JPH04150617A - D/a変換装置 - Google Patents
D/a変換装置Info
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- JPH04150617A JPH04150617A JP2275705A JP27570590A JPH04150617A JP H04150617 A JPH04150617 A JP H04150617A JP 2275705 A JP2275705 A JP 2275705A JP 27570590 A JP27570590 A JP 27570590A JP H04150617 A JPH04150617 A JP H04150617A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G9/00—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control
- H03G9/005—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control of digital or coded signals
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G9/00—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control
- H03G9/02—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control in untuned amplifiers
- H03G9/025—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control in untuned amplifiers frequency-dependent volume compression or expansion, e.g. multiple-band systems
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/06—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
- H03M1/08—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters of noise
- H03M1/0854—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters of noise of quantisation noise
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/66—Digital/analogue converters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明はディジタル信号をアナログ信号に変換するD(
ディジタル)/A(アナログ)変換装置に関する。
ディジタル)/A(アナログ)変換装置に関する。
背景技術
楽音音響エネルギーは一般に周波数が高いほど小さい。
よって、低域及び高域に拘らず楽音オーディオ信号を同
一のピッチで量子化してディジタル信号にすると、高域
において量子化ノイズが相対的に大となる。すなわち、
ディジタルデータが記録された記録媒体を演奏するコン
パクトディスク(CD)プレーヤ等の演奏装置において
、再生して得られるディジタル信号は既に高域において
量子化ノイズを多く含んでいる。例えば、コンパクトデ
ィスクの場合に16ビツトのディジタルデータを標本化
周波数44 、 1 kHzで得ているので、1kHz
; −90dBの微小レベルのサイン波は第13図に
示すようにディジタルデータのLSB (最下位ビット
)の変化かあるだけである。従って、ディジタルデータ
をD/A変換して得たアナログ信号による再生音は量子
化ノイズにより高域において聴感が良くないという欠点
かあった。
一のピッチで量子化してディジタル信号にすると、高域
において量子化ノイズが相対的に大となる。すなわち、
ディジタルデータが記録された記録媒体を演奏するコン
パクトディスク(CD)プレーヤ等の演奏装置において
、再生して得られるディジタル信号は既に高域において
量子化ノイズを多く含んでいる。例えば、コンパクトデ
ィスクの場合に16ビツトのディジタルデータを標本化
周波数44 、 1 kHzで得ているので、1kHz
; −90dBの微小レベルのサイン波は第13図に
示すようにディジタルデータのLSB (最下位ビット
)の変化かあるだけである。従って、ディジタルデータ
をD/A変換して得たアナログ信号による再生音は量子
化ノイズにより高域において聴感が良くないという欠点
