JPH0424666Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 〔考案の技術分野〕 この考案は、衛星放送受信機等に用いられる
FM信号処理装置に関する。[Detailed explanation of the invention] [Technical field of the invention] This invention is used in satellite broadcasting receivers, etc.
Regarding FM signal processing equipment.

〔考案の技術的背景〕[Technical background of the invention]

SHF帯を利用した衛星放送受信機は、第６図
に示すように構成されている。この受信機は、
「放送のニユーメデイアと受信技術衛星放送／文
字放送」電子技術出版株式会社発行の第127頁に
記載されている。この受信機は、FM復調を行い
ビデオ信号とオーデイオ信号を得ることができ、
周波数変調された高周波（RF）信号は、第１中
間周波（以下第1IFと称する）増幅器１で増幅さ
れた後、主にイメージ周波数を減衰させる同調型
帯域フイルタ２を通り、局部発振器７と混合器３
によつて周波数変換され第２中間周波数の信号と
なる。第２の中間周波信号は、増幅器４で増幅さ
れた後固定帯域フイルタ５で帯域制限され、第２
のIF増幅器６で増幅された後、自動利得制御回
路９、リミツタ１０低域フイルタ１１を通り、
FM復調器１２で復調される。 A satellite broadcasting receiver using the SHF band is configured as shown in FIG. This receiver is
It is described on page 127 of ``Broadcasting New Media and Reception Technology Satellite Broadcasting/Teletext Broadcasting'' published by Denshi Gijutsu Publishing Co., Ltd. This receiver can perform FM demodulation and obtain video and audio signals.
A frequency-modulated radio frequency (RF) signal is amplified by a first intermediate frequency (hereinafter referred to as the first IF) amplifier 1, passes through a tunable bandpass filter 2 that mainly attenuates the image frequency, and is mixed with a local oscillator 7. Vessel 3
The signal is frequency-converted by , and becomes a signal of the second intermediate frequency. The second intermediate frequency signal is amplified by an amplifier 4 and band-limited by a fixed band filter 5.
After being amplified by the IF amplifier 6, it passes through an automatic gain control circuit 9, a limiter 10, and a low-pass filter 11.
It is demodulated by the FM demodulator 12.

復調信号は、デイエンフアシス回路１４、音声
トラツプ回路１５、クランプ回路１６、ビデオ増
幅器１７を介して出力端子１９にビデオ信号とし
て導出される。また、復調信号は、音声復調回路
１８に供給され、音声信号に復調され出力端子２
０に導出される。 The demodulated signal is output as a video signal to an output terminal 19 via a de-emphasis circuit 14, an audio trap circuit 15, a clamp circuit 16, and a video amplifier 17. Further, the demodulated signal is supplied to the audio demodulation circuit 18, demodulated to an audio signal, and output to the output terminal 2.
derived to 0.

更にまた、復調信号は、自動周波数制御（以下
AFCと称する）回路１３に供給される。AFC回
路１３は、復調されたビデオ信号を検波し、その
平均的直流電圧変動を検出し、その検出電圧を、
選局回路１８から局部発振器１７に与えられてい
る選局電圧に重畳せしめ、第２中間周波数を一定
の周波数に保つように作用する。これは、第２中
間周波信号が固定帯域フイルタ５の中心周波数に
一致しているときは、復調ビデオ信号の平均直流
電圧が所定のレベルになることを利用している。
これにより、第２中間周波信号の帯域制限も得ら
れる。更に帯域制限を行なうには、FM復調回路
１２として位相ロツクドループを利用した復調回
路を用いて、このループの周波数引き込み特性を
設定するのに、雑音帯域幅が狭くなるように設計
することでも達成できる。 Furthermore, the demodulated signal is controlled by automatic frequency control (hereinafter referred to as
(referred to as AFC) circuit 13. The AFC circuit 13 detects the demodulated video signal, detects its average DC voltage fluctuation, and converts the detected voltage into
It is superimposed on the tuning voltage applied from the tuning circuit 18 to the local oscillator 17, and acts to keep the second intermediate frequency at a constant frequency. This utilizes the fact that when the second intermediate frequency signal matches the center frequency of the fixed band filter 5, the average DC voltage of the demodulated video signal becomes a predetermined level.
This also provides a band limit for the second intermediate frequency signal. Further band limitation can be achieved by using a demodulation circuit using a phase-locked loop as the FM demodulation circuit 12 and designing the frequency pull-in characteristic of this loop so that the noise bandwidth is narrow. .

