JPH0415657B2 - - Google Patents
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- JPH0415657B2 JPH0415657B2 JP11675782A JP11675782A JPH0415657B2 JP H0415657 B2 JPH0415657 B2 JP H0415657B2 JP 11675782 A JP11675782 A JP 11675782A JP 11675782 A JP11675782 A JP 11675782A JP H0415657 B2 JPH0415657 B2 JP H0415657B2
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電話交換機等の電流供給回路に用いら
れる地絡検出回路に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a ground fault detection circuit used in a current supply circuit of a telephone exchange or the like.
電話交換機は、高機能化、小型化を目的として
従来の電磁部品主体の空間分割形交換機から電子
部品主体の時分割形交換機に変化しつつあるが、
必ずしも交換機全体にわたつて電子化されている
わけではなく、加入者端末との直接インターフエ
イスを行なう加入者回路部は、電源電圧が高く、
取り扱う信号レベルが大きいことから電子化が遅
れている。 Telephone exchanges are changing from conventional space-division type exchanges mainly using electromagnetic parts to time-division type exchanges mainly using electronic parts, with the aim of increasing functionality and downsizing.
The entire exchange is not necessarily electronic, and the subscriber circuit section that directly interfaces with subscriber terminals has a high power supply voltage.
Digitization has been slow due to the large signal levels involved.
第１図は、加入者回路部分の中でも取り分け電
源電圧や信号レベルの高い電流供給回路部分の直
流的な構成を示したものである。図において、１
は加入者端末TELであり、加入者の使用状態で
は直流的には〜200Ωの抵抗値を示し、未使用状
態では開放である。２は線路抵抗を示し、交換機
と加入者端末１との線路長によつて０〜1.5KΩ程
度変動する。３，４は、電流供給回路の接地線側
と電池線側の等価直流抵抗を示しており、通常は
それぞれ〜220Ωである。５は交換局内電池VBRで
あり、通常は−48Vである。 FIG. 1 shows the DC configuration of the current supply circuit section, which has a particularly high power supply voltage and signal level among the subscriber circuit sections. In the figure, 1
is the subscriber terminal TEL, which exhibits a resistance value of ~200Ω in direct current terms when the subscriber is using it, and is open when not in use. 2 indicates the line resistance, which varies by about 0 to 1.5 KΩ depending on the line length between the exchange and the subscriber terminal 1. 3 and 4 indicate equivalent DC resistances on the ground line side and battery line side of the current supply circuit, and are usually ~220Ω, respectively. Reference numeral 5 indicates the exchange battery VBR , which is normally -48V.
正常な通話状態では、接地Ｇ→等価直流抵抗３
→線路抵抗２→加入者端末１→等価直流抵抗４→
交換局内電池５のループで通話電流が加入者端末
１に供給されている。今、線路の接地側に接続さ
れている方を接地線２WBと呼び線路の電池側に
接続されている方を電池線２WAと呼ぶことにす
る。 Under normal call status, ground G → equivalent DC resistance 3
→ Line resistance 2 → Subscriber terminal 1 → Equivalent DC resistance 4 →
Call current is supplied to the subscriber terminal 1 through a loop of the battery 5 in the exchange. Now, the wire connected to the ground side of the track will be called the ground wire 2W B , and the wire connected to the battery side of the track will be called the battery wire 2W A.
線路は障害時において地絡することがあり、特
に電池線２WAが地絡した場合は過大電流が電流
供給回路に流れるので保護する必要がある。特に
従来の電磁部品で構成された電流供給回路と異な
つた電子化した電流供給回路では、過電流による
発熱によつて回路が焼損するので、過電流を検出
することによつて、電流供給回路をしや断する等
の保護措置が不可欠である。第１図は地絡状態の
検出方法をも同時に示しておりこの方法はすでに
特願昭54−112805で述べられているものである。 Lines may have a ground fault in the event of a fault, and in particular, if a 2W battery line faults to ground, an excessive current will flow into the current supply circuit, so protection is required. In particular, in electronic current supply circuits, which are different from conventional current supply circuits made of electromagnetic components, the circuits burn out due to heat generation due to overcurrent. Protective measures such as cutting off the fire are essential. FIG. 1 also shows a method for detecting a ground fault condition, which method has already been described in Japanese Patent Application No. 112,805/1983.