かあった。
発明の目的
本発明の目的は、量子化ノイズによる悪影響を排除して
高域における聴感特性の改善を図ったD/A変換装置を
提供することである。
高域における聴感特性の改善を図ったD/A変換装置を
提供することである。
発明の構成
本発明のD/A変換装置は、入力ディジタル信号の高域
成分のみを増幅し補間をとって前記高域成分以外の成分
と共に出力する高域増幅補間手段と、該高域増幅補間手
段の出力ディジタル信号をアナログ信号に変換するD/
A変換手段と、該D/A変換手段で得られたアナログ信
号の高域成分を抑制する抑制手段とからなることを特徴
としている。
成分のみを増幅し補間をとって前記高域成分以外の成分
と共に出力する高域増幅補間手段と、該高域増幅補間手
段の出力ディジタル信号をアナログ信号に変換するD/
A変換手段と、該D/A変換手段で得られたアナログ信
号の高域成分を抑制する抑制手段とからなることを特徴
としている。
発明の作用
本発明のD/A変換装置においては、入力ディジタル信
号の高域成分のみを増幅し補間をとり、入力ディジタル
信号の高域成分以外の成分のディジタル信号と共にD/
A変換し、その後、高域成分を抑制することにより、量
子化ノイズを減少させたオーディオ信号波形を得るので
、高域における聴感特性の改善を図ることができる。
号の高域成分のみを増幅し補間をとり、入力ディジタル
信号の高域成分以外の成分のディジタル信号と共にD/
A変換し、その後、高域成分を抑制することにより、量
子化ノイズを減少させたオーディオ信号波形を得るので
、高域における聴感特性の改善を図ることができる。
実施例
以下、本発明の実施例を図面を参照しつつ詳細に説明す
る。
る。
第1図に示した本発明によるD/A変換装置は、例えば
、オーディオ信号がディジタルデータとして記録されて
いる記録媒体であるコンパクトディスク等から音楽信号
を再生するコンパクトデイクスプレーヤに設けられるも
のである。このD/A変換装置においては、D/A変換
されるべきオーディオデータからなるディジタルオーデ
ィオ信号かプリプロセッサ1に先ず供給される。すなわ
ち、このディジタルオーディオ信号とは、コンパクトデ
ィスクより所定の手段によって読み取られて得られたデ
ィジタルで表現された音楽信号等である。
、オーディオ信号がディジタルデータとして記録されて
いる記録媒体であるコンパクトディスク等から音楽信号
を再生するコンパクトデイクスプレーヤに設けられるも
のである。このD/A変換装置においては、D/A変換
されるべきオーディオデータからなるディジタルオーデ
ィオ信号かプリプロセッサ1に先ず供給される。すなわ
ち、このディジタルオーディオ信号とは、コンパクトデ
ィスクより所定の手段によって読み取られて得られたデ
ィジタルで表現された音楽信号等である。
プリプロセッサ1はディジタル信号の高域成分のレベル
アップと補間とを行なう。その構成については後述する
。プリプロセッサ1の出力には通常のD/A変換器2か
接続されている。D/A変換器2の出力には抑制手段と
してのポストアンプ3が接続されている。ポストアンプ
3は利得制御信号に応して利得か変化する高域減衰周波
数特性を有するアンプであり、D/A変換器2から出力
されるアナログオーディオ信号の高域成分レベルを低下
させる。このアンプ3から出力されるアナログオーディ
オ信号か前述したコンパクトディスクプレーヤから出力
される音楽信号となる。
アップと補間とを行なう。その構成については後述する
。プリプロセッサ1の出力には通常のD/A変換器2か
接続されている。D/A変換器2の出力には抑制手段と
してのポストアンプ3が接続されている。ポストアンプ
3は利得制御信号に応して利得か変化する高域減衰周波
数特性を有するアンプであり、D/A変換器2から出力
されるアナログオーディオ信号の高域成分レベルを低下
させる。このアンプ3から出力されるアナログオーディ
オ信号か前述したコンパクトディスクプレーヤから出力
される音楽信号となる。
プリプロセッサ1においては、第2図に示すように入力
端子にはディジタルHPF11,12及びディジタルL
PF13か接続されている。ディジタルH,PF11.
12はディジタル信号の高域成分のみを通過させる。な
お、HPFII、12は個別に設けられているが、いず
れか1のみで兼用しても良い。LPF13はHPFII
、12が通過させるディジタル信号の高域成分以外の成
分のみを通過させる。HPFIIの出力にはディジタル
アンプ14が接続されている。ディジタルアンプ14は
所定の周波数特性でHPFIIの出力ディジタルオーデ
ィオ信号を増幅し、また利得制御信号に応じて利得か全
帯域で変化する。ディジタルアンプ14の出力には補間
回路15が接続されている。補間回路15の出力信号と
LPF13との出力信号とは加算器16によって加算さ
れる。
端子にはディジタルHPF11,12及びディジタルL
PF13か接続されている。ディジタルH,PF11.
