JPH04117075A - Ghost eliminating device and transversal filter used for the same - Google Patents
Ghost eliminating device and transversal filter used for the sameInfo
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Links
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 147
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 11
- 230000001934 delay Effects 0.000 claims description 28
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 21
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 9
- 238000003780 insertion Methods 0.000 claims description 9
- 230000037431 insertion Effects 0.000 claims description 9
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 claims description 5
- 230000002265 prevention Effects 0.000 claims description 3
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 claims 1
- 230000008030 elimination Effects 0.000 abstract 8
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 abstract 8
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 57
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 23
- 238000000034 method Methods 0.000 description 22
- 230000008569 process Effects 0.000 description 16
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 11
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 9
- 238000007792 addition Methods 0.000 description 7
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 7
- NJPPVKZQTLUDBO-UHFFFAOYSA-N novaluron Chemical compound C1=C(Cl)C(OC(F)(F)C(OC(F)(F)F)F)=CC=C1NC(=O)NC(=O)C1=C(F)C=CC=C1F NJPPVKZQTLUDBO-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 7
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 6
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 6
- 230000008859 change Effects 0.000 description 5
- 230000003252 repetitive effect Effects 0.000 description 4
- 206010047571 Visual impairment Diseases 0.000 description 3
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 3
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 3
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 2
- 230000006870 function Effects 0.000 description 2
- 238000005295 random walk Methods 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 230000001502 supplementing effect Effects 0.000 description 2
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 2
- BKAYIFDRRZZKNF-VIFPVBQESA-N N-acetylcarnosine Chemical compound CC(=O)NCCC(=O)N[C@H](C(O)=O)CC1=CN=CN1 BKAYIFDRRZZKNF-VIFPVBQESA-N 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 238000004904 shortening Methods 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Picture Signal Circuits (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野〕
本発明は、テレビジョン信号が伝送される伝送路の歪み
としてのゴースト成分を該テレビジョン信号から除去す
るためのゴースト除去装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Field of Industrial Application) The present invention relates to a ghost removal device for removing ghost components as distortion of a transmission path through which a television signal is transmitted from a television signal.
［従来の技術］
放送局から送信されるテレビジョン信号を受信する際、
高層建築物や山などの障害物による反射波が直接波に重
畳されることにより発生する伝送路の歪みはゴーストと
呼ばれ、地上テレビジョン放送における画質劣化の最大
の原因となっている。[Prior Art] When receiving a television signal transmitted from a broadcasting station,
Distortion in transmission paths caused by superimposition of reflected waves from obstacles such as high-rise buildings and mountains on direct waves is called ghosting, and is the biggest cause of image quality deterioration in terrestrial television broadcasting.
この画質劣化を改善するために、テレビジョン学会技術
報告ＶＯＬ、１３．Ｎｏ、３２ （１９８６年６月）第
１頁から３６頁において論じられているように、放送局
側でゴースト除去のための基準信号を送出し、受信側で
この基準信号を使ってゴーストを検出しゴースト除去を
行う方式、およびその装置が開発されている。In order to improve this image quality deterioration, we have developed a technical report from the Society of Television Engineers, Vol. 13. No. 32 (June 1986), pages 1 to 36, the broadcasting station transmits a reference signal for ghost removal, and the receiving side uses this reference signal to detect ghosts. Ghost removal methods and devices have been developed.
ところで一般に、受信機において受信されたテレビジョ
ン信号に関しては、かなりのノイズが含まれている場合
をも想定する必要があり、このような場合においては、
ノイズを含む前記基準信号を用いて検出するゴーストの
情報に誤りを含む可能性が大きくなり、その結果ゴース
ト除去性能の劣化を招くことになる。By the way, it is generally necessary to assume that the television signal received by the receiver may contain a considerable amount of noise, and in such cases,
There is a greater possibility that ghost information detected using the reference signal containing noise will contain errors, resulting in deterioration of ghost removal performance.
この問題を解決する手段として、特公昭６２２２３０７
号公報記載のものが知られている。これによれば、伝送
路歪み（ゴースト）を抑圧する歪み除去フィルタの出力
にノイズ除去回路を設け、その出力を前記フィルタを制
御して歪み抑圧を行わせる制御回路に供給するように構
成し、基準信号に含まれるノイズを抑圧することにより
、ゴースト情報の誤り防止を達成している。As a means to solve this problem,
The one described in the publication No. 1 is known. According to this, a noise removal circuit is provided at the output of a distortion removal filter that suppresses transmission line distortion (ghost), and the output thereof is configured to be supplied to a control circuit that controls the filter to perform distortion suppression, By suppressing the noise contained in the reference signal, error prevention of ghost information is achieved.
なおゴースト除去のための基準信号は、前記論文の第３
１頁のゴースト除去の原理の項において、８フィールド
シーケンスで送られるＧＣＲ（Ｇｈｏｓｔ Ｃａｎｃ
ｅｌ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）信号を演算処理すること
で約４５μｓまでのゴーストを検出できることが述べら
れている。Note that the reference signal for ghost removal is as described in the third part of the above paper.
In the section on the principle of ghost removal on page 1, the GCR (Ghost Canc
It is stated that ghosts up to about 45 μs can be detected by processing the el Reference) signal.
このＯＣＲ信号を用いたゴースト除去装置では、伝送路
歪み（ゴースト）を抑圧する歪み除去フィルタ（トラン
スバーサルフィルタ）の出力に制御回路を設け、その制
御回路で前記ＯＣＲ信号を演算処理して伝送路の歪み情
報を検出し、前記歪み除去フィルタのタップ係数を制御
することでゴーストを除去している。In a ghost removal device using this OCR signal, a control circuit is provided at the output of a distortion removal filter (transversal filter) that suppresses transmission line distortion (ghost), and the control circuit processes the OCR signal and Ghosts are removed by detecting distortion information and controlling tap coefficients of the distortion removal filter.
〔発明が解決しようとする課題〕
上記従来技術においては、歪み除去（ゴースト除去）に
要する時間が長くなるという問題があった。[Problems to be Solved by the Invention] The above-mentioned conventional technology has a problem in that the time required to remove distortion (ghost removal) is long.
前記ノイズ除去回路におけるノイズ抑圧の方法としては
、信号の相関性（つまり有意な信号は各フィールド間で
相関があるのに対し、ノイズはうンダムに発生するので
、そのような相関がないこと）を利用した同期加算の手
法が取られており、ｎ回の同期加算を行った場合のＳ／
Ｎ比の改善率はＪＴとなり、例えば約２０ｄＢの改善効
果を得るためには１００回の同期加算を行う必要がある
。The method of noise suppression in the noise removal circuit is based on signal correlation (in other words, significant signals have a correlation between each field, but noise occurs randomly, so there is no such correlation). A method of synchronous addition using
The improvement rate of the N ratio is JT, and in order to obtain an improvement effect of about 20 dB, for example, it is necessary to perform synchronous addition 100 times.
前記制御回路は、伝送歪みを抑圧するためにノイズが抑
圧された基準信号から歪み除去フィルタを構成するトラ
ンスバーサルフィルタのタップ係数を算出し、更新する
。この動作は、繰り返して何回も行われ、その結果伝送
路の歪みが除去される。The control circuit calculates and updates tap coefficients of a transversal filter that constitutes a distortion removal filter from a noise-suppressed reference signal in order to suppress transmission distortion. This operation is repeated many times, and as a result, distortion in the transmission path is removed.
タップ係数の更新前後では、前記フィルタの特性が異な
るため、基準信号に重畳している歪みに関して相関性が
なくなっており、前記ノイズ除去回路においては、係数
更新前までの同期加算結果は利用できない。このため、
タップ係数更新の度にｎ回もの同期加算処理が必要とな
り、全体の除去時間が長くなるという問題があった。Since the characteristics of the filter are different before and after the tap coefficients are updated, there is no correlation with respect to the distortion superimposed on the reference signal, and the synchronous addition results before the coefficient update cannot be used in the noise removal circuit. For this reason,
There is a problem in that synchronous addition processing is required n times each time the tap coefficients are updated, which increases the overall removal time.
