JPH0412664A - スイッチングレギュレータ - Google Patents
スイッチングレギュレータInfo
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- JPH0412664A JPH0412664A JP2113056A JP11305690A JPH0412664A JP H0412664 A JPH0412664 A JP H0412664A JP 2113056 A JP2113056 A JP 2113056A JP 11305690 A JP11305690 A JP 11305690A JP H0412664 A JPH0412664 A JP H0412664A
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- switching transistor
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 85
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims abstract description 38
- 238000004904 shortening Methods 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 21
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 13
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 5
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 3
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 1
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- Dc-Dc Converters (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野コ
本発明はチョッパ型のスイッチング電源回路に関し、特
にスイッチングトランジスタのターンオン・ターンオフ
の速度を向上させることのできるスイッチング電源回路
に関する。
にスイッチングトランジスタのターンオン・ターンオフ
の速度を向上させることのできるスイッチング電源回路
に関する。
[従来の技術]
一般に直流電源回路の小型化、高効率化を達成するため
にチョッパ型のスイッチング電源が使用される。
にチョッパ型のスイッチング電源が使用される。
第11図は従来のチョッパ型スイッチング電源の回路図
である。同図を参照して、スイ・シチング電源は、直流
電圧Viが入力される入力端子1と、直流電圧Viをス
イッチングして負荷に伝えるスイッチングトランジスタ
2と、スイッチング制御部3と、スイッチング制御部3
からの信号に応答してスイッチングトランジスタ2をオ
ン/オフさせる駆動用トランジスタ4と、スイッチング
トランジスタ2のベース電流を制限するためのベース抵
抗5と、スイッチングトランジスタ2のベース・エミッ
タ間に蓄積されたキャリアを放出させる放電用抵抗6と
、スイッチングトランジスタ2でスイッチングされた電
圧を平滑化するためのコイル7およびコンデンサ8と、
フライホイールダイオード9と、出力電圧vOをスイッ
チング制御部3に伝えるための分圧抵抗10および11
と、出力電圧■0に接続される出力端子12とを有する
。
である。同図を参照して、スイ・シチング電源は、直流
電圧Viが入力される入力端子1と、直流電圧Viをス
イッチングして負荷に伝えるスイッチングトランジスタ
2と、スイッチング制御部3と、スイッチング制御部3
からの信号に応答してスイッチングトランジスタ2をオ
ン/オフさせる駆動用トランジスタ4と、スイッチング
トランジスタ2のベース電流を制限するためのベース抵
抗5と、スイッチングトランジスタ2のベース・エミッ
タ間に蓄積されたキャリアを放出させる放電用抵抗6と
、スイッチングトランジスタ2でスイッチングされた電
圧を平滑化するためのコイル7およびコンデンサ8と、
フライホイールダイオード9と、出力電圧vOをスイッ
チング制御部3に伝えるための分圧抵抗10および11
と、出力電圧■0に接続される出力端子12とを有する
。
次に第11図、第12図および第13図を用いて上記ス
イッチング電源の動作を説明する。第12図は上記第1
1図の各部の信号の波形図であり、第13図は上記第1
2図の各部の信号のターンオン、ターンオフ時における
拡大図である。
イッチング電源の動作を説明する。第12図は上記第1
1図の各部の信号の波形図であり、第13図は上記第1
2図の各部の信号のターンオン、ターンオフ時における
拡大図である。
直流電圧Viはスイッチングトランジスタ2のエミッタ
に接続され、この状態でスイッチング制御部3からのコ
ントロール信号aにより駆動トランジスタ4がオン/オ
フし、ベース抵抗5を介してスイッチングトランジスタ
2のベース電流をコントロールしてスイッチングトラン
ジスタ2をオン/オフさせる。スイッチングトランジス
タ2のオン時には、入力電圧Viはコイル7、コンデン
サ8に供給され、スイッチングトランジスタ2のオフ時
にはコイル7に蓄積されたエネルギがフライホイールダ
イオード9を介して他に供給される。
に接続され、この状態でスイッチング制御部3からのコ
ントロール信号aにより駆動トランジスタ4がオン/オ
フし、ベース抵抗5を介してスイッチングトランジスタ
2のベース電流をコントロールしてスイッチングトラン
ジスタ2をオン/オフさせる。スイッチングトランジス
タ2のオン時には、入力電圧Viはコイル7、コンデン
サ8に供給され、スイッチングトランジスタ2のオフ時
にはコイル7に蓄積されたエネルギがフライホイールダ
イオード9を介して他に供給される。
そして、出力電圧■0を分圧抵抗10および11で分圧
し、スイッチング制御部3に帰還をかけてスイッチング
制御部3でコントロール信号aのデユーティ−サイクル
を変え、出力電圧Voを一定に保つ。
し、スイッチング制御部3に帰還をかけてスイッチング
制御部3でコントロール信号aのデユーティ−サイクル
を変え、出力電圧Voを一定に保つ。
次にスイッチングトランジスタ2の動作に着目すると、
コントロール信号aに対するスイッチングトランジスタ
2のベース電流b1コレクタ電流c1コレクタ・エミッ
タ間電圧dは第12図のようになる。さらにスイッチン
グトランジスタ2のオフからオン、オンからオフの過渡
期を拡大した波形は第13図のようになる。これらの波
形からスイッチングトランジスタ2の損失は以下の式に
示される。
コントロール信号aに対するスイッチングトランジスタ
2のベース電流b1コレクタ電流c1コレクタ・エミッ
タ間電圧dは第12図のようになる。さらにスイッチン
グトランジスタ2のオフからオン、オンからオフの過渡
期を拡大した波形は第13図のようになる。これらの波
形からスイッチングトランジスタ2の損失は以下の式に
示される。
(1) オン期間の損失をPonとすると、ここでTは
スイッチング周期、VCE (s a t)はスイッチ
ングトランジスタ2のコレクタ飽和電圧、ICI、
IC2はスイッチングトランジスタ2のコレクタ電流の
最小値と最大値、tONはスイッチングトランジスタ2
の本来のオン期間である。
スイッチング周期、VCE (s a t)はスイッチ
ングトランジスタ2のコレクタ飽和電圧、ICI、
IC2はスイッチングトランジスタ2のコレクタ電流の
最小値と最大値、tONはスイッチングトランジスタ2
の本来のオン期間である。