第１図を用いて説明すると、６は地絡抵抗であ
り、７は電池線電流IAと接地線電流IBの差電流を
検出する差電流検出回路であり、９は基準電圧回
路VREF、８は電圧比較回路である。 To explain using FIG. 1, 6 is a ground fault resistance, 7 is a difference current detection circuit that detects the difference current between the battery line current I A and the ground line current I B , and 9 is a reference voltage circuit V REF , 8 is a voltage comparison circuit.
地絡電流IGは、電池線電流IAと接地線電流IBの
差IA−IBに等しいので、差電流IA−IBの検出出力
と、基準電圧回路の電圧VREFとの比較によつて、
地絡状態の検出が可能となる。しかしながら第１
図の回路では、加入者端末１の使用状態、未使用
状態での同一地絡抵抗に対して地絡電流が異なる
ために、地絡検出抵抗が加入者端末１の使用状態
と未使用状態で異なるため、地絡状態の判定を精
度良く行うことが出来ない欠点を残していた。 Since the ground fault current I G is equal to the difference I A − I B between the battery line current I A and the ground line current I B , the detection output of the difference current I A − I B and the voltage V REF of the reference voltage circuit are By comparison,
It becomes possible to detect ground fault conditions. However, the first
In the circuit shown in the figure, because the ground fault current is different for the same ground fault resistance when subscriber terminal 1 is in use and unused, the ground fault detection resistor is different when subscriber terminal 1 is in use and unused. Because of the difference, there remained a drawback that it was not possible to accurately determine the ground fault state.
本発明の目的は、上記した従来技術の欠点をな
くし、半導体集積回路化に適した高精度な地絡検
出回路を提供することにある。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to eliminate the drawbacks of the prior art described above and to provide a highly accurate ground fault detection circuit suitable for semiconductor integrated circuit implementation.
本発明においては、電池線電流と接地線電流の
差電流を検出する差電流検出回路と、端末装置に
流れる電流を検出する負荷電流検出回路と基準電
圧回路と、電圧比較回路とから構成され差電流に
よつて地絡電流を検出し、端末の使用状態・未使
用状態による地絡電流の相違に基づく地絡検出抵
抗の相違を、負荷電流出力によつて補正すること
によつて、端末の使用・未使用にかかわらず同一
の地絡検出抵抗で地絡検出を可能とする様になし
たことを特徴とする。 In the present invention, the difference current detection circuit detects the difference current between the battery line current and the ground line current, the load current detection circuit detects the current flowing to the terminal device, the reference voltage circuit, and the voltage comparison circuit. By detecting the ground fault current using the current and correcting the difference in the ground fault detection resistance based on the difference in the ground fault current depending on whether the terminal is in use or not, by using the load current output. A feature is that ground fault detection can be performed with the same ground fault detection resistor regardless of whether it is used or not.
以下図面に示した一実施例によつて本発明を詳
細に説明する。 The present invention will be explained in detail below with reference to an embodiment shown in the drawings.
第２図は本発明の原理を示すところの基本回路
図である。従来例の第１図と同様に、第２図は直
流的な等価回路である。第２図において、１は加
入者端末、２は線路抵抗、３，４は電流供給回路
の等価直流抵抗、５は電池、６は地絡抵抗、７は
差電流検出回路、８は電圧比較回路、９は基準電
圧回路であり、これらは第１図ですでに内容を説
明した。 FIG. 2 is a basic circuit diagram showing the principle of the present invention. Similar to the conventional example shown in FIG. 1, FIG. 2 is a direct current equivalent circuit. In Figure 2, 1 is a subscriber terminal, 2 is a line resistance, 3 and 4 are equivalent DC resistances of the current supply circuit, 5 is a battery, 6 is a ground fault resistance, 7 is a differential current detection circuit, and 8 is a voltage comparison circuit. , 9 are reference voltage circuits, the contents of which have already been explained in FIG.
