JPH0433192B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は水平偏向回路に関する。[Detailed description of the invention] (Industrial application field) The present invention relates to horizontal deflection circuits.

（従来の技術） 第４図は水平偏向コイルに流す水平偏向電流の
大きさの調節ができるような構成を備えた従来の
水平偏向回路の一例を示したものである。この第
４図において１は水平出力トランジスタであつ
て、この水平出力トランジスタ１には図示されて
いない前段から励振パルスＰが供給され、それに
より水平出力トランジスタ１はダンパダイオード
２と共にスイツチング動作を行なう。(Prior Art) FIG. 4 shows an example of a conventional horizontal deflection circuit having a configuration that allows adjustment of the magnitude of the horizontal deflection current flowing through the horizontal deflection coil. In FIG. 4, reference numeral 1 denotes a horizontal output transistor, and an excitation pulse P is supplied to the horizontal output transistor 1 from a previous stage (not shown), whereby the horizontal output transistor 1 performs a switching operation together with a damper diode 2.

３は帰線共振コンデンサ、４は水平偏向コイ
ル、５は水平振幅調整コイル、６はＳ字補正コン
デンサ、７はフライバツクトランスであり、７ａ
はフライバツクトランス７の１次巻線、７ｂはフ
ライバツクトランス７の２次巻線である。 3 is a retrace resonance capacitor, 4 is a horizontal deflection coil, 5 is a horizontal amplitude adjustment coil, 6 is an S-shaped correction capacitor, 7 is a flyback transformer, and 7a
7b is the primary winding of the flyback transformer 7, and 7b is the secondary winding of the flyback transformer 7.

前記したフライバツクトランス７の１次巻線７
ａには水平偏向回路の動作用直流電源Ebが接続
されており、また、フライバツクトランス７の２
次巻線７ｂではフライバツクパルスを昇圧して、
それを受像管の陽極電圧を発生する直流高圧発生
回路８（受像管の陽極電圧発生用の高圧整流回
路）に供給する。前記した直流高圧発生回路８で
は直流高圧EHTを発生して、それを受像管の陽
極に供給する。また、９は受像管アノード電流検
出用抵抗、１０はバイパスコンデンサ、１１は映
像信号増幅回路であつて、この映像信号増幅回路
１１ではそれに入力された映像信号を増幅して受
像管１２のカソードまたは第１グリツド電極に加
える。 Primary winding 7 of the flyback transformer 7 described above
The DC power supply Eb for operating the horizontal deflection circuit is connected to a, and the flyback transformer 7 2 is connected to
The next winding 7b boosts the flyback pulse,
It is supplied to a DC high voltage generation circuit 8 (high voltage rectifier circuit for generating anode voltage of the picture tube) which generates the anode voltage of the picture tube. The DC high voltage generation circuit 8 generates DC high voltage EHT and supplies it to the anode of the picture tube. Further, 9 is a resistor for detecting the cathode anode current, 10 is a bypass capacitor, and 11 is a video signal amplification circuit. The video signal amplification circuit 11 amplifies the video signal input thereto and outputs it to the cathode or the cathode of the picture tube 12. Add to the first grid electrode.

前記した構成の第４図示の水平偏向回路は、周
知の回路動作を行なつて水平偏向コイル４に鋸歯
状波電流Iyを流し、受像管の電子ビームを左右方
向に偏向する。前記した鋸歯状波電流Iyのピー
ク・ピーク値は、水平偏向回路の電源電圧をEb、
水平走査の周期をTs、水平偏向コイル４のイン
ダクタンスをLy、水平振幅調整コイル５のイン
ダクタンスをLaとすると、略々次式で表わされ
るものになる。 The horizontal deflection circuit shown in FIG. 4 having the above-described configuration performs a well-known circuit operation to cause a sawtooth wave current Iy to flow through the horizontal deflection coil 4, thereby deflecting the electron beam of the picture tube in the horizontal direction. The peak-to-peak value of the sawtooth wave current Iy described above is determined by the power supply voltage of the horizontal deflection circuit being Eb,
Assuming that the horizontal scanning period is Ts, the inductance of the horizontal deflection coil 4 is Ly, and the inductance of the horizontal amplitude adjustment coil 5 is La, it is approximately expressed by the following equation.

Iy＝Eb・Ts／（Ly＋La） ……(1) それで、水平振幅調整コイル５のインダクタン
スLaを大きくすれば、水平偏向コイル４に流れ
る鋸歯状波電流Iyが減少し、また、前記とは逆に
水平振幅調整コイル５のインダクタンスLaを小
さくすれば、水平偏向コイル４に流れる鋸歯状波
電流Iyは増加するから、前記した水平振幅調整コ
イル５のインダクタンス値を調整することによつ
て水平偏向コイル４に流れる鋸歯状波電流Iyの値
を調整することができる。 Iy=Eb・Ts/(Ly+La)...(1) Therefore, if the inductance La of the horizontal amplitude adjustment coil 5 is increased, the sawtooth wave current Iy flowing through the horizontal deflection coil 4 will be reduced, and contrary to the above If the inductance La of the horizontal amplitude adjustment coil 5 is made smaller, the sawtooth wave current Iy flowing through the horizontal deflection coil 4 will increase. The value of the sawtooth wave current Iy flowing through 4 can be adjusted.

さて、前記した第４図示の構成を有する水平偏
向回路において、フライバツクトランス７の２次
巻線７ｂのコールド側のＡ点の電圧Eaは、アノ
ード電流Iaの増加に従つて第５図示のように直線
的に減少する。そして、前記したアノード電流Ia
の増加によつてＡ点の電圧Eaが限界値Ｅ１以下
になると、映像信号増幅回路１１はそれの出力信
号の信号レベルをより黒側に移動させて、受像管
１２のアノード電流を低下させる方向に働かせ、
前記のアノード電流がIa1の点より増加しないよ
うにする、いわゆるビームリミツタ回路を構成し
ている。 Now, in the horizontal deflection circuit having the configuration shown in FIG. 4, the voltage Ea at point A on the cold side of the secondary winding 7b of the flyback transformer 7 changes as shown in FIG. 5 as the anode current Ia increases. decreases linearly to Then, the anode current Ia mentioned above
When the voltage Ea at point A becomes less than the limit value E1 due to an increase in let them work;
A so-called beam limiter circuit is configured to prevent the above-mentioned anode current from increasing beyond the point Ia1.

一方、前記した受像管１２のアノード電流が増
加すると、直流高圧EHTの電圧値は第６図の実
線に示されているように回路の抵抗分によつて低
下して行く。そして、直流高圧EHTが低下する
と偏向能率が上昇するために、受像管１２上の画
面の振幅は第６図中の破線のように増加して行く
ことになる。それで、第４図に示されている水平
偏向回路においては、受像画面の明るさに従つて
画像の大きさが変化してしまうという欠点があつ
た。 On the other hand, as the anode current of the picture tube 12 increases, the voltage value of the DC high voltage EHT decreases due to the resistance of the circuit, as shown by the solid line in FIG. Since the deflection efficiency increases as the DC high voltage EHT decreases, the amplitude of the screen on the picture tube 12 increases as indicated by the broken line in FIG. Therefore, the horizontal deflection circuit shown in FIG. 4 has a drawback in that the size of the image changes depending on the brightness of the image receiving screen.

