JPH04253194A - 可変色放電灯点灯装置 - Google Patents
可変色放電灯点灯装置Info
- Publication number
- JPH04253194A JPH04253194A JP873391A JP873391A JPH04253194A JP H04253194 A JPH04253194 A JP H04253194A JP 873391 A JP873391 A JP 873391A JP 873391 A JP873391 A JP 873391A JP H04253194 A JPH04253194 A JP H04253194A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- circuit
- inverter
- output
- discharge lamp
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 239000003086 colorant Substances 0.000 claims abstract description 8
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 16
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 abstract description 6
- 230000005284 excitation Effects 0.000 abstract 2
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 abstract 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 25
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 20
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 13
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 4
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- MZAGXDHQGXUDDX-JSRXJHBZSA-N (e,2z)-4-ethyl-2-hydroxyimino-5-nitrohex-3-enamide Chemical compound [O-][N+](=O)C(C)C(/CC)=C/C(=N/O)/C(N)=O MZAGXDHQGXUDDX-JSRXJHBZSA-N 0.000 description 1
- 102100028918 Catenin alpha-3 Human genes 0.000 description 1
- 101000916179 Homo sapiens Catenin alpha-3 Proteins 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
Landscapes
- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、発光色の異なる複数の
放電灯の発光色を混色し、調色を行う可変色放電灯点灯
装置に関するものである。
放電灯の発光色を混色し、調色を行う可変色放電灯点灯
装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】従来、調光信号と駆動信号を同期させた
調光装置が提案されている(特開昭64−45093号
公報参照)。図14はこの調光装置の基本構成を示す回
路図である。図において、11はクロック(Clock
)信号を出力する発振器、12はそのクロック信号を受
けて一定周期のインバータ発振信号及びその分周信号を
調光基本信号として出力する分周器で、発振器11と共
にインバータ発振回路13を構成している。R1 乃至
R4 は電源電圧(+Vdd)を分圧するための複数の
抵抗で、抵抗R2 とR3 の接続点及び抵抗R3 と
R4 の接続点がそれぞれコンパレータ14,15の一
方の入力端子に接続され、各コンパレータ14,15に
電源電圧を分圧した基準電圧を入力している。また、抵
抗R1 とR2 の接続点である分圧点には抵抗R5
とコンデンサC1の直列回路から成る充電回路16が接
続され、そのコンデンサC1 の充放電信号がコンパレ
ータ14,15の他方の入力端子に供給されるようにな
っている。なお、上記抵抗R1 とR2 による分圧比
(R2 /R1 )は、実験上1/2乃至1/30程度
が適当である。
調光装置が提案されている(特開昭64−45093号
公報参照)。図14はこの調光装置の基本構成を示す回
路図である。図において、11はクロック(Clock
)信号を出力する発振器、12はそのクロック信号を受
けて一定周期のインバータ発振信号及びその分周信号を
調光基本信号として出力する分周器で、発振器11と共
にインバータ発振回路13を構成している。R1 乃至
R4 は電源電圧(+Vdd)を分圧するための複数の
抵抗で、抵抗R2 とR3 の接続点及び抵抗R3 と
R4 の接続点がそれぞれコンパレータ14,15の一
方の入力端子に接続され、各コンパレータ14,15に
電源電圧を分圧した基準電圧を入力している。また、抵
抗R1 とR2 の接続点である分圧点には抵抗R5
とコンデンサC1の直列回路から成る充電回路16が接
続され、そのコンデンサC1 の充放電信号がコンパレ
ータ14,15の他方の入力端子に供給されるようにな
っている。なお、上記抵抗R1 とR2 による分圧比
(R2 /R1 )は、実験上1/2乃至1/30程度
が適当である。
【0003】上記コンパレータ14,15の出力側はそ
れぞれDタイプフリップフロップ17のリセット(Re
set)端子及びセット(Set)端子に接続され、こ
のフリップフロップ17の反転出力と前述した調光基本
信号が共にアンド回路18に入力される。そして、これ
らのフリップフロップ17及びアンド回路18により上
記コンデンサC1 の充放電用スイッチング素子である
トランジスタQ11を駆動する駆動回路19が構成され
、アンド回路18からトランジスタQ11のベース電流
が与えられる。
れぞれDタイプフリップフロップ17のリセット(Re
set)端子及びセット(Set)端子に接続され、こ
のフリップフロップ17の反転出力と前述した調光基本
信号が共にアンド回路18に入力される。そして、これ
らのフリップフロップ17及びアンド回路18により上
記コンデンサC1 の充放電用スイッチング素子である
トランジスタQ11を駆動する駆動回路19が構成され
、アンド回路18からトランジスタQ11のベース電流
が与えられる。
【0004】また、上述の充放電信号はコンパレータ2
0の反転入力端子に与えられ、コンパレータ20の非反
転入力端子には調光設定信号が与えられる。この調光設
定信号は、抵抗R6 ,R7 ,R8 及びトランジス
タQ12,Q13から成るミラー回路によって定電流源
を構成し、その電圧を可変抵抗VR1 によって可変し
た信号であり、可変抵抗VR1 と並列にコンデンサC
2 が接続されている。そして、コンパレータ20の出
力は調光信号として同調回路21を構成する2つのアン
ド回路22,23に入力され、このアンド回路22,2
3により前述のインバータ発振信号と同期が取られ、イ
ンバータ回路24に入力される。このインバータ回路2
4には図外の電源回路から直流電源Vccが供給されて
おり、その発振出力によってCFL25が点灯されるよ
うになっている。
0の反転入力端子に与えられ、コンパレータ20の非反
転入力端子には調光設定信号が与えられる。この調光設
定信号は、抵抗R6 ,R7 ,R8 及びトランジス
タQ12,Q13から成るミラー回路によって定電流源
を構成し、その電圧を可変抵抗VR1 によって可変し
た信号であり、可変抵抗VR1 と並列にコンデンサC