本発明においては、負荷電流検出回路１０及び
電圧減算回路１１を付加している。差電流検出回
路７は電池線電流IAと接地線電流IBの差に比例し
た電圧を出力するもので、ここでは模式的に示し
た。その詳細は後述の実施例で説明する。同様に
負荷電流検出回路１０は加入者端末１に流れる電
流に比例した電圧を出力するものでここでは模式
的に示している。 In the present invention, a load current detection circuit 10 and a voltage subtraction circuit 11 are added. The differential current detection circuit 7 outputs a voltage proportional to the difference between the battery line current I A and the ground line current I B , and is schematically shown here. The details will be explained in the examples described later. Similarly, the load current detection circuit 10 outputs a voltage proportional to the current flowing through the subscriber terminal 1, and is schematically shown here.
第２図の回路の動作を説明する。差電流検出回
路７によつて検出された電池線電流IAと接地線電
流IBの差電流IA−IBに比例した検出出力電圧が、
電圧比較回路８の比較入力（＋）に加えられる。
一方電圧比較回路８の基準入力（−）には、基準
電圧回路９の基準電圧VREFから負荷電流ILに比例
した検出出力電圧の差の電圧が印加される。電圧
比較回路８は、比較入力（＋）電圧が基準入力
（−）より大きくなつた時点でその出力が反転し
て地絡検出出力を出す。 The operation of the circuit shown in FIG. 2 will be explained. The detected output voltage proportional to the difference current I A - I B between the battery line current I A and the ground line current I B detected by the differential current detection circuit 7 is
It is applied to the comparison input (+) of the voltage comparison circuit 8.
On the other hand, to the reference input (-) of the voltage comparator circuit 8, a voltage that is the difference between the reference voltage V REF of the reference voltage circuit 9 and the detected output voltage proportional to the load current I L is applied. The voltage comparison circuit 8 inverts its output and outputs a ground fault detection output when the comparison input (+) voltage becomes larger than the reference input (-).
今、差電流検出回路７の電流電圧変換比をK1
とし、負荷電流検出回路１０の電流電圧変換比を
K2とすると、地絡検出条件は次式となる。 Now, the current-voltage conversion ratio of the differential current detection circuit 7 is K 1
and the current-voltage conversion ratio of the load current detection circuit 10 is
Assuming K 2 , the ground fault detection condition is as follows.
K1（IA−IB）＞VREF−K2IL ……(1)
IA−IB＝IGより（但し、IGは地絡電流）、
IG＞VREF／K1−K2／K1IL ……(2)
今、加入者端末１の未使用状態では負荷電流IL
＝０であり、又、加入者端末１の使用状態では負
荷電流IL≠０なので、加入者端末の使用・未使用
で地絡検出電流を切り換えることが可能となる。 K 1 (I A − I B )＞V REF −K 2 I L ...(1) From I A − I B = I G (where I G is the ground fault current), I G > V REF /K 1 −K 2 /K 1 I L ...(2) Now, when the subscriber terminal 1 is not in use, the load current I L
= 0, and since the load current I L ≠0 when the subscriber terminal 1 is in use, it is possible to switch the ground fault detection current depending on whether the subscriber terminal is in use or not.
ここで、地絡抵抗6RGに対する地絡電流IG、及
び負荷電流ILを求めると次式となる。 Here, the ground fault current I G and load current IL for the ground fault resistance 6R G are determined by the following equation.
IG＝VBB／R1N＋RG（RL＋2R1N／RL＋R1N） ……(3)
IL＝VBB／RL＋2R1N＋R1N／RG（RL＋R1N） ……(4)
R1Nは電流供給回路３，４の内部抵抗である。
VBB＝48V、R1N＝220Ωとして、(3)，(4)式による
地絡電流IG、負荷電流ILを計算すると、第３図、
第４図となる。第３図及び第４図においてRL＝
∞は加入者端末１が未使用の場合でありRL＝90Ω
は加入者端末１が使用中の場合に対応する。 I G =V BB /R 1N +R G (R L +2R 1N /R L +R 1N ) ...(3) I L =V BB /R L +2R 1N +R 1N /R G (R L +R 1N ) ...( 4) R 1N is the internal resistance of the current supply circuits 3 and 4.
Assuming V BB = 48V and R 1N = 220Ω, the ground fault current I G and load current I L are calculated using equations (3) and (4), as shown in Figure 3.