第７図は、第４図について説明した従来の水平
偏向回路における上述の欠点を改善しうる水平偏
向回路の従来例を示したものであり、この第７図
示の水平偏向回路においては、前記した第４図示
の水平偏向回路におけるフライバツクトランス７
の１次巻線７ａと水平偏向回路の動作用電源Eb
との間に抵抗１３を挿入するとともに、前記の抵
抗１３とフライバツクトランス７の１次巻線７ａ
との接続点Ｂと接地との間に平滑コンデンサ１４
を接続したものである。 FIG. 7 shows a conventional example of a horizontal deflection circuit that can improve the above-mentioned drawbacks in the conventional horizontal deflection circuit explained with reference to FIG. 4. In the horizontal deflection circuit shown in FIG. Flyback transformer 7 in the horizontal deflection circuit shown in Figure 4
The power supply Eb for operating the primary winding 7a and the horizontal deflection circuit
A resistor 13 is inserted between the resistor 13 and the primary winding 7a of the flyback transformer 7.
A smoothing capacitor 14 is connected between the connection point B and ground.
is connected.

前記した第７図示の水平偏向回路において、フ
ライバツクトランス７の１次側巻線７ａに流れる
電流の直流分Ibは、アノード電流Iaの増加につれ
て増加するから、前記した抵抗１３によつて回路
中のＢ点の電圧Eb′は、アノード電流Iaの増加、
すなわち、フライバツクトランス７の１次側巻線
７ａに流れる電流の直流分Ibの増加とともに低下
し、それに比例して水平偏向コイル４に流れる水
平偏向電流Iyも小さくなる傾向になるので、アノ
ード電流Iaの変化に対する画面の振幅の変化特性
は、第４図示の構成の水平偏向回路の場合におけ
る第８図中の曲線ａよりも、アノード電流Iaの変
化に対する画面の振幅の変化が少い第８図中の曲
線ｂで示されるようなものになる。 In the horizontal deflection circuit shown in FIG. 7, the DC component Ib of the current flowing through the primary winding 7a of the flyback transformer 7 increases as the anode current Ia increases. The voltage Eb' at point B of is the increase in anode current Ia,
That is, as the DC component Ib of the current flowing through the primary winding 7a of the flyback transformer 7 increases, the horizontal deflection current Iy flowing through the horizontal deflection coil 4 also tends to decrease in proportion to the increase, so that the anode current The change characteristic of the amplitude of the screen with respect to the change in Ia is as follows. The result will be as shown by curve b in the figure.

（発明が解決しようとする問題点） ところが、前記した第７図示の水平偏向回路で
は、アノード電流Iaの変化に対する画面の振幅の
変化量を従来の第４図示の水平偏向回路に比べて
少くすることができ、この点において従来の水平
偏向回路における問題点は改善されるが、次のよ
うな新らたな別の問題点が生じる。(Problems to be Solved by the Invention) However, in the horizontal deflection circuit shown in FIG. 7 described above, the amount of change in the amplitude of the screen with respect to the change in the anode current Ia is made smaller than in the conventional horizontal deflection circuit shown in FIG. In this respect, the problem with the conventional horizontal deflection circuit is improved, but the following new problem arises.

すなわち、第７図示の水平偏向回路では、例え
ば、回路中のＢ点の電圧Eb′がアノード電流Iaの
増加について減少することにより、前述のように
水平偏向電流Iyの低下が生じるが、それと同時に
前記したＢ点の電圧Eb′の低下によつて直流高圧
EHTも低下する。 That is, in the horizontal deflection circuit shown in FIG. 7, for example, as the voltage Eb' at point B in the circuit decreases as the anode current Ia increases, the horizontal deflection current Iy decreases as described above. Due to the drop in the voltage Eb' at point B mentioned above, the DC high voltage
EHT also decreases.

第９図は、アノード電流Iaの変化に対する直流
高圧EHTの変化特性を示す曲線図であつて、こ
の第９図中の曲線ａは、第４図示の構成の水平偏
向回路の場合におけるアノード電流Iaの変化に対
する直流高圧EHTの変化特性を示す曲線であり、
また第９図中の曲線ｂは、第７図示の構成の水平
偏向回路の場合におけるアノード電流Iaの変化に
対する直流高圧EHTの変化特性を示す曲線であ
つて、第９図中の曲線ａ，ｂを比較すると、第７
図示の構成の水平偏向回路のように、水平偏向回
路の動作用直流電源Ebとフライバツクトランス
７の１次巻線７ａとの間に抵抗１３を挿入接続す
ることによつて、アノード電流Iaの変化に対する
直流高圧EHTの変化が大きくなることが判かる。 FIG. 9 is a curve diagram showing the change characteristics of DC high voltage EHT with respect to changes in anode current Ia, and curve a in this FIG. This is a curve showing the change characteristics of DC high voltage EHT with respect to changes in
Curve b in FIG. 9 is a curve showing the change characteristics of DC high voltage EHT with respect to changes in anode current Ia in the case of the horizontal deflection circuit configured as shown in FIG. Comparing the 7th
As in the illustrated horizontal deflection circuit, by inserting and connecting a resistor 13 between the operating DC power source Eb of the horizontal deflection circuit and the primary winding 7a of the flyback transformer 7, the anode current Ia can be increased. It can be seen that the change in DC high voltage EHT increases with respect to the change.

このように、第７図示の構成の水平偏向回路の
ように、水平偏向回路の動作用直流電源Ebとフ
ライバツクトランス７の１次巻線７ａとの間に抵
抗１３を挿入接続することによつて、アノード電
流Iaの変化に対する直流高圧EHTの変化が大き
くなると、アノード電流Iaの大きな部分で直流高
圧が大きく低下するために、画像の輝度や尖鋭度
が低下してしまうので、アノード電流Iaの変化に
よつても、画面の振幅、画像の輝度や尖鋭度の変
化しない簡単な構成の水平偏向回路の出現が望ま
れた。 In this way, as in the horizontal deflection circuit having the configuration shown in FIG. Therefore, when the change in DC high voltage EHT increases in response to a change in anode current Ia, the DC high voltage decreases significantly in a large part of anode current Ia, resulting in a decrease in image brightness and sharpness. It has been desired to develop a horizontal deflection circuit with a simple configuration that does not change the screen amplitude, image brightness, or sharpness even with changes.