2 が接続されている。そして、コンパレータ20の出
力は調光信号として同調回路21を構成する2つのアン
ド回路22,23に入力され、このアンド回路22,2
3により前述のインバータ発振信号と同期が取られ、イ
ンバータ回路24に入力される。このインバータ回路2
4には図外の電源回路から直流電源Vccが供給されて
おり、その発振出力によってCFL25が点灯されるよ
うになっている。
【0005】次に、図15のタイムチャートを参照しな
がら動作について説明する。この図15には、図14の
各点A乃至Iの信号波形、フリップフロップ17のリセ
ット信号及びセット信号の信号波形、コンパレータ20
の出力波形等が示されている。図14のコンパレータ1
4は、仕様上基準電圧として入力される基準電圧Vre
fが0ボルト乃至(Vdd−1.5)ボルトの範囲に無
ければ動作しないので、抵抗R1 ,R2 にかかる電
圧V12はV12>1.5ボルトと設定してある。また
、抵抗R1 とR2 にかかる電圧をそれぞれVr1
,Vr2 とすると、Vr1 >>Vr2 となるよう
にしてある。これは、電圧Vr2 が0ボルトであると
、P1 点とP2 点の電位が同じになり、コンパレー
タ14が作動せず、P1 点の電位が電源電圧Vddに
近くなればなるほど抵抗R5 及びコンデンサC1 に
よる適当な充電カーブが得られないためである。
がら動作について説明する。この図15には、図14の
各点A乃至Iの信号波形、フリップフロップ17のリセ
ット信号及びセット信号の信号波形、コンパレータ20
の出力波形等が示されている。図14のコンパレータ1
4は、仕様上基準電圧として入力される基準電圧Vre
fが0ボルト乃至(Vdd−1.5)ボルトの範囲に無
ければ動作しないので、抵抗R1 ,R2 にかかる電
圧V12はV12>1.5ボルトと設定してある。また
、抵抗R1 とR2 にかかる電圧をそれぞれVr1
,Vr2 とすると、Vr1 >>Vr2 となるよう
にしてある。これは、電圧Vr2 が0ボルトであると
、P1 点とP2 点の電位が同じになり、コンパレー
タ14が作動せず、P1 点の電位が電源電圧Vddに
近くなればなるほど抵抗R5 及びコンデンサC1 に
よる適当な充電カーブが得られないためである。
【0006】図16はP1 点の電位Vp1 とP2
点の電位Vp2 の差による充電カーブ(F点の波形)
を示したものであり、図16は電位差が小さい場合、図
17は電位差が大きい場合をそれぞれ示している。すな
わち、電位差が小さいということは、抵抗R5 とコン
デンサC1 により充電カーブが飽和する付近でP2
点の電位Vp2 を設定してあることになり、充電カー
ブの十分に利用できるところ(飽和するあたり)で用い
ていることになる。一方、電位差が大きい場合には、充
電カーブが十分に飽和し切れないところで、P2 点の
電位Vp2 を設定することになり、ほぼリニアな特性
となって適当な充電カーブを得にくい。この図17に示
す例では、充電カーブはf−g−h−jと描いていくが
、コンパレータ14に入力されるP2 点の基準電位V
p2 によってF点の充放電信号はf−g−iとなり、
充電カーブの特性を生かし切れない。しかし、図16の
例では、a−b−c−eと描く充電カーブに対し、F点
の信号はP2 点の電位Vp2 によってa−b−dと
なり、充電カーブの特徴を生かすことができる。その際
、抵抗R5 とコンデンサC1 の値によって充電カー
ブの時定数が決定されるが、抵抗R2 の値を小さくす
ることにより大きな時定数tbを得ることができ、反対
に抵抗R2 の値を大きくすれば小さな時定数taを得
ることも可能である。そして、このようにして得られた
F点の充放電信号は各コンパレータ14,15の他方の
入力端子に与えられる。
点の電位Vp2 の差による充電カーブ(F点の波形)
を示したものであり、図16は電位差が小さい場合、図
17は電位差が大きい場合をそれぞれ示している。すな
わち、電位差が小さいということは、抵抗R5 とコン
デンサC1 により充電カーブが飽和する付近でP2
点の電位Vp2 を設定してあることになり、充電カー
ブの十分に利用できるところ(飽和するあたり)で用い
ていることになる。一方、電位差が大きい場合には、充
電カーブが十分に飽和し切れないところで、P2 点の
電位Vp2 を設定することになり、ほぼリニアな特性
となって適当な充電カーブを得にくい。この図17に示
す例では、充電カーブはf−g−h−jと描いていくが
、コンパレータ14に入力されるP2 点の基準電位V
p2 によってF点の充放電信号はf−g−iとなり、
充電カーブの特性を生かし切れない。しかし、図16の
例では、a−b−c−eと描く充電カーブに対し、F点
の信号はP2 点の電位Vp2 によってa−b−dと
なり、充電カーブの特徴を生かすことができる。その際
、抵抗R5 とコンデンサC1 の値によって充電カー
ブの時定数が決定されるが、抵抗R2 の値を小さくす
ることにより大きな時定数tbを得ることができ、反対
に抵抗R2 の値を大きくすれば小さな時定数taを得
ることも可能である。そして、このようにして得られた
F点の充放電信号は各コンパレータ14,15の他方の
入力端子に与えられる。
【0007】電源投入後、コンパレータ14の出力は、
P2 点の電位がF点の電位に比べて高いためLowレ
ベルとなり、その後、コンデンサC1 に電荷が充電さ
れてF点の電位がP2 点の電位よりも高くなったとき
にHighレベルとなる。また、コンパレータ15の出
力は、P3点の電位がF点の電位よりも高いため、Hi
ghレベルとなり、コンデンサC1 の充電に伴ってF
点の電位がP3 点の電位よりも高くなったときにLo
wレベルとなる。そして、コンパレータ14の出力はフ
リップフロップ17のリセット端子に入力され、コンパ
レータ15の出力はセット端子に入力されるので、フリ
ップフロップ17の出力(D点の信号)は、リセット信
号がLowレベルでセット信号がLowレベルのときは
Lowレベルとなり、リセット信号がHighレベルで
セット信号がLowレベルのときはHighレベルとな
り、また、リセット信号がLowレベルでセット信号が
HighレベルのときはLowレベルとなる。
P2 点の電位がF点の電位に比べて高いためLowレ
ベルとなり、その後、コンデンサC1 に電荷が充電さ
れてF点の電位がP2 点の電位よりも高くなったとき
にHighレベルとなる。また、コンパレータ15の出
力は、P3点の電位がF点の電位よりも高いため、Hi
ghレベルとなり、コンデンサC1 の充電に伴ってF
点の電位がP3 点の電位よりも高くなったときにLo
wレベルとなる。そして、コンパレータ14の出力はフ
リップフロップ17のリセット端子に入力され、コンパ
レータ15の出力はセット端子に入力されるので、フリ
ップフロップ17の出力(D点の信号)は、リセット信
号がLowレベルでセット信号がLowレベルのときは
Lowレベルとなり、リセット信号がHighレベルで
セット信号がLowレベルのときはHighレベルとな
り、また、リセット信号がLowレベルでセット信号が
HighレベルのときはLowレベルとなる。
【0008】上記フリップフロップ17の出力電位、つ
まりD点の電位がHighレベルとなり且つC点の電位
がHighレベルとなると、アンド回路18の出力はH
ighレベルとなり、トランジスタQ11がONとなる
。 これにより、コンデンサC1 の電荷が放電し、これを
1周期として上述の動作を繰り返すことにより発振する
ことになる。ここで、上記C点の信号は前述のように発
振器11の出力信号の分周信号であり、この調光基本信
号の周期で調光信号の周波数が決定される。そして、C
点の信号とD点の信号は、アンド回路18に入力するこ
とで同期のとれたE点の信号となり、このE点の信号で
トランジスタQ11をスイッチングすることにより、上
述したF点の充放電信号が形成される。
まりD点の電位がHighレベルとなり且つC点の電位
がHighレベルとなると、アンド回路18の出力はH
ighレベルとなり、トランジスタQ11がONとなる
