en) | 1995-12-18 |
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Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP11319691A Expired - Fee Related JPH07117418B2 (en) | 1991-05-17 | 1991-05-17 | Optical interference gyro |
Country Status (1)
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JP (1) | JPH07117418B2 (en) |
-
1991
- 1991-05-17 JP JP11319691A patent/JPH07117418B2/en not_active Expired - Fee Related
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JPH07117418B2 (en) | 1995-12-18 |
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