12はディジタル信号の高域成分のみを通過させる。な
お、HPFII、12は個別に設けられているが、いず
れか1のみで兼用しても良い。LPF13はHPFII
、12が通過させるディジタル信号の高域成分以外の成
分のみを通過させる。HPFIIの出力にはディジタル
アンプ14が接続されている。ディジタルアンプ14は
所定の周波数特性でHPFIIの出力ディジタルオーデ
ィオ信号を増幅し、また利得制御信号に応じて利得か全
帯域で変化する。ディジタルアンプ14の出力には補間
回路15が接続されている。補間回路15の出力信号と
LPF13との出力信号とは加算器16によって加算さ
れる。
加算器16の出力はスイッチ回路17に接続されている
。スイッチ回路17は入力ディジタルオーディオ信号及
び加算器16の出力信号のいずれか一方の信号を切替制
御信号に応じて選択的に中継出力する。HPF12の出
力には比較器18が接続されている。
。スイッチ回路17は入力ディジタルオーディオ信号及
び加算器16の出力信号のいずれか一方の信号を切替制
御信号に応じて選択的に中継出力する。HPF12の出
力には比較器18が接続されている。
比較器18はHPF12の出力値と基準値D「とを比較
し、HPF12の出力値が基準値Dr以上のとき低レベ
ル出力を発生し、HPF12の出力値が基準値Drを下
回ると高レベル出力を発生する。比較器18の出力には
制御回路19が接続されている。制御回路19は比較器
18の出力レベルの反転に応じて上記の利得制御信号の
内容を変化させ、切替制御信号を発生又はその発生を停
止する。利得制御信号は複数ビットのディジタル信号か
らなり、ホストアンプ3及びディジタルアンプ14に供
給される。制御回路19は例えば、アップダウンカウン
タ及び遅延素子を有し、比較器18から高レベル出力が
発生すると、直ちに切替制御信号を発生しかつアップダ
ウンカウンタがアップ計数する。アップダウンカウンタ
の計数値が利得制御信号として出力されるのであり、ま
た、そのアップ計数値は第1所定時間(デイケイタイム
)で下限値から上限値に達する。比較器18から低レベ
ル出力が発生すると、遅延素子により第2所定時間(ア
タックタイム)だけ遅れて切替制御信号の発生を停止し
かつアップダウンカウンタがダウン計数する。ダウン計
数値は第2所定時間で上限値から下限値に達する。この
第1及び第2所定時間は同一の長さでも良い。
し、HPF12の出力値が基準値Dr以上のとき低レベ
ル出力を発生し、HPF12の出力値が基準値Drを下
回ると高レベル出力を発生する。比較器18の出力には
制御回路19が接続されている。制御回路19は比較器
18の出力レベルの反転に応じて上記の利得制御信号の
内容を変化させ、切替制御信号を発生又はその発生を停
止する。利得制御信号は複数ビットのディジタル信号か
らなり、ホストアンプ3及びディジタルアンプ14に供
給される。制御回路19は例えば、アップダウンカウン
タ及び遅延素子を有し、比較器18から高レベル出力が
発生すると、直ちに切替制御信号を発生しかつアップダ
ウンカウンタがアップ計数する。アップダウンカウンタ
の計数値が利得制御信号として出力されるのであり、ま
た、そのアップ計数値は第1所定時間(デイケイタイム
)で下限値から上限値に達する。比較器18から低レベ
ル出力が発生すると、遅延素子により第2所定時間(ア
タックタイム)だけ遅れて切替制御信号の発生を停止し
かつアップダウンカウンタがダウン計数する。ダウン計
数値は第2所定時間で上限値から下限値に達する。この
第1及び第2所定時間は同一の長さでも良い。
なお、ブリプロセッサ1の入出力特性は周波数によって
異なり、例えば、100Hzでは第3図(a)に示すよ
うになり、1 k)Izでは第3図(b)に示すように
なり、10kHzでは第3図(C)に示すようになる。
異なり、例えば、100Hzでは第3図(a)に示すよ
うになり、1 k)Izでは第3図(b)に示すように
なり、10kHzでは第3図(C)に示すようになる。
かかる構成においては、入力ディジタルオーディオ信号
の高域成分かHPF12によって抽出され、その高域成
分レベルが基準値Dr以上である場合には比較器18は
低レベル出力を発生する。
の高域成分かHPF12によって抽出され、その高域成
分レベルが基準値Dr以上である場合には比較器18は
低レベル出力を発生する。
この低レベルが継続している状態では入力ディジタルオ
ーディオ信号はスイッチ回路17を介してD/A変換器
2に直接供給されてアナログ信号に変換される。そのア
ナログ信号はポストアンプ3によって増幅されて本装置
から出力される。このときポストアンプ3は制御入力端
に供給される利得制御信号によって初期の周波数特性と
なっているので、D/A変換器2によって得られたアナ
ログ信号が高域成分の減衰をされることなくそのまま出
力される。
ーディオ信号はスイッチ回路17を介してD/A変換器
2に直接供給されてアナログ信号に変換される。そのア