。 これにより、コンデンサC1 の電荷が放電し、これを
1周期として上述の動作を繰り返すことにより発振する
ことになる。ここで、上記C点の信号は前述のように発
振器11の出力信号の分周信号であり、この調光基本信
号の周期で調光信号の周波数が決定される。そして、C
点の信号とD点の信号は、アンド回路18に入力するこ
とで同期のとれたE点の信号となり、このE点の信号で
トランジスタQ11をスイッチングすることにより、上
述したF点の充放電信号が形成される。
【0009】また、F点の充放電信号は前述の可変抵抗
VR1 によって設定された調光設定信号と共にコンパ
レータ20に入力され、このコンパレータ20から調光
信号が出力される。このとき、例えば、調光設定信号の
レベル、つまりG点の電位がある電位Vgになるとコン
パレータ20の出力であるH点の調光信号はON:OF
F=1:1のデューティ比となり、調光率が50%とな
る。また、G点の電位が上記電位Vgよりも低い場合に
は調光率は高くなる(ただし、インバータ回路24がH
ighレベルの調光信号でON、Lowレベルの調光信
号でOFFとなる場合)。ここで、調光設定信号を得る
のにミラー回路を用いているのは、可変抵抗VR1 が
2端子タイプのものであるので、定電流源によりリニア
に電圧を変化させることを必要としたためであり、中間
端子を持った3端子タイプのものを使用すれば、ミラー
回路は不要である。
VR1 によって設定された調光設定信号と共にコンパ
レータ20に入力され、このコンパレータ20から調光
信号が出力される。このとき、例えば、調光設定信号の
レベル、つまりG点の電位がある電位Vgになるとコン
パレータ20の出力であるH点の調光信号はON:OF
F=1:1のデューティ比となり、調光率が50%とな
る。また、G点の電位が上記電位Vgよりも低い場合に
は調光率は高くなる(ただし、インバータ回路24がH
ighレベルの調光信号でON、Lowレベルの調光信
号でOFFとなる場合)。ここで、調光設定信号を得る
のにミラー回路を用いているのは、可変抵抗VR1 が
2端子タイプのものであるので、定電流源によりリニア
に電圧を変化させることを必要としたためであり、中間
端子を持った3端子タイプのものを使用すれば、ミラー
回路は不要である。
【0010】そして、このようにして得られた調光信号
と前述したインバータ発振信号はそれぞれアンド回路2
2,23を通してインバータ回路24へ入力され、この
インバータ回路24の出力によりCFL25が点灯され
る。その際、インバータ回路24へ入力されるインバー
タ発振信号と調光信号はアンド回路22,23で完全に
同期が取られているので、高調光時においてもちらつき
が無く、安定した点灯が得られる。また、調光信号を得
るのに充電回路16による充放電信号を用いているので
、可変抵抗VR1 で調光する際に人間の視感度に合わ
せた調光を行うことができる。すなわち、調光率が高く
なればなるほどG点のレベル変化に対して調光率の変化
が小さくなり、リニアに変化しない。このため、可変抵
抗VR1 のつまみを回す角度に対して調光率の変化は
非線形となり、調光率が低いときはCFL25の輝度の
変化量が多く、高いときは少なくなる。したがって、視
感度に応じた調光方式が選択される。
と前述したインバータ発振信号はそれぞれアンド回路2
2,23を通してインバータ回路24へ入力され、この
インバータ回路24の出力によりCFL25が点灯され
る。その際、インバータ回路24へ入力されるインバー
タ発振信号と調光信号はアンド回路22,23で完全に
同期が取られているので、高調光時においてもちらつき
が無く、安定した点灯が得られる。また、調光信号を得
るのに充電回路16による充放電信号を用いているので
、可変抵抗VR1 で調光する際に人間の視感度に合わ
せた調光を行うことができる。すなわち、調光率が高く
なればなるほどG点のレベル変化に対して調光率の変化
が小さくなり、リニアに変化しない。このため、可変抵
抗VR1 のつまみを回す角度に対して調光率の変化は
非線形となり、調光率が低いときはCFL25の輝度の
変化量が多く、高いときは少なくなる。したがって、視
感度に応じた調光方式が選択される。
【0011】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記の構成に
おいては、調光信号は、F点の充放電カーブとG点の設
定電圧の比較によって出力されており、H点の調光信号
の立ち下がりとI点のインバータ発振信号の立ち下がり
は同期が取れているが、調光信号の立ち上がりは、調光
レベルの変化した場合、インバータ発振信号の1周期内
のどのタイミングで立ち上がるか決まってない。一方、
上記の構成ではH点の調光信号がLowレベルの場合、
インバータの駆動は停止しており、再点弧時の波形が不
安定になるという問題点がある。
おいては、調光信号は、F点の充放電カーブとG点の設
定電圧の比較によって出力されており、H点の調光信号
の立ち下がりとI点のインバータ発振信号の立ち下がり
は同期が取れているが、調光信号の立ち上がりは、調光
レベルの変化した場合、インバータ発振信号の1周期内
のどのタイミングで立ち上がるか決まってない。一方、
上記の構成ではH点の調光信号がLowレベルの場合、
インバータの駆動は停止しており、再点弧時の波形が不
安定になるという問題点がある。
【0012】また、複数の放電灯を時分割点灯すると、
点灯回路への出力電圧は、時分割周期内のほぼ全域にわ
たって、放電灯点灯時の電圧となり、点灯の切り換え時
に安定な再点弧電圧が必要であるが、時分割信号に上記
構成の同期方式を用いた場合には再点弧電圧波形に不安
定部分が生じ、調光信号を絞ったときにちらつきが発生
する。
点灯回路への出力電圧は、時分割周期内のほぼ全域にわ
たって、放電灯点灯時の電圧となり、点灯の切り換え時
に安定な再点弧電圧が必要であるが、時分割信号に上記
構成の同期方式を用いた場合には再点弧電圧波形に不安
定部分が生じ、調光信号を絞ったときにちらつきが発生
する。
【0013】本発明は上述のような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは、簡単な回路構成
で放電灯の再点弧動作を安定させ、ちらつきの少ない可
変色放電灯点灯装置を提供することにある。
ものであり、その目的とするところは、簡単な回路構成
で放電灯の再点弧動作を安定させ、ちらつきの少ない可
変色放電灯点灯装置を提供することにある。
【0014】
【課題を解決するための手段】本発明の可変色放電灯点
灯装置においては、上記の課題を解決するために、発光
色の異なる複数の放電灯と、各放電灯にそれぞれ直列に
接続された複数のスイッチング素子とで構成された点灯
回路と、前記点灯回路に放電灯点灯用の電圧を与えるイ
ンバータ回路と、前記スイッチング素子に周期的に順次
導通信号a,b,cを与える時分割信号制御回路を具備
した可変色放電灯点灯装置において、導通信号a,b,
cの周期Ta,Tb,Tcはインバータ回路の駆動周波
数fに対して1/fの整数倍とし、導通信号a,b,c
の立ち上がりと立ち下がりのタイミングをインバータ駆
動信号sと同期させるように制御するものである。
灯装置においては、上記の課題を解決するために、発光
色の異なる複数の放電灯と、各放電灯にそれぞれ直列に
接続された複数のスイッチング素子とで構成された点灯
回路と、前記点灯回路に放電灯点灯用の電圧を与えるイ
ンバータ回路と、前記スイッチング素子に周期的に順次
導通信号a,b,cを与える時分割信号制御回路を具備
した可変色放電灯点灯装置において、導通信号a,b,
cの周期Ta,Tb,Tcはインバータ回路の駆動周波
数fに対して1/fの整数倍とし、導通信号a,b,c
の立ち上がりと立ち下がりのタイミングをインバータ駆
動信号sと同期させるように制御するものである。
【0015】
【作用】本発明にあっては、発光色の異なる複数の放電
灯を時分割的に駆動する可変色放電灯点灯装置において
、図1に示すように、各放電灯のスイッチング素子に与