Figure 4 shows this. In Figures 3 and 4, R L =
∞ is when subscriber terminal 1 is not used and R L = 90Ω
corresponds to the case where the subscriber terminal 1 is in use.
第３図より明らかなように、RL＝∞とRL＝
90Ωでは同一の地絡抵抗RGに対して地絡電流IGが
異なる。例えば地絡抵抗RG＝500に対応する地絡
電流IGは、RL＝∞の時にはIG＝66mARL＝90Ωの時
には、IG＝45mAである。一方、負荷電流ILはRL＝
∞の時はIL＝0mAでありRL＝90Ωの時はIL＝70mAで
ある。従つて、地絡検出回路の検出抵抗を500Ω
に設定するには、(2)式よりVREF／K1＝66mAとなる様
にK1とVREFを設定し、加入者端末１の使用状態
によるIGの低下補正分をK2／K1IL＝21mAとなる様に
K2を定めれば、加入者端末１の使用・未使用状
態にかかわらず、地絡検出抵抗を同一の値とする
ことが可能となる。 As is clear from Figure 3, R L = ∞ and R L =
At 90Ω, the ground fault current I G is different for the same ground fault resistance R G . For example, the ground fault current I G corresponding to the ground fault resistance R G =500 is I G =66 mA when R L =∞, and I G =45 mA when R L =90Ω. On the other hand, the load current I L is R L =
When ∞, I L =0 mA , and when R L =90Ω, I L =70 mA . Therefore, the detection resistance of the ground fault detection circuit should be set to 500Ω.
To set it, set K 1 and V REF so that V REF /K 1 = 66 mA from equation (2), and correct the decrease in I G due to the usage status of subscriber terminal 1 by using K 2 / If K 2 is determined so that K 1 I L =21 mA , it becomes possible to set the ground fault detection resistance to the same value regardless of whether the subscriber terminal 1 is in use or not.
第５図は本発明の第１の実施例であるところの
地絡検出回路である。第５図の点線内１２の回路
は、第２図で単に等価直流抵抗３，４で示したと
ころの電子化電流供給回路である。第５図の点線
内１２の回路は、特開昭53−115760号公報に内容
が詳しく説明されているので、ここでは簡単に動
作を説明するに留める。トランジスタQ1，Q2は
負帰還回路を構成し、線路側2WB，2WAからは、
第２図のブロツク３の直流抵抗と等しい直流内部
抵抗を持ち、交流的には容量C1の働きによりハ
イインピーダンスに見える様動作する。トランジ
スタQ3，Q4もトランジスタQ1，Q2と同様の回路
機能を有している。接地線電流IBの大部分がトラ
ンジスタQ1を流れるので、トランジスタQ5のコ
レクタからは抵抗R1，R2の比によつて定まる比
例係数を乗じた電流Ic5が検出される（Ic5＝R1／R2
IB）。同様に電池線電流IAの大部分がトランジス
タQ4を流れるので、トランジスタQ6のコレクタ
からは抵抗R3，R4の比によつて定まる比例係数
を乗じた電流Ic6が検出される（Ic6＝R3／R4IA）。 FIG. 5 shows a ground fault detection circuit according to a first embodiment of the present invention. The circuit 12 within the dotted line in FIG. 5 is the electronic current supply circuit shown simply by the equivalent DC resistances 3 and 4 in FIG. Since the circuit 12 within the dotted line in FIG. 5 is explained in detail in Japanese Patent Application Laid-open No. 115760/1983, its operation will only be briefly explained here. Transistors Q 1 and Q 2 constitute a negative feedback circuit, and from the line side 2W B and 2W A ,
It has a direct current internal resistance equal to the direct current resistance of block 3 in FIG. 2, and in terms of alternating current, it operates in a manner that appears to be high impedance due to the action of capacitance C1 . Transistors Q 3 and Q 4 also have the same circuit function as transistors Q 1 and Q 2 . Since most of the ground line current I B flows through the transistor Q 1 , a current Ic 5 multiplied by a proportionality coefficient determined by the ratio of the resistors R 1 and R 2 is detected from the collector of the transistor Q 5 (Ic 5 = R 1 /R 2 I B ). Similarly, since most of the battery line current I A flows through the transistor Q 4 , a current Ic 6 multiplied by a proportionality coefficient determined by the ratio of the resistors R 3 and R 4 is detected from the collector of the transistor Q 6 ( Ic 6 = R 3 / R 4 I A ).