〔背景技術の問題点〕[Problems with background technology]

上記の受信機において、固定帯域フイルタ５の
周波数特性A1、第２中間周波信号のスペクトラ
ムA2、復調ビデオ信号A3の関係は、第７図に示
すようになる。第２中間周波信号のスペクトラム
A2は、平均周波数をoとすると、そのピーク値
はこの周波数oの上側と下側で非対称（B1＞
B2）となる。周波数oの上側が同期信号を含み、
下側がホワイトレベルを含む。この信号を復調し
て再生した場合は、当然ホワイトレベル側の信号
が絵柄としてあらわれ、同期信号は画面にはあら
われない。従つて、第２中間周波にノイズが含ま
れた場合、ホワイトレベル側のノイズが画面上目
につきやすい。 In the above receiver, the relationship among the frequency characteristic A1 of the fixed band filter 5, the spectrum A2 of the second intermediate frequency signal, and the demodulated video signal A3 is as shown in FIG. Spectrum of second intermediate frequency signal
For A2, if the average frequency is o, its peak value is asymmetric above and below this frequency o (B1>
B2). The upper side of frequency o contains the synchronization signal,
The lower side contains the white level. When this signal is demodulated and reproduced, the signal on the white level side naturally appears as a picture, and the synchronization signal does not appear on the screen. Therefore, when noise is included in the second intermediate frequency, the noise on the white level side is easily noticeable on the screen.

FM信号にノイズが含まれていた場合、復調ビ
デオ信号には、第８図に示すようにインパルスノ
イズ２１，２２としてあらわれる。インパルスノ
イズ２１は、黒、インパルスノイズ２２は白の点
状としてあらわれる。 If the FM signal contains noise, it appears in the demodulated video signal as impulse noises 21 and 22, as shown in FIG. Impulse noise 21 appears as black dots, and impulse noise 22 appears as white dots.

現在利用されているSHF受信システムは、北
アメリカ地方においては4GHz帯の電波を使用し
ており、かつ、送信機の出力は数10Wと小さいた
め、受信CN比を充分にするには、大口径のパラ
ボラアンテナを必要とする。これを改善するに
は、CN比を向上する回路が必要であり、先の固
定帯域フイルタ５が利用されている。 The SHF receiving system currently in use in North America uses radio waves in the 4 GHz band, and the output of the transmitter is as small as several tens of watts, so in order to obtain a sufficient receiving CN ratio, it is necessary to requires a parabolic antenna. To improve this, a circuit that improves the CN ratio is required, and the fixed band filter 5 described above is used.

固定帯域フイルタ５は、カーソン則を利用した
ものであり、必要帯域幅よりも狭帯域特性に設計
されている。カーソン則による帯域Ｂは次の(1)式
のようにあらわされる。 The fixed band filter 5 utilizes Carson's law, and is designed to have narrower band characteristics than the required bandwidth. Band B according to Carson's law is expressed as the following equation (1).

Ｂ＝ΔF_P-P＋2_n＋ΔF_e ……(1) ΔF_P-P；ビデオ信号による周波数偏移ピー
ク・ピーク値 2_n；変調周波数の最大周波数 ΔF_e；エネルギー拡散信号による周波数偏
移のピーク・ピーク値 ここで、4MHz帯の送信フオーマツト（アメリ
カ合衆国の例）を求めると、 ΔF_P-P＝21.5MHz_P-P 2_n＝２×4.2MHz＝8.4MHz ΔF_e＝2MHz_P-P であり、 Ｂ＝21.5＋２×4.2＋２＝31.9MHz となる。 B=ΔF _PP +2 _n +ΔF _e ...(1) ΔF _PP ; Peak-to-peak value of frequency shift due to video signal 2 _n ; Maximum frequency of modulation frequency ΔF _e ; Peak-to-peak value of frequency shift due to energy spread signal Here So, finding the transmission format for the 4MHz band (for example in the United States), ΔF _PP = 21.5MHz _PP 2 _n = 2 × 4.2MHz = 8.4MHz ΔF _e = 2MHz _PP , and B = 21.5 + 2 × 4.2 + 2 = 31.9MHz. becomes.