(2) オフからオンの過渡期の損失をターンオン損失
Parとすると、 ここでt「はスイッチングトランジスタ2の立ち上がり
時間である。
Parとすると、 ここでt「はスイッチングトランジスタ2の立ち上がり
時間である。
(3) オンからオフの過渡期の損失をターンオフ損失
P 1oftとすると、 ここで、tSはスイッチングトランジスタ2の蓄積時間
、tfはスイッチングトランジスタ2の立下がり時間で
ある。
P 1oftとすると、 ここで、tSはスイッチングトランジスタ2の蓄積時間
、tfはスイッチングトランジスタ2の立下がり時間で
ある。
よって、スイッチングトランジスタ2の全損失PTRは
P TR= P ON+ P t++ P jalt一
方、スイッチング電源としては、平滑用のコイル7、コ
ンデンサ8をできるだけ小型化するためにスイッチング
周波数を高くする。そのため、上記スイッチングトラン
ジスタの全損失PTHのうちで特にターンオフ損失P
tolfが全損失の大きな割合を占めるようになり、ス
イッチングトランジスタ2のコレクタ損失を増加させ、
さらにスイッチング電源の効率低下という問題が生じる
。このターンオン損失P tolfを小さくするには、
ターンオフ時間tl +tfを短くする必要があるが、
このターンオフ時間を短くするための蓄積キャリア放電
抵抗6は、スイッチングトランジスタ2のオン時の無効
電流の増加の関係から次の式を満足する必要がある。
方、スイッチング電源としては、平滑用のコイル7、コ
ンデンサ8をできるだけ小型化するためにスイッチング
周波数を高くする。そのため、上記スイッチングトラン
ジスタの全損失PTHのうちで特にターンオフ損失P
tolfが全損失の大きな割合を占めるようになり、ス
イッチングトランジスタ2のコレクタ損失を増加させ、
さらにスイッチング電源の効率低下という問題が生じる
。このターンオン損失P tolfを小さくするには、
ターンオフ時間tl +tfを短くする必要があるが、
このターンオフ時間を短くするための蓄積キャリア放電
抵抗6は、スイッチングトランジスタ2のオン時の無効
電流の増加の関係から次の式を満足する必要がある。
R2>>VBE/IBI
ここで、R2は放電用抵抗6の抵抗値、VBEはスイッ
チングトランジスタ2のベース・エミッタ間電圧、IB
Iはスイッチングトランジスタ2のオン時のベース電流
である。この式は、放電用抵抗6はあまり大きな抵抗値
を選択することはできず、ターンオフ時間を短くするこ
とができない。
チングトランジスタ2のベース・エミッタ間電圧、IB
Iはスイッチングトランジスタ2のオン時のベース電流
である。この式は、放電用抵抗6はあまり大きな抵抗値
を選択することはできず、ターンオフ時間を短くするこ
とができない。
[発明が解決しようとする課題]
従来のスイッチング電源は以上のように構成されている
ので、スイッチングトランジスタのターンオン・ターン
オフ時間を短くすることができず、スイッチングトラン
ジスタの損失を低減させることが困難である。このこと
からスイッチング電源の効率を向上させることやスイッ
チング周波数を高くすることができず、小型化しにくい
という問題がある。
ので、スイッチングトランジスタのターンオン・ターン
オフ時間を短くすることができず、スイッチングトラン
ジスタの損失を低減させることが困難である。このこと
からスイッチング電源の効率を向上させることやスイッ
チング周波数を高くすることができず、小型化しにくい
という問題がある。
本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであり、スイ
ッチングトランジスタのターンオン時間、ターンオフ時
間を短縮し、高効率でしかも小型化できるスイッチング
電源回路を提供することを目的とする。
ッチングトランジスタのターンオン時間、ターンオフ時
間を短縮し、高効率でしかも小型化できるスイッチング
電源回路を提供することを目的とする。
[課題を解決するための手段]
上記目的を達成するための第1の発明のスイッチング電
源回路は、直流電源からの電圧をスイッチングして負荷
に電源を供給するスイッチングトランジスタと、このス
イッチングトランジスタをオン、オフ駆動するトランジ
スタと、上記スイッチングトランジスタの出力に基づい
て上記駆動トランジスタを制御するスイッチング制御部
とを具備する回路であって、 上記直流電源に接続された第1の抵抗と、上記駆動トラ
ンジスタのコレクタに接続された第2の抵抗と、 上記第1の抵抗と第2の抵抗との間に接続されたコンデ
ンサと、 アノードが上記第1の抵抗に接続され、カソードがスイ
ッチングトランジスタのベース電流制限抵抗を介してス
イッチングトランジスタのベースに接続されたダイオー
ドと、 コレクタがスイッチングトランジスタのエミッタに接続
され、エミッタが上記第2の抵抗とコンデンサとの接続
点に接続され、ベースが駆動トランジスタのコレクタお
よびスイッチングトランジスタのベース抵抗に接続され
、上記スイッチングトランジスタのオン時には開放され
、コンデンサを充電するための経路を形成し、スイッチ
ングトランジスタのオフ時には導通し、スイッチングト
ランジスタの蓄積電荷を放電させるための経路を形成す
る充放電用トランジスタとを含むことを特徴とする。
源回路は、直流電源からの電圧をスイッチングして負荷
に電源を供給するスイッチングトランジスタと、このス
イッチングトランジスタをオン、オフ駆動するトランジ
スタと、上記スイッチングトランジスタの出力に基づい
て上記駆動トランジスタを制御するスイッチング制御部
とを具備する回路であって、 上記直流電源に接続された第1の抵抗と、上記駆動トラ
ンジスタのコレクタに接続された第2の抵抗と、 上記第1の抵抗と第2の抵抗との間に接続されたコンデ
ンサと、 アノードが上記第1の抵抗に接続され、カソードがスイ
ッチングトランジスタのベース電流制限抵抗を介してス
イッチングトランジスタのベースに接続されたダイオー
ドと、 コレクタがスイッチングトランジスタのエミッタに接続
され、エミッタが上記第2の抵抗とコンデンサとの接続
点に接続され、ベースが駆動トランジスタのコレクタお
よびスイッチングトランジスタのベース抵抗に接続され
、上記スイッチングトランジスタのオン時には開放され
、コンデンサを充電するための経路を形成し、スイッチ
ングトランジスタのオフ時には導通し、スイッチングト
ランジスタの蓄積電荷を放電させるための経路を形成す
る充放電用トランジスタとを含むことを特徴とする。
また第2の発明に係るスイッチング電源回路は、直流電
源からの電圧をスイッチングして負荷に電源を供給する
スイッチングトランジスタと、このスイッチングトラン
ジスタをオン、オフ駆動する駆動トランジスタと、上記
スイッチングトランジスタの出力に基づいて上記駆動ト
ランジスタを制御するスイッチング制御部とを具備する
回路であって、 スイッチングトランジスタのベースに接続される第1の
抵抗と、 駆動トランジスタのコレクタに接続される第2の抵抗と
、 上記第1の抵抗と第2の抵抗との間に一端が接続された
コンデンサと、 上記コンデンサの他端と駆動トランジスタのコレクタと
の間に接続されたダイオードと、ベースが上記駆動トラ
ンジスタに接続され、コレクタがスイッチングトランジ
スタのエミッタに接続されてエミッタが上記コンデンサ
の他端に接続され、スイッチングトランジスタオン時に
は開放され、コンデンサを充電させるための経路を形成
し、スイッチングトランジスタオフ時には導通し、スイ
ッチングトランジスタの蓄積電荷を放電させるための経
路を形成する充放電用トランジスタとを含むことを特徴
とする。
源からの電圧をスイッチングして負荷に電源を供給する
スイッチングトランジスタと、このスイッチングトラン
ジスタをオン、オフ駆動する駆動トランジスタと、上記
スイッチングトランジスタの出力に基づいて上記駆動ト