（問題点を解決するための手段） 本発明は、スイツチング素子及び水平偏向コイ
ルなどを含んで構成されている回路が接続されて
いる１次巻線と、受像管の陽極電圧を発生する直
流高圧発生回路に昇圧したフライバツクパルスを
与える２次巻線と、２次巻線とを備えたフライバ
ツクトランスにおける１次巻線と直列に、制御巻
線を有する可飽和リアクタにおける被制御巻線の
一端を接続するとともに、前記した可飽和リアク
タにおける被制御巻線の他端と水平偏向回路の動
作用直流電源との間に設けられた電圧制御回路
に、フライバツクトランスの３次巻線に生じたパ
ルスを整流して得た直流電圧に基づいて発生させ
た制御用電圧を与えて前記した直流電圧が一定に
なるようにする手段と、前記したフライバツクト
ランスの２次巻線に流れる受像管の陽極電流の変
化分と対応して変化する電流を増幅する電流増幅
手段と、前記した電流増幅手段からの出力電流を
前記した可飽和リアクタにおける制御巻線に供給
する手段とからなり、前記した電流増幅手段から
可飽和リアクタにおける制御巻線に流す直流電流
の大きさを、前記したフライバツクトランスの２
次巻線に流れる受像管の陽極電流の変化に応じて
変化させて、可飽和リアクタにおける被制御巻線
のインダクタンス値を変化させることにより、受
像管の陽極電流の電流値が変化しても水平振幅の
変化を少なくしたことを特徴とする水平偏向回路
を提供するものである。(Means for Solving the Problems) The present invention provides a primary winding to which a circuit including a switching element, a horizontal deflection coil, etc. is connected, and a DC high voltage that generates the anode voltage of a picture tube. A controlled winding in a saturable reactor having a control winding in series with a primary winding in a flyback transformer having a secondary winding that provides a boosted flyback pulse to a generating circuit; At the same time, the voltage generated in the tertiary winding of the flyback transformer is connected to the voltage control circuit provided between the other end of the controlled winding in the saturable reactor and the DC power supply for operating the horizontal deflection circuit. means for applying a control voltage generated based on the DC voltage obtained by rectifying the pulses so as to keep the DC voltage constant; and a picture tube flowing through the secondary winding of the flyback transformer. the current amplifying means for amplifying the current that changes in response to the change in the anode current; and the means for supplying the output current from the current amplifying means to the control winding in the saturable reactor; The magnitude of the DC current flowing from the current amplifying means to the control winding in the saturable reactor is determined by
By changing the inductance value of the controlled winding in the saturable reactor by changing it in accordance with the change in the picture tube anode current flowing to the next winding, the inductance value of the controlled winding in the saturable reactor can be changed so that the current value remains constant even if the current value of the picture tube anode current changes. The present invention provides a horizontal deflection circuit characterized by reduced amplitude changes.

（実施例） 以下、添付図面を参照して本発明の水平偏向回
路の具体的な内容を詳細に説明する。第１図は本
発明の水平偏向回路の一実施例のブロツク図であ
り、また、第２図は第１図示の実施例の具体的な
回路構成を示す回路図であつて、これらの各図に
おいて既述した第４図及び第７図について説明し
た水平偏向回路における各構成部分と対応する構
成部分には第４図及び第７図中で使用している図
面符号と同一の図面符号が使用されている。(Example) Hereinafter, specific contents of the horizontal deflection circuit of the present invention will be explained in detail with reference to the accompanying drawings. FIG. 1 is a block diagram of one embodiment of the horizontal deflection circuit of the present invention, and FIG. 2 is a circuit diagram showing a specific circuit configuration of the embodiment shown in FIG. The same drawing numerals as those used in FIGS. 4 and 7 are used for components corresponding to those in the horizontal deflection circuit explained with respect to FIGS. 4 and 7 already described in . has been done.

第１図及び第２図において、１は水平出力トラ
ンジスタであつて、この水平出力トランジスタ１
には図示されていない前段から励振パルスＰが供
給され、それにより水平出力トランジスタ１はダ
ンパダイオード２と共にスイツチング動作を行な
う。３は帰線共振コンデンサ、４は水平偏向コイ
ル、６はＳ字補正コンデンサ、７はフライバツク
トランスである。また、７ａはフライバツクトラ
ンス７の１次巻線、７ｂはフライバツクトランス
７の２次巻線、７ｃはフライバツクトランス７の
３次巻線である。 1 and 2, 1 is a horizontal output transistor, and this horizontal output transistor 1
An excitation pulse P is supplied from a previous stage (not shown), whereby the horizontal output transistor 1 performs a switching operation together with the damper diode 2. 3 is a retrace resonance capacitor, 4 is a horizontal deflection coil, 6 is an S-shaped correction capacitor, and 7 is a flyback transformer. Further, 7a is a primary winding of the flyback transformer 7, 7b is a secondary winding of the flyback transformer 7, and 7c is a tertiary winding of the flyback transformer 7.

前記したフライバツクトランス７の１次巻線７
ａには可飽和リアクタ１９の被制御巻線１９ａ，
１９a′とダンピング抵抗器２０との並列接続回路
の一端が接続されており、また、前記した可飽和
リアクタ１９の被制御巻線１９ａ，１９a′とダン
ピング抵抗器２０との並列接続回路の他端と、水
平偏向回路の動作用直流電源Ebとの間には、電
圧制御回路１８（電圧レギユレータ１８）が接続
されている。 Primary winding 7 of the flyback transformer 7 described above
a is the controlled winding 19a of the saturable reactor 19,
19a' and the damping resistor 20 are connected to one end of the parallel connection circuit, and the other end of the parallel connection circuit of the controlled windings 19a, 19a' of the saturable reactor 19 and the damping resistor 20 is connected. A voltage control circuit 18 (voltage regulator 18) is connected between the horizontal deflection circuit and the operating DC power supply Eb of the horizontal deflection circuit.

第１図及び第２図示の各回路配置において、フ
ライバツクトランス７の２次巻線７ｂではフライ
バツクパルスを昇圧して、それを受像管の陽極電
圧を発生する直流高圧発生回路８（受像管の陽極
電圧発生用の高圧整流回路）に供給する。第２図
に示されている回路配置においては、前記した直
流高圧発生回路８として、コンデンサ２７〜２９
とダイオード２３〜２６とからなる変形コツクク
ロフト回路が使用されているが、このような構成
の直流高圧発生回路８が使用されているときに
は、フライバツクトランス７の２次巻線７ｂに発
生したパルスPosの平均値からパルスPosのピー
ク値までの電圧をV1s、パルスPosの基底部から
平均値までの電圧をV2sとすると、直流高圧発生
回路８から出力される高圧出力EHTは、 EHT＝2V1s＋2V2sとなる。 In each of the circuit arrangements shown in FIGS. 1 and 2, the secondary winding 7b of the flyback transformer 7 boosts the flyback pulse and uses it to generate the anode voltage of the picture tube. (high-voltage rectifier circuit for generating anode voltage). In the circuit arrangement shown in FIG. 2, capacitors 27 to 29 are used as the DC high voltage generating circuit 8.
A modified Cockcroft circuit consisting of diodes 23 to 26 is used, but when the DC high voltage generating circuit 8 having such a configuration is used, the pulse Pos generated in the secondary winding 7b of the flyback transformer 7 is If the voltage from the average value to the peak value of pulse Pos is V1s, and the voltage from the base of pulse Pos to the average value is V2s, the high voltage output EHT output from the DC high voltage generation circuit 8 is EHT = 2V1s + 2V2s. .

直流高圧発生回路８で発生された直流高圧
EHTは受像管１２の陽極に供給される。また、
フライバツクトランス７の３次巻線７ｃで発生し
たパルスPoは、例えば、それが他回路に供給さ
れるとともに、パルス整流回路１５に供給されて
いる。第２図中に例示されているパルス整流回路
１５は、コンデンサ３２，３３と、ダイオード３
０，３１とによつて構成されている倍電圧整流回
路であり、フライバツクトランス７の３次巻線７
ｃに発生されるパルスPoの平均値からパルスピ
ークまでの電圧をV1coとし、パルスの基底部か
ら平均値までの電圧をV2cとすると、パルス整流
回路１５からの出力電圧Erは、 Er＝V1c＋V2cとなる。 DC high voltage generated by DC high voltage generation circuit 8
EHT is supplied to the anode of the picture tube 12. Also,
The pulse Po generated in the tertiary winding 7c of the flyback transformer 7 is supplied to other circuits and also to the pulse rectifier circuit 15, for example. The pulse rectifier circuit 15 illustrated in FIG.
0 and 31, and the tertiary winding 7 of the flyback transformer 7.
If the voltage from the average value of the pulse Po generated at c to the pulse peak is V1co, and the voltage from the base of the pulse to the average value is V2c, the output voltage Er from the pulse rectifier circuit 15 is Er = V1c + V2c. Become.