える導通信号a,b,cの周期をインバータ回路の駆動
周波数fに対して1/fの整数倍とし、且つ導通信号a
,b,cの立ち上がりと立ち下がりのタイミングをイン
バータ駆動信号sと同期させるように制御しているので
、放電灯の再点弧時の波形を安定化させることができ、
調光時の放電灯のちらつきを無くすことができるもので
ある。
灯を時分割的に駆動する可変色放電灯点灯装置において
、図1に示すように、各放電灯のスイッチング素子に与
える導通信号a,b,cの周期をインバータ回路の駆動
周波数fに対して1/fの整数倍とし、且つ導通信号a
,b,cの立ち上がりと立ち下がりのタイミングをイン
バータ駆動信号sと同期させるように制御しているので
、放電灯の再点弧時の波形を安定化させることができ、
調光時の放電灯のちらつきを無くすことができるもので
ある。
【0016】
【実施例】図2は本発明の第1の実施例の主回路を示す
。図2において、1は直列インバータを用いたインバー
タ回路であり、2は例えば3原色(赤色R、緑色G、青
色B)の各発光色を有する放電灯L1 ,L2 ,L3
の点灯回路で、各放電灯にはそれぞれ直列にスイッチ
ング素子Q1 ,Q2 ,Q3 が挿入されている。各
放電灯はスイッチング素子Q1 乃至Q3 がそれぞれ
一定の周期で予め設定された期間だけ順次時系列的にO
Nとなることでパルス点灯されており、スイッチング素
子Q1 乃至Q3 のオン時間を任意に設定することで
混光色を変化する。
。図2において、1は直列インバータを用いたインバー
タ回路であり、2は例えば3原色(赤色R、緑色G、青
色B)の各発光色を有する放電灯L1 ,L2 ,L3
の点灯回路で、各放電灯にはそれぞれ直列にスイッチ
ング素子Q1 ,Q2 ,Q3 が挿入されている。各
放電灯はスイッチング素子Q1 乃至Q3 がそれぞれ
一定の周期で予め設定された期間だけ順次時系列的にO
Nとなることでパルス点灯されており、スイッチング素
子Q1 乃至Q3 のオン時間を任意に設定することで
混光色を変化する。
【0017】まず、インバータ回路1の構成について説
明する。インバータ回路1の入力側には、スイッチング
素子Q4 ,Q5 の直列回路が接続されている。スイ
ッチング素子Q5 の両端には、直流成分カット用のカ
ップリングコンデンサC5 を介して、チョークコイル
CHとコンデンサC6 よりなるLC直列共振回路が接
続されている。インバータ回路1の出力側には、点灯回
路2が接続されている。インバータ回路1の入力側には
、コンデンサC3 ,C4 の直列回路が接続されてい
る。コンデンサC3 はダイオードD1 を介して商用
交流電源ACの正の半サイクルで充電され、コンデンサ
C4 はダイオードD2 を介して商用交流電源ACの
負の半サイクルで充電される。これにより、インバータ
回路1の入力側には、商用交流電源ACの交流電圧を倍
電圧整流した直流電圧が印加される。
明する。インバータ回路1の入力側には、スイッチング
素子Q4 ,Q5 の直列回路が接続されている。スイ
ッチング素子Q5 の両端には、直流成分カット用のカ
ップリングコンデンサC5 を介して、チョークコイル
CHとコンデンサC6 よりなるLC直列共振回路が接
続されている。インバータ回路1の出力側には、点灯回
路2が接続されている。インバータ回路1の入力側には
、コンデンサC3 ,C4 の直列回路が接続されてい
る。コンデンサC3 はダイオードD1 を介して商用
交流電源ACの正の半サイクルで充電され、コンデンサ
C4 はダイオードD2 を介して商用交流電源ACの
負の半サイクルで充電される。これにより、インバータ
回路1の入力側には、商用交流電源ACの交流電圧を倍
電圧整流した直流電圧が印加される。
【0018】次に、点灯回路2の構成について説明する
。点灯回路2の入力側には、インバータ回路1の高周波
交流電圧が印加されており、この交流電圧はダイオード
ブリッジDBの交流入力端子に印加されている。ダイオ
ードブリッジDBの直流出力端子には、放電灯L1 ,
L2 ,L3 とスイッチング素子Q1 ,Q2 ,Q
3 の各直列回路がそれぞれ並列的に接続されている。 いずれかのスイッチング素子が導通すると、対応する放
電灯には直流電圧が印加される。
。点灯回路2の入力側には、インバータ回路1の高周波
交流電圧が印加されており、この交流電圧はダイオード
ブリッジDBの交流入力端子に印加されている。ダイオ
ードブリッジDBの直流出力端子には、放電灯L1 ,
L2 ,L3 とスイッチング素子Q1 ,Q2 ,Q
3 の各直列回路がそれぞれ並列的に接続されている。 いずれかのスイッチング素子が導通すると、対応する放
電灯には直流電圧が印加される。
【0019】図3乃至図5は本実施例に用いるインバー
タ駆動制御回路と時分割信号制御回路を示している。各
図は端子J,K,M,Q,Pで接続されている。また、
端子a,b,c,d,e,f,gは図2の主回路の同じ
符号の端子と接続されている。まず、インバータ駆動制
御回路について説明する。インバータ駆動制御回路は主
にスイッチングレギュレータ用の汎用IC(μPC49
4)よりなる制御回路IC1 で構成されており、プッ
シュプル発振動作を行っている。発振信号の周波数は、
5番端子と6番端子にそれぞれ外付けされているコンデ
ンサC11、抵抗R16の値によって決定されており、
デューティ比は抵抗R11,R12,VR11の値によ
って決定されている。制御回路IC1 の発振出力は8
番と11番端子から出力されており、それぞれインバー
タゲートI11,I12で反転された後、抵抗R17,
R18、トランジスタTr11,Tr12,Tr13,
Tr14で構成されるドライブ回路、そしてコンデンサ
C12,C13、パルストランスT11,T12を介し
て図2のスイッチング素子Q4 ,Q5 を駆動する。
タ駆動制御回路と時分割信号制御回路を示している。各
図は端子J,K,M,Q,Pで接続されている。また、
端子a,b,c,d,e,f,gは図2の主回路の同じ
符号の端子と接続されている。まず、インバータ駆動制
御回路について説明する。インバータ駆動制御回路は主
にスイッチングレギュレータ用の汎用IC(μPC49
4)よりなる制御回路IC1 で構成されており、プッ
シュプル発振動作を行っている。発振信号の周波数は、
5番端子と6番端子にそれぞれ外付けされているコンデ
ンサC11、抵抗R16の値によって決定されており、
デューティ比は抵抗R11,R12,VR11の値によ
って決定されている。制御回路IC1 の発振出力は8
番と11番端子から出力されており、それぞれインバー
タゲートI11,I12で反転された後、抵抗R17,
R18、トランジスタTr11,Tr12,Tr13,
Tr14で構成されるドライブ回路、そしてコンデンサ
C12,C13、パルストランスT11,T12を介し
て図2のスイッチング素子Q4 ,Q5 を駆動する。
【0020】次に、時分割信号制御回路について図6の
タイムチャートを用いて説明する。時分割信号の周期は
、カウンタ回路IC2 で決定されており、そのクロッ
ク信号はインバータ駆動信号となっている。また、カウ
ンタ回路IC2 のリセット端子RはHighレベルで
リセットとなるので、接地している。なお、このカウン
タ回路IC2 はクロック信号の立ち下がりで動作する
。 今、インバータの駆動周波数が44KHzとすると、カ
ウンタ回路IC2 の出力には(2のn乗)÷(44×
103 )の周期の信号が得られるが、説明のため、こ
こではQ7 の出力端子を使用する。このとき、出力端
子Q7 の信号周期は2.9msecとなる。また、時
分割信号のパルス幅は汎用のタイマーIC(μPC15
55)よりなるタイマー回路IC3 ,IC4 ,IC
5 とその外付け抵抗VR21,VR22,VR23及
びコンデンサC33,C43,C53で決定されている
。
タイムチャートを用いて説明する。時分割信号の周期は
、カウンタ回路IC2 で決定されており、そのクロッ
ク信号はインバータ駆動信号となっている。また、カウ
ンタ回路IC2 のリセット端子RはHighレベルで