ランジスタを制御するスイッチング制御部とを具備する
回路であって、 スイッチングトランジスタのベースに接続される第1の
抵抗と、 駆動トランジスタのコレクタに接続される第2の抵抗と
、 上記第1の抵抗と第2の抵抗との間に一端が接続された
コンデンサと、 上記コンデンサの他端と駆動トランジスタのコレクタと
の間に接続されたダイオードと、ベースが上記駆動トラ
ンジスタに接続され、コレクタがスイッチングトランジ
スタのエミッタに接続されてエミッタが上記コンデンサ
の他端に接続され、スイッチングトランジスタオン時に
は開放され、コンデンサを充電させるための経路を形成
し、スイッチングトランジスタオフ時には導通し、スイ
ッチングトランジスタの蓄積電荷を放電させるための経
路を形成する充放電用トランジスタとを含むことを特徴
とする。
さらに第3の発明に係るスイッチング電源回路は、領域
電源から電圧をスイッチングして負荷に電源を供給する
スイッチングトランジスタと、このスイッチングトラン
ジスタをオン、オフ駆動する駆動トランジスタと、スイ
ッチングトランジスタの出力に基づいて上記駆動トラン
ジスタを制御するスイッチング制御部を具備する回路で
あって、上記スイッチングトランジスタの上部電流を増
幅するための第1のトランジスタと、 この第1のトランジスタのベースに一端が共通接続され
たベース抵抗およびコンデンサと、このコンデンサの他
端と駆動トランジスタのコレクタとの間に接続された充
電電流制限抵抗と、上記コンデンサの一旦にベースが接
続され、上記スイッチングトランジスタのベースエミッ
タ間を導通させるための第2のトランジスタと、上記コ
ンデンサの他端と上記直流電源との間に接続され、上記
第2のトランジスタのバイアスを設定するためのバイア
ス抵抗とを含み、スイッチングトランジスタのオン時に
は上記第1のトランジスタが導通し、この第1のトラン
ジスタとコンデンサとベース電流制限抵抗とでなす充電
経路が形成され、スイッチングトランジスタのオフ時に
は、上記第2のトランジスタが導通し、上記バイアス抵
抗とコンデンサとスイッチングトランジスタとでなす放
電経路が形成されることを特徴とする。
電源から電圧をスイッチングして負荷に電源を供給する
スイッチングトランジスタと、このスイッチングトラン
ジスタをオン、オフ駆動する駆動トランジスタと、スイ
ッチングトランジスタの出力に基づいて上記駆動トラン
ジスタを制御するスイッチング制御部を具備する回路で
あって、上記スイッチングトランジスタの上部電流を増
幅するための第1のトランジスタと、 この第1のトランジスタのベースに一端が共通接続され
たベース抵抗およびコンデンサと、このコンデンサの他
端と駆動トランジスタのコレクタとの間に接続された充
電電流制限抵抗と、上記コンデンサの一旦にベースが接
続され、上記スイッチングトランジスタのベースエミッ
タ間を導通させるための第2のトランジスタと、上記コ
ンデンサの他端と上記直流電源との間に接続され、上記
第2のトランジスタのバイアスを設定するためのバイア
ス抵抗とを含み、スイッチングトランジスタのオン時に
は上記第1のトランジスタが導通し、この第1のトラン
ジスタとコンデンサとベース電流制限抵抗とでなす充電
経路が形成され、スイッチングトランジスタのオフ時に
は、上記第2のトランジスタが導通し、上記バイアス抵
抗とコンデンサとスイッチングトランジスタとでなす放
電経路が形成されることを特徴とする。
[作用コ
上記第1の発明によれば、駆動トランジスタのオンによ
りスイッチングトランジスタがターンオンするときには
、充放電用トランジスタが開放され、充電経路が形成さ
れる。そして、直流電源からコンデンサに充電電流が流
れる。一方、駆動トランジスタのオフによりスイッチン
グトランジスタがターンオンするときには、コンデンサ
の充電電圧がスイッチングトランジスタのベースおよび
充放電用トランジスタのベースに加わり、充放電用トラ
ンジスタが導通し、スイッチングトランジスタの蓄積キ
ャリア放出経路が形成される。これにより、スイッチン
グを加速し、スイッチングトランジスタのターンオフ時
間を短縮することができる。
りスイッチングトランジスタがターンオンするときには
、充放電用トランジスタが開放され、充電経路が形成さ
れる。そして、直流電源からコンデンサに充電電流が流
れる。一方、駆動トランジスタのオフによりスイッチン
グトランジスタがターンオンするときには、コンデンサ
の充電電圧がスイッチングトランジスタのベースおよび
充放電用トランジスタのベースに加わり、充放電用トラ
ンジスタが導通し、スイッチングトランジスタの蓄積キ
ャリア放出経路が形成される。これにより、スイッチン
グを加速し、スイッチングトランジスタのターンオフ時
間を短縮することができる。
また、上記第2の発明によれば、駆動トランジスタのオ
ンによりスイッチングトランジスタがターンオンすると
きには、充放電用トランジスタが開放されて、コンデン
サを充電するための経路が形成される。このコンデンサ
の充電電流がスイッチングトランジスタのベース電流に
重畳されるので、スイッチングトランジスタのターンオ
ン時間を短くすることができる。一方、駆動トランジス
タのオフによりスイッチングトランジスタがターンオフ
するときには、コンデンサ充電電圧がダイオードを通し
て充放電用トランジスタのベースに加えられ、充放電用
トランジスタが導通し、スイッチングトランジスタの蓄
積キャリアの放出経路が形成される。これにより、スイ
ッチングトランジスタのスイッチングを加速し、ターン
オフ時間を短縮することができる。
ンによりスイッチングトランジスタがターンオンすると
きには、充放電用トランジスタが開放されて、コンデン
サを充電するための経路が形成される。このコンデンサ
の充電電流がスイッチングトランジスタのベース電流に
重畳されるので、スイッチングトランジスタのターンオ
ン時間を短くすることができる。一方、駆動トランジス
タのオフによりスイッチングトランジスタがターンオフ
するときには、コンデンサ充電電圧がダイオードを通し
て充放電用トランジスタのベースに加えられ、充放電用
トランジスタが導通し、スイッチングトランジスタの蓄
積キャリアの放出経路が形成される。これにより、スイ
ッチングトランジスタのスイッチングを加速し、ターン
オフ時間を短縮することができる。
さらに、第3の発明によれば、駆動トランジスタのオン
によりスイッチングトランジスタがオンするときには、
第1のトランジスタを通してコンデンサが充電される。
によりスイッチングトランジスタがオンするときには、
第1のトランジスタを通してコンデンサが充電される。
このコンデンサの充電電流がスイッチングトランジスタ
のベース電流に重畳されるので、スイッチングトランジ
スタのターンオンを短くすることができる。一方、駆動
トランジスタのオフによりスイッチングトランジスタが
ターンオフするときは、コンデンサの充電電圧が第2の
トランジスタのベースに加わり、第2のトランジスタが
導通し、スイッチングトランジスタのベース・エミッタ
間が導通状態になり、スイッチングトランジスタの蓄積
キャリアを放出するための経路が形成される。これによ
り、スイッチングを加速し、スイッチングトランジスタ
のターンオフ時間を短縮することができる。
のベース電流に重畳されるので、スイッチングトランジ
スタのターンオンを短くすることができる。一方、駆動
トランジスタのオフによりスイッチングトランジスタが
ターンオフするときは、コンデンサの充電電圧が第2の
トランジスタのベースに加わり、第2のトランジスタが
導通し、スイッチングトランジスタのベース・エミッタ
間が導通状態になり、スイッチングトランジスタの蓄積
キャリアを放出するための経路が形成される。これによ
り、スイッチングを加速し、スイッチングトランジスタ