更に前記ＯＣＲ信号は、前ラインからの歪み成分の混入
による誤検出を避けるため、前記テレビジョン学会技報
ＶＯＬ、１３．ＮＯ，３２（１９８９年６月）の第３１
頁の第１図に示すように、あるいは後述するように、８
フィールドで一巡するシーケンスパターンとなっている
。また、その前ラインに挿入される信号は、ＶＩＴ（Ｖ
ｅｒｔｉｃａｌ Ｉｎｔｅｒｖａｌ Ｔｅ５ｔ）信
号であり、少なくとも偶奇それぞれのフィールドにおい
ては固定パターンとなっている。Furthermore, in order to avoid false detection due to the mixing of distortion components from the previous line, the OCR signal is processed according to the above-mentioned Television Society Technical Report VOL, 13. No. 31 of No. 32 (June 1989)
8, as shown in Figure 1 on page 8 or as described below.
It is a sequence pattern that goes around the field. Also, the signal inserted into the previous line is VIT (V
(vertical interval Te5t) signal, and has a fixed pattern at least in each of the even and odd fields.
このＧＣＲ信号から前ラインから混入する歪みの影響な
く伝送路の歪みを検出するためには、８フィールド分の
信号を用いて、後に詳述するように、
（Ｓ １−３５）＋ （３６−３２）＋ （Ｓ３−３
７） ＋（Ｓ８−３４）のような演算を行ない、ＯＣＲ
信号の伝送シーケンスをデコードする必要がある。In order to detect transmission line distortion from this GCR signal without being affected by distortion mixed in from the previous line, 8 fields worth of signals are used, and as will be detailed later, (S 1-35) + (36- 32) + (S3-3
7) Perform operations such as + (S8-34) and perform OCR
It is necessary to decode the transmission sequence of the signal.
前記制御回路では、伝送路の歪みを抑圧するために、上
記の演算処理から得られた信号をもとに歪み除去フィル
タのタップ係数を算出し、更新する。この動作は繰り返
して何回も行なわれ、その結果伝送路の歪みが除去され
る。In order to suppress distortion in the transmission path, the control circuit calculates and updates tap coefficients of the distortion removal filter based on the signal obtained from the above calculation process. This operation is repeated many times, and as a result, distortion in the transmission path is removed.
この際、タップ係数の更新前後では前記フィルタの特性
が異なるため、ＯＣＲ信号に重畳している歪みの相間性
がなくなる。このため、タップ係数更新前後の信号を用
いて前記演算処理を行なうと、歪み情報の検出を誤るこ
とになる。このため、タップ係数更新の度に前記デコー
ド演算をするために、８フィールドの待ち時間を要する
ことになり、全体の除去時間が長くなるという問題があ
った。At this time, since the characteristics of the filter are different before and after updating the tap coefficients, there is no correlation between the distortions superimposed on the OCR signal. Therefore, if the arithmetic processing is performed using signals before and after updating the tap coefficients, distortion information will be detected incorrectly. Therefore, in order to perform the decoding operation each time the tap coefficients are updated, a waiting time of 8 fields is required, resulting in a problem that the total removal time becomes longer.
本発明の目的は、上記従来技術における問題点である伝
送路歪みの除去に要する時間を短縮可能なゴースト除去
装置を提供することにある。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a ghost removal device that can shorten the time required to remove transmission line distortion, which is a problem in the prior art.
上記目的は、少なくとも伝送されたテレビジョン信号に
予め多重されたゴースト除去のための基準信号（以下、
０ＣＲ（Ｇｈｏｓｔ ＣａｎｃｅｌＲｅｆｅｒｅｎｃ
ｅ）信号と記す）を受信側で取り出し、該ＯＣＲ信号に
ついてノイズ除去を行うノイズ除去フィルタと、伝送歪
みを抑圧するための伝送路歪み除去フィルタを前記ノイ
ズ除去フィルタの後段に配置し、前記歪み除去フィルタ
の出力から得られるノイズ除去後のＯＣＲ信号を取り込
む制御器とを具備し、前記制御器により前記歪み除去フ
ィルタの特性を制御することにより達成できる。The above purpose is to obtain at least a reference signal for ghost removal (hereinafter referred to as
0CR(Ghost CancelReference)
e) A noise removal filter that extracts the OCR signal (hereinafter referred to as "signal") on the receiving side and removes noise from the OCR signal, and a transmission line distortion removal filter for suppressing transmission distortion are placed downstream of the noise removal filter, and This can be achieved by comprising a controller that takes in the OCR signal after noise removal obtained from the output of the removal filter, and by controlling the characteristics of the distortion removal filter with the controller.
前記ノイズ除去フィルタは、前記ＯＣＲ信号を構成する
伝送シーケンス信号をデコードするシーケンスデコード
回路と、デコードされた伝送シーケンス信号についてノ
イズ除去を行うノイズ除去回路とから成るものであるが
、高価であるので、ノイズ除去回路を外し、シーケンス
デコード回路だけで構成しても、目的を達成することが
できる。The noise removal filter consists of a sequence decoding circuit that decodes the transmission sequence signal that constitutes the OCR signal, and a noise removal circuit that removes noise from the decoded transmission sequence signal, but it is expensive. The purpose can also be achieved by removing the noise removal circuit and configuring only the sequence decoding circuit.
この場合、所要コストを低廉にすることができる。In this case, the required cost can be reduced.
すなわち、上記目的は、少なくとも伝送されたテレビジ
ョン信号に多重されたゴースト除去のためのＯＣＲ信号
について、該ＯＣＲ信号を構成すル伝送シーケンスをデ
コードするシーケンスデコード回路と、伝送歪みを抑圧
するための伝送路歪み除去フィルタを前記シーケンスデ
コード回路の後段に配置し、前記歪み除去フィルタの出
力かろ得られるＧＣＲ信号（伝送シーケンス信号）を取
り込む制御器とを具備し、前記制御器により前記歪み除
去フィルタの特性を制御することによっても達成できる
。That is, the above object is to provide at least a sequence decoding circuit for decoding a transmission sequence constituting the OCR signal for ghost removal multiplexed on a transmitted television signal, and a sequence decoding circuit for suppressing transmission distortion. A transmission path distortion removal filter is disposed at a subsequent stage of the sequence decoding circuit, and the controller includes a controller that takes in a GCR signal (transmission sequence signal) obtained from the output of the distortion removal filter, and the controller controls the output of the distortion removal filter. This can also be achieved by controlling the characteristics.
〔作用］
ＧＣＲ信号は、前記ノイズ除去フィルタによりノイズが
抑圧され、前記歪み除去フィルタを介して前記制御器へ
と導かれるので、従来通り歪み成分の誤検出防止を実現
できる。[Operation] Since the GCR signal has noise suppressed by the noise removal filter and is guided to the controller via the distortion removal filter, it is possible to prevent erroneous detection of distortion components as before.
前記歪み除去フィルタの前段では、ＯＣＲ信号に重畳さ
れた歪み成分は変化することがないので、ここに配置し
たノイズ除去フィルタは、常時動作することが可能とな
る。したがって、前記制御器は、入力するＯＣＲ信号を
毎回そのまま利用して前記歪み除去フィルタの制御を行
うことができ、全体の歪み除去時間の短縮を実現できる
。In the stage before the distortion removal filter, the distortion component superimposed on the OCR signal does not change, so the noise removal filter placed here can always operate. Therefore, the controller can control the distortion removal filter by using the input OCR signal as it is every time, and the overall distortion removal time can be shortened.
ノイズ除去回路を外してシーケンスデコード回路だけを
用いる場合には、ＧＣＲ信号は、シーケンスデコード回
路により伝送シーケンスがデコードされ、歪み除去フィ
ルタを介して制御器へと導かれるので、従来通り歪み成
分を検出し、その歪み除去が行なえる。When removing the noise removal circuit and using only the sequence decoding circuit, the transmission sequence of the GCR signal is decoded by the sequence decoding circuit and guided to the controller via the distortion removal filter, so distortion components can be detected as before. However, the distortion can be removed.