リセットとなるので、接地している。なお、このカウン
タ回路IC2 はクロック信号の立ち下がりで動作する
。 今、インバータの駆動周波数が44KHzとすると、カ
ウンタ回路IC2 の出力には(2のn乗)÷(44×
103 )の周期の信号が得られるが、説明のため、こ
こではQ7 の出力端子を使用する。このとき、出力端
子Q7 の信号周期は2.9msecとなる。また、時
分割信号のパルス幅は汎用のタイマーIC(μPC15
55)よりなるタイマー回路IC3 ,IC4 ,IC
5 とその外付け抵抗VR21,VR22,VR23及
びコンデンサC33,C43,C53で決定されている
。
【0021】まず、インバータ駆動信号(ア)はカウン
タ回路IC2 のクロック信号となり、クロック端子C
LKに入力される。カウンタ回路IC2 の出力端子Q
7 からは(イ)の信号が出力される。この出力信号(
イ)は抵抗R31,R32,R33,R34,R35と
、コンデンサC31、ダイオードD31、トランジスタ
Tr31,Tr32から構成される回路により、トラン
ジスタTr32のコレクタ・エミッタ間電圧Vceの波
形は、信号(イ)の立ち上がりに同期し、そして、周期
がインバータ駆動周期の整数倍となっている、トリガー
信号(ウ)となり、タイマー回路IC3 の2番(トリ
ガー)端子に入力される。 タイマー回路IC3 の出力信号のパルス幅は、6番,
7番端子に接続される抵抗VR21、コンデンサC33
の値で決定され、その3番端子からパルス幅tの信号(
エ)が出力される。信号(エ)はDフリップフロップI
C6 のデータ入力端子Dに入力される。一方、Dフリ
ップフロップIC6 のクロック端子CLKには、カウ
ンタ回路IC2 のクロック信号(ア)をインバータゲ
ートI13により反転し、(ア)の反転信号がDフリッ
プフロップIC6 のクロック信号として入力される。 DフリップフロップIC6 のデータ入力端子Dに入力
されたデータは、クロック信号CLKの立ち上がりによ
ってQ端子に出力される。DフリップフロップIC6の
出力信号(オ)は、パルス幅t’の信号であり、インバ
ータ駆動信号(ア)の周期(1/44×103 )se
cの整数倍のパルス幅となる。
タ回路IC2 のクロック信号となり、クロック端子C
LKに入力される。カウンタ回路IC2 の出力端子Q
7 からは(イ)の信号が出力される。この出力信号(
イ)は抵抗R31,R32,R33,R34,R35と
、コンデンサC31、ダイオードD31、トランジスタ
Tr31,Tr32から構成される回路により、トラン
ジスタTr32のコレクタ・エミッタ間電圧Vceの波
形は、信号(イ)の立ち上がりに同期し、そして、周期
がインバータ駆動周期の整数倍となっている、トリガー
信号(ウ)となり、タイマー回路IC3 の2番(トリ
ガー)端子に入力される。 タイマー回路IC3 の出力信号のパルス幅は、6番,
7番端子に接続される抵抗VR21、コンデンサC33
の値で決定され、その3番端子からパルス幅tの信号(
エ)が出力される。信号(エ)はDフリップフロップI
C6 のデータ入力端子Dに入力される。一方、Dフリ
ップフロップIC6 のクロック端子CLKには、カウ
ンタ回路IC2 のクロック信号(ア)をインバータゲ
ートI13により反転し、(ア)の反転信号がDフリッ
プフロップIC6 のクロック信号として入力される。 DフリップフロップIC6 のデータ入力端子Dに入力
されたデータは、クロック信号CLKの立ち上がりによ
ってQ端子に出力される。DフリップフロップIC6の
出力信号(オ)は、パルス幅t’の信号であり、インバ
ータ駆動信号(ア)の周期(1/44×103 )se
cの整数倍のパルス幅となる。
【0022】DフリップフロップIC6 の出力信号(
オ)はインバータゲートI31,I32,I33と抵抗
R36、コンデンサC34から成る遅延回路に入力され
る。 インバータゲートI33の出力信号は、信号(オ)の遅
延反転出力となり、tdの遅れを持つ。インバータゲー
トI33の出力信号は、DフリップフロップIC7 の
データ端子Dに入力され、DフリップフロップIC7
のクロック信号は、DフリップフロップIC6 と同様
にカウンタ回路IC2 のクロック信号の反転信号(イ
ンバータゲートI13の出力)とし、Dフリップフロッ
プIC7 の出力信号(カ)がtd’の遅延時間を以て
出力される。ここで、遅延時間td’も1/(44×1
03 )の整数倍となる。DフリップフロップIC7
の出力信号は抵抗R41,R42,R43,R44,R
45、コンデンサC41、トランジスタTr41,Tr
42、ダイオードD41で構成される回路に入力され、
トランジスタTr42のコレクタ・エミッタ間電圧Vc
eの波形は(キ)となり、この信号(キ)はタイマー回
路IC4 のトリガー信号となる。タイマー回路IC4
の出力信号もタイマー回路IC3と同様、抵抗VR2
2、コンデンサC43の値によってパルス幅が決定され
る。
オ)はインバータゲートI31,I32,I33と抵抗
R36、コンデンサC34から成る遅延回路に入力され
る。 インバータゲートI33の出力信号は、信号(オ)の遅
延反転出力となり、tdの遅れを持つ。インバータゲー
トI33の出力信号は、DフリップフロップIC7 の
データ端子Dに入力され、DフリップフロップIC7
のクロック信号は、DフリップフロップIC6 と同様
にカウンタ回路IC2 のクロック信号の反転信号(イ
ンバータゲートI13の出力)とし、Dフリップフロッ
プIC7 の出力信号(カ)がtd’の遅延時間を以て
出力される。ここで、遅延時間td’も1/(44×1
03 )の整数倍となる。DフリップフロップIC7
の出力信号は抵抗R41,R42,R43,R44,R
45、コンデンサC41、トランジスタTr41,Tr
42、ダイオードD41で構成される回路に入力され、
トランジスタTr42のコレクタ・エミッタ間電圧Vc
eの波形は(キ)となり、この信号(キ)はタイマー回
路IC4 のトリガー信号となる。タイマー回路IC4
の出力信号もタイマー回路IC3と同様、抵抗VR2
2、コンデンサC43の値によってパルス幅が決定され
る。
【0023】一方、DフリップフロップIC7 の出力
信号(カ)は、インバータゲートI34によって反転さ
れ、信号(オ)の遅延信号となり、ノアゲートNOR3
1の一方の入力となる。また、信号(オ)はノアゲート
NOR31の他方の入力となり、ノアゲートNOR31
の出力信号(ク)は、タイマー回路IC4 のリセット
信号(4番端子)になる。タイマー回路IC4 の出力
信号(ケ)は、同様にDフリップフロップIC8 のデ
ータ入力端子Dに入力され、クロック端子CLKもイン
バータゲートI13の出力端子と接続されており、出力
信号(コ)のパルス幅tb’も1/(44×103 )
の整数倍となる。タイマー回路IC5 の出力信号も、
同様な過程を経てDフリップフロップIC10のデータ
入力端子Dに入力される。 DフリップフロップIC10の出力信号(サ)のパルス
幅tc’も1/(44×103)の整数倍となる。
信号(カ)は、インバータゲートI34によって反転さ
れ、信号(オ)の遅延信号となり、ノアゲートNOR3
1の一方の入力となる。また、信号(オ)はノアゲート
NOR31の他方の入力となり、ノアゲートNOR31
の出力信号(ク)は、タイマー回路IC4 のリセット
信号(4番端子)になる。タイマー回路IC4 の出力
信号(ケ)は、同様にDフリップフロップIC8 のデ
ータ入力端子Dに入力され、クロック端子CLKもイン
バータゲートI13の出力端子と接続されており、出力
信号(コ)のパルス幅tb’も1/(44×103 )
の整数倍となる。タイマー回路IC5 の出力信号も、
同様な過程を経てDフリップフロップIC10のデータ
入力端子Dに入力される。 DフリップフロップIC10の出力信号(サ)のパルス
幅tc’も1/(44×103)の整数倍となる。
【0024】DフリップフロップIC6 の出力信号(
オ)と、インバータゲートI34の出力信号(信号(オ
)の遅延時間td’の出力)はアンドゲートAND31