しかし、実際には、帯域幅Ｂは、25〜30MHzに
設定され、ノイズレベルが１〜2db程度少なくな
るように設計されている。従つて、雑音帯域幅が
狭くなつた分だけ、本来の信号の一部も削除さ
れ、トランケーシヨンノイズを発生する。このノ
イズが発生すると、前述したインパルスノイズと
同様の現象を生じたり、ビデオ信号のステツプ応
答時のエツジ部分のように高周波成分を多く含む
部分で尾を引くようなノイズ現象となつてあらわ
れる。但し、ビデオ信号の振幅は常に最大周波数
偏移で変調がかからない（絵柄内容で変化する）
ので、上述のトランケーシヨンノイズは、特にホ
ワイトレベル側に文字信号等のような急峻な変化
波形の信号が含まれるときに、画面上に目立つこ
とになる。第９図のビデオ信号は、白文字信号２
３を含み、かつ平均電圧の低い（暗い）信号であ
る。このような信号を受信する場合には、予じめ
第２中間周波数をオフセツトさせて、ホワイトレ
ベル側の信号帯域を広くすることで、画質上のバ
ランスをとることもできるが、最近は、ビデオ信
号の変調極性が逆の12MHz帯の信号も同時に受信
できる受信機が開発されており、このような受信
機では、固定帯域フイルタ５の中心周波数をオフ
セツトさせることができない。これは、中心周波
数をオフセツトさせることにより、近くに存在す
る高調波信号を通過させるからである。 However, in reality, the bandwidth B is set to 25 to 30 MHz and is designed to reduce the noise level by about 1 to 2 dB. Therefore, as the noise bandwidth becomes narrower, a portion of the original signal is also deleted, generating truncation noise. When this noise occurs, it may cause a phenomenon similar to the above-mentioned impulse noise, or it may appear as a tail-like noise phenomenon in a portion containing many high frequency components, such as an edge portion during a step response of a video signal. However, the amplitude of the video signal is always at the maximum frequency deviation and is not modulated (it changes depending on the picture content).
Therefore, the above-mentioned truncation noise becomes noticeable on the screen, especially when the white level side includes a signal with a steeply changing waveform such as a character signal. The video signal in Figure 9 is the white character signal 2.
3 and has a low average voltage (dark) signal. When receiving such a signal, it is possible to balance the image quality by offsetting the second intermediate frequency in advance and widening the signal band on the white level side. A receiver has been developed that can simultaneously receive signals in the 12 MHz band with opposite modulation polarities, and in such a receiver, it is not possible to offset the center frequency of the fixed band filter 5. This is because by offsetting the center frequency, nearby harmonic signals are passed.

上記の説明は、固定帯域フイルタの帯域幅に関
連したノイズの影響を述べたが、帯域幅選択特性
を有する位相ロツクドループやインジエクシヨ
ン・ロツクド・オシレータについても同様も問題
点が存在する。 Although the above discussion has addressed the effects of noise associated with the bandwidth of fixed bandpass filters, similar problems exist with phase-locked loops and injection-locked oscillators with bandwidth-selective characteristics.

〔考案の目的〕[Purpose of invention]

この考案は上記の事情に鑑みてなされたもの
で、前述したトランケーシヨンノイズを低減する
のに、帯域幅を変化させる必要のないFM信号処
理装置を提供することを目的とする。 This invention was made in view of the above circumstances, and aims to provide an FM signal processing device that does not require changing the bandwidth in order to reduce the above-mentioned truncation noise.

〔考案の概要〕[Summary of the idea]

この考案は、例えば第１図に示すように、FM
信号のスペクトラム非対称性を非対称性判別回路
５１で検出し、信号成分が多く存在する帯域が充
分にカバーされるように、帯域制限を行なつてい
るFM処理部（周波数変換部、FM復調部、リミ
ツタ部）の中心周波数をドリフトさせるように
し、トランケーシヨンノイズを低減し、これによ
り、FM処理部の帯域幅を必要帯域より狭くして
雑音抑圧を行なつても問題が生じないようにして
いる。 For example, as shown in Figure 1, this idea is based on FM
An FM processing section (frequency conversion section, FM demodulation section, The truncation noise is reduced by drifting the center frequency of the FM processing section (limiter section), thereby preventing problems even if the bandwidth of the FM processing section is made narrower than the required band for noise suppression. There is.

〔考案の実施例〕[Example of idea]

以下この考案の実施例を図面を参照して説明す
る。 Examples of this invention will be described below with reference to the drawings.