のターンオフ時間を短縮することができる。
[実施例]
以下、本発明に係るスイッチング電源回路を添付図面に
従って説明する。
従って説明する。
第1図は本発明の第1の実施例の要部を示す回路図であ
り、第2図は第1の実施例の全体を示す回路図である。
り、第2図は第1の実施例の全体を示す回路図である。
図において、上記第11図で説明した従来例と同一もし
くは相当部分に同一符号を付し、その詳しい説明は省略
する。
くは相当部分に同一符号を付し、その詳しい説明は省略
する。
この第1の実施例のスイッチング電源回路は、直流電源
Viに接続された第1の充電用抵抗22と、駆動トラン
ジスタ4のコレクタに接続された第2の充電用抵抗23
と、上記第1の充電用抵抗22と第2の充電用抵抗23
との間に接続され、スイッチングトランジスタ2のスイ
1ンチングを加速するためのコンデンサ21と、ベース
が駆動トランジスタ4のコレクタに接続されてコレクタ
がスイッチングトランジスタ2のエミッタに接続され、
エミッタが上記コンデンサ21の一方端子(−側)に接
続された充放電用トランジスタ24と、アノードが上記
コンデンサ21の他方の端(+側)に接続され、カソー
ドがベース電流制限用抵抗26を介してスイッチングト
ランジスタ2のベースに接続されたダイオード25とを
有する。
Viに接続された第1の充電用抵抗22と、駆動トラン
ジスタ4のコレクタに接続された第2の充電用抵抗23
と、上記第1の充電用抵抗22と第2の充電用抵抗23
との間に接続され、スイッチングトランジスタ2のスイ
1ンチングを加速するためのコンデンサ21と、ベース
が駆動トランジスタ4のコレクタに接続されてコレクタ
がスイッチングトランジスタ2のエミッタに接続され、
エミッタが上記コンデンサ21の一方端子(−側)に接
続された充放電用トランジスタ24と、アノードが上記
コンデンサ21の他方の端(+側)に接続され、カソー
ドがベース電流制限用抵抗26を介してスイッチングト
ランジスタ2のベースに接続されたダイオード25とを
有する。
上記充放電用トランジスタ24がオフ状態のときは、第
1図中実線の矢印(イ)で示されるように、直流電源V
iから接地電源GNDとの間にコンデンサ21が介在さ
れるような経路が形成される。
1図中実線の矢印(イ)で示されるように、直流電源V
iから接地電源GNDとの間にコンデンサ21が介在さ
れるような経路が形成される。
また、駆動トランジスタ4のオフ時には、第1図中破線
の矢印(ロ)で示されるようにコンデンサ21の充電電
圧が充放電用トランジスタ24のベースに加わるように
されており、この充放電用トランジスタ24の導通によ
りスイッチングトランジスタ2のエミッタとコンデンサ
21のマイナス側端子とが導通され、スイッチングトラ
ンジスタ2の蓄積キャリア放出経路が形成されるように
なっている。
の矢印(ロ)で示されるようにコンデンサ21の充電電
圧が充放電用トランジスタ24のベースに加わるように
されており、この充放電用トランジスタ24の導通によ
りスイッチングトランジスタ2のエミッタとコンデンサ
21のマイナス側端子とが導通され、スイッチングトラ
ンジスタ2の蓄積キャリア放出経路が形成されるように
なっている。
上記第1の実施例の動作を第1図、第2図、第3図、お
よび第4図を参照して説明する。なお、第3図は第1図
および第2図に示すスイッチング電源回路の各部の信号
波形図であり、ターンオン・ターンオフ時における信号
波形を拡大した図である。
よび第4図を参照して説明する。なお、第3図は第1図
および第2図に示すスイッチング電源回路の各部の信号
波形図であり、ターンオン・ターンオフ時における信号
波形を拡大した図である。
直流電源Viをスイッチングトランジスタ2がスイッチ
ングし、コイル7、コンデンサ8、フライホイールダイ
オード9で平滑し、出力電圧V。
ングし、コイル7、コンデンサ8、フライホイールダイ
オード9で平滑し、出力電圧V。
を得る。また出力電圧VOを分圧抵抗10.11で分圧
し、スイッチング制御部3に帰還され、コントロール信
号m、rを発生させ、駆動トランジスタ4を介してスイ
ッチングトランジスタ2のオン・オフデユーティサイク
ルを制御して、出力電圧VOの出力電圧を安定させる。
し、スイッチング制御部3に帰還され、コントロール信
号m、rを発生させ、駆動トランジスタ4を介してスイ
ッチングトランジスタ2のオン・オフデユーティサイク
ルを制御して、出力電圧VOの出力電圧を安定させる。
以上の動作は従来例で説明した動作と同じである。以下
、スイッチングトランジスタ2のオン・オフ動作を中心
に説明する。スイッチング制御部3からのコントロール
信号m、 rにより駆動トランジスタ4がオンになる
と、ベース電流制限抵抗26および5を通してスイッチ
ングトランジスタ2をオンにするためのベース電流IB
I(第3図のn、第4図のS)を流す。このとき、充放
電用トランジスタ24はオフであり、直流電流vi1第
1の充電用抵抗22、コンデンサ21、第2の充電用抵
抗23、駆動トランジスタ4、GNDからなる充電経路
が形成される。この充電経路によりコンデンサ21は充
電される。そして充放電用トランジスタ24のベース・
エミッタ間にはコンデンサ21の充電電流により発生す
る第2の充電用抵抗23の両端電圧が逆バイアスとなっ
て加わる。
、スイッチングトランジスタ2のオン・オフ動作を中心
に説明する。スイッチング制御部3からのコントロール
信号m、 rにより駆動トランジスタ4がオンになる
と、ベース電流制限抵抗26および5を通してスイッチ
ングトランジスタ2をオンにするためのベース電流IB
I(第3図のn、第4図のS)を流す。このとき、充放
電用トランジスタ24はオフであり、直流電流vi1第
1の充電用抵抗22、コンデンサ21、第2の充電用抵
抗23、駆動トランジスタ4、GNDからなる充電経路
が形成される。この充電経路によりコンデンサ21は充
電される。そして充放電用トランジスタ24のベース・
エミッタ間にはコンデンサ21の充電電流により発生す
る第2の充電用抵抗23の両端電圧が逆バイアスとなっ
て加わる。
また、コンデンサ21の充電完了後は、無バイアスとな
り、駆動トランジスタ4がオンの間、充放電用トランジ
スタ24はオフとなっている。ダイオード25は、コン
デンサ21の充電途中までは逆バイアスがかかり、充電
の後半から徐々に順バイアスに移行し、最終的、すなわ
ちコンデンサ21の充電完了後のダイオード25の順方
向電流ID2は下式のようになり、条件的にスイッチン
グトランジスタ2のベース電流IDIに対して無視でき
る。
り、駆動トランジスタ4がオンの間、充放電用トランジ
スタ24はオフとなっている。ダイオード25は、コン
デンサ21の充電途中までは逆バイアスがかかり、充電
の後半から徐々に順バイアスに移行し、最終的、すなわ
ちコンデンサ21の充電完了後のダイオード25の順方
向電流ID2は下式のようになり、条件的にスイッチン
グトランジスタ2のベース電流IDIに対して無視でき
る。
T−pz=(Vst1+R74ei−Vpz71/R5
ここで、R5は第1充電抵抗22の抵抗値、R7はベー
ス電流制限抵抗26の抵抗値、VBHはスイッチングト
ランジスタ2のベース・エミッタ間電圧、VD2はダイ
オード25の順方向電圧である。上記R5はコンデンサ
21の充電時定数に関係し、R7は放電時定数に関係す
る。そして、以上の関係からR5とR7の比をR5>1
0・R7に設定する。
ここで、R5は第1充電抵抗22の抵抗値、R7はベー
ス電流制限抵抗26の抵抗値、VBHはスイッチングト
ランジスタ2のベース・エミッタ間電圧、VD2はダイ
オード25の順方向電圧である。上記R5はコンデンサ
21の充電時定数に関係し、R7は放電時定数に関係す
る。そして、以上の関係からR5とR7の比をR5>1
0・R7に設定する。
