JPH04150521A - Impedance binarization circuit - Google Patents
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、インピーダンス二値化回路に関する。[Detailed description of the invention] [Industrial application field] The present invention relates to an impedance binarization circuit.
本発明のインピーダンス二値化回路はたとえば、レベル
センサ、タッチセンサ、断線センサなどのアナログ信号
電圧を二値化するのに用いることができる。The impedance binarization circuit of the present invention can be used, for example, to binarize analog signal voltages of level sensors, touch sensors, disconnection sensors, and the like.
［従来の技術］
従来のインピーダンス二値化回路は、一般にオペアンプ
を用い、その参照電圧入力端に一定の参照電圧を印加し
、その信号電圧入力端に信号電圧を入れて二値化してい
る。したがって、インピーダンス変化は信号電圧変化に
変換した後、このインピーダンス二値化回路により二値
化される例えば、従来のレベルセンサにより液位を検出
する場合、一対の電極棒間の抵抗（インピーダンス）を
電圧変換し、この電圧値（アナログ信号電圧）を１個の
コンパレータで一定の参照電圧と比較して、二値化して
いる。[Prior Art] A conventional impedance binarization circuit generally uses an operational amplifier, applies a constant reference voltage to its reference voltage input terminal, and inputs a signal voltage to its signal voltage input terminal for binarization. Therefore, impedance changes are converted into signal voltage changes and then binarized by this impedance binarization circuit.For example, when detecting a liquid level with a conventional level sensor, the resistance (impedance) between a pair of electrode rods is The voltage is converted, and this voltage value (analog signal voltage) is compared with a constant reference voltage using one comparator, and then binarized.
［発明が解決しようとする課題］
しかしながら上記した従来のインピーダンス二値化回路
では、たとえば液面が電極棒の下端すれすれの状態であ
る場合などにおいて、液面が波動したりして出力がふら
ついたり誤動作する場合がある。[Problems to be Solved by the Invention] However, in the conventional impedance binarization circuit described above, the output may fluctuate due to fluctuations in the liquid level, for example, when the liquid level is barely touching the bottom end of the electrode rod. It may malfunction.
特に、この問題は検出感度を向上すればするほど、頻繁
に発生する。In particular, this problem occurs more frequently as the detection sensitivity is improved.
本発明は、このような問題に鑑みなされたものであり、
検出感度を低下することなく、安定動作が可能なインピ
ーダンス二値化回路を提供することをその目的とするも
のである。The present invention was made in view of such problems,
The object of the present invention is to provide an impedance binarization circuit that can operate stably without reducing detection sensitivity.
［課題を解決するための手段］
本発明のインピーダンス二値化回路は、二値化すべきイ
ンピーダンスに対応する信号電圧と所定の第１参照電圧
とを比較して増幅する第１比較増幅部と、該第１比較増
幅部の出力電圧を遅延するローパスフィルタと、該ロー
パスフィルタの出力電圧と所定の第２参照電圧とを比較
して増幅する第２比較増幅部と、前記第１比較増幅部の
出力電圧変化に追従して前記第２参照電圧を推移させる
入力電圧推移部とを備えることを特徴としている。[Means for Solving the Problems] The impedance binarization circuit of the present invention includes a first comparison amplification section that compares and amplifies a signal voltage corresponding to the impedance to be binarized with a predetermined first reference voltage; a low-pass filter that delays the output voltage of the first comparison and amplification section; a second comparison and amplification section that compares and amplifies the output voltage of the low-pass filter with a predetermined second reference voltage; It is characterized by comprising an input voltage transition section that changes the second reference voltage in accordance with changes in the output voltage.
［作用及び発明の効果コ
本発明のインピーダンス二値化回路では、ローパスフィ
ルタが第１比較増幅部からの出力電圧を遅延し、かつ、
その高域成分を減衰させ、第２比較増幅部の信号入力端
に遅延信号電圧を送る。入力電圧推移部は第１比較増幅
部の第２参照電圧を第１比較増幅部からの出力電圧変化
に追従して変化させる。[Operations and Effects of the Invention] In the impedance binarization circuit of the present invention, the low-pass filter delays the output voltage from the first comparison amplifier section, and
The high frequency component is attenuated and the delayed signal voltage is sent to the signal input terminal of the second comparison amplification section. The input voltage transition section changes the second reference voltage of the first comparison and amplification section to follow changes in the output voltage from the first comparison and amplification section.
このようにすると、被検出インピーダンスが短時間だけ
変化して第１比較増幅部の出力が短時間だけ反転しても
、ローパスフィルタの高域遮断遅延出力はこの短時間の
間に第２比較増幅部を反転させるだけ変化し得ず、結局
、被検出インピーダンスの短時間変化、例えばレベルセ
ンサにおける液面のゆれなどによる比較出力のふらつき
（ハンチング）を防止することができる。In this way, even if the impedance to be detected changes for a short time and the output of the first comparison amplifier section is reversed for a short time, the high-frequency cut-off delay output of the low-pass filter will change to the second comparison amplifier during this short time. As a result, it is possible to prevent fluctuations (hunting) in the comparative output due to short-term changes in the impedance to be detected, such as fluctuations in the liquid level in the level sensor.