前記したパルス整流回路１５で発生された直流
電圧Erは、比較器１７に比較電圧Erとして与え
られ、前記の比較器１７では、それに基準電圧源
１６から与えられている基準電圧Esと前記した
パルス整流回路５の出力電圧Erとを比較し、前
記の比較結果として得られる前記の両電圧Er，
Esの差の信号Eoは電圧制御回路１８（電圧レギ
ユレータ１８）に対して制御信号Eoとして供給
される。 The DC voltage Er generated by the pulse rectifier circuit 15 is applied to the comparator 17 as a comparison voltage Er, and the comparator 17 uses the reference voltage Es applied from the reference voltage source 16 and the above-mentioned pulse. The output voltage Er of the rectifier circuit 5 is compared, and both voltages Er obtained as a result of the comparison are
The signal Eo representing the difference between Es is supplied to the voltage control circuit 18 (voltage regulator 18) as a control signal Eo.

第２図に示されている基準電圧源１６は、抵抗
３５とツエナダイオード３４とからなる回路配置
のものであり、電源から＋Ｅの直流電圧が供給さ
れることにより基準電圧Esが発生されるように
なされている。 The reference voltage source 16 shown in FIG. 2 has a circuit arrangement consisting of a resistor 35 and a Zener diode 34, and a reference voltage Es is generated by supplying a DC voltage of +E from the power supply. is being done.

ここで、第１図と第２図とに示されている実施
例回路から、可飽和リアクタ１９とダンピング抵
抗器２０との並列接続回路、及び電流増幅回路２
１ならびに可変抵抗器２２とを除いた状態の回路
配置について、比較器１７に供給されている比較
電圧Erの方が基準電圧Esよりも大きくなつた場
合に、比較器１７から出力される制御信号Eoに
よる電圧制御回路１８の動作によつて、電圧制御
回路１８からの出力電圧Eb′が低下するようにな
されている場合を考えると、この場合にはフライ
バツクトランス７の１次巻線７ａ→同３次巻線７
ｃ→パルス整流回路１５→比較器１７→電圧制御
回路１８→フライバツクトランス７の１次巻線７
ａで示されるような一巡の自動制御系によつて、
フライバツクトランス７の３次巻線７ｃに生じる
パルスPoの大きさと、パルス整流回路１５の出
力電圧Erの大きさと常に一定になるように制御
される。 Here, from the example circuits shown in FIG. 1 and FIG.
1 and the circuit arrangement excluding the variable resistor 22, the control signal output from the comparator 17 when the comparison voltage Er supplied to the comparator 17 becomes larger than the reference voltage Es. Considering the case where the output voltage Eb' from the voltage control circuit 18 is reduced by the operation of the voltage control circuit 18 due to Eo, in this case, the primary winding 7a of the flyback transformer 7→ The same tertiary winding 7
c → pulse rectifier circuit 15 → comparator 17 → voltage control circuit 18 → primary winding 7 of flyback transformer 7
By a one-cycle automatic control system as shown in a,
The magnitude of the pulse Po generated in the tertiary winding 7c of the flyback transformer 7 is controlled to be always constant with the magnitude of the output voltage Er of the pulse rectifier circuit 15.

そして、前記した直流高圧発生回路８を構成し
ている整流回路の形式と、パルス整流回路１５を
構成している整流回路の形式とが同一であれば、
直流高圧発生回路８から出力される直流高圧
EHT（受像管１２の陽極電圧EHT）も常に一定
になされることになる。 If the type of the rectifier circuit that constitutes the DC high voltage generation circuit 8 and the type of the rectifier circuit that constitutes the pulse rectifier circuit 15 are the same,
DC high voltage output from DC high voltage generation circuit 8
EHT (anode voltage EHT of the picture tube 12) is also kept constant.

次に、第１図と第２図とに示されている実施例
回路において、比較器１７に供給されている比較
電圧Erの方が基準電圧Esよりも大きくなつた場
合に、比較器１７から出力される制御信号Eoに
よる電圧制御回路１８の動作によつて、電圧制御
回路１８からの出力電圧Eb′が低下するようにな
されている場合を考えると、第１図と第２図とに
示されている実施例回路においては、水平出力ト
ランジスタ１のコレクタに生じるコレクタパルス
Vcが、フライバツクトランス７の１次巻線７ａ
と可飽和リアクタの被制御巻線１９ａ，１９a′と
によりPc＝P1＋P2のように分圧されて、フライ
バツクトランス７の１次巻線７ａにはパルスＰ１
が、また、可飽和リアクタ１９の被制御巻線１９
ａ，１９a′にはパルスＰ２が生じるから、フライ
バツクトランス７の３次巻線７ｃに発生するパル
スPoの大きさが、前記した可飽和リアクタ１９
の被制御巻線１９ａ，１９a′が接続されていない
状態に比べて減少する筈なのであるが、前記した
可飽和リアクタ１９の被制御巻線１９ａ，１９
a′が、フライバツクトランス７の１次巻線７ａ→
同３次巻線７ｃ→パルス整流回路１５→比較器１
７→電圧制御回路１８→可飽和リアクタ１９の被
制御巻線１９ａ，１９a′とダンピング抵抗器２０
との並列接続回路→フライバツクトランス７の１
次巻線７ａで示されるような一巡の自動制御系中
に入つているために、前記した一巡の自動制御系
の動作によつて、フライバツクトランス７の３次
巻線７ｃに生じるパルスPoの大きさと、パルス
整流回路１５の出力電圧Erの大きさとが常に一
定になるように制御される。 Next, in the embodiment circuit shown in FIGS. 1 and 2, when the comparison voltage Er supplied to the comparator 17 becomes larger than the reference voltage Es, the comparator 17 Considering the case where the output voltage Eb' from the voltage control circuit 18 is reduced by the operation of the voltage control circuit 18 based on the output control signal Eo, the situation shown in FIG. 1 and FIG. In the example circuit shown in FIG.
Vc is the primary winding 7a of the flyback transformer 7
The voltage is divided by the controlled windings 19a and 19a' of the saturable reactor as Pc=P1+P2, and the primary winding 7a of the flyback transformer 7 receives the pulse P1.
But also the controlled winding 19 of the saturable reactor 19
Since the pulse P2 is generated in the tertiary winding 7c of the flyback transformer 7, the magnitude of the pulse Po generated in the tertiary winding 7c of the flyback transformer 7 depends on the saturable reactor 19 described above.
The controlled windings 19a, 19a' of the saturable reactor 19 should be reduced compared to the state where they are not connected, but the controlled windings 19a, 19 of the saturable reactor 19
a' is the primary winding 7a of the flyback transformer 7→
The same tertiary winding 7c → pulse rectifier circuit 15 → comparator 1
7 → Voltage control circuit 18 → Controlled windings 19a, 19a' of saturable reactor 19 and damping resistor 20
Parallel connection circuit with → flyback transformer 7-1
Since it is included in the one-cycle automatic control system as shown by the next winding 7a, the pulse Po generated in the tertiary winding 7c of the flyback transformer 7 due to the operation of the one-cycle automatic control system described above is The magnitude and the magnitude of the output voltage Er of the pulse rectifier circuit 15 are controlled so that they are always constant.