に入力され、信号(シ)が出力される。信号(シ)、(
コ)、(サ)はそれぞれta’,tb’,tc’のパル
ス幅を持ち、各信号間には全ての信号がLowレベルと
なるtd’の休止区間が設定されている。ta’,tb
’,tc’,td’はそれぞれインバータ駆動信号周期
の整数倍の値となっている。そして、信号(コ)、(サ
)、(シ)の立ち上がり、立ち下がり動作は、インバー
タゲートI12から出力されるインバータ駆動信号(ア
)の立ち下がりで動作を行うため、時分割信号の周期、
そして、時分割信号はインバータ駆動の周波数に同期し
ている。
オ)と、インバータゲートI34の出力信号(信号(オ
)の遅延時間td’の出力)はアンドゲートAND31
に入力され、信号(シ)が出力される。信号(シ)、(
コ)、(サ)はそれぞれta’,tb’,tc’のパル
ス幅を持ち、各信号間には全ての信号がLowレベルと
なるtd’の休止区間が設定されている。ta’,tb
’,tc’,td’はそれぞれインバータ駆動信号周期
の整数倍の値となっている。そして、信号(コ)、(サ
)、(シ)の立ち上がり、立ち下がり動作は、インバー
タゲートI12から出力されるインバータ駆動信号(ア
)の立ち下がりで動作を行うため、時分割信号の周期、
そして、時分割信号はインバータ駆動の周波数に同期し
ている。
【0025】ここで、時分割信号の休止区間td’につ
いて説明する。各放電灯L1 乃至L3 の点灯回路は
共通であり、時分割によって点灯制御を行っているが、
この場合、図2の主回路のダイオードブリッジDBの出
力端電圧は、放電灯点灯時の電圧となってしまい、放電
灯の切り換え時に十分な再点弧電圧が印加できない。図
8に点灯時と無負荷時の共振カーブを示すが、今、イン
バータが周波数f1 で駆動していると、放電灯のいず
れかが点灯中の場合のダイオードブリッジDBの出力電
圧はV1 となる。ここで、時分割信号休止区間td’
においては、全てのランプが放電を停止しているため、
ダイオードブリッジDBの出力電圧は無負荷時の電圧V
2 に上昇する。この無負荷時電圧V2 によって各放
電灯の再点弧電圧を確保している。
いて説明する。各放電灯L1 乃至L3 の点灯回路は
共通であり、時分割によって点灯制御を行っているが、
この場合、図2の主回路のダイオードブリッジDBの出
力端電圧は、放電灯点灯時の電圧となってしまい、放電
灯の切り換え時に十分な再点弧電圧が印加できない。図
8に点灯時と無負荷時の共振カーブを示すが、今、イン
バータが周波数f1 で駆動していると、放電灯のいず
れかが点灯中の場合のダイオードブリッジDBの出力電
圧はV1 となる。ここで、時分割信号休止区間td’
においては、全てのランプが放電を停止しているため、
ダイオードブリッジDBの出力電圧は無負荷時の電圧V
2 に上昇する。この無負荷時電圧V2 によって各放
電灯の再点弧電圧を確保している。
【0026】以上のように、本実施例では、放電灯L1
乃至L3にそれぞれ直列に接続したスイッチング素子
Q1 乃至Q3 をON/OFFする時分割信号の周期
と信号幅をインバータ駆動信号に対して同期を取り、イ
ンバータ駆動周波数fに対して(1/f)の整数倍とす
ることで、時分割信号を安定化し、なお且つ、高周波電
圧波形に対して時分割信号の立ち上がりと立ち下がりの
タイミングを常に一定として休止区間td’の再点弧電
圧を安定化し、また、高周波に対して同期が取れている
ので、非常に安定したランプ電流波形となる。このこと
によって時分割信号の少なくとも1つの信号幅を絞った
場合、つまり、少なくとも1つのランプの調光を行う場
合も、波形が安定しているため、再点弧時の不安定さが
無く、ちらつきの少ない安定した混色光が得られる。
乃至L3にそれぞれ直列に接続したスイッチング素子
Q1 乃至Q3 をON/OFFする時分割信号の周期
と信号幅をインバータ駆動信号に対して同期を取り、イ
ンバータ駆動周波数fに対して(1/f)の整数倍とす
ることで、時分割信号を安定化し、なお且つ、高周波電
圧波形に対して時分割信号の立ち上がりと立ち下がりの
タイミングを常に一定として休止区間td’の再点弧電
圧を安定化し、また、高周波に対して同期が取れている
ので、非常に安定したランプ電流波形となる。このこと
によって時分割信号の少なくとも1つの信号幅を絞った
場合、つまり、少なくとも1つのランプの調光を行う場
合も、波形が安定しているため、再点弧時の不安定さが
無く、ちらつきの少ない安定した混色光が得られる。
【0027】図9は本発明の第2の実施例の主回路の回
路図である。図9において、構成はほぼ図1と同じであ
るが、第1の実施例では、ランプを直流点灯しているの
に対し、本実施例では高周波交流で点灯している。各放
電灯L1 乃至L3 にはダイオードブリッジDB1
乃至DB3を介してスイッチング素子Q1 乃至Q3
を接続している。図10と図4及び図5にインバータ駆
動制御回路と時分割信号制御回路を示している。図10
に含まれるインバータ駆動制御回路は第1の実施例と同
じ回路であり、また、図4と図5は第1の実施例と同じ
回路である。
路図である。図9において、構成はほぼ図1と同じであ
るが、第1の実施例では、ランプを直流点灯しているの
に対し、本実施例では高周波交流で点灯している。各放
電灯L1 乃至L3 にはダイオードブリッジDB1
乃至DB3を介してスイッチング素子Q1 乃至Q3
を接続している。図10と図4及び図5にインバータ駆
動制御回路と時分割信号制御回路を示している。図10
に含まれるインバータ駆動制御回路は第1の実施例と同
じ回路であり、また、図4と図5は第1の実施例と同じ
回路である。
【0028】図10に示される時分割信号制御回路につ
いて、図11のタイムチャートを用いて説明する。第1
の実施例において、時分割信号の周期は、駆動周波数f
に対し、カウンタ回路IC2 の出力端子の(1/f)
×(2のn乗)の周期を持つ信号から決定していたが、
本実施例では任意の周期を決定できる。時分割信号の周
期は、第1の実施例と同様にカウンタ回路IC2 で設
定しており、クロック信号は、ここでは、スイッチング
レギュレータ用制御回路IC1 の8番端子(=出力端
子)の信号(タ)としている。今、インバータ回路1は
44KHzで動作しているものとする。周期を8mse
cに設定したい場合、インバータの駆動周期1/(44
×103 )の352倍が8msecとなり、10進数
の352を2進数で表すと、101100000となる
ため、カウンタ回路IC2 の出力Q9 ,Q7 ,Q
6 が全てHighレベルになったとき、リセットをか
ければ良い。このために、カウンタ回路IC2 のQ6
出力(チ)、Q7 出力(ツ)、Q9 出力(テ)は3
入力アンドゲートAND21の入力信号となる。アンド
ゲートAND21の出力はカウンタ回路IC2 のリセ
ット端子Rに接続されており、カウンタ回路IC2 の
リセット信号(ト)となる。また、信号(ト)はインバ
ータゲートI21によって反転し、タイマー回路IC3
のトリガー信号(ナ)となる。 以上の動作を図11に示す。
いて、図11のタイムチャートを用いて説明する。第1
の実施例において、時分割信号の周期は、駆動周波数f
に対し、カウンタ回路IC2 の出力端子の(1/f)
×(2のn乗)の周期を持つ信号から決定していたが、
本実施例では任意の周期を決定できる。時分割信号の周
期は、第1の実施例と同様にカウンタ回路IC2 で設
定しており、クロック信号は、ここでは、スイッチング
レギュレータ用制御回路IC1 の8番端子(=出力端
子)の信号(タ)としている。今、インバータ回路1は
44KHzで動作しているものとする。周期を8mse
cに設定したい場合、インバータの駆動周期1/(44
×103 )の352倍が8msecとなり、10進数
の352を2進数で表すと、101100000となる
ため、カウンタ回路IC2 の出力Q9 ,Q7 ,Q
6 が全てHighレベルになったとき、リセットをか
ければ良い。このために、カウンタ回路IC2 のQ6
出力(チ)、Q7 出力(ツ)、Q9 出力(テ)は3