［実施例］
（第１実施例）
本発明のインピーダンス二値化回路の一実施例を、図面
により説明する。[Example] (First Example) An example of the impedance binarization circuit of the present invention will be described with reference to the drawings.
このインピーダンス二値化回路は、被測定槽１００内の
水（導電性液体）の高低レベル検出に応用され、この被
測定槽１００に下垂された一対の電極棒２００．３００
の一方は接地され、他方は第１比較増幅部１の信号入力
端（同相入力端）である十入力端に接続される。This impedance binarization circuit is applied to detect the high and low levels of water (conductive liquid) in the tank 100 to be measured.
One of them is grounded, and the other is connected to the signal input terminal (in-phase input terminal) of the first comparison amplification section 1.
このインピーダンス二値化回路は、電極棒２゜Ｏから入
力する信号電圧ｖ１と所定の第１参照電圧Ｖｒｌとを比
較し増幅する第１比較増幅部１と、自己の入力端電位の
変化に追従する電位変化を第１比較増幅部１の両入力端
に加える第１入力端子推移部５と、第１比較増幅部１の
出力電圧Ｖｍの低域成分を遅延して出力するローパスフ
ィルタ２と、ローパスフィルタ２の出力電圧ｖｎと所定
の第２参照電圧Ｖｒ２とを比較して増幅する第２比較増
幅部３と、第１比較増幅部１の出力電圧のハイレベルか
らローレベルへの電圧変化に追従する推移電圧ＶＣを発
生し、第２比較増幅部２の参照電圧入力端及び第１入力
端子推移部５の入力端に加える第２入力端子推移部４と
を備えている。This impedance binarization circuit includes a first comparison and amplification section 1 that compares and amplifies the signal voltage v1 input from the electrode rod 2°O with a predetermined first reference voltage Vrl, and a first comparison and amplification section 1 that follows changes in its own input terminal potential. a first input terminal transition unit 5 that applies a potential change to both input terminals of the first comparison and amplification unit 1; a low-pass filter 2 that delays and outputs the low-frequency component of the output voltage Vm of the first comparison and amplification unit 1; A second comparison amplifier section 3 compares and amplifies the output voltage vn of the low-pass filter 2 with a predetermined second reference voltage Vr2, and a second comparison amplifier section 3 that compares and amplifies the output voltage vn of the low-pass filter 2 with a predetermined second reference voltage Vr2, and The second input terminal transition section 4 generates a following transition voltage VC and applies it to the reference voltage input terminal of the second comparison and amplification section 2 and the input terminal of the first input terminal transition section 5.
まず、第１入力端子推移部５について説明する。First, the first input terminal transition section 5 will be explained.
エミッタ抵抗ｒ１、ＰＮＰトランジスタＴ１、コレクタ
抵抗ｒ６からなる回路が設けられており、そのエミッタ
は分圧抵抗ｒ２、ｒ３を通じて第１比較増幅部１の十入
力端に接続され、そのベースは直接にその一入力端に接
続される。また、ベースは抵抗ｒ４を介して抵抗ｒ２、
ｒ３の接続節点Ｐに接続される。帰還部４の出力端は、
トランジスタＴ１のコレクタに接続されるとともに、抵
抗ｒ５を介して第１比較増幅部１の一入力端に接続され
る。A circuit consisting of an emitter resistor r1, a PNP transistor T1, and a collector resistor r6 is provided, and its emitter is connected to the input terminal of the first comparator and amplifier section 1 through voltage dividing resistors r2 and r3, and its base is directly connected to the input terminal of the first comparison amplifier section 1. Connected to one input terminal. In addition, the base is connected to resistor r2 via resistor r4,
It is connected to the connection node P of r3. The output end of the feedback section 4 is
It is connected to the collector of the transistor T1, and also to one input terminal of the first comparison amplification section 1 via a resistor r5.
第１比較増幅部１及び第２比較増幅部３は、通常のオペ
アンプからなり、抵抗Ｒ乙は第１比較増幅部１の負荷抵
抗である。The first comparative amplifier section 1 and the second comparative amplifier section 3 are composed of ordinary operational amplifiers, and the resistor R is a load resistance of the first comparative amplifier section 1.
第２入力端子推移部４は、ダイオードＤ１と抵抗ｒ７の
直列接続回路からなり、ダイオードＤ１のカソードは第
１比較増幅部１の出力節点ｍに接続されている。The second input terminal transition section 4 consists of a series connection circuit of a diode D1 and a resistor r7, and the cathode of the diode D1 is connected to the output node m of the first comparison amplification section 1.
ローパスフィルタ２は、直列接続された抵抗ｒ８、ｒ９
と、両者の接続節点及び高電位電源ＶＣＣを接続するコ
ンデンサＣとからなるローパスフィルタであって、更に
抵抗ｒ８と並列に接続されたダイオードＤ２を有してい
る。The low-pass filter 2 includes resistors r8 and r9 connected in series.
and a capacitor C that connects the connection node between the two and the high potential power supply VCC, and further includes a diode D2 connected in parallel with a resistor r8.