そして、前記した直流高圧発生回路８を構成し
ている整流回路の形式と、パルス整流回路１５を
構成している整流回路の形式とが同一であれば、
直流高圧発生回路８から出力される直流高圧
EHT（受像管１２の陽極電圧EHT）も常に一定
になされることになる。すなわち、フライバツク
トランス７の３次巻線７ｃに生じるパルスPoに
おける平均値とピーク値間の電圧V1cと、フライ
バツクトランス７の２次巻線７ｂに生じるパルス
Posにおける平均値とピーク値間の電圧V1sとは
比例関係にあり、また、フライバツクトランス７
の３次巻線７ｃに生じるパルスPoにおける平均
値と基底部間の電圧V2cと、フライバツクトラン
ス７の２次巻線７ｂに生じるパルスPosにおける
平均値と基底部間の電圧V1sとは比例関係にある
から、前記したパルス整流回路１２からの出力電
圧Er＝V1C＋V2cの値を一定に抑えれば、たとえ
ば周波数の変化により前記したフライバツクトラ
ンス７の３次巻線７ｃに生じるパルスPoにおけ
る平均値とピーク値間の電圧V1cと、パルスPo
における平均値と基底部間の電圧V2cとの比が変
化したとしても、直流高圧発生回路８から出力さ
れる直流電圧EHT（受像管１２の陽極電圧EHT）
＝２（V1s＋V2s）も常に一定になされるもので
ある。 If the type of the rectifier circuit that constitutes the DC high voltage generation circuit 8 and the type of the rectifier circuit that constitutes the pulse rectifier circuit 15 are the same,
DC high voltage output from DC high voltage generation circuit 8
EHT (anode voltage EHT of the picture tube 12) is also kept constant. That is, the voltage V1c between the average value and the peak value of the pulse Po generated in the tertiary winding 7c of the flyback transformer 7, and the pulse generated in the secondary winding 7b of the flyback transformer 7.
There is a proportional relationship between the voltage V1s between the average value and the peak value at Pos, and the flyback transformer 7
There is a proportional relationship between the voltage V2c between the average value of the pulse Po generated in the tertiary winding 7c of the flyback transformer 7 and the base, and the voltage V1s between the average value and the base of the pulse Pos generated in the secondary winding 7b of the flyback transformer 7. Therefore, if the value of the output voltage Er = V1C + V2c from the pulse rectifier circuit 12 described above is held constant, the average value of the pulse Po generated in the tertiary winding 7c of the flyback transformer 7 due to a change in frequency, for example, will be and the voltage between the peak value V1c and the pulse Po
Even if the ratio between the average value and the base-to-base voltage V2c changes, the DC voltage EHT output from the DC high voltage generation circuit 8 (anode voltage EHT of the picture tube 12)
=2(V1s+V2s) is also always kept constant.

この場合に水平偏向コイル４に流れる水平偏向
電流Iyは、Iy＝Eb′・Ts／Lyで示されるから、回
路の動作用直流電圧Eb′が実質的に増加した分だ
け水平偏向電流Iyが加し、それにより水平振幅が
広がることになる。したがつて、可飽和リアクタ
１９の被制御巻線１９ａ，１９a′のインダクタン
ス値を加減して、前記したフライバツクトランス
７の１次巻線７ａに生じるパルスＰ１と、可飽和
リアクタ１９の被制御巻線１９ａ，１９a′に生じ
るパルスＰ２との比を変えてやれば、水平偏向電
流Iyの電流値、すなわち、水平偏向振幅を自在に
調節することができる。 In this case, the horizontal deflection current Iy flowing through the horizontal deflection coil 4 is expressed as Iy = Eb'・Ts/Ly, so the horizontal deflection current Iy is added by the amount that the circuit operating DC voltage Eb' substantially increases. However, this will widen the horizontal amplitude. Therefore, by adjusting the inductance values of the controlled windings 19a and 19a' of the saturable reactor 19, the pulse P1 generated in the primary winding 7a of the flyback transformer 7 and the controlled winding of the saturable reactor 19 are adjusted. By changing the ratio of the horizontal deflection current Iy to the pulse P2 generated in the windings 19a and 19a', the current value of the horizontal deflection current Iy, that is, the horizontal deflection amplitude can be freely adjusted.

なお、前記のようにフライバツクトランス７の
１次巻線７ａに直列にインダクタが接続された場
合には、そのインダクタにパルスの基本周波数よ
りも周波数の高いリンキング成分が乗ることがあ
る。そして、前記リンギング成分はフライバツク
トランスの高次高調波同調作用に影響を及ぼすこ
とがあるので、それを防ぐのには可飽和リアクタ
１９の被制御巻線１９ａ，１９a′に並列にダンピ
ング抵抗２０が接続される。 In addition, when an inductor is connected in series with the primary winding 7a of the flyback transformer 7 as described above, a linking component having a frequency higher than the fundamental frequency of the pulse may be placed on the inductor. Since the ringing component may affect the high-order harmonic tuning action of the flyback transformer, in order to prevent this, a damping resistor 20 is connected in parallel to the controlled windings 19a and 19a' of the saturable reactor 19. is connected.

第２図示の回路配置において、パルス整流回路
１５から出力された比較電圧Erは、比較器１７
における非反転入力端子に加えられ、また、基準
電圧源１６で発生された基準電圧Esは比較器１
７における反転入力端子に供給されており、比較
器１７による比較出力、すなわち、前記した２つ
の入力電圧Er，Esの差の信号Eoを電圧制御回路
１８（電圧レギユレータ１８）に対して制御信号
Eoとして供給する。 In the circuit arrangement shown in the second diagram, the comparison voltage Er output from the pulse rectifier circuit 15 is connected to the comparator 17.
The reference voltage Es applied to the non-inverting input terminal of the comparator 1 and generated by the reference voltage source 16 is applied to the non-inverting input terminal of the comparator 1.
The comparison output from the comparator 17, that is, the signal Eo of the difference between the two input voltages Er and Es described above, is sent to the voltage control circuit 18 (voltage regulator 18) as a control signal.
Supplied as Eo.

電圧制御回路１８はトランジスタ３７，３９と
抵抗３６，３８，４０とコンデンサ４１とによつ
て構成されており、前記した比較器１７から出力
された制御信号Eoは電圧制御回路１８における
トランジスタ３７のベース抵抗３６を介してトラ
ンジスタ３９のベースに入力される。抵抗４０は
ベースバイアス抵抗、４１は平滑コンデンサであ
る。 The voltage control circuit 18 is composed of transistors 37, 39, resistors 36, 38, 40, and a capacitor 41, and the control signal Eo output from the comparator 17 is applied to the base of the transistor 37 in the voltage control circuit 18. It is input to the base of a transistor 39 via a resistor 36. A resistor 40 is a base bias resistor, and 41 is a smoothing capacitor.