歪み除去フィルタの前段では、ＧＣＲ信号に重畳された
歪み成分は変化することがないので、ここに配置したシ
ーケンスデコード回路は、常時８フィールド前までの信
号を使ってデコード処理することが可能となる。従って
、前記制御器では、シーケンスデコードの処理が施され
たＯＣＲ信号を毎回そのまま利用して前記歪み除去フィ
ルタの制御を行なうことができ、全体の除去時間の短縮
を実現できる。In the stage before the distortion removal filter, the distortion component superimposed on the GCR signal does not change, so the sequence decoding circuit placed here can always perform decoding processing using signals up to 8 fields before. . Therefore, the controller can control the distortion removal filter by using the OCR signal that has been subjected to sequence decoding processing as it is every time, and the overall removal time can be shortened.
以下本発明の一実施例を第１図を用いて説明する。 An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG.
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。同
図において、１０１はテレビジョン信号の入力端子、１
０２はアナログ−ディジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換
器と記す）、１０３はノイズ除去フィルタ、１０４は伝
送路歪み除去フィルタ、１０５は差し換え信号発生器、
１０６はスイッチ回路、１０７はディジタル−アナログ
変換器（以下、Ｄ／Ａ変換器と記す）、１０８はテレビ
ジョン信号の出力端子、１０９は制御器、１１０はタイ
ミング信号発生器である。FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of the present invention. In the figure, 101 is a television signal input terminal;
02 is an analog-digital converter (hereinafter referred to as A/D converter), 103 is a noise removal filter, 104 is a transmission line distortion removal filter, 105 is a replacement signal generator,
106 is a switch circuit, 107 is a digital-to-analog converter (hereinafter referred to as a D/A converter), 108 is a television signal output terminal, 109 is a controller, and 110 is a timing signal generator.
また、第２図は第１図におけるノイズ除去フィルタ１０
３の一具体例を示すプロ、り図で、２０１はテレビジョ
ン信号の入力端子、２０２はスイッチ回路、２０３はテ
レビジョン信号の出力端子、２０４，２０６は減算器、
２０５は乗算器、２０７は８フィールド遅延回路、２０
８はタイミング信号ＴＩの入力端子である。In addition, FIG. 2 shows the noise removal filter 10 in FIG.
3, 201 is a television signal input terminal, 202 is a switch circuit, 203 is a television signal output terminal, 204 and 206 are subtracters,
205 is a multiplier, 207 is an 8-field delay circuit, 20
8 is an input terminal for the timing signal TI.
第１図において、入力端子１０１から入力するテレビジ
ョン信号は、タイミング信号発生器１１０の入力に導か
れる。ここでは、テレビジョン信号に含まれる同期信号
やカラーバーストを分離、抽出し、これらの信号に同期
したタイミング信号ＴＩ、Ｔ２．Ｔ３や、本ゴースト除
去装置を駆動するためのシステムクロックなどが再生さ
れる。In FIG. 1, a television signal input from input terminal 101 is guided to the input of timing signal generator 110. In FIG. Here, the synchronization signal and color burst contained in the television signal are separated and extracted, and timing signals TI, T2 . T3, the system clock for driving the present ghost removal device, etc. are regenerated.
一方、前記テレビジョン信号は、Ａ／Ｄ変換器１０２の
入力にも導かれ、タイミング信号発生器１１０で再生さ
れた図示せざるシステムクロックで標本化され、Ｎビッ
トのディジタル信号に変換、出力される。On the other hand, the television signal is also guided to the input of the A/D converter 102, sampled by a system clock (not shown) reproduced by the timing signal generator 110, converted into an N-bit digital signal, and output. Ru.
ノイズ除去フィルタ１０３は、すでに述べたように、例
えば第２図に示す構成からなり、ＧＣＲ信号に含まれる
ノイズを抑圧する。Ａ／Ｄ変換器１０２から出力される
テレビジョン信号は、入力端子２０１から入力し、ノイ
ズ除去フィルタ１０３を構成する減算器２０４，２０５
およびスイッチ回路２０２のそれぞれの一方の入力へと
導かれる。As already mentioned, the noise removal filter 103 has the configuration shown in FIG. 2, for example, and suppresses the noise contained in the GCR signal. The television signal output from the A/D converter 102 is input from the input terminal 201 and is sent to subtracters 204 and 205 that constitute the noise removal filter 103.
and one input of each of the switch circuits 202.
減算器２０４は他方から入力する信号と図示した極性で
減算され、その出力に得られる信号は８フィールド遅延
回路２０７の入力と、スイッチ回路２０２の他方の入力
に導かれる。８フィールド遅延回路２０７は入力する信
号を８フィールド遅延し、減算器２０６の他方の入力へ
与える。この減算器２０６は図示の極性で信号を減算し
、その出力は乗算器２０５において、係数Ｋ （０＜Ｋ
＜■〕が乗じられ、減算器２０４の他方の入力へと導か
れる。The subtracter 204 subtracts the signal input from the other side with the polarity shown, and the signal obtained at its output is guided to the input of the 8-field delay circuit 207 and the other input of the switch circuit 202. The 8-field delay circuit 207 delays the input signal by 8 fields and provides the delayed signal to the other input of the subtracter 206. This subtracter 206 subtracts the signal with the polarity shown, and its output is sent to the multiplier 205 with a coefficient K (0<K
It is multiplied by <■] and guided to the other input of the subtracter 204.
ここで回路動作の理解を容易にするため、ＯＣＲ信号の
構成について説明しておく。Here, in order to facilitate understanding of the circuit operation, the structure of the OCR signal will be explained.
前記公知文献によればＯＣＲ信号は、前ラインからの歪
み成分の混入による受信側での誤検出を避けるため、第
１２図に示すような８フィールドで一巡するシーケンス
パターンとなっている。また、その前ラインに挿入され
る信号は、ＶＩＴ（Ｖｅｒｔｉｃａｌ Ｉｎｔｅｒｖ
ａｌ Ｔｅ５ｔ）信号であり、少なくとも偶奇それぞ
れのフィールドにおいては固定パターンである。According to the above-mentioned known document, the OCR signal has a sequence pattern of eight fields as shown in FIG. 12 in order to avoid false detection on the receiving side due to the mixing of distortion components from the previous line. In addition, the signal inserted into the previous line is VIT (Vertical Interv
alTe5t) signal, and has a fixed pattern at least in each of the even and odd fields.
以下、具体的に説明する。第１２図において、第１フィ
ールドをＮαＳ１として（１（３１））と表示しである
。ここではその１ラインにＧＣＲ波形が挿入され、その
前ラインにＶＩＴ信号が挿入されている。５ｙｎｃは水
平同期パルスであり、ＣＢはカラーバースト波形である
。This will be explained in detail below. In FIG. 12, the first field is expressed as (1(31)) with NαS1. Here, the GCR waveform is inserted into one line, and the VIT signal is inserted into the previous line. 5ync is a horizontal synchronization pulse, and CB is a color burst waveform.
次に第２フィールドであるＮ（ＬＳ２つまり〔２（３２
））では、その１ラインにＧＣＲ波形が挿入されておら
ないことが認められるであろう。Next, the second field N(LS2 or [2(32
)), it will be observed that no GCR waveform is inserted in that one line.
更に第３フィールドであるｋｓ３つまり（３（Ｓ３）］
では、その１ラインにＧＣＲ波形が挿入されており、第
４フィールドであるＮαＳ４つまり［４（Ｓ４）］では
、その１ラインにＧＣＲ波形が挿入されていないことが
認められるであろう。Furthermore, the third field ks3, that is (3 (S3))
Now, it will be recognized that a GCR waveform is inserted in that one line, and in the fourth field NαS4, that is, [4 (S4)], a GCR waveform is not inserted in that one line.
次に第５フィールドであるＮαＳ５つまり〔５（Ｓ５）
）では、その１ラインにＧＣＲ波形が挿入されておらず
、第６フィールドであるＮαＳ６つまり（６（Ｓ６））
では、その１ラインにＧＣＲ波形が挿入されており、第
７フィールドであるＮｏ。Next, the fifth field NαS5, that is, [5 (S5)
), no GCR waveform is inserted in that one line, and the 6th field NαS6, that is (6 (S6))
In this case, the GCR waveform is inserted in that one line, and the seventh field is No.
３７つまり（７（３７））では、その１ラインにＧＣＲ
波形が挿入されておらず、第８フィールドであるＮＩＬ
Ｓ８つまり（８（３８））では、その１ラインにＧＣＲ
波形が挿入されていることが認められるであろう。37, that is (7 (37)), there is a GCR on that 1 line.