以下、この装置の動作を第２図を参照して説明する。The operation of this device will be explained below with reference to FIG.
時点ｔ１において、両電極棒２００．３００は水に浸漬
されておらず、画電極棒間の抵抗ＲＸは極めて大きいと
する。この状態では、抵抗ｒ１、ｒ２、ｒ４、ｒ５、ｒ
６にだけ電流が流れ、Ｐ点の電圧はＶｉにほぼ等しい。Assume that at time t1, both electrode rods 200 and 300 are not immersed in water, and the resistance RX between the image electrode rods is extremely large. In this state, the resistors r1, r2, r4, r5, r
6, and the voltage at point P is approximately equal to Vi.
ここでは、説明を簡単とするためにｒ２＝ｒ４くもちろ
ん、他の設定も可能である）とする。Here, in order to simplify the explanation, it is assumed that r2=r4 (of course, other settings are also possible).
本実施例では、各抵抗値を設定して、エミッタ電圧Ｖｅ
＝１４．６Ｖ、Ｐ点ｔｉＪＩＶＤ＝１４．３Ｖ、ベース
電圧＝参照電圧Ｖｒｌ＝１４．ＯＶとなるようにする。In this example, by setting each resistance value, the emitter voltage Ve
= 14.6V, P point tiJIVD = 14.3V, base voltage = reference voltage Vrl = 14. Make it OV.
トランジスタＴ１のエミッタ／ベース間の順バイアス電
圧は０．６Ｖであり、エミッタにはエミッタ電流がコレ
クタにはコレクタ電流が流れている。すなわち、ｒ２、
ｒ４にはそれぞれ０．３Ｖがかかり、Ｖｉ−ｖｒｉ＝ｏ
、３Ｖとなり、信号電圧ｖ；＝１４．３Ｖ、第１比較増
幅部１の出力電圧■ｍはハイレベル（ここでは、２０Ｖ
）になり、ダイオードＤ１はカットオフする。The forward bias voltage between the emitter and base of the transistor T1 is 0.6V, and an emitter current flows through the emitter and a collector current flows through the collector. That is, r2,
0.3V is applied to each r4, and Vi-vri=o
, 3V, the signal voltage v; = 14.3V, and the output voltage m of the first comparison and amplification section 1 is at a high level (here, 20V
), and the diode D1 is cut off.
Ｖｍがハイレベルであるので、ダイオードＤ２はカット
オフし、ハイレベルな出力電圧ｖｍはコンデンサＣ１を
充電し、第２比較増幅部３の信号入力端（十入力端）の
電位ｙｎはハイレベルとなっている。Since Vm is at a high level, the diode D2 is cut off, the high level output voltage vm charges the capacitor C1, and the potential yn at the signal input terminal (ten input terminal) of the second comparison amplifier section 3 becomes a high level. It has become.
次に、時点ｔ２において、両電極棒２００．３００間は
水に浸漬され、抵抗ＲＸがある一定値に減少した瞬間を
説明する。Next, at time t2, the space between both electrode rods 200 and 300 is immersed in water, and the moment when the resistance RX decreases to a certain constant value will be described.
この状態において、入力電圧推移部５は大きな信号電圧
Ｖｉ （１４，３Ｖ）８両電極棒２００．３００間に印
加しており、大きな信号電流Ｉｂ（＝Ｖｐ／ＲＸ）が流
れ、そのために抵抗ｒ２、ｒ４よりも相対的に高抵抗で
ある抵抗ｒ３の電圧降下ΔＶ＝ＩｂＸｒ３は大きな値と
なる。In this state, the input voltage transition section 5 applies a large signal voltage Vi (14,3V) 8 between both electrodes 200 and 300, and a large signal current Ib (=Vp/RX) flows, so that the resistance r2 , the voltage drop ΔV=IbXr3 of resistor r3, which has a relatively higher resistance than r4, has a large value.
その結果、第１比較増幅部１の十入力端に加わる信号電
圧Ｖｉは、大体ΔＶだけ低下する。As a result, the signal voltage Vi applied to the input terminal of the first comparison amplification section 1 decreases by approximately ΔV.
同時に、この実施例では抵抗ｒ２から抵抗ｒ４に流れて
いた電流が抵抗ｒ３に吸収されるために、その分、抵抗
ｒ４の電圧降下が減り、その結果として第１比較増幅部
１の一入力端の参照電圧Ｖｒ１が上昇する。このｖｉ低
下時におけるＶｒｌの上昇は、第１比較増幅部１の出力
反転を急激化し、この切替を素早し、切替わりの瞬間に
おける出力ハンチングを防止する。At the same time, in this embodiment, since the current flowing from the resistor r2 to the resistor r4 is absorbed by the resistor r3, the voltage drop across the resistor r4 is reduced by that amount, and as a result, one input terminal of the first comparison amplifier section 1 The reference voltage Vr1 of increases. This increase in Vrl when vi decreases sharpens the output reversal of the first comparison amplification section 1, speeds up this switching, and prevents output hunting at the moment of switching.