第１図はこの考案の一実施例であり、衛星放送
受信機に適用した例である。周波数変調された高
周波（RF）信号は、第１のIF増幅器３１で増幅
された後、同調型帯域フイルタ３２に供給され、
イメージ周波数成分が減衰される。帯域フイルタ
３２の出力は、局部発振器５０と混合器３３によ
つて周波数変換され、第２中間周波信号となり、
第２のIF増幅器３４に供給される。この第２の
IF増幅器３４の出力は、固定帯域フイルタ３５
に供給されるとともに、この考案の特徴部である
非対称性判別回路５１に供給される。固定帯域フ
イルタ３５の出力は、第３のIF増幅器３６で増
幅された後、自動利得制御回路３７、リミツタ３
８、低域フイルタ３９を介してFM復調器４０に
供給される。FM復調信号は、デイエンフアシス
回路４１、音声トラツプ回路４２、クランプ回路
４３を介してビデオ信号となり、ビデオ増幅器４
４で増幅されて出力端子４５に導出される。ま
た、FM復調信号は、音声復調回路４６に供給さ
れ、ここで、音声信号が抽出されて復調される。
復調された音声信号は、出力端子４７に導出され
る。 FIG. 1 shows an embodiment of this invention, which is an example applied to a satellite broadcasting receiver. The frequency-modulated radio frequency (RF) signal is amplified by a first IF amplifier 31 and then supplied to a tunable bandpass filter 32.
Image frequency components are attenuated. The output of the bandpass filter 32 is frequency-converted by a local oscillator 50 and a mixer 33 to become a second intermediate frequency signal,
It is supplied to a second IF amplifier 34. This second
The output of the IF amplifier 34 is passed through a fixed band filter 35.
The signal is also supplied to an asymmetry determining circuit 51, which is a feature of this invention. The output of the fixed band filter 35 is amplified by a third IF amplifier 36, and then sent to an automatic gain control circuit 37 and a limiter 3.
8. The signal is supplied to the FM demodulator 40 via the low-pass filter 39. The FM demodulated signal becomes a video signal via a de-emphasis circuit 41, an audio trap circuit 42, and a clamp circuit 43, and is then sent to a video amplifier 4.
4 and output to the output terminal 45. The FM demodulated signal is also supplied to the audio demodulation circuit 46, where the audio signal is extracted and demodulated.
The demodulated audio signal is led out to an output terminal 47.

更に、FM復調器４０からの復調信号は、AFC
増幅器４８に供給される。このAFC増幅器４８
は復調信号を検波して、平均電圧を得るととも
に、これを所定の基準電圧と比較して誤差電圧を
検出する。この誤差電圧は、選局回路４９の選局
電圧に重畳される。選局電圧は、局部発振器５０
の発振周波数をコントロールしているので、前記
誤差電圧が重畳された場合は、第２中間周波信号
の周波数を調整することになる。このように、
AFC増幅器４８は、通常は、第２中間周波数が
常に所定の周波数となるように局部発振器５０を
制御している。 Furthermore, the demodulated signal from the FM demodulator 40 is
The signal is supplied to an amplifier 48. This AFC amplifier 48
detects the demodulated signal to obtain an average voltage, and compares this with a predetermined reference voltage to detect an error voltage. This error voltage is superimposed on the tuning voltage of the tuning circuit 49. The tuning voltage is determined by the local oscillator 50.
Since the oscillation frequency of the second intermediate frequency signal is controlled, if the error voltage is superimposed, the frequency of the second intermediate frequency signal is adjusted. in this way,
The AFC amplifier 48 normally controls the local oscillator 50 so that the second intermediate frequency is always a predetermined frequency.

ところが、ホワイトレベル側に文字信号等の成
分が含まれると、このままでは、トランケーシヨ
ンノイズが生じることは先記した通りである。従
つてこの考案では、トランケーシヨンノイズが生
じるような第２中間周波信号は、中心周波数o
（第 図参照）を中心にして、スペクトラムの非
対称性が著しいことに着目する。即ち、非対称性
判別回路５１において、スペクトラムの非対称性
が著しいことを検出し、この検出信号（DS）を
AFC増幅器４８の基準電圧オフセツト用として
用いるものである。 However, as described above, if a component such as a character signal is included on the white level side, truncation noise will occur if left as is. Therefore, in this invention, the second intermediate frequency signal that causes truncation noise has a center frequency o
(See Figure) We note that there is a significant asymmetry in the spectrum. That is, the asymmetry determining circuit 51 detects that there is significant spectrum asymmetry, and uses this detection signal (DS).
This is used for the reference voltage offset of the AFC amplifier 48.