ナログ信号はポストアンプ3によって増幅されて本装置
から出力される。このときポストアンプ3は制御入力端
に供給される利得制御信号によって初期の周波数特性と
なっているので、D/A変換器2によって得られたアナ
ログ信号が高域成分の減衰をされることなくそのまま出
力される。
HPF12によって抽出された入力ディジタルオーディ
オ信号の高域成分レベルが基準値D「を下回ると比較器
18の出力レベルは低レベルから高レベルに反転する。
オ信号の高域成分レベルが基準値D「を下回ると比較器
18の出力レベルは低レベルから高レベルに反転する。
この反転により制御回路19から切替制御信号がスイッ
チ回路17に供給され、切替制御信号に応じてスイッチ
回路17は加算器16の出力ディジタル信号を中継出力
するように切替わる。また、制御回路19から出力され
る利得制御信号が変化する。利得制御信号に応じてディ
ジタルアンプ14の利得が徐々に上昇し、ディジタルア
ンプ14によってHPFIIから出力される高域成分が
増幅される。アタックタイムを経過するとディジタルア
ンプ14の利得の上昇は停止して一定の利得が維持され
る。ディジタルアンプ14の出力信号は補間回路15に
供給されて補間動作によりディジタルデータ間のデータ
が作成される。例えば、第4図(a)に示すようにディ
ジタルデータA1〜AI2が変化する場合にはディジタ
ルデータの変化状態に従って第4図(b)に黒丸で示し
た如くそのディジタルデータ間のデータを作成するので
ある。補間動作については特開平1−296714号公
報に開示されているので、ここでは更に詳述しない。補
間回路15か゛ら出力されるディジタル信号はLPF1
3からの出力信号と加算器16において加算される。加
算器16の出力信号はスイッチ回路17を介してD/A
変換器2に供給されてアナログ信号に変換される。
チ回路17に供給され、切替制御信号に応じてスイッチ
回路17は加算器16の出力ディジタル信号を中継出力
するように切替わる。また、制御回路19から出力され
る利得制御信号が変化する。利得制御信号に応じてディ
ジタルアンプ14の利得が徐々に上昇し、ディジタルア
ンプ14によってHPFIIから出力される高域成分が
増幅される。アタックタイムを経過するとディジタルア
ンプ14の利得の上昇は停止して一定の利得が維持され
る。ディジタルアンプ14の出力信号は補間回路15に
供給されて補間動作によりディジタルデータ間のデータ
が作成される。例えば、第4図(a)に示すようにディ
ジタルデータA1〜AI2が変化する場合にはディジタ
ルデータの変化状態に従って第4図(b)に黒丸で示し
た如くそのディジタルデータ間のデータを作成するので
ある。補間動作については特開平1−296714号公
報に開示されているので、ここでは更に詳述しない。補
間回路15か゛ら出力されるディジタル信号はLPF1
3からの出力信号と加算器16において加算される。加
算器16の出力信号はスイッチ回路17を介してD/A
変換器2に供給されてアナログ信号に変換される。
そのアナログ信号はポストアンプ3によって増幅されて
本装置から出力される。このときポストアンプ3は制御
入力端に供給される利得制御信号によって高域において
はディジタルアンプ14の増幅特性とは逆の減衰特性と
なり、D/A変換器2こよって得られたアナログ信号の
高域成分か減衰されて出力される。
本装置から出力される。このときポストアンプ3は制御
入力端に供給される利得制御信号によって高域において
はディジタルアンプ14の増幅特性とは逆の減衰特性と
なり、D/A変換器2こよって得られたアナログ信号の
高域成分か減衰されて出力される。
HPF、12によって抽出された入力ディジタルオーデ
ィオ信号の高域成分レベルか基準値Drを上回ると比較
器18の出力レベルは高レベルから低レベルに反転する
。この反転により制御回路19から出力される利得制御
信号が変化する。利得制御信号に応じてディジタルアン
プ14の利得か徐々に低下し、HPFllから出力され
る高域成分のディジタルアンプ14による増幅が徐々に
減少する。また、反転からデイケイタイムか経過すると
制御回路19からの切替制御信号の発生が停止し、スイ
ッチ回路17は入力ディジタルオーディオ信号をそのま
ま中継出力するように切替わる。
ィオ信号の高域成分レベルか基準値Drを上回ると比較
器18の出力レベルは高レベルから低レベルに反転する
。この反転により制御回路19から出力される利得制御
信号が変化する。利得制御信号に応じてディジタルアン
プ14の利得か徐々に低下し、HPFllから出力され
る高域成分のディジタルアンプ14による増幅が徐々に
減少する。また、反転からデイケイタイムか経過すると
制御回路19からの切替制御信号の発生が停止し、スイ
ッチ回路17は入力ディジタルオーディオ信号をそのま
ま中継出力するように切替わる。
よって、第13図に示したサイン波はディジタルデータ