次に、スイッチング制御部3からのコントロール信号m
、 rにより駆動トランジスタ4がオフになると、コ
ンデンサ21に充電されている電圧の+側がダイオード
25、ベース電流制限抵抗26を介してスイッチングト
ランジスタ2のベースに伝達される。同時に、上記コン
デンサ21の+側電位は、ダイオード25、ベース電流
制限抵抗5を介して充放電用トランジスタ24のベース
に伝達され、第2の充電用抵抗23を含めたバイアス回
路となり、充放電用トランジスタ24をオンにし、スイ
ッチングトランジスタ2のエミッタとコンデンサ21の
マイナス側を短絡することになる。
、 rにより駆動トランジスタ4がオフになると、コ
ンデンサ21に充電されている電圧の+側がダイオード
25、ベース電流制限抵抗26を介してスイッチングト
ランジスタ2のベースに伝達される。同時に、上記コン
デンサ21の+側電位は、ダイオード25、ベース電流
制限抵抗5を介して充放電用トランジスタ24のベース
に伝達され、第2の充電用抵抗23を含めたバイアス回
路となり、充放電用トランジスタ24をオンにし、スイ
ッチングトランジスタ2のエミッタとコンデンサ21の
マイナス側を短絡することになる。
したがって、コンデンサ21の充電電圧がスイッチング
トランジスタ20ベース・エミッタ間に逆バイアスとし
て加わることになり、ターンオフ時にコンデンサ21の
+側、ダイオード25、ベース電流制限抵抗26、スイ
ッチングトランジスタ2のベース、エミッタ、充放電用
トランジスタ24のコレクタ、エミッタ、コンデンサ2
1の一側の経路でスイッチングトランジスタ2の蓄積キ
ャリアを放出させるようにベース電流IB2(第3図の
のn、第4図のS)を流す。なお、ここでベース電流制
限抵抗26は上記スイッチングトランジスタのベース電
流IB2の電流制限抵抗になっている。
トランジスタ20ベース・エミッタ間に逆バイアスとし
て加わることになり、ターンオフ時にコンデンサ21の
+側、ダイオード25、ベース電流制限抵抗26、スイ
ッチングトランジスタ2のベース、エミッタ、充放電用
トランジスタ24のコレクタ、エミッタ、コンデンサ2
1の一側の経路でスイッチングトランジスタ2の蓄積キ
ャリアを放出させるようにベース電流IB2(第3図の
のn、第4図のS)を流す。なお、ここでベース電流制
限抵抗26は上記スイッチングトランジスタのベース電
流IB2の電流制限抵抗になっている。
上記第1の実施例によれば、スイッチングトランジスタ
2のオン時にコンデンサ21を充電し、ターンオフ時に
は、コンデンサ21の充電電圧がダイオード25および
充放電用トランジスタ24に加わり、スイッチングトラ
ンジスタ2のベース・エミッタ間に逆バイアスとして加
わり、スイッチングトランジスタの蓄積キャリアを急速
に放出し、ターンオフ時間のスピードアップを図ること
ができるので、スイッチング時における損失の軽減、ス
イッチング電源の効率の向上が図れる。
2のオン時にコンデンサ21を充電し、ターンオフ時に
は、コンデンサ21の充電電圧がダイオード25および
充放電用トランジスタ24に加わり、スイッチングトラ
ンジスタ2のベース・エミッタ間に逆バイアスとして加
わり、スイッチングトランジスタの蓄積キャリアを急速
に放出し、ターンオフ時間のスピードアップを図ること
ができるので、スイッチング時における損失の軽減、ス
イッチング電源の効率の向上が図れる。
第5図は、本発明の第2の実施例の要部を示す回路図で
あり、第6図は、第2の実施例の全体を示す回路図であ
る。図において、上記第11図で説明した従来例と同一
もしくは相当部分に同一符号を付し、その詳しい説明は
省略する。
あり、第6図は、第2の実施例の全体を示す回路図であ
る。図において、上記第11図で説明した従来例と同一
もしくは相当部分に同一符号を付し、その詳しい説明は
省略する。
この第2の実施例のスイッチング電源回路は、スイッチ
ングトランジスタ2のベースに接続された第1の抵抗2
7と、駆動トランジスタ4のコレクタに接続された第2
の抵抗5と、上記第1の抵抗27および第2の抵抗5に
一方の端子(+側)が接続され、他方の端子(−側)が
ダイオード28を介して、駆動トランジスタ4のコレク
タに接続されたコンデンサ21と、上記ダイオード28
のアノードにエミッタが接続され、ベースがカソードに
接続され、コレクタが上記スイッチングトランジスタ2
のエミッタに接続された充放電用トランジスタ24とを
有する。上記充放電用トランジスタ24がオフ状態のと
きは、第5図中実線の矢印(イ)で示されるように、ス
イッチングトランジスタ2のベースと接地電源GNDと
の間にコンデンサ21が介在されるような経路が形成さ
れる。駆動トランジスタ4のオフ時には、第5図中破線
の矢印(ロ)で示されるように、コンデンサ21の充電
電圧がスイッチングトランジスタ2のベースおよび充放
電用トランジスタ24のベースに加わるようにされてお
り、この充放電用トランジスタ24の導通により、スイ
ッチングトランジスタ2のエミッタとコンデンサ21の
マイナス側が導通され、スイッチングトランジスタ2の
蓄積キャリア放出経路が形成されるようになっている。
ングトランジスタ2のベースに接続された第1の抵抗2
7と、駆動トランジスタ4のコレクタに接続された第2
の抵抗5と、上記第1の抵抗27および第2の抵抗5に
一方の端子(+側)が接続され、他方の端子(−側)が
ダイオード28を介して、駆動トランジスタ4のコレク
タに接続されたコンデンサ21と、上記ダイオード28
のアノードにエミッタが接続され、ベースがカソードに
接続され、コレクタが上記スイッチングトランジスタ2
のエミッタに接続された充放電用トランジスタ24とを
有する。上記充放電用トランジスタ24がオフ状態のと
きは、第5図中実線の矢印(イ)で示されるように、ス
イッチングトランジスタ2のベースと接地電源GNDと
の間にコンデンサ21が介在されるような経路が形成さ
れる。駆動トランジスタ4のオフ時には、第5図中破線
の矢印(ロ)で示されるように、コンデンサ21の充電
電圧がスイッチングトランジスタ2のベースおよび充放
電用トランジスタ24のベースに加わるようにされてお
り、この充放電用トランジスタ24の導通により、スイ
ッチングトランジスタ2のエミッタとコンデンサ21の
マイナス側が導通され、スイッチングトランジスタ2の
蓄積キャリア放出経路が形成されるようになっている。
次に、第2の実施例の動作を第5図、第6図、第7図、
および第8図を参照して説明する。なお、第7図は第5
図および第6図に示すスイッチング電源回路の各部の信
号波形図であり、第8図はターンオン・ターンオフ時に
おける信号波形を拡大した図である。このスイッチング
電源回路の基本的動作は従来例および前述の第1の実施
例と同様であり、相違する点は、ターンオン・ターンオ
フ時における動作であるため、このターンオン・ターン
オフにおける動作を中心に説明する。
および第8図を参照して説明する。なお、第7図は第5
図および第6図に示すスイッチング電源回路の各部の信
号波形図であり、第8図はターンオン・ターンオフ時に
おける信号波形を拡大した図である。このスイッチング
電源回路の基本的動作は従来例および前述の第1の実施
例と同様であり、相違する点は、ターンオン・ターンオ
フ時における動作であるため、このターンオン・ターン
オフにおける動作を中心に説明する。
スイッチング制御部3からのコントロール信号m、rに
より駆動トランジスタ4がオンになると、第1の抵抗2
7、第2の抵抗5を介してスイッチングトランジスタ2
をオンにするベース電流IBI(第7図のn、第8図の
S)を流す。この時、充放電用トランジスタ24はオフ
であり、スイッチングトランジスタ2のベース、第1の
抵抗27、コンデンサ21、ダイオード28、駆動トラ
ンジスタ4、GND、からなる充電経路が形成される。