Ｓ１，Ｓ２で示した回路ブロツクは、カレント
ミラーと一般に呼ばれている回路であり公知のも
のである。Ｓ１はPNPトランジスタで構成され
るカレントミラーで、その等価回路を第６図ａの
ロに示す。入力電流I1Nに対して出力電流Ic8，Ic9
は、Ｓ１の構成トランジスタQ7，Q8，Q9のエミ
ツタ面積が同一であれば等しくなり、ここでは
Q7，Q8，Q9のエミツタ面積は等しいものとする。
Ｓ２はNPNトランジスタで構成されるカレント
ミラーで、その等価回路を第６図ｂのロに示す。
動作は電流方向が反転している他は第６図ａのロ
と同じなので省略するが、構成トランジスタのエ
ミツタ面積は等しいとする。第５図においてR5，
R6は、カレントミラーＳ１，Ｓ２からの電流出
力を電圧出力に変換するための抵抗である。OP
１は演算増幅器であり、ここでは電圧比較器とし
て使用している。CP２も演算増幅器であるが、
ここではバツフア増幅器（電圧利得２１）として
使用している。VREFは地絡検出抵抗を設定するた
めの基準電源（電圧＝VREF）であり、VCC，VEE
はそれぞれ正、負電源である。又５は電池であ
り、１は加入者端末、２は線路抵抗、６は地絡抵
抗である。 The circuit blocks indicated by S1 and S2 are generally known as current mirror circuits. S1 is a current mirror composed of a PNP transistor, and its equivalent circuit is shown in FIG. 6a (b). Output current Ic 8 , Ic 9 for input current I 1N
are equal if the emitter areas of transistors Q 7 , Q 8 , and Q 9 that constitute S1 are the same, and here,
The emitter areas of Q 7 , Q 8 , and Q 9 are assumed to be equal.
S2 is a current mirror composed of NPN transistors, and its equivalent circuit is shown in FIG. 6b (b).
The operation is the same as in FIG. 6a (b) except that the current direction is reversed, so a description thereof will be omitted, but it is assumed that the emitter areas of the constituent transistors are the same. In Figure 5, R 5 ,
R6 is a resistor for converting the current output from the current mirrors S1 and S2 into voltage output. OP
1 is an operational amplifier, which is used here as a voltage comparator. CP2 is also an operational amplifier,
Here, it is used as a buffer amplifier (voltage gain 21). V REF is the reference power supply (voltage = V REF ) for setting the ground fault detection resistance, and V CC , V EE
are positive and negative power supplies, respectively. Further, 5 is a battery, 1 is a subscriber terminal, 2 is a line resistance, and 6 is a ground fault resistance.
第５図回路の動作説明を行う。前述した様にト
ランジスタQ5のコレクタからは接地線電流IBに比
例した電流（R1／R2IB）が出力され、トランジスタ
Q6のコレクタからは電池線電流IAに比例した電流
（R3／R4IA）が出力される。トランジスタQ5によつ
てカレントミラーＳ２が駆動され、トランジスタ
Q6によつてカレントミラーＳ１が駆動される。
前述したカレントミラーの回路動作により、カレ
ントミラーＳ１の第１の出力の出力電流（R3／R4IA）
から、カレントミラーＳ２の第１の出力の出力電
流（R1／R2IB）を差し引いた電流が抵抗R5に流れ込
むため、演算増幅器OP１の（＋）入力電圧は、
R3／R4IA−R1／R2IBとなる。従つて、R3／R4＝R1／R2＝
K1／R5と
選べば、第２図と同様に演算増幅器OP１の（＋）
入力電圧はK1（IA−IB）となる。又、カレントミ
ラーＳ２の第２の出力からは接地線電流に比例し
た電流（R1／R2IB）が出力され、この電流は抵抗R6
に流れる。接地線電流IBは負荷電流ILに等しいの
で、今R1／R2＝K2／R6と選べば、抵抗R6の両端にはK2
ILの電圧が基準電圧VREFとは反対方向に発生す
る。これより、利得＝１のナツフアアンプを構成
する演算増幅器OP２の（＋）入力はVREF−K2IL
となり、従つて演算増幅器OP１の（−）入力電
圧はVREF−K2ILとなる。以上より電圧比較回路た
る演算増幅OP１の出力SCNは、第２図の場合と
同様に次式の時に、
IA−IB＝IG＞VREF／K1−K2／K1IL ……(5)
反転し、地絡検出出力を出す。 The operation of the circuit shown in FIG. 5 will be explained. As mentioned above, the collector of transistor Q 5 outputs a current (R 1 /R 2 I B ) proportional to the ground line current I B, and the collector of transistor Q 6 outputs a current (R 1 /R 2 I B ) proportional to the battery line current I A. R 3 /R 4 I A ) is output. Current mirror S2 is driven by transistor Q5 , and transistor
Current mirror S1 is driven by Q6 .