更に、Ｖｉ＜Ｖｒｌとなると、第１比較増幅部１の出力
電圧■ｍはローレベルとなり、その結果、Ｄｌが導通し
、Ｖｃは大幅に低下する（正確には、Ｄｌの導通電流を
Ｉｄとすれば、ＶＣ＝■ｍ＋■ｄｘｒ７＋ｏ、６Ｖ （
ダイオードの電圧降下）となる。このＶｃの低下により
Ｖｒｌが低下するが、Ｖｒｌに連動してＶｉも低下する
。Furthermore, when Vi<Vrl, the output voltage m of the first comparator amplifier 1 becomes low level, and as a result, Dl becomes conductive and Vc decreases significantly (more precisely, the conduction current of Dl is equal to Id). Then, VC=■m+■dxr7+o, 6V (
diode voltage drop). Although Vrl decreases due to this decrease in Vc, Vi also decreases in conjunction with Vrl.
Ｖｃの低下によりＶＣに等しい第２比較増幅部３の参照
電圧Ｖｒ２が低下する。Due to the decrease in Vc, the reference voltage Vr2 of the second comparison and amplification section 3, which is equal to VC, decreases.
一方、Ｖｍの低下により、ダイオードＤ２はｍ点に放電
し、その結果、電位Ｖｎはローレベルに変化する。On the other hand, due to the decrease in Vm, the diode D2 discharges to point m, and as a result, the potential Vn changes to a low level.
次に、時点ｔ４において、再び両電極棒２００．３００
より水位が低下した瞬間を説明する。Next, at time t4, both electrode rods 200 and 300
Describe the moment when the water level dropped further.
抵抗ＲＸの急増により信号電流Ｉｂ（＝Ｖｐ／Ｒｘ）が
減少し、そのために信号電圧Ｖｉ＝Ｖｐ−）ｂＸｒ３が
増加する。また、信号電流Ｉｂの減少により、抵抗ｒ４
を流れる電流が増加し、そのために第１比較増幅部１の
一入力端の参照電圧Ｖｒ１が低下する。Due to the sudden increase in resistance RX, signal current Ib (=Vp/Rx) decreases, and therefore signal voltage Vi=Vp-)bXr3 increases. Also, due to the decrease in the signal current Ib, the resistance r4
The current flowing through increases, and as a result, the reference voltage Vr1 at one input terminal of the first comparison and amplification section 1 decreases.
これらの結果、短時間でＶｉｔｆｉＶｒｌより大きくな
り、第１比較増幅部１の出力電圧ｖｍはハイレベルにな
る。Ｖｍがハイレベルとなると、ダイオードＤ１がカッ
トオフし、このカットオフによりトランジスタＴ１及び
抵抗ｒ５から抵抗ｒ６からの電流は抵抗ｒ７を通じて吸
収されずに、全て抵抗ｒ６に流れ、その結果、コレクタ
電位、ベース電位が上昇する。この上昇により、第１比
較増幅部１の入出力状態は時点ｔ１の状態に復帰する。As a result, the voltage becomes larger than VitfiVrl in a short time, and the output voltage vm of the first comparison amplification section 1 becomes high level. When Vm becomes high level, the diode D1 is cut off, and due to this cutoff, the current from the transistor T1 and the resistor r5 to the resistor r6 is not absorbed through the resistor r7, but all flows to the resistor r6, and as a result, the collector potential, Base potential increases. Due to this rise, the input/output state of the first comparison amplification section 1 returns to the state at time t1.
また、ＶＣの上昇によりＶＣに等しい第２比較増幅部３
の参照電圧Ｖｒ２が直ちに上昇する。Also, due to the increase in VC, the second comparison amplification section 3 equal to VC
The reference voltage Vr2 immediately rises.
一方、ｖｍの上昇により、ダイオードＤ２はカットオフ
し、コンデンサＣは抵抗ｒ８を通じてＶｍにより充電さ
れる。その結果、電位ｖｎは緩かにハイレベルに変化す
る。On the other hand, due to the rise in vm, diode D2 is cut off, and capacitor C is charged by Vm through resistor r8. As a result, the potential vn gradually changes to a high level.
ここで重要なことは、ｖｎの上昇に先立って■ｒ２が先
行して上昇するので、この過渡状態において、実質的な
両者の電位差が大きくされていることである。What is important here is that since r2 rises in advance of the rise of vn, the substantial potential difference between the two is increased in this transient state.
このようにすると、この過渡時において液面の変動など
で短時間の間だけＶｍが反転しても（すなわち、Ｖｍが
ローレベルからハイレベルに反転して直ぐにまたローレ
ベルに再び反転しても〉、ローパスフィルタ２により遅
延されかつ高域遮断された信号電圧ｖｎは、上昇したＶ
ｒ２を越えるに至らず、この短期間の出力反転を無視す
ることができる。By doing this, even if Vm reverses for a short period of time due to fluctuations in the liquid level during this transient period (i.e., even if Vm reverses from low level to high level and then immediately reverses back to low level, >, the signal voltage vn delayed and high-frequency cut off by the low-pass filter 2 is increased by the increased V
This short-term output reversal can be ignored without exceeding r2.