のLSBの変化があるたけであったか、プリプロセッサ
1において例えば、第5図に示すような波形にレヘル変
換か行なわれ、実際のサイン波にほぼ等しい波形のディ
ジタルデータが得られるのである。
のLSBの変化があるたけであったか、プリプロセッサ
1において例えば、第5図に示すような波形にレヘル変
換か行なわれ、実際のサイン波にほぼ等しい波形のディ
ジタルデータが得られるのである。
上記したアタックタイムとデイケイタイムとはオーディ
オ信号波形上で示すと第6図の如くである。すなわち、
オーディオ信号レベルが基準値Drより小さくなるとア
タックタイムとなり、このアタックタイムでは徐々に高
域成分レベルが上昇される。アタックタイムが経過する
と高域成分レベルの増幅利得は一定となる。その後、オ
ーディオ信号レベルか基準値Dr以上になるとデイケイ
タイムとなり、このデイケイタイムでは徐々に高域成分
レベルか減少される。デイケイタイムが経過すると高域
成分レベル制御は停止される。
オ信号波形上で示すと第6図の如くである。すなわち、
オーディオ信号レベルが基準値Drより小さくなるとア
タックタイムとなり、このアタックタイムでは徐々に高
域成分レベルが上昇される。アタックタイムが経過する
と高域成分レベルの増幅利得は一定となる。その後、オ
ーディオ信号レベルか基準値Dr以上になるとデイケイ
タイムとなり、このデイケイタイムでは徐々に高域成分
レベルか減少される。デイケイタイムが経過すると高域
成分レベル制御は停止される。
なお、オーディオ信号レベルか基準値Drより小さくな
っても、又はオーディオ信号レベルか基準値Dr以上に
なっても、その状態が所定時間継続しなければ高域成分
レベルの上昇や減少等の制御は行なわれない。この所定
時間はアタックタイム、デイケイタイムに含まれるが、
アタックタイム及びデイケイタイム共に同一時間である
必要はない。
っても、又はオーディオ信号レベルか基準値Dr以上に
なっても、その状態が所定時間継続しなければ高域成分
レベルの上昇や減少等の制御は行なわれない。この所定
時間はアタックタイム、デイケイタイムに含まれるが、
アタックタイム及びデイケイタイム共に同一時間である
必要はない。
二のように、本発明による装置によれば、第7図に示す
ように楽音音響エネルギーの周波数分布特性は、高域成
分か基準値Drより小となると、アタックタイムにより
高域では破線の特性から実線の特性へ向って変動するこ
ととなり、アタックタイムを経過すると実線の特性とな
る。高域成分が基準値Dr以上となると、デイケイタイ
ムにより高域では実線の特性から破線の特性へ向って変
動し、デイケイタイムを経過すると破線の特性に戻る。
ように楽音音響エネルギーの周波数分布特性は、高域成
分か基準値Drより小となると、アタックタイムにより
高域では破線の特性から実線の特性へ向って変動するこ
ととなり、アタックタイムを経過すると実線の特性とな
る。高域成分が基準値Dr以上となると、デイケイタイ
ムにより高域では実線の特性から破線の特性へ向って変
動し、デイケイタイムを経過すると破線の特性に戻る。
なお、上記した実施例においては、アタックタイム及び
デイケイタイムの各期間には高域成分の増幅利得を徐々
に変化させているか、アタックタイム及びデイケイタイ
ムの経過後に直ちに所望の増幅利得に直ちに変化させて
も良いのである。
デイケイタイムの各期間には高域成分の増幅利得を徐々
に変化させているか、アタックタイム及びデイケイタイ
ムの経過後に直ちに所望の増幅利得に直ちに変化させて
も良いのである。
また、抑制手段としては上記したポストアンプ3に限ら
ない。例えば、第8図に示すように抵抗25.26及び
コンデンサ27からなる低音ブースト回路を用いて第9
図に示すような周波数特性を得るものであっても良い。
ない。例えば、第8図に示すように抵抗25.26及び
コンデンサ27からなる低音ブースト回路を用いて第9
図に示すような周波数特性を得るものであっても良い。
第10図はプリプロセッサ1の他の構成を示している。
このプリプロセッサ1においては、HPF12の出力に
は2つの比較器21.22か接続されている。比較器2
1はHPF12の出力値と第1基準値D r 1 とを
比較し、HPF12の出力値が第1基準値Dr1以上の
とき低レベル出力を発生し、I(PF12の出力値が第
1基準値D r 1を下回ると高レベル出力を発生する
。比較器22はHPF12の出力値と第2基準値Dr2
とを比較し、HPF12の出力値か第1基準値Dr1以
上のとき低レベル出力を発生し、HPF12の出力値が
第2基準値Dr2を下回ると高レベル出力を発生する。
は2つの比較器21.22か接続されている。比較器2
1はHPF12の出力値と第1基準値D r 1 とを
比較し、HPF12の出力値が第1基準値Dr1以上の
とき低レベル出力を発生し、I(PF12の出力値が第
1基準値D r 1を下回ると高レベル出力を発生する