No waveform is inserted and the 8th field is NIL
In S8 (8 (38)), GCR is added to that 1 line.
It will be seen that the waveform has been inserted.
以上に述べた８フィールドのシーケンスにより、ゴース
ト検出のためにテレビジョン信号に放送側で予め多重す
る基準信号（ＯＣＲ信号）が、規格として構成されてい
るわけで、このような規格として何故、構成するに至っ
たかという事情についてはここでは述べない。Using the 8-field sequence described above, the standard signal (OCR signal) that is multiplexed in advance on the television signal for ghost detection on the broadcasting side is configured as a standard, so why is it configured as such a standard? I will not discuss here the circumstances that led to this.
唯大事なことは、基準信号（ＯＣＲ信号）が、このよう
な８フィールドのシーケンスで完結し、以後これを繰り
返す信号として構成されていること、しかも子細に見る
と、その最初の４フィールドのペアと、次の４フィール
ドのペアとでは、ＧＣＲ波形の挿入位置が互い違いにな
っていること、である。The only important thing is that the reference signal (OCR signal) is configured as a signal that completes the sequence of 8 fields and repeats it thereafter. and the next pair of four fields, the insertion positions of the GCR waveforms are staggered.
また、かかる８フィールドのシーケンスから成るＯＣＲ
信号をデコードして毎フィールド毎にＯＣＲ波形（ＳＧ
ＣＲ）を得ようとすると、４フィールド隔てた二つの信
号の差をそれぞれ４組とり、その平均をとる必要がある
こと、つまり５ＧＣＲ＝ス（（Ｓ ｌ−５５）＋（Ｓ６
−３２）＋（Ｓ３−３７）＋（Ｓ８−３４））
なる演算を実行すればよいことが分かる。Also, OCR consisting of such a sequence of 8 fields
Decode the signal and generate OCR waveform (SG) for each field.
In order to obtain CR), it is necessary to take four sets of differences between two signals separated by four fields and take the average, that is, 5GCR = S((S l-55) +
-32)+(S3-37)+(S8-34)) It can be seen that the following calculation should be executed.
ＯＣＲ信号は、以上のような構成になっているので、第
２図において、ＯＣＲ波形の挿入されている垂直帰線期
間については、減算器２０６の２つの入力に与えられる
信号は、８フィールドの差があることから、常に同一の
パターンとなり、減算の結果得られる信号は相関のない
ノイズ成分だけとなる。このノイズ信号は、乗算器２０
５で係数Ｋが乗じられて、減算器２０４において、もと
の信号から差し引かれるので、その出力にはノイズの除
去されたＯＣＲ波形が得られる。Since the OCR signal has the above configuration, in FIG. 2, for the vertical blanking period in which the OCR waveform is inserted, the signals given to the two inputs of the subtracter 206 are 8 fields. Since there is a difference, the pattern will always be the same, and the signal obtained as a result of subtraction will be only uncorrelated noise components. This noise signal is transmitted to the multiplier 20
The signal is multiplied by a coefficient K by 5 and subtracted from the original signal in a subtracter 204, so that an OCR waveform from which noise has been removed is obtained as an output.
周知のようにこのノイズ除去フィルタのＳ／Ｎ比の改善
度と時定数Ｔは、以下の式から求めることができる。As is well known, the degree of improvement in the S/N ratio and the time constant T of this noise removal filter can be determined from the following equation.
改善度＝１０４！ｏｇ（１＋Ｋ）／（Ｉ Ｋ） （ｄ
Ｂ） −（１）Ｔ＝−１／（４１！ｎＫ）Ｘ８／（ｆ
ｖ） （ＳＥＣ） −（２）（但し、ｆｖはフィー
ルド周波数）
したがって、減算器２０４の出力には、信号が入力した
時点から時定数Ｔの後、上記（１）式から求められる改
善効果を有したＯＣＲ波形を毎フィールド得ることがで
きる。Improvement level = 104! og(1+K)/(I K) (d
B) -(1)T=-1/(41!nK)X8/(f
v) (SEC) - (2) (where fv is the field frequency) Therefore, after a time constant T from the time the signal is input, the improvement effect calculated from the above equation (1) is output to the output of the subtracter 204. It is possible to obtain an OCR waveform for each field.
但し、映像信号期間においては、フレーム間で信号が変
化する部分（動画）があり、減算器２０４の出力から映
像信号を取り出すと動画がぼける（残像効果）といった
妨害が発生する。However, in the video signal period, there is a portion (moving image) in which the signal changes between frames, and when the video signal is extracted from the output of the subtracter 204, disturbances such as blurring of the moving image (afterimage effect) occur.
そこで、第２図において、入力端子２０８から入力する
タイミング信号ＴＩをスイッチ回路２０２の制御端子に
与え、映像信号期間中は入力端子２０１から入力する信
号を直接出力端子２０３へ導くように制御を行う。この
タイミング信号ＴＩは、例えば垂直帰線期間を示すタイ
ミングとそのパルス幅を有するものであればよい。Therefore, in FIG. 2, the timing signal TI input from the input terminal 208 is applied to the control terminal of the switch circuit 202, and control is performed so that the signal input from the input terminal 201 is directly guided to the output terminal 203 during the video signal period. . This timing signal TI may have a timing and a pulse width indicating, for example, a vertical retrace period.
このようなタイミングでスイッチ回路２０２を制御すれ
ば、映像信号期間中において残像妨害を発生させること
なくＧＣＲ信号のノイズ除去を行うことができる。By controlling the switch circuit 202 at such timing, it is possible to remove noise from the GCR signal without causing afterimage interference during the video signal period.
以上のような処理が施された信号は、例えば次の（３）
式から（５）式で示される伝達関数を持った伝送路歪み
除去フィルタ１０４を通過し、制御器１０９へ導かれる
。For example, the signal that has been processed as described above is as shown in (3) below.
From equation (5), the signal passes through a transmission line distortion removal filter 104 having a transfer function shown by equation (5), and is guided to a controller 109.
Ｆ （Ｚ）＝Ｆ１（Ｚ）・Ｆ２（Ｚ） ・
・・・・・（３）Ｆｌ（Ｚ）＝に１．・Ｚ”＋に、＋・
Ｚ ｎ−１＋・・・＋Ｋｏ＋−、−＋ＫＭ−１，２−”
−”±Ｚ−１Ｉ・・・・・・（４）
Ｆ２（Ｚ）＝ １／ （Ｋ−（−０゜・Ｚ−ｉ＊＊１１
十Ｋ −ｆ＋＊＋Ｚ）・７．−（＋″゛２）＋１．・十
に−（＋＊＊ｐ）・ Ｚ −（＠−１１） ・・
・・・・（５）（但し、Ｋはタップ係数、ＺはＺ変換に
おける演算子、添字ｎ、ｍ、ｐは正の整数）
この制御器１０９では、タイミング信号Ｔ２によりＧＣ
Ｒ信号を取り込む。取り込まれたＧＣＲ信号はすでにノ
イズ除去処理が行われているので、このまま前記公知文
献に記載の８フィールドシーケンス演算、１クロック差
分の処理を行って伝送路の歪み成分の検出を行う（制御
器１０９では、ゴーストがないときに伝送路を通ってく
るＯＣＲ信号を予め保持しているので、これとゴースト
のあるときに伝送路を通ってくるＯＣＲ信号とを比較す
ることにより、ゴースト成分を検出することができる）
。F (Z) = F1 (Z)・F2 (Z) ・
...(3) Fl(Z) = 1.・Z”＋、＋・
Z n-1+...+Ko+-, -+KM-1,2-"
−”±Z−1I・・・・・・(4) F2(Z)=1/(K−(−0°・Z−i**11
10K -f+*+Z)・7. −(+″゛2)+1.・10−(+**p)・Z −(@−11) ・・
(5) (However, K is a tap coefficient, Z is an operator in Z conversion, and subscripts n, m, and p are positive integers) In this controller 109, the GC is controlled by the timing signal T2.
Take in the R signal. Since the captured GCR signal has already been subjected to noise removal processing, the 8-field sequence calculation and 1-clock difference processing described in the above-mentioned known document are performed to detect the distortion component of the transmission path (controller 109 Since the OCR signal that passes through the transmission line when there is no ghost is stored in advance, the ghost component is detected by comparing this with the OCR signal that passes through the transmission line when there is a ghost. be able to)
.