AFC増幅器４８の基準電圧をオフセツトする
ことは、第２中間周波数がオフセツトされること
に相当する。これによつて、固定帯域フイルタ３
５において、本来の信号の一部の削除（トランケ
ーシヨンノイズの発生要因）が防止される。トラ
ンケーシヨンノイズが生じやすい信号は、第９図
に示すように、ビデオ信号振幅の平均値が低くそ
の中に部分的に輝度の高い文字信号等を含む場
合、またビデオ信号振幅の平均値が高くその中に
黒文字信号等を含む場合があるが、この考案の例
は、ビデオ信号振幅の平均値が低い前者の場合に
有効である。 Offsetting the reference voltage of AFC amplifier 48 corresponds to offsetting the second intermediate frequency. This allows the fixed band filter 3
In step 5, deletion of a part of the original signal (a cause of truncation noise) is prevented. As shown in Figure 9, signals that are likely to cause truncation noise are those that have a low average video signal amplitude and include text signals with high brightness in some areas, or those that have a low average video signal amplitude. Although the average value of the video signal amplitude may be high and include a black character signal, etc., the example of this invention is effective in the former case where the average value of the video signal amplitude is low.

また、トランケーシヨンノイズは、急速な動画
中に発生しても目立たないが、例えば格子状の静
止パターンでは、その画質劣化は大きい。従つ
て、非対称性判別回路５１の応答時定数は、
AFCループによる通常時の制御時定数よりも大
きく設定し、第２中間周波数がAFCループによ
つて制御された後で、被対称性を判別させる方が
好ましい。従つて、検出信号（DS）の供給ライ
ンにスイツチ５７を設けて、検出信号を印加する
時点を選択できるようにしても良い。 Furthermore, truncation noise is not noticeable even if it occurs during a rapid moving image, but for example, in a grid-like static pattern, the image quality deteriorates significantly. Therefore, the response time constant of the asymmetry determining circuit 51 is:
It is preferable to set the time constant larger than the normal control time constant by the AFC loop, and to determine the symmetry after the second intermediate frequency is controlled by the AFC loop. Therefore, a switch 57 may be provided on the detection signal (DS) supply line so that the time point at which the detection signal is applied can be selected.

次に、非対称性判別回路５１の構成について更
に説明する。第２のIF増幅器３４からの第２中
間周波信号は、高域側狭帯域フイルタ５２、低域
側狭帯域フイルタ５３に供給される。そして、こ
の２つの帯域フイルタ５２，５３の出力は、特性
の等しい検波器５４，５５にそれぞれ供給されて
検波される。そして検波器５４，５５の出力は、
誤差増幅器５６に供給され、両者の差が検出され
る。誤差増幅器５６は、両入力の差が無い場合
は、検出信号（DS）を出力しないが、両入力差
が著しい（非対称性が著しい）場合には、検出信
号（DS）を出力する。先の高域側狭帯域フイル
タ５２、低域側狭帯域フイルタ５３の各帯域特性
５２Ａ，５３Ａと、固定帯域フイルタ３５の帯域
特性３５Ａは、第２図に示すような関係に設定さ
れている。 Next, the configuration of the asymmetry determining circuit 51 will be further explained. The second intermediate frequency signal from the second IF amplifier 34 is supplied to a high band narrow band filter 52 and a low band narrow band filter 53. The outputs of the two band filters 52 and 53 are then supplied to detectors 54 and 55 having the same characteristics, respectively, and detected. The outputs of the detectors 54 and 55 are
The signal is supplied to an error amplifier 56, and the difference between the two is detected. The error amplifier 56 does not output a detection signal (DS) when there is no difference between both inputs, but outputs a detection signal (DS) when the difference between both inputs is significant (asymmetry is significant). The band characteristics 52A and 53A of the high band narrow band filter 52 and the low band narrow band filter 53 and the band characteristic 35A of the fixed band filter 35 are set in a relationship as shown in FIG.