ｖｍが短期間だけ出力反転した場合の電圧変化を第５図
に示す。FIG. 5 shows the voltage change when the output of vm is inverted for a short period of time.
なおｙｍが再びローレベルとなる期間におけるＶｎの電
位低下が早いのは、ダイオードＤ２が存在するためでお
り、この急速なりｎの電位低下により、ｖｎが■より高
くなって第２比較増幅部３が出力反転する危険が防止さ
れる。The reason why the potential of Vn decreases quickly during the period when ym becomes low level again is due to the presence of the diode D2, and due to this rapid potential decrease of n, vn becomes higher than ■, and the second comparison amplifier section 3 The danger of output reversal is prevented.
また更に本実施例では、電極棒２００．３００間が遮断
されている場合に電極間に高い信号電圧ｖ１を印加し、
電極棒２００．３００間が導通する時に信号電圧Ｖｉを
低下させているので、次の効果を奏することができる。Furthermore, in this embodiment, when the electrode rods 200 and 300 are disconnected, a high signal voltage v1 is applied between the electrodes,
Since the signal voltage Vi is lowered when the electrode rods 200 and 300 are electrically connected, the following effects can be achieved.
すなわち、遮断から導通に変化する瞬間に、電極棒２０
０に大電圧が印加されているので大きな信号電流１ｂが
流れ、その結果、信号電圧Ｖｉの変化分■ｂｘｒ３が大
きくなり、検出感度が高くなる。That is, at the moment when the state changes from cutoff to conduction, the electrode rod 20
Since a large voltage is applied to 0, a large signal current 1b flows, and as a result, the change bxr3 in the signal voltage Vi becomes large, and the detection sensitivity becomes high.
そして、いったん導通が完全になされ、第１比較増幅部
１が反転した後は、電極棒２００に小電圧が印加されて
いるので小信号電流Ｉｂが流れ、その結果、信号電圧ｖ
ｉの変化分ＩｂＸｒ３が小さくなり、検出感度が抑制さ
れ、外部ノイズにより第１比較増幅部１が反転（ハンチ
ング〉しにくくなっている。Once the conduction is complete and the first comparative amplification section 1 is inverted, a small signal current Ib flows because a small voltage is applied to the electrode rod 200, and as a result, the signal voltage v
The change IbXr3 in i becomes smaller, the detection sensitivity is suppressed, and the first comparison amplification section 1 becomes less likely to be inverted (hunted) due to external noise.
また、この実施例では、常に第１比較増幅部１の入力電
圧差を例えば０．６Ｖ Ｃトランジスタの順方向エミッ
タ／ベース電圧）以下に維持できるので、すなわち、感
度調節のための信号電圧Ｖの上記レベル変化に合わせて
参照電圧Ｖｒｌの電位変化を連動させているので、第１
比較増幅部１の論理反転が素早いという効果も奏するこ
とができる。In addition, in this embodiment, the input voltage difference of the first comparison amplification section 1 can always be maintained below 0.6V (forward emitter/base voltage of a C transistor). Since the potential change of the reference voltage Vrl is linked to the above level change, the first
It is also possible to achieve the effect that the logic inversion of the comparison and amplification section 1 is quick.
ちなみに上記実施例において例えば、ｒｌは３３にオー
ム、ｒ２は１にオーム、ｒ３は１に〜１Ｍオーム、ｒ４
は３３〜１に〜オーム、ｒ５は１にオーム、ｒ６は６．
８にオーム、ｒｌは６．８にオームｒ８、ｒ９は１０に
オーム、Ｃは１μＦとすることができる。By the way, in the above embodiment, for example, rl is 33 ohms, r2 is 1 ohm, r3 is 1~1M ohm, r4
is 33~1 to ohm, r5 is 1 to ohm, r6 is 6.
8 ohms, rl can be 6.8 ohms r8, r9 can be 10 ohms, and C can be 1 μF.
（第２実施例） 本発明の他の実施例を第３図により説明する。(Second example) Another embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
このインピーダンス二値化回路は、油（絶縁性液体）の
高低レベル検出回路に応用されている。This impedance binarization circuit is applied to a high/low level detection circuit for oil (insulating liquid).
このインピーダンス二値化回路は、電極棒２００に所定
の周波数及び所定振幅の矩形波電圧を印加する矩形波発
振回路６と、第１比較増幅部１と、第１入力端子推移部
５と、第１比較増幅部１の出力電圧を検波する検波部７
と、検波部７から出力される検波電圧からキャリヤ周波
数を含む＾酸成分をカットするとともに検波電圧ＶＺを
遅延するローパスフィルタ８と、ローパスフィルタ８の
出力電圧ｖｎと所定の第２参照電圧Ｖｒ２とを比較して
増幅する第２比較増幅部３と、検波電圧ＶＺのハイレベ
ルからローレベルへの電圧変化に追従する推移電圧ＶＣ
を発生して第２比較増幅部２の参照電圧入力端及び第１
入力端子推移部５の入力端に加える第２入力端子推移部
４とを備えている。This impedance binarization circuit includes a rectangular wave oscillation circuit 6 that applies a rectangular wave voltage of a predetermined frequency and a predetermined amplitude to the electrode rod 200, a first comparison amplification section 1, a first input terminal transition section 5, and a first input terminal transition section 5. 1 Detection unit 7 that detects the output voltage of the comparison amplification unit 1
, a low-pass filter 8 that cuts the acid component including the carrier frequency from the detected voltage output from the detection section 7 and delays the detected voltage VZ, and the output voltage vn of the low-pass filter 8 and a predetermined second reference voltage Vr2. and a transition voltage VC that follows the voltage change from high level to low level of the detected voltage VZ.