求めた歪み成分から前記伝送路歪み除去フィルタ１０４
の補正特性を定めるタップ係数を求め、伝送路歪み除去
フィルタ１０４へ係数資与える。From the obtained distortion components, the transmission line distortion removal filter 104
The tap coefficients that determine the correction characteristics of are determined, and the coefficients are supplied to the transmission path distortion removal filter 104.
この結果、次に取り込まれたＯＣＲ信号に含まれる歪み
成分は抑圧されており、残留歪みがこのＯＣＲ信号から
検出され、タップ係数の修正が行われる。これを繰り返
して何回も行うことにより残留歪みがさらに抑圧されて
ゆき、伝送路の歪みが除去されることになる。As a result, the distortion components contained in the next captured OCR signal are suppressed, residual distortion is detected from this OCR signal, and the tap coefficients are corrected. By repeating this many times, the residual distortion is further suppressed, and the distortion in the transmission path is removed.
８フィールドシーケンス演算は、フィールド間の信号の
相関性を利用して前ライン、同期信号、カラーバースト
からＯＣＲ信号に混入する歪み成分を除去する。このこ
とから、タップ係数の更新前後の信号を用いてこの演算
を行うことは、歪み成分の相関性が低くなるので望まし
くない。The 8-field sequence operation uses signal correlation between fields to remove distortion components mixed into the OCR signal from the previous line, synchronization signal, and color burst. For this reason, it is not desirable to perform this calculation using signals before and after the tap coefficients are updated because the correlation between the distortion components becomes low.
よって、制御器１０９においては、例えば４フィールド
前と現フィールドのＧＣＲ信号を格納できるバッファメ
モリを備え、係数更新後に前記演算と歪みの検出を行う
ようにすることにより５フイルード毎の制御が行える。Therefore, the controller 109 is provided with a buffer memory capable of storing the GCR signals of the previous field and the current field, for example, and performs the calculation and distortion detection after updating the coefficients, thereby performing control every five fields.
したがって、本実施例によれば信号が入力した時点から
、ノイズ除去フィルタ１０３の時定数Ｔの後、５フィー
ルド毎に歪みの検出、タップ係数の修正を可能にできる
。Therefore, according to this embodiment, distortion can be detected and tap coefficients can be corrected every five fields after the time constant T of the noise removal filter 103 from the time when a signal is input.
例えば、Ｓ／Ｎ比を２０ｄＢ改善して、６０回の除去を
行うに要する時間を概算すると、従来技術では１００回
の同期加算を毎回必要とするので所要時間ｔ１は、ＮＴ
ＳＣ方式においてはフィールド周期がおよそ１／６０秒
であるのでｔｌ ＝１００ｘ６０ｘｌ／６０＝１００
（ｓｅｃ）となる。これに対し、本発明による所要時
間ｔ２は、およそ２０ｄＢの改善効果を得るための係数
Ｋがおよそ０．９８となるので、
ｔ２ ＝−１／ｆｎ（０，９８）ｘ８／６０＋５ｘ６０
ｘ １／６０
＝６．６＋５＝１１．６ （ｓｅｃ）となり、処
理時間を約１／１０に短縮することができる。For example, to estimate the time required to improve the S/N ratio by 20 dB and perform 60 removals, the conventional technology requires 100 synchronous additions each time, so the required time t1 is NT
In the SC method, the field period is approximately 1/60 second, so tl = 100x60xl/60 = 100
(sec). On the other hand, the required time t2 according to the present invention has a coefficient K of approximately 0.98 to obtain an improvement effect of approximately 20 dB, so t2 = -1/fn(0,98)x8/60+5x60
x 1/60 = 6.6 + 5 = 11.6 (sec), and the processing time can be reduced to about 1/10.
次に、本発明のように高速でゴーストの除去動作を実行
している場合について考えてみる。この場合、出力され
る信号の伝送特性が短時間に大きく変化することになる
。Next, let us consider a case where the ghost removal operation is executed at high speed as in the present invention. In this case, the transmission characteristics of the output signal will change significantly in a short period of time.
例えば、中継局などにゴースト除去装置が設置され、受
信端においてもゴースト除去装置を具備した受信機で放
送波を受信する場合を考えると、前段（中継局）の除去
装置の高速な除去動作の影響により、後段（受信端）の
ゴースト除去装置が誤動作することが考えられる。For example, if we consider a case where a ghost removal device is installed at a relay station, etc., and broadcast waves are received by a receiver equipped with a ghost removal device at the receiving end, the high-speed removal operation of the previous stage (relay station) removal device is It is conceivable that the ghost removal device at the subsequent stage (receiving end) may malfunction due to the influence.
即ち、今ゴーストを含んだ放送波を中継局で受信してゴ
ースト除去を試みているが、ゴースト除去のなされてい
ない段階では、ゴーストを含んだ放送波が受信端の受像
機に受信され、ここでゴースト除去装置が機能してゴー
スト除去がなされていたとする。ところが、中継局にお
けるゴースト除去装置が急速に動作をしてゴーストを含
まない放送波を送出するようになると、これが受信端の
受像機に受信され、その結果、受信端のゴースト除去装
置では、それまでゴーストを含んだ放送波に対応してい
たわけであるから、ゑ、にゴーストを含まない放送波が
到来すると、それに対応できず、その結果、放送波には
ゴーストを含まないにもかかわらず、自分のところでゴ
ーストを付加する結果となり、これの除去に手間取ると
いう状況が発生するわけである。In other words, a broadcast wave containing a ghost is currently being received at a relay station and an attempt is made to remove the ghost, but at the stage where the ghost has not been removed, the broadcast wave containing a ghost is received by the receiver at the receiving end and is Assume that the ghost removal device is functioning and ghost removal has been performed. However, when the ghost removal device at the relay station begins to operate rapidly and send out broadcast waves that do not contain ghosts, this is received by the receiver at the receiving end, and as a result, the ghost removal device at the receiving end Up until now, it had been able to handle broadcast waves containing ghosts, so when broadcast waves that do not contain ghosts arrive at This results in the addition of a ghost on your side, which creates a situation where it takes time to remove it.
このような誤動作を防止するために、高速除去動作中は
、少なくともＯＣＲ信号を他の信号で置き換えて、ＧＣ
Ｒ信号は送出しないようにし、後段のゴースト除去装置
がＯＣＲ信号を検出できないことから、ゴースト除去動
作を実行しないようにした。これにより、後段のゴース
ト除去装置の動作を停止させることができ、誤動作を防
止できる。To prevent such malfunctions, at least replace the OCR signal with another signal during high-speed removal operation, and
The R signal was not sent out, and since the ghost removal device at the subsequent stage could not detect the OCR signal, the ghost removal operation was not performed. This makes it possible to stop the operation of the ghost removal device in the subsequent stage, thereby preventing malfunctions.
この一実施例を第１図を用いて説明する。This embodiment will be explained using FIG. 1.
伝送路歪み除去フィルタ１０４の出力に得られるテレビ
ジョン信号は、差し換え信号発生器１０５の入力とスイ
ッチ回路１０６の一方の入力とに導かれる。スイッチ回
路１０６の他方の入力には、差し換え信号発生器１０５
の出力が接続される。The television signal obtained at the output of the transmission path distortion removal filter 104 is guided to an input of a replacement signal generator 105 and one input of a switch circuit 106. A replacement signal generator 105 is connected to the other input of the switch circuit 106.
The output of is connected.
スイッチ回路１０６の出力は、Ｄ／Ａ変換器１０７でア
ナログのテレビジョン信号に変換され、出力端子１０８
へ与えられる。タイミング信号発生器１１０から出力さ
れるタイミング信号Ｔ３は、スイッチ回路１０６の制御
端子に与えられる。The output of the switch circuit 106 is converted into an analog television signal by a D/A converter 107 and sent to an output terminal 108.
given to. Timing signal T3 output from timing signal generator 110 is applied to a control terminal of switch circuit 106.