入力アンドゲートAND21の入力信号となる。アンド
ゲートAND21の出力はカウンタ回路IC2 のリセ
ット端子Rに接続されており、カウンタ回路IC2 の
リセット信号(ト)となる。また、信号(ト)はインバ
ータゲートI21によって反転し、タイマー回路IC3
のトリガー信号(ナ)となる。 以上の動作を図11に示す。
【0029】なお、時分割信号は第1の実施例と同様に
、単安定の発振回路構成とされたタイマー回路IC3
によって決定され、カウンタ回路IC2 のクロック信
号の反転信号をDフリップフロップIC6 のクロック
信号とし、インバータ駆動信号の立ち上がりに、時分割
信号とその周期を決定する信号が同期して動作する。時
分割信号の設定に関しては、第1の実施例と回路構成が
同じであり、時分割信号の周期と信号幅も、第1の実施
例と同様、駆動周波数fに対して1/fの整数倍となる
。
、単安定の発振回路構成とされたタイマー回路IC3
によって決定され、カウンタ回路IC2 のクロック信
号の反転信号をDフリップフロップIC6 のクロック
信号とし、インバータ駆動信号の立ち上がりに、時分割
信号とその周期を決定する信号が同期して動作する。時
分割信号の設定に関しては、第1の実施例と回路構成が
同じであり、時分割信号の周期と信号幅も、第1の実施
例と同様、駆動周波数fに対して1/fの整数倍となる
。
【0030】図12は本発明の第3実施例の要部回路図
である。本実施例も、第1の実施例や第2の実施例と同
様、カウンタ回路IC2 で時分割の周期を決定してい
る。図13のタイミングチャートで本実施例の動作を説
明する。第1の実施例と同様にカウンタ回路IC2 の
クロック信号はインバータ駆動回路より駆動信号(ハ)
がクロック端子に入力される。予め設定された周期によ
りインバータゲートI21から信号(フ)が出力され、
タイマー回路IC3 のトリガー信号となる。タイマー
回路IC3 の出力は、抵抗VR11、コンデンサC3
3によってパルス幅tの信号(ヘ)が出力される。信号
(ヘ)はDフリップフロップIC6 のデータ端子に入
力し、また、DフリップフロップIC6 のクロック信
号は、カウンタ回路IC2 のクロック信号(ハ)がイ
ンバータゲートI22に入力し、その出力信号(ヒ)が
DフリップフロップIC6 のクロック信号となる。D
フリップフロップIC6 の出力信号は(ホ)となり、
この信号(ホ)はDフリップフロップIC11のデータ
端子Dに入力する。DフリップフロップIC11のクロ
ック信号は、カウンタ回路IC2 のクロック信号と同
一で、DフリップフロップIC11の出力信号は(マ)
となる。信号(ホ)と(マ)は、ノアゲートNOR31
の入力となり、信号(ミ)が出力される。この実施例は
1灯分の信号回路であるが、ノアゲートNOR31の出
力信号からトリガー信号を得れば、第1の実施例や第2
の実施例と同様に複数灯の時分割制御が行える。
である。本実施例も、第1の実施例や第2の実施例と同
様、カウンタ回路IC2 で時分割の周期を決定してい
る。図13のタイミングチャートで本実施例の動作を説
明する。第1の実施例と同様にカウンタ回路IC2 の
クロック信号はインバータ駆動回路より駆動信号(ハ)
がクロック端子に入力される。予め設定された周期によ
りインバータゲートI21から信号(フ)が出力され、
タイマー回路IC3 のトリガー信号となる。タイマー
回路IC3 の出力は、抵抗VR11、コンデンサC3
3によってパルス幅tの信号(ヘ)が出力される。信号
(ヘ)はDフリップフロップIC6 のデータ端子に入
力し、また、DフリップフロップIC6 のクロック信
号は、カウンタ回路IC2 のクロック信号(ハ)がイ
ンバータゲートI22に入力し、その出力信号(ヒ)が
DフリップフロップIC6 のクロック信号となる。D
フリップフロップIC6 の出力信号は(ホ)となり、
この信号(ホ)はDフリップフロップIC11のデータ
端子Dに入力する。DフリップフロップIC11のクロ
ック信号は、カウンタ回路IC2 のクロック信号と同
一で、DフリップフロップIC11の出力信号は(マ)
となる。信号(ホ)と(マ)は、ノアゲートNOR31
の入力となり、信号(ミ)が出力される。この実施例は
1灯分の信号回路であるが、ノアゲートNOR31の出
力信号からトリガー信号を得れば、第1の実施例や第2
の実施例と同様に複数灯の時分割制御が行える。
【0031】本実施例は、第1の実施例や第2の実施例
と同様、時分割周期は駆動信号に同期し、そして、駆動
周波数fに対して1/fの整数倍となる。異なる点は、
時分割信号(ミ)の立ち上がりはカウンタ回路IC2
のクロック信号(ハ)の立ち上がりで動作し、時分割信
号の立ち下がりは、クロック信号(ハ)の立ち下がりで
動作する点である。
と同様、時分割周期は駆動信号に同期し、そして、駆動
周波数fに対して1/fの整数倍となる。異なる点は、
時分割信号(ミ)の立ち上がりはカウンタ回路IC2
のクロック信号(ハ)の立ち上がりで動作し、時分割信
号の立ち下がりは、クロック信号(ハ)の立ち下がりで
動作する点である。
【0032】第1乃至第3の実施例は、インバータ駆動
周波数fに対し、時分割信号の周期が1/fの整数倍と
なるように、カウンタ回路IC2 を用いて設定し、時
分割信号は、カウンタ回路IC2 のクロック信号の立
ち上がりと立ち上がり、立ち下がりと立ち下がり、又は
立ち上がりと立ち下がりで動作してHigh、Lowレ
ベルとなり、クロック信号としたインバータ駆動信号に
同期したものであるが、インバータ動作周波数に同期で
きるものであるなら、どのような回路構成でも良い。ま
た、インバータ回路も直列インバータに限らず、プッシ
ュプルインバータや1石インバータ等、任意の回路構成
を用いて構わない。
周波数fに対し、時分割信号の周期が1/fの整数倍と
なるように、カウンタ回路IC2 を用いて設定し、時
分割信号は、カウンタ回路IC2 のクロック信号の立
ち上がりと立ち上がり、立ち下がりと立ち下がり、又は
立ち上がりと立ち下がりで動作してHigh、Lowレ
ベルとなり、クロック信号としたインバータ駆動信号に
同期したものであるが、インバータ動作周波数に同期で
きるものであるなら、どのような回路構成でも良い。ま
た、インバータ回路も直列インバータに限らず、プッシ
ュプルインバータや1石インバータ等、任意の回路構成
を用いて構わない。
【0033】なお、放電灯は可変色を達成するものであ
れば何でも良く、白色ランプにカラーフィルターを装着
したもの、又は昼白色ランプ、電球色ランプ等を使用し
ても良い。さらに、ランプ負荷電力の異なるものを組み
合わせても良く、放電灯の数は限定しない。また、放電
灯再点弧電圧も、回路の共振系を利用するものに限らず
、パルス回路を付加し、駆動信号に同期したパルスを印
加しても良い。
れば何でも良く、白色ランプにカラーフィルターを装着
したもの、又は昼白色ランプ、電球色ランプ等を使用し
ても良い。さらに、ランプ負荷電力の異なるものを組み
合わせても良く、放電灯の数は限定しない。また、放電
灯再点弧電圧も、回路の共振系を利用するものに限らず
、パルス回路を付加し、駆動信号に同期したパルスを印
加しても良い。
【0034】
【発明の効果】本発明は上述のように、発光色の異なる
複数の放電灯と、各放電灯にそれぞれ直列に接続された
複数のスイッチング素子とで構成された点灯回路と、前
記放電灯に電圧を印加するインバータ回路と、前記スイ
ッチング素子に周期的に順次導通信号を与える時分割信
号制御回路を具備した可変色放電灯点灯装置において、
導通信号の周期はインバータ回路の駆動周波数fに対し
て1/fの整数倍とし、導通信号の立ち上がりと立ち下
がりのタイミングをインバータ駆動信号と同期させるよ
うに制御しているので、無負荷時の再点弧電圧波形を安
定化し、また、時分割信号幅に関係なく、同信号の立ち
上がりと立ち下がりのタイミングは高周波波形に対し、
常に一定となるため、時分割信号幅がどのように変化し
ても放電灯の再点弧電圧波形が安定しており、よって各
放電灯のランプ電流波形が安定するため、ちらつきが少