。比較器22はHPF12の出力値と第2基準値Dr2
とを比較し、HPF12の出力値か第1基準値Dr1以
上のとき低レベル出力を発生し、HPF12の出力値が
第2基準値Dr2を下回ると高レベル出力を発生する。
第1基準値Dr1は第2基準値Dr2より大である。比
較器21の出力は制御回路19に接続され、制御回路1
9は比較器21の出力レベルの反転に応じて上記の利得
制御信号及び切替制御信号を発生する。比較器22の8
力はディジタルアンプ14に接続されている。この実施
例においてディジタルアンプ14は2つの異なる周波数
特性を有し、比較器22が低レベル出力であるとき一方
の周波数特性を用いて入力ディジタル信号を利得制御信
号で定まる利得で増幅し、高レベル出力であるとき他方
の周波数特性を用いて入力ディジタル信号を利得制御信
号で定まる利得で増幅するのである。その他の構成及び
動作は上記した第2図の回路の場合と同様である。なお
、比較器22の出力レベルに応じてポストアンプ3の周
波数特性を変化させても良い。
較器21の出力は制御回路19に接続され、制御回路1
9は比較器21の出力レベルの反転に応じて上記の利得
制御信号及び切替制御信号を発生する。比較器22の8
力はディジタルアンプ14に接続されている。この実施
例においてディジタルアンプ14は2つの異なる周波数
特性を有し、比較器22が低レベル出力であるとき一方
の周波数特性を用いて入力ディジタル信号を利得制御信
号で定まる利得で増幅し、高レベル出力であるとき他方
の周波数特性を用いて入力ディジタル信号を利得制御信
号で定まる利得で増幅するのである。その他の構成及び
動作は上記した第2図の回路の場合と同様である。なお
、比較器22の出力レベルに応じてポストアンプ3の周
波数特性を変化させても良い。
また、上記した各実施例においては、HPF及びLPF
によってディジタル信号の高域成分とそれ以外の成分と
を分離しているが、これに限らない。例えば、第11図
に示すように変化するディジルタ信号のデータ列におい
て、連続する2つのデータnとデータn+1との差か所
定値Δより大であるときをディジタル信号の高域成分と
判別していも良い。
によってディジタル信号の高域成分とそれ以外の成分と
を分離しているが、これに限らない。例えば、第11図
に示すように変化するディジルタ信号のデータ列におい
て、連続する2つのデータnとデータn+1との差か所
定値Δより大であるときをディジタル信号の高域成分と
判別していも良い。
更に、プリプロセッサ1をDSP (ディジタル信号プ
ロセッサ)によって構成しても良い。この場合、DSP
の動作は第12図に示すように入力ディジタル信号デー
タをその前回データとの差が所定値Δより大であるか否
かを判別しくステップS1)、データ差か所定値Δ以下
ならば、そのまま次の処理(例えば、出力処理)に進み
、データ差が所定値Δより大ならば、ゲインアップ及び
補間処理を行ない(ステップS2)、そして次の処理に
進むように行なわれる。
ロセッサ)によって構成しても良い。この場合、DSP
の動作は第12図に示すように入力ディジタル信号デー
タをその前回データとの差が所定値Δより大であるか否
かを判別しくステップS1)、データ差か所定値Δ以下
ならば、そのまま次の処理(例えば、出力処理)に進み
、データ差が所定値Δより大ならば、ゲインアップ及び
補間処理を行ない(ステップS2)、そして次の処理に
進むように行なわれる。
発明の効果
以上の如く、本発明のD/A変換装置においては、入力
ディジタル信号の高域成分のみか増幅補間手段によって
増幅されかつその補間がとられ、高域成分以外の成分と
共にアナログ信号に変換された後、そのアナログ信号の
高域成分を抑制することが行なわれる。よって、ディジ
タル信号中の高域において相対的に大となっている量子
化ノイズを減少させることができ、高域における聴感特
性の改善を図ることができる。また、本発明によれば、
通常、構成が複雑で規模も大きい補間回路が高域部分に
のみ補間をとるものであるので、その構成規模が小さい
故、IC化も容易である。
ディジタル信号の高域成分のみか増幅補間手段によって
増幅されかつその補間がとられ、高域成分以外の成分と
共にアナログ信号に変換された後、そのアナログ信号の
高域成分を抑制することが行なわれる。よって、ディジ
タル信号中の高域において相対的に大となっている量子
化ノイズを減少させることができ、高域における聴感特
性の改善を図ることができる。また、本発明によれば、
通常、構成が複雑で規模も大きい補間回路が高域部分に
のみ補間をとるものであるので、その構成規模が小さい
故、IC化も容易である。
また、本発明によるD/A変換装置は、前述したコンパ
クトディスクプレーヤだけでなく、DAT(ディジタル
オーディオチーブ)プレーヤ等のディジタル信号からア
ナログ信号への変換処理を必要とする装置全般において
使用可能である。
クトディスクプレーヤだけでなく、DAT(ディジタル