差し換え信号発生器１０５は、例えば２Ｈ（Ｈは、水平
走査周期を示す）遅延回路から構成され入力する信号を
２Ｈ遅延して出力する。The replacement signal generator 105 is composed of, for example, a 2H (H indicates a horizontal scanning period) delay circuit, and outputs an input signal delayed by 2H.
スイッチ回路１０６は、タイミング信号Ｔ３により例え
ばＧＣＲ信号の挿入されているラインの期間、差し換え
信号発生器１０５からの信号を選択、出力するように動
作する。The switch circuit 106 operates to select and output the signal from the replacement signal generator 105 during the period of the line in which the GCR signal is inserted, for example, according to the timing signal T3.
よって、出力端子１０８から出力されるテレビジョン信
号のＯＣＲ信号の挿入ラインには、２Ｈ前の信号が多重
されることになり、後段のゴースト除去装置においてＯ
ＣＲ信号を検出できなくできる。また、２Ｈ前の信号を
多重するのでカラーバーストが不連続になることもない
（カラーバーストは、ＮＴＳＣ方式では、■Ｈおきに逆
位相になっている）。Therefore, the 2H previous signal is multiplexed on the OCR signal insertion line of the television signal output from the output terminal 108, and the OCR signal is multiplexed in the ghost removal device at the subsequent stage.
The CR signal can no longer be detected. Furthermore, since the signals 2H before are multiplexed, the color burst does not become discontinuous (in the NTSC system, the color burst has an opposite phase every 2H).
また、残留歪みが小さくなってきた場合には、補正され
る歪みの量も小さくなっているので、出力される信号の
伝送特性が大きく変動することはない。このような場合
には、ＯＣＲ信号を他の信号に差し換えるのをやめて、
ＧＣＲ信号を送出するようにして、後段のゴースト除去
装置を動作させるようにし、前段から後段のゴースト除
去装置に至る伝送路の歪み除去が行えるようにする。Furthermore, when the residual distortion becomes smaller, the amount of distortion to be corrected also becomes smaller, so the transmission characteristics of the output signal do not change significantly. In such a case, stop replacing the OCR signal with another signal, and
By transmitting the GCR signal, the ghost removal device at the subsequent stage is operated, so that distortion can be removed from the transmission path from the previous stage to the ghost removal device at the subsequent stage.
これは、制御器１０９が逐次伝送歪みの量を検出してい
るので、例えば残留歪みの量が一定のしきい値以下にな
った場合、または初期歪みに対して残留歪みが何分の１
以下になった場合などの判断条件を持つことができ、こ
れによる高速除去動作終了の判定が可能である。また、
前記判定結果により制御器１０９は、タイミング信号発
生器１１０へ与える制御信号ＣＮＴによりタイミング信
号Ｔ３を制御する。This is because the controller 109 sequentially detects the amount of transmission distortion, so for example, if the amount of residual distortion becomes less than a certain threshold, or if the residual distortion is a fraction of the initial distortion.
It is possible to have a judgment condition such as when the condition is below, and it is possible to judge whether the high-speed removal operation is finished based on this condition. Also,
Based on the determination result, the controller 109 controls the timing signal T3 using the control signal CNT given to the timing signal generator 110.
この制御信号ＣＮＴは、高速除去動作終了と判定された
場合に、例えばタイミング信号Ｔ３を発生するカウンタ
を停止させるなどの制御をかけ、常に伝送路歪み除去フ
ィルタ１０４の出力が出力端子１０８に導かれるような
制御情報にタイミング信号Ｔ３を固定する。This control signal CNT controls, for example, to stop the counter that generates the timing signal T3 when it is determined that the high-speed removal operation has ended, so that the output of the transmission line distortion removal filter 104 is always guided to the output terminal 108. The timing signal T3 is fixed to such control information.
よって、本実施例によれば高速除去動作期間中はＯＣＲ
信号を後段へ送出するのを禁止できるので、この間後段
のゴースト除去装置の動作を停止させることが可能であ
り、前後段同時動作による誤動作防止を実現できる。Therefore, according to this embodiment, during the high-speed removal operation period, the OCR
Since it is possible to prohibit the signal from being sent to the subsequent stage, it is possible to stop the operation of the ghost removal device in the latter stage during this time, and it is possible to prevent malfunctions due to simultaneous operation of the front and rear stages.
なお、差し換え信号発生器１０５は、高速除去動作期間
中、ＯＣＲ信号をすげ替えるべき信号を発生できればよ
く、例えば伝送路歪み除去フィルタ１０４の出力に得ら
れるテレビジョン信号のペデスタルレベルから１００％
白レベルまでの（子息の一定値を出力するようにし、タ
イミング信号Ｔ３でＧＣＲ信号多重ラインの映像信号期
間について前記一定値を出力すにように制御し、同期信
号、カラーバーストについてはそのまま出力するような
手段であってもよい。Note that the replacement signal generator 105 only needs to be able to generate a signal to replace the OCR signal during the high-speed removal operation period, and for example, can generate a signal that is 100% from the pedestal level of the television signal obtained at the output of the transmission line distortion removal filter 104.
It outputs a constant value (son) up to the white level, controls the timing signal T3 to output the constant value for the video signal period of the GCR signal multiplex line, and outputs the synchronization signal and color burst as they are. Such means may also be used.
また、この後段のゴースト除去装置の誤動作防止手段は
、本発明のゴースト除去装置に限定されるものではなく
、伝送特性を急激に変化させるような歪み除去手段を持
ったゴースト除去装置に適用して同様の効果を得られる
ことは自明である。Further, the malfunction prevention means of the ghost removing device in the latter stage is not limited to the ghost removing device of the present invention, but can be applied to a ghost removing device having a distortion removing means that rapidly changes the transmission characteristics. It is obvious that similar effects can be obtained.
次に、本発明のゴースト除去装置を構成するノイズ除去
フィルタの他の具体例を第３図に示す。Next, FIG. 3 shows another specific example of the noise removal filter constituting the ghost removal apparatus of the present invention.
第３図において、３０１はテレビジョン信号の入力端子
、３０２，３０６，３０９は減算器、３０３はテレビジ
ョン信号の出力端子、３０４，３０５は４フィールド遅
延回路、３０７，３１１は乗算器、３０８はスイッチ回
路、３１０はリミッタ回路、３１２はタイミング信号Ｔ
１の入力端子である。In FIG. 3, 301 is a television signal input terminal, 302, 306, 309 are subtractors, 303 is a television signal output terminal, 304, 305 are 4-field delay circuits, 307, 311 are multipliers, and 308 is a A switch circuit, 310 a limiter circuit, 312 a timing signal T
1 input terminal.
入力端子３０１から入力するテレビジョン信号は、減算
器３０２，３０６，３０９それぞれの一方の入力に導か
れる。減算器３０２は、図示の極性で他方の入力に接続
されるスイッチ回路３０８の出力との減算を行い、その
出力を４フィールド遅延回路３０４、出力端子３０３に
与える。A television signal input from input terminal 301 is guided to one input of each of subtracters 302, 306, and 309. The subtracter 302 performs subtraction with the output of the switch circuit 308 connected to the other input with the illustrated polarity, and provides the output to the 4-field delay circuit 304 and the output terminal 303.
４フィールド遅延回路３０４は入力信号を４フィールド
遅延して４フィールド遅延回路３０５の入力と、減算器
３０９の他方の入力へ与える。The 4-field delay circuit 304 delays the input signal by 4 fields and supplies it to the input of the 4-field delay circuit 305 and the other input of the subtracter 309.
４フィールド遅延回路３０５は、遅延回路３０４で４フ
ィールド遅延した信号をさらに４フィールド遅延して減
算器３０６の他方の入力へと供給する。The 4-field delay circuit 305 further delays the signal delayed by 4 fields by the delay circuit 304 by 4 fields, and supplies the delayed signal to the other input of the subtracter 306 .
よって、減算器３０６の出力には８フィールド離れた信
号間の差分が得られ、この差信号は乗算器３０７におい
て係数Ｋｏ （０＜Ｋｏ＜１）が乗しられ、スイッチ回
路３０８の一方の入力へと導かれる。Therefore, the difference between signals eight fields apart is obtained as the output of the subtracter 306, and this difference signal is multiplied by a coefficient Ko (0<Ko<1) in the multiplier 307, and is input to one input of the switch circuit 308. be led to.