前記した電圧制御回路１８において、比較器１
７に入力されている比較電圧Erが、例えば基準
電圧Esより上昇しようとすると、比較器１７か
ら出力されている制御信号Eoが上昇し、それに
よりトランジスタ３７のコレクタ電流が増加して
トランジスタ３９のベース電流を低下させるの
で、トランジスタ３９のエミツタ電圧Eb′が低下
傾向となり、結果として電圧制御回路１８は、フ
ライバツクトランス７の３次巻線７ｃに発生する
パルスPoが常に一定になるようにするような回
路動作を行なうのである。それにより、例えば、
振幅を小さくするために可飽和リアクタ１９の被
制御巻線１９ａ，１９a′のインダクタンス値を低
下させた場合に、既述のように水平出力トランジ
スタ１のコレクタパルスVcが前記の可飽和リア
クタ１９の被制御巻線１９ａ，１９a′とフライバ
ツクトランス７の１次巻線７ａとに分割されてフ
ライバツクトランス７の１次巻線７ａに生じてパ
ルスＰ１が大きくなろうとしても、前記した一巡
の自動制御系の動作、すなわち、フライバツクト
ランス７の１次巻線７ａ→同３次巻線７ｃ→パル
ス整流回路１５→比較器１７→電圧制御回路１８
→可飽和リアクタ１９の被制御巻線１９ａ，１９
a′とダンピング抵抗器２０との並列接続回路→フ
ライバツクトランス７の１次巻線７ａで示される
ような一巡の自動制御系の動作によつて、電圧制
御回路１８の出力電圧Eb′が低下し、水平偏向電
流Iyが低下して水平振幅が小さくなるのである。 In the voltage control circuit 18 described above, the comparator 1
When the comparison voltage Er input to the transistor 7 tries to rise above the reference voltage Es, for example, the control signal Eo output from the comparator 17 rises, which causes the collector current of the transistor 37 to increase and the voltage of the transistor 39 to rise. Since the base current is lowered, the emitter voltage Eb' of the transistor 39 tends to decrease, and as a result, the voltage control circuit 18 keeps the pulse Po generated in the tertiary winding 7c of the flyback transformer 7 always constant. The circuit operates as follows. Thereby, for example,
When the inductance value of the controlled windings 19a, 19a' of the saturable reactor 19 is lowered in order to reduce the amplitude, the collector pulse Vc of the horizontal output transistor 1 becomes smaller than that of the saturable reactor 19 as described above. Even if the pulse P1 is divided into the controlled windings 19a, 19a' and the primary winding 7a of the flyback transformer 7 and is generated in the primary winding 7a of the flyback transformer 7, and the pulse P1 becomes large, the above-mentioned cycle is not completed. The operation of the automatic control system, that is, the primary winding 7a of the flyback transformer 7 → the tertiary winding 7c → the pulse rectifier circuit 15 → the comparator 17 → the voltage control circuit 18
→Controlled windings 19a, 19 of saturable reactor 19
The output voltage Eb' of the voltage control circuit 18 decreases due to the operation of the automatic control system in a cycle as shown by the parallel connection circuit of a' and the damping resistor 20 -> the primary winding 7a of the flyback transformer 7. However, the horizontal deflection current Iy decreases and the horizontal amplitude becomes smaller.

前記のように可飽和リアクタ１９の被制御巻線
１９ａ，１９a′のインダクタンス値を制御るため
の制御巻線１９ｂは、それの一端が電源Ｅに接続
されているとともに、それの他端が電流増幅回路
２１のトランジスタ４５のコレクタに接続されて
いる。電流増幅回路２１はNPNトランジスタ４
５，５０とPNPトランジスタ４３と抵抗４２，
４４，４６〜４８，５１，５２、レベルシフト及
び温度補償用ダイオード４９とによつて構成され
ており、抵抗４２を介して電源Ｅに接続されてい
るPNPトランジスタ４３のベースには、抵抗５
２を介して振幅調整用可変抵抗器２２の摺動子が
接続されているとともに、NPNトランジスタ５
０のコレクタに接続されている。前記の振幅調整
用可変抵抗器２２は電源Ｅと接地間に接続されて
いる。 As described above, the control winding 19b for controlling the inductance values of the controlled windings 19a and 19a' of the saturable reactor 19 has one end connected to the power source E, and the other end connected to the current It is connected to the collector of the transistor 45 of the amplifier circuit 21. The current amplification circuit 21 is an NPN transistor 4
5, 50, PNP transistor 43 and resistor 42,
44, 46 to 48, 51, 52, and a level shift and temperature compensation diode 49, and a PNP transistor 43 connected to the power supply E via the resistor 42 has a resistor 5 at its base.
The slider of the amplitude adjustment variable resistor 22 is connected through the NPN transistor 5.
0 collector. The amplitude adjusting variable resistor 22 is connected between the power source E and ground.

前記したNPNトランジスタ５０のエミツタは
抵抗５１を介して接地されており、また、前記の
トランジスタ５０のベースにはレベルシフト及び
温度補償用ダイオード４９のアノードと抵抗４７
の一端とが接続されている。前記のダイオード４
９のカソードは抵抗４８を介して接地されてい
る。そして、前記の抵抗４７の他端は受像管アノ
ード電流検出用抵抗９を介して水平偏向回路の動
作用電源Ebに接続されているとともに、フライ
バツクトランス７の２次巻線７ａのコールド側Ａ
端にも接続されている。 The emitter of the NPN transistor 50 is grounded via a resistor 51, and the base of the transistor 50 is connected to the anode of a level shift and temperature compensation diode 49 and a resistor 47.
is connected to one end of the Diode 4 mentioned above
The cathode of 9 is grounded via a resistor 48. The other end of the resistor 47 is connected to the operating power supply Eb of the horizontal deflection circuit via the picture tube anode current detection resistor 9, and is also connected to the cold side A of the secondary winding 7a of the flyback transformer 7.
Also connected at the end.

さて、前記したトランジスタ４３のベース電圧
Ｅ１は、電流増幅回路２１におけるNPNトラン
ジスタ４５のエミツタ電圧Eeに殆ど等しくなる。
それで、前記のNPNトランジスタ４５のエミツ
タ抵抗４６の抵抗値をＲとすると、このエミツタ
抵抗４６に流れる電流Ieは、Ie＝Ee／Ｒ＝E1／
Ｒとなり、前記したトランジスタ４３のベース電
圧Ｅ１によつて決定される。そして、前記の電流
Ieは前記のNPNトランジスタ４５のコレクタ電
流Idcに殆んど等しく、それは可飽和リアクタ１
９の制御巻線１９ｂに流れる。 Now, the base voltage E1 of the transistor 43 described above becomes almost equal to the emitter voltage Ee of the NPN transistor 45 in the current amplifier circuit 21.
Therefore, if the resistance value of the emitter resistor 46 of the NPN transistor 45 is R, the current Ie flowing through the emitter resistor 46 is Ie=Ee/R=E1/
R, and is determined by the base voltage E1 of the transistor 43 described above. And the said current
Ie is almost equal to the collector current Idc of the NPN transistor 45, which is the saturable reactor 1
9 of the control winding 19b.