より駆動トランジスタ4がオンになると、第1の抵抗2
7、第2の抵抗5を介してスイッチングトランジスタ2
をオンにするベース電流IBI(第7図のn、第8図の
S)を流す。この時、充放電用トランジスタ24はオフ
であり、スイッチングトランジスタ2のベース、第1の
抵抗27、コンデンサ21、ダイオード28、駆動トラ
ンジスタ4、GND、からなる充電経路が形成される。
この充電経路によりコンデンサ21は充電される。
そして、スイッチングトランジスタ2がオフからオンに
なる直後の過渡期には、コンデンサ21の充電電流は、
第7図のAに示されるように、上記ベース電流IBIに
加算されて流れることになり、スイッチングトランジス
タ2のターンオン時間のスピードアップに寄与する。ま
た、コンデンサ21の充電の間、充放電用トランジスタ
24のベース・エミッタ間にかかる逆バイアス電圧を小
さくするために、ダイオード28が入っており、充放電
用トランジスタ24のベース・エミッタ間逆バイアスは
、ダイオード28の順方向電圧効果の0゜6V前後に押
さえられ、充放電用トランジスタ24のベース・エミッ
タ耐圧(VEI)Q)より十分に小さくなる。なお、ス
イッチングトランジスタ2がオンするときは、次のよう
な関係が必要である。
なる直後の過渡期には、コンデンサ21の充電電流は、
第7図のAに示されるように、上記ベース電流IBIに
加算されて流れることになり、スイッチングトランジス
タ2のターンオン時間のスピードアップに寄与する。ま
た、コンデンサ21の充電の間、充放電用トランジスタ
24のベース・エミッタ間にかかる逆バイアス電圧を小
さくするために、ダイオード28が入っており、充放電
用トランジスタ24のベース・エミッタ間逆バイアスは
、ダイオード28の順方向電圧効果の0゜6V前後に押
さえられ、充放電用トランジスタ24のベース・エミッ
タ耐圧(VEI)Q)より十分に小さくなる。なお、ス
イッチングトランジスタ2がオンするときは、次のよう
な関係が必要である。
R1+R5= (V i −VBEI )/IBIただ
し、R1は第2の抵抗27の抵抗値、R5は第1の抵抗
5の抵抗値、VBBIはスイッチングトランジスタ2の
飽和時のベース・エミッタ間電圧、IBEIはスイッチ
ングトランジスタ2に流すコレクタ電流に対してコレク
タ・エミッタ間飽和電圧を十分小さくするために必要な
ベース電流である。
し、R1は第2の抵抗27の抵抗値、R5は第1の抵抗
5の抵抗値、VBBIはスイッチングトランジスタ2の
飽和時のベース・エミッタ間電圧、IBEIはスイッチ
ングトランジスタ2に流すコレクタ電流に対してコレク
タ・エミッタ間飽和電圧を十分小さくするために必要な
ベース電流である。
次に、スイッチング制御部3からのコントロール信号m
、 rにより駆動トランジスタ4がオフになると、コ
ンデンサ21に充電されていた電圧の+側が第1の抵抗
27を介してスイッチングトランジスタ2のベースに加
わるとともに、第2の抵抗5を介して充放電用トランジ
スタ24のベースに加わる。これにより、充放電用トラ
ンジスタ24がオンになる。そして、コンデンサ21の
一側はスイッチングトランジスタ2のエミッタに接続さ
れ、コンデンサ21の充電電圧がスイッチングトランジ
スタ2のベース・エミッタ間に逆バイアスとなって加わ
り、スイッチングトランジスタ2の蓄積キャリ、アの放
出を加速する形でベース電流IB2(第4図のS)とし
て電流を流し、スイッチングトランジスタ2のターンオ
フ時間を短くする。
、 rにより駆動トランジスタ4がオフになると、コ
ンデンサ21に充電されていた電圧の+側が第1の抵抗
27を介してスイッチングトランジスタ2のベースに加
わるとともに、第2の抵抗5を介して充放電用トランジ
スタ24のベースに加わる。これにより、充放電用トラ
ンジスタ24がオンになる。そして、コンデンサ21の
一側はスイッチングトランジスタ2のエミッタに接続さ
れ、コンデンサ21の充電電圧がスイッチングトランジ
スタ2のベース・エミッタ間に逆バイアスとなって加わ
り、スイッチングトランジスタ2の蓄積キャリ、アの放
出を加速する形でベース電流IB2(第4図のS)とし
て電流を流し、スイッチングトランジスタ2のターンオ
フ時間を短くする。
なお、第1の抵抗27は上記ベース電流IB2の電流制
限抵抗になっている。
限抵抗になっている。
上記第2の実施例によれば、スイッチングトランジスタ
のターンオン時にコンデンサの充電電流を流し、ターン
オンのスピードアップを図ることができる。また、ター
ンオフ時におけるスピードアップに関しては前述の第1
の実施例と同様の効果がある。
のターンオン時にコンデンサの充電電流を流し、ターン
オンのスピードアップを図ることができる。また、ター
ンオフ時におけるスピードアップに関しては前述の第1
の実施例と同様の効果がある。
第9図は本発明の第3の実施例の要部を示す回路図であ
り、第10図は第3の実施例の全体を示す回路図である
。図において、上記第11図で説明した従来例と同一も
しくは相当部分に同一符号を付し、その詳しい説明は省
略する。
り、第10図は第3の実施例の全体を示す回路図である
。図において、上記第11図で説明した従来例と同一も
しくは相当部分に同一符号を付し、その詳しい説明は省
略する。
この第1の実施例のスイッチング電源回路は、スイッチ
ングトランジスタ2のベースにエミッタが接続され、コ
レクタがベース電流制限抵抗5を介してGNDに接続さ
れた第1のトランジスタ30と、第1のトランジスタ3
0のベースにベースが接続され、コレクタがスイッチン
グトランジスタ2のエミッタに接続され、エミッタがス
イッチング2のベースに接続された第2のトランジスタ
31と、上記第1のトランジスタ30のベース抵抗32
に並列接続されたコンデンサ21と、直流電源Viに接
続され第1のトランジスタのバイアス電圧を設定するた
めのバイアス抵抗33と、スイッチングトランジスタ2
のターンオフ時に駆動トランジスタ4に流れる過電流を
制限する過電流制限抵抗34とを有する。上記第1のト
ランジスタ30がオンであり、第2のトランジスタ31
がオフのときは、第9図中実線の矢印(イ)で示される
ように、第1のトランジスタのベースと接地電源GND
との間にコンデンサ21が介在されるような経路が形成
される。また、駆動トランジスタ4のオフ時には、第9
図中破線の矢印(ロ)で示されるようにコンデンサ21
の充電電圧およびバイアス電圧が第2のトランジスタの
ベースに加わるようにされており、この第2のトランジ
スタ31の導通によりスイッチングトランジスタ2のエ
ミッタ・ベース間が短絡され、スイッチングトランジス
タ2の蓄積キャリア放出経路が形成されるようになって
いる。
ングトランジスタ2のベースにエミッタが接続され、コ
レクタがベース電流制限抵抗5を介してGNDに接続さ
れた第1のトランジスタ30と、第1のトランジスタ3
0のベースにベースが接続され、コレクタがスイッチン
グトランジスタ2のエミッタに接続され、エミッタがス
イッチング2のベースに接続された第2のトランジスタ
31と、上記第1のトランジスタ30のベース抵抗32
に並列接続されたコンデンサ21と、直流電源Viに接
続され第1のトランジスタのバイアス電圧を設定するた
めのバイアス抵抗33と、スイッチングトランジスタ2
のターンオフ時に駆動トランジスタ4に流れる過電流を
制限する過電流制限抵抗34とを有する。上記第1のト
ランジスタ30がオンであり、第2のトランジスタ31
がオフのときは、第9図中実線の矢印(イ)で示される
ように、第1のトランジスタのベースと接地電源GND
との間にコンデンサ21が介在されるような経路が形成
される。また、駆動トランジスタ4のオフ時には、第9
図中破線の矢印(ロ)で示されるようにコンデンサ21
の充電電圧およびバイアス電圧が第2のトランジスタの