is generated at the reference voltage input terminal of the second comparison amplification section 2 and the first
A second input terminal transition section 4 is added to the input terminal of the input terminal transition section 5.
この実施例は、一対の電極棒２００．３００間に交流電
圧を印加して、両電極間の交流インピーダンスの変化を
二値化するもので、矩形波発振回路６、検波部７、ロー
パスフィルタ８とを実施例１に付加した点に特徴がある
。In this embodiment, alternating current voltage is applied between a pair of electrode rods 200 and 300, and changes in alternating current impedance between the two electrodes are binarized. The feature is that this is added to the first embodiment.
ここで、矩形波発振回路６の回路及び内部動作について
は、本発明の要部ではないので説明を省略する。Here, the circuit and internal operation of the rectangular wave oscillation circuit 6 will not be described because they are not essential parts of the present invention.
検波部２は、−個のダイオードで構成されている。The detection section 2 is composed of - diodes.
ローパスフィルタ８は、その入力端とＶＣＣを接続する
コンデンサＣと、その入出力端を接続する抵抗ｒ９と、
その出力端とＶＣＣを接続する抵抗ｒ１０とからなる。The low-pass filter 8 includes a capacitor C that connects its input end to VCC, a resistor r9 that connects its input and output ends,
It consists of a resistor r10 that connects its output end to VCC.
以下、この回路の動作を第３図を参照して説明する。The operation of this circuit will be explained below with reference to FIG.
時点ｔ１において、両電極棒２００．３００は油に浸漬
されておらず、画電極棒間のインピーダンスＺｘは極め
て大きいとする。この状態では、抵抗ｒ１、ｒ２、ｒ４
、ｒ５、ｒ６にだけ電流が流れ、Ｐ点の電圧は■１にほ
ぼ等しい。It is assumed that at time t1, both electrode rods 200 and 300 are not immersed in oil, and the impedance Zx between the image electrode rods is extremely large. In this state, resistors r1, r2, r4
, r5, and r6, and the voltage at point P is approximately equal to 1.
したがって、この状態は実施例１の時点１の状態と全く
同じである。Therefore, this state is exactly the same as the state at time 1 of the first embodiment.
すなわち、信号電圧ｖ＊＝１４．３Ｖ、第１比較増幅部
１の出力電圧■ｍはハイレベル（ここでは、２０Ｖ）に
なり、ダイオードＤ２はカットオフする。That is, the signal voltage v*=14.3V, the output voltage ■m of the first comparison and amplification section 1 becomes a high level (here, 20V), and the diode D2 is cut off.
この時、ローパスフィルタ８内部の節点Ｚは抵抗ｒ９、
ｒｌｏを通じて充電され、出力電圧Ｖｎはハイレベルに
なる。At this time, the node Z inside the low-pass filter 8 has a resistance r9,
It is charged through rlo, and the output voltage Vn becomes high level.
次に、時点ｔ２において、両電極棒２００．３００間は
油に浸漬され、交流インピーダンスＺＸ＝１／ｊωＣが
ある一定値に減少した瞬間を説明する。Next, at time t2, a moment when the electrode rods 200 and 300 are immersed in oil and the AC impedance ZX=1/jωC decreases to a certain constant value will be described.
この状態において、矩形波発振回路６の交流出力電圧は
ＺＸ及び第１入力端子推移部５に分圧され、第１比較増
幅部１の十入力端には交流電圧成分が乗る。すると、交
流電圧の負の半サイクルにおいて十入力端に印加される
信号電圧Ｖｉが低下し、実施例１と同じ理由で第１比較
増幅部１の出力電圧ｖｍはローレベルになる。一方、交
流電圧の正の半サイクルにおいて十入力端に印加される
信号電圧ｖｉが上昇し、実施例１と同じ理由で第１比較
増幅部１の出力電圧ｖｍはハイレベルになる。In this state, the AC output voltage of the rectangular wave oscillation circuit 6 is divided into ZX and the first input terminal transition section 5, and the AC voltage component is applied to the input terminal of the first comparison amplification section 1. Then, in the negative half cycle of the AC voltage, the signal voltage Vi applied to the input terminal decreases, and for the same reason as in the first embodiment, the output voltage vm of the first comparison amplification section 1 becomes low level. On the other hand, in the positive half cycle of the AC voltage, the signal voltage vi applied to the input terminal increases, and the output voltage vm of the first comparison amplification section 1 becomes high level for the same reason as in the first embodiment.