Due to the circuit operation of the current mirror described above, the output current of the first output of current mirror S2 ( R 1 / R 2 I B ) flows into resistor R5 , so the (+) input voltage of operational amplifier OP1 is
R 3 /R 4 I A −R 1 /R 2 I B. Therefore, R 3 /R 4 =R 1 /R 2 =
If K 1 /R 5 is chosen, the (+) of operational amplifier OP1 is
The input voltage is K 1 (I A −I B ). Further, a current (R 1 /R 2 I B ) proportional to the ground line current is output from the second output of the current mirror S2, and this current flows through the resistor R 6 . Since the ground wire current I B is equal to the load current I L , if we choose R 1 / R 2 = K 2 / R 6 , the voltage K 2 I L across the resistor R 6 will be the same as the reference voltage V REF . occurs in the opposite direction. From this, the (+) input of operational amplifier OP2 that constitutes the Natshua amplifier with gain = 1 is V REF −K 2 I L
Therefore, the (-) input voltage of operational amplifier OP1 becomes V REF -K 2 IL . From the above, the output SCN of the operational amplifier OP1, which is a voltage comparator, is given by the following equation, as in the case of Fig. 2: I A − I B = I G > V REF /K 1 − K 2 /K 1 I L … ...(5) Invert and output ground fault detection output.
以上説明してきたように、第５図回路の地絡検
出動作は第２図の回路と基本的には全く同一であ
り、加入者端末１の使用状態・未使用状態での地
絡電流IGに対する負荷電流ILの補正方法は第２図
の回路と全く同一であるので説明を省略する。 As explained above, the ground fault detection operation of the circuit shown in FIG. 5 is basically the same as that of the circuit shown in FIG. The method of correcting the load current I L with respect to the load current I L is exactly the same as the circuit shown in FIG. 2, so the explanation will be omitted.
第５図の実施例では電池線電流IAや、接地線電
流IBに比例した電流の検出をカレントミラーを用
いて行つていたが、本発明の実施は特にこの方法
に限定したものではなく、第７図の第２の実施例
に示す様に演算増幅器を用いた回路によつても可
能である。 In the embodiment shown in FIG. 5, a current mirror is used to detect the current proportional to the battery line current I A and the ground line current I B , but the implementation of the present invention is not limited to this method. However, it is also possible to use a circuit using an operational amplifier as shown in the second embodiment shown in FIG.