ベースに加わるようにされており、この第2のトランジ
スタ31の導通によりスイッチングトランジスタ2のエ
ミッタ・ベース間が短絡され、スイッチングトランジス
タ2の蓄積キャリア放出経路が形成されるようになって
いる。
上記第3の実施例の動作を説明する。この実施例の波形
は前述の第2の実施例と同様であり、第7図および第8
図に示した波形図を用いる。なお、基本的動作において
は従来例で説明した動作と同じである。ここではスイッ
チングトランジスタ2のオン/オフ動作を中心に説明す
る。
は前述の第2の実施例と同様であり、第7図および第8
図に示した波形図を用いる。なお、基本的動作において
は従来例で説明した動作と同じである。ここではスイッ
チングトランジスタ2のオン/オフ動作を中心に説明す
る。
スイッチング制御部3からのコントロール信号m、rに
より駆動トランジスタ4がオンすると、ベース電流制限
抵抗32、過電流制限抵抗34を介して第1のトランジ
スタ30がオンにされ、スイッチングトランジスタ2を
オンするためのベース電流IBI(第7図のn1第8図
のS)を流す。
より駆動トランジスタ4がオンすると、ベース電流制限
抵抗32、過電流制限抵抗34を介して第1のトランジ
スタ30がオンにされ、スイッチングトランジスタ2を
オンするためのベース電流IBI(第7図のn1第8図
のS)を流す。
第2のトランジスタ31はオフ状態であり、充電経路(
イ)が形成されており、コンデンサ21はスイッチング
トランジスタのベース・第1のトランジスタ30、過電
流制限抵抗34を介して充電される。このときコンデン
サ21の充電電流は、スイッチングトランジスタ2のオ
フからオンの過渡期に第1のトランジスタ30を介して
第7図のAに示されるような形で上記ベース電流IBI
に加算されて流れることになり、スイッチングトランジ
スタ2のターンオン時間のスピードアップに寄与する。
イ)が形成されており、コンデンサ21はスイッチング
トランジスタのベース・第1のトランジスタ30、過電
流制限抵抗34を介して充電される。このときコンデン
サ21の充電電流は、スイッチングトランジスタ2のオ
フからオンの過渡期に第1のトランジスタ30を介して
第7図のAに示されるような形で上記ベース電流IBI
に加算されて流れることになり、スイッチングトランジ
スタ2のターンオン時間のスピードアップに寄与する。
また、コンデンサ21の充電電流は、駆動トランジスタ
4のコレクタ電流として流れるために、駆動トランジス
タ4の最大定格以上の過電流が流れて駆動トランジスタ
4を破壊する恐れがあるので、過電流制限抵抗34を設
ける必要がある。
4のコレクタ電流として流れるために、駆動トランジス
タ4の最大定格以上の過電流が流れて駆動トランジスタ
4を破壊する恐れがあるので、過電流制限抵抗34を設
ける必要がある。
次に、スイッチング制御部3からのコントロール信号m
、rにより駆動トランジスタ4がオフすると、コンデン
サ21に充電されていた電圧によりバイアス抵抗33を
介して第2のトランジスタ31にバイアス電圧が加わり
、第2のトランジスタ31がオンする。これによりスイ
ッチングトランジスタ2のベース・エミッタ間が短絡さ
れ、スイッチングトランジスタ2のベース・エミッタ間
に蓄積されたキャリアを放出するための経路が形成され
る。したがって、スイッチングトランジスタ2のベース
にはベース電流IB2(第8図のS)が流れ、スイッチ
ングトランジスタ2のターンオフ時間を短縮する。
、rにより駆動トランジスタ4がオフすると、コンデン
サ21に充電されていた電圧によりバイアス抵抗33を
介して第2のトランジスタ31にバイアス電圧が加わり
、第2のトランジスタ31がオンする。これによりスイ
ッチングトランジスタ2のベース・エミッタ間が短絡さ
れ、スイッチングトランジスタ2のベース・エミッタ間
に蓄積されたキャリアを放出するための経路が形成され
る。したがって、スイッチングトランジスタ2のベース
にはベース電流IB2(第8図のS)が流れ、スイッチ
ングトランジスタ2のターンオフ時間を短縮する。
上記第3の実施例によれば、スイッチングトランジスタ
2のターンオン時に、コンデンサ21に充電電流を流し
て、ターンオン時間のスピードアップを図り、ターンオ
フ時には、コンデンサの充電電圧が第1のトランジスタ
31に印加され、スイッチングトランジスタのエミッタ
ベース間を短絡し、スイッチングトランジスタの蓄積キ
ャリアを急速に放出するため、ターンオフ時間のスピー
ドアップを図ることができる。これにより、スイッチン
グトランジスタの損失の軽減およびスイッチング電源の
効率が図られ、また過電流制限抵抗34によりトランジ
スタの破壊防止の効果も得られる。
2のターンオン時に、コンデンサ21に充電電流を流し
て、ターンオン時間のスピードアップを図り、ターンオ
フ時には、コンデンサの充電電圧が第1のトランジスタ
31に印加され、スイッチングトランジスタのエミッタ
ベース間を短絡し、スイッチングトランジスタの蓄積キ
ャリアを急速に放出するため、ターンオフ時間のスピー
ドアップを図ることができる。これにより、スイッチン
グトランジスタの損失の軽減およびスイッチング電源の
効率が図られ、また過電流制限抵抗34によりトランジ
スタの破壊防止の効果も得られる。
[効果]
以上の本発明によれば、スイッチングトランジスタのタ
ーンオン時には、充電経路が形成され、ターンオフ時に
は、コンデンサに充電された充電電圧によりスイッチン
グトランジスタの蓄積キャリアが放出されるので、スイ
ッチングトランジスタのスイッチングを加速することが
できる。したがって、高効率かつ小型のスイッチング電
源が得られるという効果がある。
ーンオン時には、充電経路が形成され、ターンオフ時に
は、コンデンサに充電された充電電圧によりスイッチン
グトランジスタの蓄積キャリアが放出されるので、スイ
ッチングトランジスタのスイッチングを加速することが
できる。したがって、高効率かつ小型のスイッチング電
源が得られるという効果がある。
第1図は本発明の第1の実施例の要部を示す回路図、第
2図は、第1の実施例の全体を示す回路図、第3図は第
1図および第2図に示すスイッチング電源回路の各部の
信号波形図、第4図はターンオン・ターンオフ時におけ
る信号波形を拡大した図、第5図は本発明の第2の実施
例の要部を示す回路図、第6図は上記第2の実施例の全
体を示す回路図、第7図は第5図および第6図に示すス
イッチング電源回路の各部の信号波形図、第8図はター
ンオン・ターンオフ時における信号波形を拡大した図、
第9図は本発明の第3の実施例の要部を示す回路図、第
10図は上記第3の実施例の全体を示す回路図、第11
図は従来のスイッチング電源回路の回路図、第12図は
従来のスイッチング電源回路の各部の信号波形図、第1
3図は上記第12図の信号波形のターンオン・ターンオ
フ時における拡大図である。 図において、1は入力端子、2はスイッチングトランジ
スタ、3はスイッチング制御部、4は駆動トランジスタ
、21はコンデンサ、22は第1の充電用抵抗、23は
第2の充電用抵抗、24は充放電用トランジスタ、25
はダイオード、26はベース電流制限抵抗、30は第1
のトランジスタ、31は第2のトランジスタ、33はバ
イアス抵抗、34は過電流制限抵抗である。 第 図 第 図 第 図 第 図 コブ「 τ■了 第 図
2図は、第1の実施例の全体を示す回路図、第3図は第
1図および第2図に示すスイッチング電源回路の各部の
信号波形図、第4図はターンオン・ターンオフ時におけ
る信号波形を拡大した図、第5図は本発明の第2の実施
例の要部を示す回路図、第6図は上記第2の実施例の全
体を示す回路図、第7図は第5図および第6図に示すス
イッチング電源回路の各部の信号波形図、第8図はター
ンオン・ターンオフ時における信号波形を拡大した図、