第３図は、上記非対称性判別回路５１を更に具
体的に示している。入力端子５１ａに供給された
第２中間周波信号（FM信号）は、バツフア増幅
器６０を介して、コンデンサ６１とインダクタン
ス６２によつて構成される低域側狭帯域フイルタ
５２及びコンデンサ６３とインダクタンス６４に
よつて構成される低域側狭帯域フイルタ５３に入
力される。フイルタ５２の出力は、ダイオード６
５、抵抗６６、コンデンサ６７で構成される検波
器５４に供給され、フイルタ５３の出力は、ダイ
オード６８、抵抗６９、コンデンサ７０で構成さ
れる検波器５５に供給される。検波器５４，５５
の出力は、抵抗７１，７２を介して合成され、抵
抗７３を介して演算増幅器７４の一方の入力端子
に供給される。検波器５４，５５の出力に差があ
ると、その差分が増幅されて出力端子５１ｂにあ
らわれる。この回路において、コンデンサ７５
は、この系の時定数を決定するコンデンサであ
り、コンデンサ７６は、高周波バイパスコンデン
サである。 FIG. 3 shows the asymmetry determining circuit 51 in more detail. The second intermediate frequency signal (FM signal) supplied to the input terminal 51a is passed through a buffer amplifier 60 to a low-frequency side narrow band filter 52 composed of a capacitor 61 and an inductance 62, a capacitor 63, and an inductance 64. The signal is input to a low-frequency side narrowband filter 53 configured in this manner. The output of the filter 52 is connected to the diode 6
5, a resistor 66, and a capacitor 67; Detector 54, 55
The outputs of are combined via resistors 71 and 72 and supplied to one input terminal of an operational amplifier 74 via a resistor 73. If there is a difference between the outputs of the detectors 54 and 55, the difference is amplified and appears at the output terminal 51b. In this circuit, capacitor 75
is a capacitor that determines the time constant of this system, and capacitor 76 is a high frequency bypass capacitor.

第４図は、この考案の他の実施例である。この
実施例は、位相ロツドループを用いたFM復調器
に対して、非対称性判別回路５１を組込んだ例で
ある。位相ロツドループによるFM復調器は、そ
の同期特性によつて帯域制限を行なうことが可能
であり、同期特性を設定するには、電圧制御発振
器８３の中心周波数を調整することで達成され
る。位相検波器８２には、入力端子８１からの入
力FM信号（第２中間周波信号）と、電圧制御発
振器８３からの発振出力が供給され、これによつ
て、位相検波器８２からは、FM復調出力が得ら
れる。FM復調出力は、低周波増幅器８４を介し
て復調信号処理段に供給されるとともに、ループ
フイルタ８５に供給される。ループフイルタ８５
の出力は、電圧制御発振器８３の周波数制御端子
に供給される。更に、この電圧制御発振器８３の
周波数制御端子には、第１図で説明した非対称性
判別回路５１からの検出信号（DS）が与えられ
る。 FIG. 4 shows another embodiment of this invention. This embodiment is an example in which an asymmetry determining circuit 51 is incorporated into an FM demodulator using a phase-loop loop. The FM demodulator using a phase-loop loop can perform band limitation based on its synchronization characteristics, and setting the synchronization characteristics is achieved by adjusting the center frequency of the voltage controlled oscillator 83. The phase detector 82 is supplied with the input FM signal (second intermediate frequency signal) from the input terminal 81 and the oscillation output from the voltage controlled oscillator 83, so that the phase detector 82 receives the FM demodulation signal. I get the output. The FM demodulated output is supplied to a demodulated signal processing stage via a low frequency amplifier 84 and also to a loop filter 85. loop filter 85
The output of is supplied to the frequency control terminal of the voltage controlled oscillator 83. Furthermore, the frequency control terminal of this voltage controlled oscillator 83 is given a detection signal (DS) from the asymmetry determining circuit 51 described in FIG.

第４図ｂは、電圧制御発振器８３の等価的な回
路であり、８３１は発振トランジスタ、８３２，
８３３は、共振周波数を可変するバラクタダイオ
ードである。前述ループフイルタ８５からの出力
電圧は、端子８３ａに与えられ、また、前記非対
称性判別回路５１からの検出信号（DS）は、端
子８３ｂからコイル８３４を介してバラクタダイ
オード８３３の端子に供給される。従つて非対称
性が著しい場合には、発振周波数がドリフトさ
れ、例えばホワイトレベル側の文字信号等を検波
するのに、その同期がはずれることがない。発振
出力は、発振トランジスタ８３１のエミツタに接
続された端子８３ｃから導出されている。 FIG. 4b shows an equivalent circuit of the voltage controlled oscillator 83, in which 831 is an oscillation transistor, 832,
833 is a varactor diode that varies the resonance frequency. The output voltage from the loop filter 85 is supplied to the terminal 83a, and the detection signal (DS) from the asymmetry determining circuit 51 is supplied from the terminal 83b to the terminal of the varactor diode 833 via the coil 834. . Therefore, if the asymmetry is significant, the oscillation frequency will drift, and the synchronization will not be lost even when detecting, for example, a character signal on the white level side. The oscillation output is derived from a terminal 83c connected to the emitter of the oscillation transistor 831.