オーディオチーブ)プレーヤ等のディジタル信号からア
ナログ信号への変換処理を必要とする装置全般において
使用可能である。
第1図は本発明の実施例を示すブロック図、第2図は第
1図の装置中のプリプロセッサの具体的構成を示すブロ
ック図、第3図(a)ないしくC)はプリプロセッサの
各周波数の入出力特性を示す図、第4図(a)及び(b
)は補間動作について示す図、第5図はプリプロセッサ
において得られるディジタルデータを示す図、第6図は
アタックタイム及びデイケイタイムを示す図、第7図は
音響エネルギーの周波数分布特性を示す図、第8図は抑
制手段としての低音ブースト回路を示す回路図、第9図
は第8図の回路の周波数特性を示す図、第10図はプリ
プロセッサの他の具体的構成を示すブロック図、第11
図は高域成分を示すディジタル信号データの判別方法を
説明するための図、第12図はDSPの動作を示すフロ
ー図、第13図は微小レベルの高域成分によるサイン波
をデイデータとして示す図である。 主要部分の符号の説明 1・・プリプロセッサ 2・・・D/A変換器 3・・・ポストアンプ 11.12・・・ディジタルHPF 13・・・ディジタルLPF 14・・・ディジタルアンプ 〕5・・補間回路 16・・加算器 17・・・スイッチ回路 18.21.22・・・比較器 19・・・制御回路 ジタル
1図の装置中のプリプロセッサの具体的構成を示すブロ
ック図、第3図(a)ないしくC)はプリプロセッサの
各周波数の入出力特性を示す図、第4図(a)及び(b
)は補間動作について示す図、第5図はプリプロセッサ
において得られるディジタルデータを示す図、第6図は
アタックタイム及びデイケイタイムを示す図、第7図は
音響エネルギーの周波数分布特性を示す図、第8図は抑
制手段としての低音ブースト回路を示す回路図、第9図
は第8図の回路の周波数特性を示す図、第10図はプリ
プロセッサの他の具体的構成を示すブロック図、第11
図は高域成分を示すディジタル信号データの判別方法を
説明するための図、第12図はDSPの動作を示すフロ
ー図、第13図は微小レベルの高域成分によるサイン波
をデイデータとして示す図である。 主要部分の符号の説明 1・・プリプロセッサ 2・・・D/A変換器 3・・・ポストアンプ 11.12・・・ディジタルHPF 13・・・ディジタルLPF 14・・・ディジタルアンプ 〕5・・補間回路 16・・加算器 17・・・スイッチ回路 18.21.22・・・比較器 19・・・制御回路 ジタル
Claims (4)
- (1)入力ディジタル信号の高域成分のみを増幅し補間
をとって前記高域成分以外の成分と共に出力する高域増
幅補間手段と、前記高域増幅補間手段の出力ディジタル
信号をアナログ信号に変換するD/A変換手段と、前記
アナログ信号の高域成分を抑制する抑制手段とからなる
ことを特徴とするD/A変換装置。 - (2)前記高域増幅補間手段は増幅率を前記入力ディジ
タル信号の高域成分レベルが基準値を下回ったとき徐々
に増大させ前記入力ディジタル信号の高域成分レベルが
前記基準値を上回ったとき徐々に減少させ、前記抑制手
段は抑制率を前記入力ディジタル信号の高域成分レベル
が基準値を下回ったとき徐々に増大させ前記入力ディジ
タル信号の高域成分レベルが前記基準値を上回ったとき
徐々に減少させることを特徴とする請求項1記載のD/
A変換装置。 - (3)前記高域増幅補間手段は前記入力ディジタル信号
の高域成分レベルに応じて周波数特性を変化させ、前記
抑制手段は前記入力ディジタル信号の高域成分レベルに
応じて周波数特性を変化させることを特徴とする請求項
1記載のD/A変換装置。 - (4)前記入力ディジタル信号はディジタルデータが記
録された記録媒体から再生して得られる再生ディジタル
信号であって、前記抑制手段からの出力は前記再生ディ
ジタル信号をD/A変換して得られたオーディオ信号で
あることを特徴とする請求項1記載のD/A変換装置。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2275705A JPH04150617A (ja) | 1990-10-15 | 1990-10-15 | D/a変換装置 |
US07/765,733 US5157396A (en) | 1990-10-15 | 1991-09-26 | D/a conversion apparatus |
EP19910308960 EP0481626A3 (en) | 1990-10-15 | 1991-09-30 | D/a conversion apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2275705A JPH04150617A (ja) | 1990-10-15 | 1990-10-15 | D/a変換装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04150617A true JPH04150617A (ja) | 1992-05-25 |