第７図において、１２は第５図と同じ電子化電
流供給回路であり、OP１，OP２，OP３，OP
４，OP５は演算増幅器である。第５図で説明し
たように接地線電流IBの大部分がトランジスタQ1
を流れるため、抵抗R1の電圧降下を検出するこ
とによつて接地線電流IBが検出できる。演算増幅
器OP３と抵抗R7，R8により抵抗R1の電圧降下を
検出し、その出力電圧V1はR7》R1とすると、V1
＝R8・R1／R7・IBとなり、接地線電流に比例した電
圧が演算増幅器OP３の出力に生じる。接地線側
と同様にして、演算増幅器OP４と抵抗R9，R10，
R11，R12によつて、電池線側電流IAに比例した電
圧V2＝R10・R3／R9・IA（ここでR9≫R3R9／R10＝R11／R
12）
が演算増幅器OP４の出力に生じる。演算増幅器
OP５と抵抗R12，R13は減算回路を構成している。
今、第２図の回路と対応づけるため、R8・R1／R7＝
K2，R10・R3／R9＝K1とすれば、減算回路の入力電
圧V1，V2はそれぞれK2IBK1IAとなるため、減算
回路の出力である減算増幅器OP５の出力電圧は
V3＝K1（IA−IB）となり（但し、R12／R13＝１）、
この電圧が電圧比較回路である演算増幅器OP１
の（＋）入力に印加される。一方、演算増幅器
OP２と抵抗R14，R15でも減算回路を構成し、こ
の回路の入力電圧がそれぞれK2IB，VREFであるか
ら、演算増幅器OP２の出力電圧V4は、V4＝VREF
−K2IBとなり（但し、R14／R15）、この電圧が演
算増幅器OP１の（−）入力に印加される。OP２
の（＋）入力電圧＞OP２の（−）入力電圧とな
ると、演算増幅器OP１の出力が反転して地絡検
出される。従つて地絡検出条件は次式
IA−IB＝IG＞VREF／Ｋ−K2／K1IL ……(6)
となり、第２図と全く同じになり、第７図の回路
も基本的動作は第２図と全く同じであることがわ
かる。 In Figure 7, 12 is the same electronic current supply circuit as in Figure 5, OP1, OP2, OP3, OP
4. OP5 is an operational amplifier. As explained in Fig. 5, most of the ground line current I B flows through the transistor Q 1
Therefore, the ground line current I B can be detected by detecting the voltage drop across the resistor R 1 . The voltage drop across resistor R1 is detected by operational amplifier OP3 and resistors R7 and R8 , and its output voltage V1 is V1 , assuming R7 》 R1 .
= R 8 · R 1 /R 7 · I B , and a voltage proportional to the ground line current is generated at the output of operational amplifier OP3. In the same way as the ground line side, connect operational amplifier OP4 and resistors R 9 , R 10 ,
By R 11 and R 12 , voltage V 2 = R 10・R 3 /R 9・I A ( where R 9 ≫R 3 R 9 /R 10 = R 11 / R
12 ) occurs at the output of operational amplifier OP4. operational amplifier
OP5 and resistors R 12 and R 13 constitute a subtraction circuit.
Now, in order to correlate with the circuit in Figure 2, if we set R 8 · R 1 / R 7 = K 2 , R 10 · R 3 / R 9 = K 1 , the input voltages V 1 and V 2 of the subtraction circuit are Since K 2 I B K 1 I A respectively, the output voltage of subtraction amplifier OP5, which is the output of the subtraction circuit, is
V 3 = K 1 (I A − I B ) (however, R 12 /R 13 = 1),
Operational amplifier OP1 where this voltage is the voltage comparator circuit
is applied to the (+) input of On the other hand, operational amplifier
OP2 and resistors R 14 and R 15 also constitute a subtraction circuit, and the input voltages of this circuit are K 2 I B and V REF , respectively, so the output voltage V 4 of operational amplifier OP2 is V 4 = V REF
−K 2 I B (however, R 14 /R 15 ), and this voltage is applied to the (−) input of the operational amplifier OP1. OP2
When the (+) input voltage of OP2 exceeds the (-) input voltage of OP2, the output of the operational amplifier OP1 is inverted and a ground fault is detected. Therefore, the ground fault detection condition is the following formula: I A − I B = I G > V REF /K−K 2 /K 1 I L ...(6), which is exactly the same as in Figure 2, and the same as in Figure 7. It can be seen that the basic operation of the circuit is exactly the same as in FIG.
以上説明して来たように、本発明の地絡検出回
路では、電流検出回路や、差電流発生回路等の構
成回路はカレントミラータイプの回路でも実現可
能であり、又、演算増幅器タイプの回路でも実現
可能であり、本発明によつて、半導体集積回路化
に適した高精度な地絡検出回路が実現できる。 As explained above, in the ground fault detection circuit of the present invention, the component circuits such as the current detection circuit and the differential current generation circuit can be realized by current mirror type circuits, or operational amplifier type circuits. According to the present invention, a highly accurate ground fault detection circuit suitable for semiconductor integrated circuits can be realized.