結局、第１比較増幅部１の出力電圧は、両電極棒２００
．３００が油に浸漬されると、第４図に示すように大振
幅の交流電圧となる。In the end, the output voltage of the first comparative amplification section 1 is
．． When 300 is immersed in oil, a large amplitude AC voltage is generated as shown in FIG.
この場合でも、ｖｍがローレベルになれば、ダイオード
Ｄ２が導通して、コンデンサＣを高速に放電させるとと
もに、第２入力端子推移部４、第１入力端子推移部５を
通じてＶｉ、Ｖｒｉをローレベルに引下げ、実施例１と
同様の効果がある。Even in this case, when vm becomes a low level, the diode D2 becomes conductive, discharging the capacitor C at high speed, and bringing Vi and Vri to a low level through the second input terminal transition section 4 and the first input terminal transition section 5. The effect is similar to that of Example 1.
時点ｔ３において、第１比較増幅部１の出力電圧ｖｍは
検波回路２により検波され、コンデンサＣはＶｍがロー
レベルの場合にダイオードＤ１を通じて放電、ｖｍがハ
イレベルの場合に抵抗ｒ９、ｒｌｏを通じて充電され、
キャリア信号（５ｋＨ２）をカットし、二値出力電圧Ｖ
ｎとなる。At time t3, the output voltage vm of the first comparison amplification section 1 is detected by the detection circuit 2, and the capacitor C is discharged through the diode D1 when Vm is at a low level, and charged through the resistors r9 and rlo when vm is at a high level. is,
Cut the carrier signal (5kHz2) and reduce the binary output voltage V
It becomes n.
次に、時点ｔ４において、再び両電極棒２００．３００
より水位が低下した瞬間を説明する。Next, at time t4, both electrode rods 200 and 300
Describe the moment when the water level dropped further.
インピーダンスＺＸの急増により交流信号電流Ｉ ｂ
（＝Ｖｐ／ＲＸ ）が減少し、そのために信号電圧Ｖｉ
−ｖｐ−１ｂｘｒ３が増加す６゜マタ、信号電流Ｉｂの
減少により、抵抗ｒ４を流れる電流が増加し、そのため
に第１比較増幅部１の一人カ端の参照電圧Ｖｒ１が低下
する。Due to the rapid increase in impedance ZX, the AC signal current I b
(=Vp/RX) decreases, and therefore the signal voltage Vi
-vp-1bxr3 increases by 6 degrees, and as the signal current Ib decreases, the current flowing through the resistor r4 increases, so that the reference voltage Vr1 at the single end of the first comparison and amplification section 1 decreases.
これらの結果、短時間でＶｉがＶｒｌより大きくなり、
第１比較増幅部１の出力電圧ｖｍはハイレベルになる。As a result, Vi becomes larger than Vrl in a short time,
The output voltage vm of the first comparison amplification section 1 becomes high level.
Ｖｍがハイレベルとなると、ダイオードＤ２がカットオ
フし、このカットオフにより実施例１と同様に第１比較
増幅部１の入出力状態は時点ｔ１の状態に復帰する。When Vm becomes high level, the diode D2 is cut off, and this cutoff causes the input/output state of the first comparison amplification section 1 to return to the state at time t1, as in the first embodiment.
また、ＶＣの上昇によりＶＣに等しい第２比較増幅部３
の参照電圧Ｖｒ２が直ちに上昇する。Also, due to the increase in VC, the second comparison amplification section 3 equal to VC
The reference voltage Vr2 immediately rises.
一方、ダイオードＤ２のカットオフにより、コンデンサ
Ｃは抵抗ｒ９、ｒｌｏを介して所定の時定数で充電され
る。その結果、電位ｖｎは緩かにハイレベルに変化する
。On the other hand, due to the cutoff of the diode D2, the capacitor C is charged at a predetermined time constant via the resistors r9 and rlo. As a result, the potential vn gradually changes to a high level.
ここで重要なことは、ｖｎの上昇に先立ってＶｒ２＝Ｖ
Ｃが先行して上昇するので、この過渡状態において、実
質的な両者の電位差が大きくされていることである。What is important here is that prior to the rise of vn, Vr2=V
Since C rises first, the substantial potential difference between the two is increased in this transient state.
このようにすると、この過渡時において液面の変動など
で短時間の間だけｖｍが反転しても（すなわち、Ｖｍが
ローレベルからハイレベルに反転して直ぐにまたローレ
ベルに再び反転しても）、ローパスフィルタ２により遅
延されかつ高域遮断された信号電圧Ｖｎは、上昇したＶ
ｍ２を越えるに至らず、この短期間の出力反転を無視す
ることができる。By doing this, even if vm reverses for a short period of time due to fluctuations in the liquid level during this transient period (i.e., even if Vm reverses from low level to high level and then immediately reverses back to low level, ), the signal voltage Vn delayed and high-frequency cut off by the low-pass filter 2 becomes the increased V
m2 is not exceeded, and this short-term output reversal can be ignored.