ないという効果があり、また、インバータ回路のスイッ
チング素子のストレス低減という効果がある。
複数の放電灯と、各放電灯にそれぞれ直列に接続された
複数のスイッチング素子とで構成された点灯回路と、前
記放電灯に電圧を印加するインバータ回路と、前記スイ
ッチング素子に周期的に順次導通信号を与える時分割信
号制御回路を具備した可変色放電灯点灯装置において、
導通信号の周期はインバータ回路の駆動周波数fに対し
て1/fの整数倍とし、導通信号の立ち上がりと立ち下
がりのタイミングをインバータ駆動信号と同期させるよ
うに制御しているので、無負荷時の再点弧電圧波形を安
定化し、また、時分割信号幅に関係なく、同信号の立ち
上がりと立ち下がりのタイミングは高周波波形に対し、
常に一定となるため、時分割信号幅がどのように変化し
ても放電灯の再点弧電圧波形が安定しており、よって各
放電灯のランプ電流波形が安定するため、ちらつきが少
ないという効果があり、また、インバータ回路のスイッ
チング素子のストレス低減という効果がある。
【図1】本発明の基本的な動作を示す動作波形図である
。
。
【図2】本発明の第1の実施例に用いる主回路の構成を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図3】本発明の第1の実施例に用いる第1の制御回路
の構成を示す回路図である。
の構成を示す回路図である。
【図4】本発明の第1の実施例に用いる第2の制御回路
の構成を示す回路図である。
の構成を示す回路図である。
【図5】本発明の第1の実施例に用いる第3の制御回路
の構成を示す回路図である。
の構成を示す回路図である。
【図6】本発明の第1の実施例の全体の動作を示す動作
波形図である。
波形図である。
【図7】本発明の第1の実施例の動作波形を拡大して示
した動作波形図である。
した動作波形図である。
【図8】本発明の第1の実施例に用いる共振系の動作を
示す動作説明図である。
示す動作説明図である。
【図9】本発明の第2の実施例に用いる主回路の構成を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図10】本発明の第2の実施例に用いる第1の制御回
路の構成を示す回路図である。
路の構成を示す回路図である。
【図11】本発明の第2の実施例の動作波形図である。
【図12】本発明の第3の実施例の要部回路図である。
【図13】本発明の第3の実施例の動作波形図である。
【図14】従来例の回路図である。
【図15】従来例の動作波形図である。
【図16】従来例の第1の動作を示す動作説明図である
。
。
【図17】従来例の第2の動作を示す動作説明図である
。
。
1 インバータ回路
2 点灯回路
L1 第1の放電灯
L2 第2の放電灯
L3 第3の放電灯
Q1 第1のスイッチング素子
Q2 第2のスイッチング素子
Q3 第3のスイッチング素子
Claims (1)
- 【請求項1】 発光色の異なる複数の放電灯と、各放
電灯にそれぞれ直列に接続された複数のスイッチング素
子とで構成された点灯回路と、前記点灯回路に放電灯点
灯用の電圧を与えるインバータ回路と、前記スイッチン
グ素子に周期的に順次導通信号を与える時分割信号制御
回路を具備した可変色放電灯点灯装置において、導通信
号の周期はインバータ回路の駆動周波数fに対して1/
fの整数倍とし、導通信号の立ち上がりと立ち下がりの
タイミングをインバータ駆動信号と同期させるように制
御することを特徴とする可変色放電灯点灯装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP873391A JPH04253194A (ja) | 1991-01-28 | 1991-01-28 | 可変色放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP873391A JPH04253194A (ja) | 1991-01-28 | 1991-01-28 | 可変色放電灯点灯装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04253194A true JPH04253194A (ja) | 1992-09-08 |
Family
ID=11701155
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP873391A Pending JPH04253194A (ja) | 1991-01-28 | 1991-01-28 | 可変色放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH04253194A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6788006B2 (en) | 2002-05-31 | 2004-09-07 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Discharge lamp ballast with dimming |
-
1991
- 1991-01-28 JP JP873391A patent/JPH04253194A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6788006B2 (en) | 2002-05-31 | 2004-09-07 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Discharge lamp ballast with dimming |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2982804B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
GB2212995A (en) | Fluorescent lamp dimmer | |
JPH0778696A (ja) | 放電ランプ点灯回路 | |
JPH04253194A (ja) | 可変色放電灯点灯装置 | |
GB2211636A (en) | Controlling the brightness of a fluorescent lamp | |
JPH06243987A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
JPH02282220A (ja) | 液晶表示装置のバックライト用蛍光ランプ駆動回路 | |
JP3690760B2 (ja) | 冷陰極管の駆動装置 | |
JPS6247995A (ja) | 放電灯安定器 | |
JP2598149B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
JPH0980377A (ja) | 画像表示装置の調光装置 | |
JP3516210B2 (ja) | プッシュプルインバ−タ | |
JP2562586Y2 (ja) | 高周波点灯装置 | |
JPS62163290A (ja) | 可変色光源装置 | |
JPH04215299A (ja) | 可変色放電灯点灯装置 | |
JPS63292819A (ja) | パルス発生回路 | |
JP2006013014A (ja) | 発光素子駆動回路 | |
JPS648918B2 (ja) | ||
JPH03246898A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
JPH04109596A (ja) | 可変色放電灯点灯装置 | |
KR940009515B1 (ko) | 방전등 제어시스템 | |
JPH0290498A (ja) | 放電灯点灯装置 | |
JPS58147991A (ja) | 調光回路 | |
JPH06140167A (ja) | 調光機能付きインバータ点灯回路 | |
JPH01115099A (ja) | インバータ |