Family
ID=17559220
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2275705A Pending JPH04150617A (ja) | 1990-10-15 | 1990-10-15 | D/a変換装置 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5157396A (ja) |
EP (1) | EP0481626A3 (ja) |
JP (1) | JPH04150617A (ja) |
Families Citing this family (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5388221A (en) * | 1992-05-05 | 1995-02-07 | Meitner; Edmund | Adaptive digital audio interpolation system |
US5313205A (en) * | 1993-04-06 | 1994-05-17 | Analog Devices, Inc. | Method for varying the interpolation ratio of a digital oversampling digital-to-analog converter system and apparatus therefor |
JP3520554B2 (ja) * | 1994-03-11 | 2004-04-19 | ヤマハ株式会社 | ディジタルデータ再生方法及び装置 |
GB2299228B (en) * | 1995-03-13 | 1998-08-05 | Yamamura Churchill Limited | A digital to analogue converter |
DE19722702B4 (de) * | 1997-05-30 | 2006-05-18 | Red Chip Company Ltd. | Digitale Signalverarbeitungsschaltung |
FR2941339B1 (fr) * | 2009-01-19 | 2011-02-18 | Spidcom Technologies | Procede et dispositif de reduction du bruit de quantification pour la transmission d'un signal multiporteuse |
US9934788B2 (en) | 2016-08-01 | 2018-04-03 | Bose Corporation | Reducing codec noise in acoustic devices |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4542369A (en) * | 1982-08-19 | 1985-09-17 | Victor Company Of Japan, Ltd. | Digital-to-analog converting device |
DE3341628A1 (de) * | 1983-11-17 | 1985-05-30 | Polygram Gmbh, 2000 Hamburg | Geraeteanordnung zur fehlerermittlung bei plattenfoermigen informationstraegern |
JPS6439122A (en) * | 1987-08-05 | 1989-02-09 | Toshiba Corp | Digital data demodulating circuit |
-
1990
- 1990-10-15 JP JP2275705A patent/JPH04150617A/ja active Pending
-
1991
- 1991-09-26 US US07/765,733 patent/US5157396A/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-09-30 EP EP19910308960 patent/EP0481626A3/en not_active Withdrawn
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US5157396A (en) | 1992-10-20 |
EP0481626A2 (en) | 1992-04-22 |
EP0481626A3 (en) | 1993-04-21 |
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