ところで、前記したトランジスタ４３のベース
の電圧Ｅ１は、前記した振幅調整用可変抵抗器２
２の摺動子の調節によつて設定される電圧と、フ
ライバツクトランス７の２次巻線７ｂに流れる出
力電圧電流によつて変化するフライバツクトラン
ス７の２次巻線７ａのコールド側Ａ端の電圧Ea
とによつて決定されているから、前記した可飽和
リアクタ１９の制御巻線１９ｂに流れるトランジ
スタ４５のコレクタ電流Idcは、前記した振幅調
整用可変抵抗器２２の摺動子を調節することによ
つて変化するとともに、フライバツクトランス７
の２次巻線７ｂに流れる出力高圧電流Iaの大きさ
が変化しても変化する。 By the way, the voltage E1 at the base of the transistor 43 described above is determined by the voltage E1 at the base of the transistor 43 described above.
The cold side A of the secondary winding 7a of the flyback transformer 7 changes depending on the voltage set by adjusting the slider 2 and the output voltage and current flowing through the secondary winding 7b of the flyback transformer 7. End voltage Ea
Since it is determined by As the temperature changes, the flyback transformer 7
It also changes even if the magnitude of the output high voltage current Ia flowing through the secondary winding 7b changes.

そして、前記したPNPトランジスタ４３のベ
ース電圧Ｅ１が、前記した振幅調整用可変抵抗器
２２の摺動子の調節、またはフライバツクトラン
ス７の２次巻線７ｂに流れる出力電圧電流Iaの大
きさの変化によつて変化することによつて可飽和
リアクタ１９の制御巻線１９ｂに流れる電流Idc
の大きさが変化すると、可飽和リアクタ１９にお
ける被制御巻線１９ａ，１９ｂのインダクタンス
は第３図に示されるように変化し、それに従つて
水平偏向回路における実質的な電源電圧Eb′が連
続的に変化し、その結果として水平偏向電流Iy、
ひいては水平偏向振幅を連続的に変化させること
ができるのである。 The base voltage E1 of the PNP transistor 43 can be adjusted by adjusting the slider of the amplitude adjusting variable resistor 22 or by adjusting the magnitude of the output voltage current Ia flowing through the secondary winding 7b of the flyback transformer 7. The current Idc flowing through the control winding 19b of the saturable reactor 19 due to the change
When the magnitude of Eb' changes, the inductance of the controlled windings 19a, 19b in the saturable reactor 19 changes as shown in FIG. As a result, the horizontal deflection current Iy,
As a result, the horizontal deflection amplitude can be changed continuously.

今、例えば、アノード電流Iaが増加した場合を
考えると、この場合にはアノード電流Iaの増加に
よつて水平偏向回路中のＡ点の電圧Eaが低下し、
それにより電流増幅回路２１におけるトランジス
タ５０のベース電流が減少して、トランジスタ５
０のコレクタの電圧、すなわち、PNPトランジ
スタ４３のベース電圧Ｅ１が上昇し、それにより
既述のようにトランジスタ４５のエミツタの電圧
Eeも上昇して、トランジスタ４５のコレクタ電
流Idc、すなわち、可飽和リアクタ１９の制御巻
線１９ｂに流れる電流Idcが増加して可飽和リア
クタ１９のインダクタンスを減少させ、水平振幅
を減少させるように作用する。 Now, for example, if we consider the case where the anode current Ia increases, in this case, the voltage Ea at point A in the horizontal deflection circuit decreases due to the increase in the anode current Ia.
As a result, the base current of the transistor 50 in the current amplification circuit 21 decreases, and the transistor 50
0, that is, the base voltage E1 of the PNP transistor 43 increases, and as a result, the voltage at the emitter of the transistor 45 increases as described above.
Ee also rises, and the collector current Idc of the transistor 45, that is, the current Idc flowing through the control winding 19b of the saturable reactor 19 increases, which acts to reduce the inductance of the saturable reactor 19 and reduce the horizontal amplitude. do.

前記とは逆に、アノード電流Iaが減少した場合
には、アノード電流Iaの減少によつて水平偏向回
路中のＡ点の電圧Eaが上昇し、それにより電流
増幅回路２１におけるトランジスタ５０のベース
電流が増加して、トランジスタ５０のコレクタの
電圧、すなわち、PNPトランジスタ４３のベー
ス電圧Ｅ１が低下し、それにより既述のようにト
ランジスタ４５のエミツタの電圧Eeも低下て、
トランジスタ４５のコレクタ電流Idc、すなわち、
可飽和リアクタ１９の制御巻線１９ｂに流れる電
流Idcが減少して可飽和リアクタ１９のインダク
タンスを増加させ、水平振幅を増加させるように
作用する。 Contrary to the above, when the anode current Ia decreases, the voltage Ea at point A in the horizontal deflection circuit increases due to the decrease in the anode current Ia, and as a result, the base current of the transistor 50 in the current amplifier circuit 21 increases. increases, the voltage at the collector of the transistor 50, that is, the base voltage E1 of the PNP transistor 43, decreases, and as a result, the voltage Ee at the emitter of the transistor 45 also decreases, as described above.
The collector current Idc of the transistor 45, that is,
The current Idc flowing through the control winding 19b of the saturable reactor 19 decreases, increasing the inductance of the saturable reactor 19, and acts to increase the horizontal amplitude.

したがつて、本発明の水平偏向回路では受像管
１２のアノード電流Iaの変化に対する画面振幅の
変化特性は第８図の曲線ｂのように改善されたも
のになる。また、前記のような画面振幅の修正作
用が行なわれても、フライバツクトランス７の３
次巻線７ｃに発生するパルスPoの波高値は、既
述したような一巡の自動制御系による制御によつ
て一定に抑えられているから、フライバツクトラ
ンス７の２次巻線７ｂに発生する高圧パルスPos
も略々一定となされており、したがつて、前記し
たような画面振幅の修整作用が行なわれても本来
の高圧特性が影響を受けることはない。 Therefore, in the horizontal deflection circuit of the present invention, the change characteristic of the screen amplitude with respect to the change in the anode current Ia of the picture tube 12 is improved as shown by the curve b in FIG. 8. Furthermore, even if the above-mentioned screen amplitude correction action is performed, 3 of the flyback transformer 7
Since the peak value of the pulse Po generated in the secondary winding 7c is kept constant by the control by the automatic control system in one cycle as described above, the peak value of the pulse Po generated in the secondary winding 7b of the flyback transformer 7 is kept constant. High pressure pulse Pos
is also kept approximately constant, so even if the screen amplitude is modified as described above, the original high voltage characteristics are not affected.

なお、第２図に示されている電圧制御回路１８
としては、Ａ級増幅動作を行なうようなトランジ
スタ回路によつて構成されたものが使用されてい
るが、この電圧制御回路としては例えばスイツチ
ングレギユレータのような他の回路形式のものが
使用されてもよいことは勿論である。 Note that the voltage control circuit 18 shown in FIG.
A transistor circuit configured with a transistor circuit that performs class A amplification operation is used as a voltage control circuit, but other circuit types such as a switching regulator are used as this voltage control circuit. Of course, you may do so.