更にこの実施例では、キャリア周波数を扱くためのロー
パスフィルタ８により、上記したＶｍの遅延、高域周波
数遮断を行うので、回路を簡単にできる。Furthermore, in this embodiment, the low-pass filter 8 for handling the carrier frequency performs the above-mentioned Vm delay and high frequency cutoff, so the circuit can be simplified.
なお、入力電圧推移部５において、ブリーダ抵抗ｒ８を
トランジスタＴ１のエミッタ／ベース間に接続してもよ
い。このようにすれば、Ｉｂが増加し、ｖｌが低下した
場合において、抵抗ｒ２を流れる電流の増大によりＶｂ
ｅが増加してもエミッタ抵抗ｒ１を流れる電流の変化率
すなわちエミッタ電位の変化率を減少するという効果を
奏することができる。Note that in the input voltage transition section 5, a bleeder resistor r8 may be connected between the emitter and base of the transistor T1. By doing this, when Ib increases and vl decreases, Vb
Even if e increases, the effect of reducing the rate of change in the current flowing through the emitter resistor r1, that is, the rate of change in the emitter potential can be achieved.
以上、本実施例の交流インピーダンス二値化回路は交流
インピーダンス変化の二値化に用いることができる。As described above, the AC impedance binarization circuit of this embodiment can be used to binarize changes in AC impedance.
ちなみに上記実施例において例えば、ｒ］は３゜３にオ
ーム、ｒ２は１にオーム、ｒ３は４．７に〜１００にオ
ーム、ｒ４は３３〜１に〜オーム、ｒ５は１に〜１Ｍオ
ーム、ｒ６は６．８にオーム、ｒ７は６．８にオーム、
ｒ８は１．５にオーム、ｒ９は２．２にオーム、ｒｌｏ
は１０にオーム、Ｃは６．８μＦとすることができる。Incidentally, in the above embodiment, for example, r] is 3°3 ohm, r2 is 1 ohm, r3 is 4.7 to 100 ohm, r4 is 33 to 1 ohm, r5 is 1 to 1M ohm, r6 is 6.8 ohms, r7 is 6.8 ohms,
r8 is 1.5 ohms, r9 is 2.2 ohms, rlo
may be 10 ohms and C may be 6.8 μF.
第１図は本発明の一実施例を示す等価回路図、第２図は
その信号波形図、第３図は本発明の他の実施例を示す等
価回路図、第４図は第３図の回路の信号波形図、第５図
は第２図の一部を拡大した信号波形図でおる。
１・・・第１比較増幅部
２・・・ローパスフィルタ２
３・・・第１比較増幅部
４・・・第２入力端子推移部
５・・・第１入力端子推移部
第２図Fig. 1 is an equivalent circuit diagram showing one embodiment of the present invention, Fig. 2 is a signal waveform diagram thereof, Fig. 3 is an equivalent circuit diagram showing another embodiment of the invention, and Fig. 4 is the same as that of Fig. 3. FIG. 5 is a signal waveform diagram of the circuit, which is a partially enlarged signal waveform diagram of FIG. 2. 1... First comparison amplification section 2... Low pass filter 2 3... First comparison amplification section 4... Second input terminal transition section 5... First input terminal transition section Fig. 2
Claims (3)
と所定の第１参照電圧とを比較して増幅する第１比較増
幅部と、 該第１比較増幅部の出力電圧を遅延するローパスフィル
タと、 該ローパスフィルタの出力電圧と所定の第２参照電圧と
を比較して増幅する第２比較増幅部と、前記第１比較増
幅部の出力電圧変化に追従して前記第２参照電圧を推移
させる入力電圧推移部と、を備えることを特徴とするイ
ンピーダンス二値化回路。(1) a first comparison amplification section that compares and amplifies the signal voltage corresponding to the impedance to be binarized and a predetermined first reference voltage; a low pass filter that delays the output voltage of the first comparison amplification section; a second comparison and amplification section that compares and amplifies the output voltage of the low-pass filter and a predetermined second reference voltage; and an input that changes the second reference voltage in accordance with changes in the output voltage of the first comparison and amplification section. An impedance binarization circuit comprising a voltage transition section.
間に設けられ、前記第１比較増幅部の交流出力電圧を検
波して前記ローパスフィルタに入力する検波部を備える
請求項１記載のインピーダンス二値化回路。(2) The impedance according to claim 1, further comprising a detection section that is provided between the first comparison amplification section and the low-pass filter and detects the AC output voltage of the first comparison amplification section and inputs the detected AC output voltage to the low-pass filter. Binarization circuit.
る液位検出回路。(3) A liquid level detection circuit comprising the impedance binarization circuit according to claim 1.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2274134A JPH04150521A (en) | 1990-10-13 | 1990-10-13 | Impedance binarization circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2274134A JPH04150521A (en) | 1990-10-13 | 1990-10-13 | Impedance binarization circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04150521A true JPH04150521A (en) | 1992-05-25 |
Family
ID=17537497
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2274134A Pending JPH04150521A (en) | 1990-10-13 | 1990-10-13 | Impedance binarization circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04150521A (en) |
-
1990
- 1990-10-13 JP JP2274134A patent/JPH04150521A/en active Pending
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