上記のように、FM復調器を構成すれば、帯域
制限を行なつたからといつて、本来得るべき信号
の一部を削除してしまうことはなく、良好な検波
出力を得ることができる。 By configuring the FM demodulator as described above, even if the band is limited, a part of the signal that should originally be obtained will not be deleted, and a good detection output can be obtained.

第５図は、更にこの考案の他の実施例であり、
注入同期型発振器に適用した例である。この注入
同期型発振器は、入力端子９０ａに第２中間周波
信号を供給すれば、この信号に忠実に同期した発
振出力を出力端子９０ｂに得ることができる。抵
抗９２，９３，９４は、アツテネータを構成し、
トランジスタ９６、コンデンサ９５，９７、イン
ダクタンス９９、バラクタダイオード９８は発振
部を形成している。また、ダイオード１０１，１
０２は、高速の非線形フイードバツクをかけるリ
ミツタ作用を奏する。トランジスタ１０３は、発
振出力を出力端子９０ｂに導出する。 FIG. 5 shows another embodiment of this invention,
This is an example applied to an injection-locked oscillator. In this injection-locked oscillator, by supplying the second intermediate frequency signal to the input terminal 90a, an oscillation output faithfully synchronized with this signal can be obtained at the output terminal 90b. Resistors 92, 93, and 94 constitute an attenuator,
Transistor 96, capacitors 95 and 97, inductance 99, and varactor diode 98 form an oscillation section. In addition, the diode 101,1
02 acts as a limiter that applies high-speed nonlinear feedback. Transistor 103 outputs an oscillation output to output terminal 90b.

ここで、非対称性判別回路５１からの検出信号
（DS）は、端子９０ｃを介して、バラクタダイオ
ード９８の端子に供給される。この注入同期型発
振器は、例えば第１図のリミツタ３８として使用
できる。 Here, the detection signal (DS) from the asymmetry determining circuit 51 is supplied to the terminal of the varactor diode 98 via the terminal 90c. This injection-locked oscillator can be used, for example, as limiter 38 in FIG.

〔考案の効果〕[Effect of idea]

以上説明したように、この考案によると、FM
信号のスペクトラムの対称性を検出することで、
信号成分の存在する帯域が充分カバーできるよう
に、FM信号処理部の中間周波数をドリフトする
ようにしている。これによつてトランケーシヨン
ノイズの発生や同期はずれを生じることなく、必
要帯域より狭い帯域制限を行なうことができ雑音
抑圧を図ることができる。 As explained above, according to this invention, FM
By detecting the symmetry of the signal spectrum,
The intermediate frequency of the FM signal processing section is drifted to sufficiently cover the band where signal components exist. As a result, the band can be limited to a narrower band than the required band, and noise can be suppressed without generating truncation noise or losing synchronization.

4GHz帯の送信フオーマツトに140MHzの中間周
波数、25MHz帯の固定帯域フイルタを用いた場
合、ビデオ信号APL10％の2TパルスによるFM
波の評価では、AFCを500KHz〜1MHz偏移させる
ことでトランケーシヨンノイズ軽減効果を充分に
確認できた。また、実際のフイールドでは、ビデ
オ信号に音声のサブキヤリアが重畳されるのでよ
り厳しい条件下になるが音声のサブキヤリアの様
に周波数変調された場合は中間周波数から高低対
称に側波が広がるため、さほど問題とはならな
い。 When using a 4GHz band transmission format with a 140MHz intermediate frequency and a 25MHz band fixed band filter, FM using 2T pulses with a video signal APL of 10%
In wave evaluation, we were able to sufficiently confirm the truncation noise reduction effect by shifting the AFC from 500KHz to 1MHz. In addition, in an actual field, the audio subcarrier is superimposed on the video signal, making the conditions more severe, but when the audio subcarrier is frequency modulated, the side waves spread symmetrically in height from the intermediate frequency, so it is not as severe. Not a problem.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図はこの考案の一実施例を示す回路図、第
２図は第１図の非対称性判別回路の特性説明図、
第３図は、第１図の非対称性判別回路の具体例を
示す回路図、第４図、第５図はそれぞれこの考案
の他の実施例を示す回路図、第６図はSHF受信
機の構成説明図、第７図は第６図のFM処理部の
周波数帯域特性と信号スペクトラム及び複調信号
の関係を示す説明図、第８図、第９図は従来の
FM処理回路の問題点を説明するのに示した信号
波形図である。 ３３……混合器、３５……固定帯域フイルタ、
５０……局部発振器、５１……非対称性判別回
路。 Fig. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of this invention, Fig. 2 is a characteristic explanatory diagram of the asymmetry discriminating circuit shown in Fig. 1,
FIG. 3 is a circuit diagram showing a specific example of the asymmetry discrimination circuit shown in FIG. 1, FIGS. 4 and 5 are circuit diagrams showing other embodiments of this invention, and FIG. An explanatory diagram of the configuration, Fig. 7 is an explanatory diagram showing the relationship between the frequency band characteristics of the FM processing section in Fig. 6, the signal spectrum, and the demodulation signal, and Figs. 8 and 9 are the conventional
FIG. 3 is a signal waveform diagram shown to explain a problem with the FM processing circuit. 33...mixer, 35...fixed band filter,
50... Local oscillator, 51... Asymmetry discrimination circuit.