第9図は本発明の第3の実施例の要部を示す回路図、第
10図は上記第3の実施例の全体を示す回路図、第11
図は従来のスイッチング電源回路の回路図、第12図は
従来のスイッチング電源回路の各部の信号波形図、第1
3図は上記第12図の信号波形のターンオン・ターンオ
フ時における拡大図である。 図において、1は入力端子、2はスイッチングトランジ
スタ、3はスイッチング制御部、4は駆動トランジスタ
、21はコンデンサ、22は第1の充電用抵抗、23は
第2の充電用抵抗、24は充放電用トランジスタ、25
はダイオード、26はベース電流制限抵抗、30は第1
のトランジスタ、31は第2のトランジスタ、33はバ
イアス抵抗、34は過電流制限抵抗である。 第 図 第 図 第 図 第 図 コブ「 τ■了 第 図
Claims (3)
- (1)直流電源からの電圧をスイッチングして負荷に電
源を供給するスイッチングトランジスタと、このスイッ
チングトランジスタをオン、オフ駆動するトランジスタ
と、上記スイッチングトランジスタの出力に基づいて上
記駆動トランジスタを制御するスイッチング制御部とを
具備するスイッチング電源回路において、 上記直流電源に接続された第1の抵抗と、 上記駆動トランジスタのコレクタに接続された第2の抵
抗と、 上記第1の抵抗と第2の抵抗との間に接続されたコンデ
ンサと、 アノードが上記第1の抵抗に接続され、カソードがスイ
ッチングトランジスタのベース電流制限抵抗を介してス
イッチングトランジスタのベースに接続されたダイオー
ドと、 コレクタがスイッチングトランジスタのエミッタに接続
され、エミッタが上記第2の抵抗とコンデンサとの接続
点に接続され、ベースが駆動トランジスタのコレクタお
よびスイッチングトランジスタのベース抵抗に接続され
、上記スイッチングトランジスタのオン時には開放され
、コンデンサを充電するための経路を形成し、スイッチ
ングトランジスタのオフ時には導通し、スイッチングト
ランジスタの蓄積電荷を放電させるための経路を形成す
る充放電用トランジスタとを含むことを特徴とするスイ
ッチング電源回路。 - (2)直流電源からの電圧をスイッチングして負荷に電
源を供給するスイッチングトランジスタと、このスイッ
チングトランジスタをオン、オフ駆動する駆動トランジ
スタと、上記スイッチングトランジスタの出力に基づい
て上記駆動トランジスタを制御するスイッチング制御部
とを具備するスイッチング電源回路において、 スイッチングトランジスタのベースに接続される第1の
抵抗と、 駆動トランジスタのコレクタに接続される第2の抵抗と
、 上記第1の抵抗と第2の抵抗との間に一端が接続された
コンデンサと、 上記コンデンサの他端と駆動トランジスタのコレクタと
の間に接続されたダイオードと、 ベースが上記駆動トランジスタに接続され、コレクタが
スイッチングトランジスタのエミッタに接続されてエミ
ッタが上記コンデンサの他端に接続され、スイッチング
トランジスタオン時には開放され、コンデンサを充電さ
せるための経路を形成し、スイッチングトランジスタオ
フ時には導通し、スイッチングトランジスタの蓄積電荷
を放電させるための経路を形成する充放電用トランジス
タとを含むことを特徴とするスイッチング電源回路。 - (3)直流電源から電圧をスイッチングして負荷に電源
を供給するスイッチングトランジスタと、このスイッチ
ングトランジスタをオン、オフ駆動する駆動トランジス
タと、スイッチングトランジスタの出力に基づいて上記
駆動トランジスタを制御するスイッチング制御部を具備
するスイッチング電源回路において 上記スイッチングトランジスタの上部電流を増幅するた
めの第1のトランジスタと、 この第1のトランジスタのベースに一端が共通接続され
たベース抵抗およびコンデンサと、このコンデンサの他
端と駆動トランジスタのコレクタとの間に接続された充
電電流制限抵抗と、上記コンデンサの一旦にベースが接
続され、上記スイッチングトランジスタのベースエミッ
タ間を導通させるための第2のトランジスタと、上記コ
ンデンサの他端と上記直流電源との間に接続され、上記
第2のトランジスタのバイアスを設定するためのバイア
ス抵抗とを含み、 スイッチングトランジスタのオン時には上記第1のトラ
ンジスタが導通し、この第1のトランジスタとコンデン
サとベース電流制限抵抗とでなす充電経路が形成され、
スイッチングトランジスタのオフ時には、上記第2のト
ランジスタが導通し、上記バイアス抵抗とコンデンサと
スイッチングトランジスタとでなす放電経路が形成され
ることを特徴とするスイッチング電源回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2113056A JPH0834686B2 (ja) | 1990-04-28 | 1990-04-28 | スイッチングレギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2113056A JPH0834686B2 (ja) | 1990-04-28 | 1990-04-28 | スイッチングレギュレータ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0412664A true JPH0412664A (ja) | 1992-01-17 |
JPH0834686B2 JPH0834686B2 (ja) | 1996-03-29 |
Family
ID=14602384
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2113056A Expired - Lifetime JPH0834686B2 (ja) | 1990-04-28 | 1990-04-28 | スイッチングレギュレータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0834686B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0854562A1 (de) * | 1996-12-17 | 1998-07-22 | PAPST-MOTOREN GMBH & CO. KG | Schaltnetzteil |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0171984U (ja) * | 1987-10-29 | 1989-05-15 | ||
JPH01136563A (ja) * | 1987-11-20 | 1989-05-29 | Fuji Electric Co Ltd | Dc−dcコンバータ |
-
1990
- 1990-04-28 JP JP2113056A patent/JPH0834686B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0171984U (ja) * | 1987-10-29 | 1989-05-15 | ||
JPH01136563A (ja) * | 1987-11-20 | 1989-05-29 | Fuji Electric Co Ltd | Dc−dcコンバータ |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0854562A1 (de) * | 1996-12-17 | 1998-07-22 | PAPST-MOTOREN GMBH & CO. KG | Schaltnetzteil |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0834686B2 (ja) | 1996-03-29 |
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