また、減算器３０９の出力には４フィールド離れた信号
間の差分が得られ、この差信号はリミッタ回路３１０の
入力へ与えられる。リミッタ回路３１０は、前記差信号
の信号レベルが定めたしきい値以上の場合に、その値を
一定値に制限して乗算器３１１に出力する。乗算器３１
１は、リミッタ回路３１０から入力する信号に係数Ｋｌ
（０＜Ｋ、＜１）を乗じて、スイッチ回路３０８の他方
の入力に出力する。Further, a difference between signals separated by four fields is obtained at the output of the subtracter 309, and this difference signal is applied to the input of the limiter circuit 310. When the signal level of the difference signal is equal to or higher than a predetermined threshold value, the limiter circuit 310 limits the value to a constant value and outputs it to the multiplier 311. Multiplier 31
1 is a coefficient Kl for the signal input from the limiter circuit 310.
It is multiplied by (0<K, <1) and output to the other input of the switch circuit 308.
スイッチ回路３０８は、入力端子３１２から導かれるタ
イミング信号ＴＩにより、少なくとも映像信号期間中は
乗算器３１１の出力を減算器３０２へ導くよう制御する
。よって、このタイミング信号ＴＩは、例えば先の具体
例と同様なものであればよい。The switch circuit 308 controls the output of the multiplier 311 to be guided to the subtracter 302 at least during the video signal period using the timing signal TI introduced from the input terminal 312. Therefore, this timing signal TI may be the same as, for example, in the previous specific example.
４フィールド離れた点では輝度信号、色信号が同相なの
で、その差信号に含まれる成分としてはノイズと４フィ
ールド間で変化した信号の差分である。一般に前者は静
止画部分で得られその振幅は小さ（、後者は動画部分で
得られその振幅は大きい。Since the luminance signal and the chrominance signal are in phase at points four fields apart, the components included in the difference signal are noise and the difference in the signal that changed between the four fields. In general, the former is obtained in still image portions and its amplitude is small (the latter is obtained in moving image portions and its amplitude is large).
リミッタ回路３１０は、この差信号の振幅の大きいもの
を除去するように働くので、映像信号期間中におけるノ
イズ除去と残像妨害の軽減を行うことができる。Since the limiter circuit 310 works to remove the difference signal having a large amplitude, it is possible to remove noise and reduce afterimage interference during the video signal period.
また、ＯＣＲ信号にいては８フィールド間（遅延回路３
０４と３０５を合わせる）の信号差分が減算器３０２に
与えられるので先の倒置様のノイズ除去処理が行える。In addition, in the OCR signal, between 8 fields (delay circuit 3
Since the signal difference (combining 04 and 305) is given to the subtracter 302, the above-mentioned inversion-like noise removal process can be performed.
さらに、ＯＣＲ信号と映像信号のそれぞれのノイズ除去
処理経路に独立して乗算器を持っているので、それぞれ
の処理に最適な係数を選択することができる。Furthermore, since multipliers are provided independently in the noise removal processing paths of the OCR signal and the video signal, it is possible to select the optimal coefficients for each processing.
よって、本例によれば先の例と同様にＧＣＲ信号のノイ
ズ除去が行えるので除去時間の短縮を達成できる。さら
に、遅延回路を共用した映像信号に最適なノイズ除去処
理回路も実現できる。Therefore, according to this example, noise can be removed from the GCR signal in the same way as in the previous example, so that the removal time can be shortened. Furthermore, it is possible to realize a noise removal processing circuit that is optimal for video signals and uses a shared delay circuit.
なお、本例では輝度信号と色信号のノイズ除去を同一の
経路で行うようにしたが、前記４フィールド遅延回路３
０４に２フィールド遅延信号が取り出せるようなタップ
を設け、２フィールド間の差信号を用いて輝度信号のノ
イズ除去、４フィールド間の差信号を用いて色信号のノ
イズ除去といった構成も適用可能なことは自明である。Note that in this example, the noise removal of the luminance signal and the chrominance signal is performed through the same route, but the 4-field delay circuit 3
It is also possible to apply a configuration in which a tap is provided in 04 to extract a 2-field delayed signal, and the difference signal between 2 fields is used to remove noise from the luminance signal, and the difference signal between 4 fields is used to remove noise from the chrominance signal. is self-evident.
次に本発明のゴースト除去装置の他の実施例を第４図に
示す。同図において、１０３はノイズ除去フィルタであ
り、１０４は伝送路歪み除去フィルタである。Next, another embodiment of the ghost removal device of the present invention is shown in FIG. In the figure, 103 is a noise removal filter, and 104 is a transmission line distortion removal filter.
を実現できる。can be realized.
第４図において、４０１はテレビジョン信号をノイズ除
去フィルタ１０３へ入力する入力端子、４０２．４０７
は１Ｈ遅延回路、４０３，４２２゜４２４はスイッチ回
路、４０４はノイズ除去フィルタ１０３からテレビジョ
ン信号を出力する出力端子、４０５は４フィールド遅延
回路、４０６４０９．４１１は減算器、４０８，４１２
は乗算器、４１０はｌフィールド遅延回路、４１３は積
分器、４１４はレジスタ、４１５はタイミング信号Ｔ４
の入力端子、４１６はタイミング信号ＴＩの入力端子、
である。In FIG. 4, 401 is an input terminal for inputting the television signal to the noise removal filter 103; 402.407
is a 1H delay circuit, 403, 422, 424 is a switch circuit, 404 is an output terminal for outputting the television signal from the noise removal filter 103, 405 is a 4-field delay circuit, 406409.411 is a subtracter, 408, 412
is a multiplier, 410 is an l-field delay circuit, 413 is an integrator, 414 is a register, 415 is a timing signal T4
416 is an input terminal of the timing signal TI,
It is.
４１７はテレビジョン信号を伝送路歪み除去フィルタ１
０４へ入力する入力端子、４１８は位相調整用の遅延回
路、４１９，４２０は加算器、４２１は伝送路歪み除去
フィルタ１０４からテレビジョン信号を出力する出力端
子、４２３．４２５はトランスバーサルフィルタ、４２
６はタイミング信号Ｔ５の入力端子、４２７はタップ係
数データの入力端子である。417 is a television signal transmission path distortion removal filter 1
418 is a delay circuit for phase adjustment, 419 and 420 are adders, 421 is an output terminal for outputting the television signal from the transmission line distortion removal filter 104, 423 and 425 are transversal filters, 42
6 is an input terminal for the timing signal T5, and 427 is an input terminal for tap coefficient data.
また、第５図に、第４図に示した実施例の動作波形の一
例を示す。第５図において、（ａ）は入力端子４０１か
ら入力するテレビジョン信号の一例、（ｂ）は４フィー
ルド遅延回路４０５の出力、（ｃ）は減算器４０６の出
力、（ｄ）は減算器４０６の出力の符号ピント、 （ｅ
）はタイミング信号Ｔ４の一例、（ｆ）は積分器４１３
の出力の一例、（ｇ）はレジスタ４１４の出力、（ｈ）
は乗算器４０日の出力、（ｉ）はタイミング信号ＴＩの
一例、（ｊ） はスイッチ回路４０３の出力、（ｋ）は
タイミング信号Ｔ５の一例、（ｊ２）はトランスバーサ
ルフィルタ４２３，４２５に入カスる信号の一例である
。Further, FIG. 5 shows an example of operation waveforms of the embodiment shown in FIG. 4. In FIG. 5, (a) is an example of a television signal input from the input terminal 401, (b) is the output of the 4-field delay circuit 405, (c) is the output of the subtracter 406, and (d) is the output of the subtracter 406. The sign focus of the output of (e
) is an example of the timing signal T4, (f) is the integrator 413
An example of the output, (g) is the output of the register 414, (h)
is the output of the multiplier 40, (i) is an example of the timing signal TI, (j) is the output of the switch circuit 403, (k) is an example of the timing signal T5, and (j2) is the input to the transversal filters 423 and 425. This is an example of a signal that is lost.
第５図（ａ）に示すテレビジョン信号は、入力端子４０
１から入力し、ｉｆ（遅延回路４０２でｌＨ遅延されて
、スイッチ回路４０３の一方の入力に与えられる。また
、このテレビジョン信号は、４フィールド遅延回路４０
５の入力、および減算器４０６の一方の入力にも与えら
れる。The television signal shown in FIG. 5(a) is transmitted to the input terminal 40.