（効果） 以上、詳細に説明したところから明らかなよう
に、本発明の水平偏向回路はスイツチング素子及
び水平偏向コイルなどを含んで構成されている回
路が接続されている１次巻線と、受像管の陽極電
圧を発生する直流高圧発生回路に昇圧したフライ
バツクパルスを与える２次巻線と、３次巻線とを
備えたフライバツクトランスにおける１次巻線と
直列に、制御巻線を有する可飽和リアクタにおけ
る被制御巻線の一端を接続するとともに、前記し
た可飽和リアクタにおける被制御巻線の他端と水
平偏向回路の動作用直流電源との間に設けられた
電圧制御回路に、フライバツクトランスの３次巻
線に生じたパルスを整流して得た直流電圧に基づ
いて発生させた制御用電圧を与えて前記した直流
ようにする手段と、前記したフライバツクトラン
スの２次巻線に流れる受像管の陽極電流の変化分
と対応して変化する電流を増幅する電流増幅手段
と、前記した電流増幅手段からの出力電流を前記
した可飽和リアクタにおける制御巻線に供給する
手段とからなり、前記した電流増幅手段から可飽
和リアクタにおける制御巻線に流す直流電流の大
きさを、前記したフライバツクトランスの２次巻
線に流れる受像管の陽極電流の変化に応じて変化
させて、可飽和リアクタにおける被制御巻線のイ
ンダクタンス値を変化させることにより、受像管
の陽極電流の電流値が変化しても水平振幅の変化
を少なくしたことを特徴とする水平偏向回路であ
るから、この本発明の水平偏向回路では高圧特性
を悪化させることなく、受像管のアノード電流変
化に対する画面の水平振幅の変化を少くすること
ができるのであり、本発明によれば既述した従来
の問題点はすべて良好に解決できるのである。(Effects) As is clear from the above detailed explanation, the horizontal deflection circuit of the present invention has a primary winding connected to a circuit including a switching element and a horizontal deflection coil, and an image receiving circuit. A flyback transformer has a control winding in series with the primary winding in a flyback transformer comprising a secondary winding and a tertiary winding that provide a boosted flyback pulse to a DC high voltage generating circuit that generates a tube anode voltage. One end of the controlled winding in the saturable reactor is connected, and a flywheel is connected to the voltage control circuit provided between the other end of the controlled winding in the saturable reactor and the DC power supply for operating the horizontal deflection circuit. means for applying a control voltage generated based on the DC voltage obtained by rectifying the pulses generated in the tertiary winding of the back transformer to generate the above-mentioned DC; and current amplification means for amplifying a current that changes in accordance with a change in the anode current of the picture tube flowing through the picture tube; and means for supplying the output current from the current amplification means to the control winding in the saturable reactor. The magnitude of the direct current flowing from the current amplifying means to the control winding of the saturable reactor is varied in accordance with the change in the anode current of the picture tube flowing to the secondary winding of the flyback transformer, This horizontal deflection circuit is characterized in that by changing the inductance value of the controlled winding in the saturable reactor, the change in horizontal amplitude is reduced even if the current value of the anode current of the picture tube changes. The horizontal deflection circuit of the present invention can reduce changes in the horizontal amplitude of the screen in response to changes in the anode current of the picture tube without deteriorating the high voltage characteristics. All can be resolved successfully.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は本発明の水平偏向回路の一実施例のブ
ロツク図、第２図は第１図示の水平偏向回路の回
路図、第３図、第５図、第６図及び第８図ならび
に第９図は説明用の特性曲線例図、第４図及び第
７図は従来の水平偏向回路のブロツク図である。 １……水平出力トランジスタ、２……ダンパダ
イオード、３……帰線共振コンデンサ、４……水
平偏向コイル、６……Ｓ字補正コンデンサ、７…
…フライバツクトランス、７ａ……フライバツク
トランスの１次巻線、７ｂ……フライバツクトラ
ンスの２次巻線、７ｃ……フライバツクトランス
の３次巻線、８……直流高圧発生回路、１１……
映像信号信号増幅回路、１２……受像管、１５…
…パルス整流回路、１６……基準電圧源、１７…
…比較器、１８……電圧制御回路、２０……ダン
ピング抵抗、１９……可飽和リアクタ、１９ａ，
１９a′……被制御巻線、１９ｂ……制御巻線、２
０……振幅調整用可変抵抗器、２１……電流増幅
回路。 FIG. 1 is a block diagram of one embodiment of the horizontal deflection circuit of the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram of the horizontal deflection circuit shown in FIG. FIG. 9 is an explanatory characteristic curve example, and FIGS. 4 and 7 are block diagrams of conventional horizontal deflection circuits. 1... Horizontal output transistor, 2... Damper diode, 3... Retrace resonance capacitor, 4... Horizontal deflection coil, 6... S-shaped correction capacitor, 7...
...Flyback transformer, 7a...Primary winding of flyback transformer, 7b...Secondary winding of flyback transformer, 7c...Third winding of flyback transformer, 8...DC high voltage generation circuit, 11 ……
Video signal signal amplification circuit, 12... Picture tube, 15...
...Pulse rectifier circuit, 16...Reference voltage source, 17...
... Comparator, 18 ... Voltage control circuit, 20 ... Damping resistor, 19 ... Saturable reactor, 19a,
19a′...Controlled winding, 19b...Control winding, 2
0... Variable resistor for amplitude adjustment, 21... Current amplification circuit.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １ スイツチング素子及び水平偏向コイルなどを
含んで構成されている回路が接続されている１次
巻線と、受像管の陽極電圧を発生する直流高圧発
生回路に昇圧したフライバツクパルスを与える２
次巻線と、３次巻線とを備えたフライバツクトラ
ンスにおける１次巻線と直列に、制御巻線を有す
る可飽和リアクタにおける被制御巻線の一端を接
続するとともに、前記した可飽和リアクタにおけ
る被制御巻線の他端と水平偏向回路の動作用直流
電源との間に設けられた電圧制御回路に、フライ
バツクトランスの３次巻線に生じたパルスを整流
して得た直流電圧に基づいて発生させた制御用電
圧を与えて前記した直流電圧が一定になるように
する手段と、前記したフライバツクトランスの２
次巻線に流れる受像管の陽極電流の変化分と対応
して変化する電流を増幅する電流増幅手段と、前
記した電流増幅手段からの出力電流を前記した可
飽和リアクタにおける制御巻線に供給する手段と
からなり、前記した電流増幅手段から可飽和リア
クタにおける制御巻線に流す直流電流の大きさ
を、前記したフライバツクトランスの２次巻線に
流れる受像管の陽極電流の変化に応じて変化させ
て、可飽和リアクタにおける被制御巻線のインダ
クタンス値を変化させることにより、受像管の陽
極電流の電流値が変化しても水平振幅の変化を少
なくしたことを特徴とする水平偏向回路。1. Gives a boosted flyback pulse to the primary winding connected to a circuit including a switching element, horizontal deflection coil, etc., and to a DC high voltage generation circuit that generates the anode voltage of the picture tube. 2.
Connecting one end of a controlled winding in a saturable reactor having a control winding in series with the primary winding in a flyback transformer having a secondary winding and a tertiary winding, and The DC voltage obtained by rectifying the pulse generated in the tertiary winding of the flyback transformer is applied to the voltage control circuit installed between the other end of the controlled winding and the operating DC power supply of the horizontal deflection circuit. means for applying a control voltage generated based on the above-described control voltage to keep the above-mentioned DC voltage constant; and 2 of the above-mentioned flyback transformers.
a current amplifying means for amplifying a current that changes in accordance with a change in the anode current of the picture tube flowing through the next winding; and supplying the output current from the current amplifying means to the control winding in the saturable reactor. and changing the magnitude of the direct current flowing from the current amplifying means to the control winding in the saturable reactor in accordance with changes in the anode current of the picture tube flowing to the secondary winding of the flyback transformer. A horizontal deflection circuit characterized in that, by changing the inductance value of a controlled winding in a saturable reactor, a change in horizontal amplitude is reduced even when a current value of an anode current of a picture tube changes.