第１図は従来の地絡検出方法を示す回路構成図
である。第２図は本発明の原理を示すところの基
本回路図、第３図は地絡抵抗RGと地絡電流IGの関
係図、第４図は地絡抵抗RGと負荷電流ILの関係
図、第５図は本発明の第１の実施例であるところ
の地絡検出回路図、第６図ａはPNP形カレント
ミラーの等価回路図、第６図ｂはNPN形カレン
トミラーの等価回路図、第７図は本発明の第２の
実施例であるところの演算増幅器を用いた地絡検
出回路図である。
１……加入者端末、２……線路抵抗、３，４…
…電流供給回路の等価直流抵抗、５……電池、６
……地絡抵抗、７……差電流検出回路、８……電
圧比較回路、９……基準電圧回路、１０……負荷
電流検出回路、１１……電圧減算回路、１２……
電子化電流供給回路。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a conventional ground fault detection method. Fig. 2 is a basic circuit diagram showing the principle of the present invention, Fig. 3 is a diagram showing the relationship between ground fault resistance R G and earth fault current I G , and Fig. 4 is a diagram showing the relationship between ground fault resistance R G and load current I L. Relationship diagrams, Figure 5 is a ground fault detection circuit diagram of the first embodiment of the present invention, Figure 6a is an equivalent circuit diagram of a PNP type current mirror, and Figure 6b is an equivalent diagram of an NPN type current mirror. Circuit diagram FIG. 7 is a ground fault detection circuit diagram using an operational amplifier, which is a second embodiment of the present invention. 1...Subscriber terminal, 2...Line resistance, 3, 4...
...Equivalent DC resistance of current supply circuit, 5...Battery, 6
... Ground fault resistance, 7 ... Differential current detection circuit, 8 ... Voltage comparison circuit, 9 ... Reference voltage circuit, 10 ... Load current detection circuit, 11 ... Voltage subtraction circuit, 12 ...
Electronic current supply circuit.
Claims (1)
して電池と地気に接続し、電池線、接地線を介し
て端末装置に電流を供給する電流供給回路におい
て、上記電池線側に流れる電流と上記接地線側に
流れる電流の差に比例した第１の電圧を発生する
差電流検出回路と、上記端末装置に流れる電流に
比例した第２の電圧を発生する負荷電流検出回路
と、基準電圧を発生する基準電圧回路と、上記第
２の電圧と上記基準電圧を受け、該基準電圧と該
第２の電圧の差電圧を発生する電圧減算回路と、
上記第１の電圧と上記差電圧を受け、該第１の電
圧が該差電圧より大きくなつた時、出力が反転し
て地絡を検出する電圧比較回路とからなることを
特徴とする地絡検出回路。1 In a current supply circuit that connects the battery wire side and the ground wire side to the battery and the ground via a resistance circuit, respectively, and supplies current to the terminal device via the battery wire and the ground wire, the current flowing to the battery wire side. and a difference current detection circuit that generates a first voltage proportional to the difference between the current flowing through the ground wire side, a load current detection circuit that generates a second voltage proportional to the current flowing through the terminal device, and a reference voltage. a voltage subtraction circuit that receives the second voltage and the reference voltage and generates a difference voltage between the reference voltage and the second voltage;
A voltage comparator circuit that receives the first voltage and the differential voltage, and when the first voltage becomes larger than the differential voltage, the output is inverted to detect a ground fault. detection circuit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11675782A JPS598463A (en) | 1982-07-07 | 1982-07-07 | Grounding detection circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11675782A JPS598463A (en) | 1982-07-07 | 1982-07-07 | Grounding detection circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS598463A JPS598463A (en) | 1984-01-17 |
| JPH0415657B2 true JPH0415657B2 (en) | 1992-03-18 |
Family
ID=14694983
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11675782A Granted JPS598463A (en) | 1982-07-07 | 1982-07-07 | Grounding detection circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS598463A (en) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0545731Y2 (en) * | 1987-05-15 | 1993-11-25 | ||
| JPH07279496A (en) * | 1994-04-11 | 1995-10-27 | Takigen Mfg Co Ltd | Operation handle for insertion type lock handle device |
-
1982
- 1982-07-07 JP JP11675782A patent/JPS598463A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS598463A (en) | 1984-01-17 |
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