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】 (1) 周波数帯域特性が雑音低減のために必要周波
数帯域よりも狭く設定され、かつ電圧制御発振
器の発振周波数を中心周波数とし、この発振周
波数と外部FM信号との混合形態によつて処理
内容が決定されるFM信号処理回路と、 前記FM信号処理回路の出力又は入力側の何
れか一方のFM信号が供給され、このFM信号
から前記中心周波数に対称な上域側と低域側の
両成分を抽出してそれぞれ検波し、前記両成分
の検波レベルが非対称であることを検出した場
合に、前記検波レベルの大きい方の成分を前記
FM信号処理回路の周波数帯域の充分な範囲内
に収容できるように、前記両成分の検波出力の
差信号で前記電圧制御発振器を制御して前記中
心周波数をずらす非対称性判別回路を具備した
ことを特徴とするFM信号処理装置。 (2) 前記FM信号処理回路は、第１のFM信号を
前記電圧制御発振器の発振出力で第２のFM信
号に周波数変換する周波数変換器を有し、前記
非対称性判別回路には前記第２のFM信号が供
給されることを特徴とする実用新案登録請求の
範囲第１項記載のFM信号処理装置。 (3) 前記FM信号処理回路は、位相同期ループを
用いたFM復調回路であつて、前記非対称判別
回路には、前記FM復調回路に供給されるFM
信号が入力され、前記電圧制御発振器は前記位
相同期ループで用いられる発振器であることを
特徴とする実用新案登録請求の範囲第１項記載
のFM信号処理装置。 (4) 前記FM信号処理回路は、FM信号が供給さ
れるリミツタとしての注入同期型発振器であつ
て、前記非対称性判別回路には、前記注入同期
型発振器に供給される前記FM信号が入力さ
れ、この対称性判別回路の出力は前記注入同期
型発振器の制御端子に供給される構成であるこ
とを特徴とする実用新案登録請求の範囲第１項
記載のFM信号処理装置。[Claims for Utility Model Registration] (1) The frequency band characteristics are set narrower than the necessary frequency band for noise reduction, and the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator is set as the center frequency, and the oscillation frequency and the external FM signal are an FM signal processing circuit whose processing content is determined by the mixing form; an FM signal from either the output or the input side of the FM signal processing circuit is supplied; When it is detected that the detection levels of the two components are asymmetric, the component with the higher detection level is extracted and detected respectively.
An asymmetry determining circuit is provided which controls the voltage controlled oscillator using a difference signal between the detection outputs of the two components to shift the center frequency so that the frequency can be accommodated within a sufficient range of the frequency band of the FM signal processing circuit. Features of FM signal processing device. (2) The FM signal processing circuit includes a frequency converter that converts the frequency of the first FM signal into a second FM signal using the oscillation output of the voltage controlled oscillator, and the asymmetry determining circuit includes a 2. The FM signal processing device according to claim 1, wherein the FM signal is supplied with an FM signal. (3) The FM signal processing circuit is an FM demodulation circuit using a phase-locked loop, and the asymmetry determining circuit includes an FM demodulation circuit that uses a phase-locked loop.
2. The FM signal processing device according to claim 1, wherein a signal is input and the voltage controlled oscillator is an oscillator used in the phase locked loop. (4) The FM signal processing circuit is an injection-locked oscillator as a limiter to which an FM signal is supplied, and the asymmetry determination circuit is inputted with the FM signal supplied to the injection-locked oscillator. 2. The FM signal processing device according to claim 1, wherein the output of the symmetry determining circuit is supplied to a control terminal of the injection-locked oscillator.