1, is delayed by lH in the delay circuit 402, and is given to one input of the switch circuit 403. Also, this television signal is input to the 4-field delay circuit 40.
5 and one input of subtractor 406.
４フィールド遅延回路４０５は、入力を４フィールド遅
延するので、この場合には第５図（ｂ）に示すような出
力が得られる。この出力は、減算器４０６の他方の入力
に導かれる。よって、減算器４０６では、第５図（ａ）
と同図（ｂ）に示す信号とが第４図の減算器４０６の側
に示す極性で減算され、第５図（ｃ）のようにＯＣＲ波
形以外の信号が打ち消された波形が得られる。この減算
結果は、１Ｈ遅延回路４０７で１Ｈ遅延されて乗算器４
０８の一方の入力へ与えられる。Since the 4-field delay circuit 405 delays the input by 4 fields, in this case, an output as shown in FIG. 5(b) is obtained. This output is directed to the other input of subtractor 406. Therefore, in the subtracter 406, as shown in FIG.
and the signal shown in FIG. 4(b) are subtracted with the polarity shown on the subtracter 406 side of FIG. 4, and a waveform in which signals other than the OCR waveform are canceled is obtained as shown in FIG. 5(c). This subtraction result is delayed by 1H in a 1H delay circuit 407 and then sent to a multiplier 4.
It is given to one input of 08.
また、前記減算結果の符号を示すビットは、積分器４１
３の入力にも導かれる。第５図の動作例の場合、同図（
ｄ）に示すように得られたＯＣＲ波形が負極性となる期
間ハイレベル（負）となる信号が、積分器４１３へ導か
れる。Further, the bit indicating the sign of the subtraction result is the integrator 41
It is also guided by the input of 3. In the case of the operation example shown in Figure 5, the same figure (
A signal that is at a high level (negative) during a period in which the obtained OCR waveform has negative polarity as shown in d) is guided to an integrator 413.
また、タイミング信号発生器１１０から出力されるタイ
ミング信号Ｔ４が入力端子４１５を介して、積分器４１
３、レジスタ４１４に与えられる。Further, the timing signal T4 outputted from the timing signal generator 110 is transmitted to the integrator 41 via the input terminal 415.
3, applied to register 414.
このタイミング信号Ｔ４の一例を第５図（ｅ）に示す。An example of this timing signal T4 is shown in FIG. 5(e).
この積分器４１３は、減算器４０６の出力に得られるＯ
ＣＲ波形の極性を検出するもので、バー波形部分の符号
の発生確率から検出できる。すなわち、ＯＣＲ波形が負
極性となるラインの符号は、負となる確率が他に比べ非
常に高くなるので、符号が負となる場合をカウンタなど
で計数すればよい９例えば、タイミング信号Ｔ４と符号
ビットとで以下のようにカウンタの計数動作を制御する
ことでこれを実現できる。This integrator 413 outputs O obtained at the output of the subtractor 406.
This detects the polarity of the CR waveform, which can be detected from the probability of occurrence of a sign in the bar waveform portion. In other words, since the sign of a line where the OCR waveform has a negative polarity has a much higher probability of being negative than others, the cases where the sign is negative can be counted using a counter, etc.9 For example, if the timing signal T4 and the sign are This can be achieved by controlling the counting operation of the counter using bits as shown below.
（１）タイミング信号Ｔ４がロウレベルの期間、カウン
タをリセット。(1) Reset the counter while the timing signal T4 is at low level.
（２）タイミング信号Ｔ４がハイレベルで符号ビットが
負の期間、システムクロックで計数。(2) Counting is performed using the system clock while the timing signal T4 is at high level and the sign bit is negative.
（３）タイミング信号Ｔ４がハイレベルで符号ビットが
正の期間、計数を停止。(3) Counting is stopped while the timing signal T4 is at high level and the sign bit is positive.
（４）計数値が所定の値以上となった場合、計数を停止
し、計数停止のフラグをレジスタ４１４へ出力する。(4) When the count value exceeds a predetermined value, the count is stopped and a count stop flag is output to the register 414.
例えば標本化を色副搬送波周波数の４倍で行った場合、
１Ｈ期間のサンプル数は９１０サンプルであり、この場
合のＯＣＲ波形のバー波形部分のサンプル数はおよそ６
４０サンプルとなるので、この所定の値としては例えば
５１２といった値を選択できる。For example, if sampling is performed at four times the color subcarrier frequency,
The number of samples in the 1H period is 910 samples, and the number of samples in the bar waveform portion of the OCR waveform in this case is approximately 6.
Since there are 40 samples, a value such as 512, for example, can be selected as this predetermined value.
また、この積分器４１３には、周知のランダムウオーク
フィルタ、Ｎ ｂｅｆｏｒｅ Ｍフィルタなどを適
用することも可能である。Further, it is also possible to apply a well-known random walk filter, N before M filter, etc. to this integrator 413.
以上のことから、この計数停止のフラグは第５図（ｆ）
のように出力されることになり、例えばタイミング信号
Ｔ４の立ち下がりエツジを使ってレジスタ４１４に取り
込まれ、同図（ｇ）のように出力され、乗算器４０８の
他方の入力へ与えられる。From the above, the counting stop flag is shown in Figure 5 (f).
For example, it is taken into the register 414 using the falling edge of the timing signal T4, outputted as shown in FIG.
乗算器４０８では、積分された符号と減算器４０６の出
力との乗算が行われ、その出力には第５図（ｈ）に示す
ように一定の極性にそろったＯＣＲ波形が毎フィールド
得られる。なお、符号との乗算は、符号が正の時に１、
負の時に−１の係数を与えるようにして乗算を行えばよ
い。また、符号をそのまま用いる場合には、乗算器４０
８を排他的論理和回路を用いた簡単な構成にすることも
できる。A multiplier 408 multiplies the integrated sign by the output of the subtracter 406, and an OCR waveform having a constant polarity as shown in FIG. 5(h) is obtained at the output for each field. Note that multiplication with the sign is 1 when the sign is positive,
Multiplication may be performed by giving a coefficient of -1 when the value is negative. Moreover, when using the code as it is, the multiplier 40
8 can also be configured simply using an exclusive OR circuit.
この乗算器４０８の出力は、減算器４０９，４１１それ
ぞれの一方の入力に接続される。減算器４０９の出力は
、スイッチ回路４０３の他方の入力と、ｌフィールド遅
延回路４１０の入力に接続される。１フィールド遅延回
路４１０は、入力する信号を１フィールド遅延して、減
算器４１１の他方の入力へ出力する。The output of this multiplier 408 is connected to one input of each of subtracters 409 and 411. The output of subtracter 409 is connected to the other input of switch circuit 403 and the input of l-field delay circuit 410. The one-field delay circuit 410 delays the input signal by one field and outputs the delayed signal to the other input of the subtracter 411.
減算器４１１の出力は、乗算器４１２で係数Ｋが乗じら
れ、減算器４０９の他方の入力へ与えられる。乗算器４
０８の出力には、毎フィールドＧＣＲ波形が得られるの
で、（１，ＣＲ波形に関しては、１フィールド間差を求
める減算器４１１の出力には相関のないノイズ成分が得
られることになり、先の実施例同様、減算器４０９の出
力にはノイズ除去されたＯＣＲ波形を得ることができる
。The output of the subtracter 411 is multiplied by a coefficient K in a multiplier 412 and applied to the other input of the subtracter 409 . Multiplier 4
Since the GCR waveform for each field is obtained in the output of 08, (for the 1,CR waveform, an uncorrelated noise component is obtained in the output of the subtracter 411 that calculates the difference between 1 field, and the above As in the embodiment, an OCR waveform from which noise has been removed can be obtained as the output of the subtracter 409.
スイッチ回路４０３の制御入力には、タイミング信号発
生器１１０から出力されるタイミング信号Ｔ１が入力端
子４１６を介して与えられる。このタイミング信号Ｔ１
は、例えば第５図（ｉ）に示すようなタイミングで与え
られ、第５図（ｊ）のようにノイズ除去されたＯＣＲ信
号を基の信号に多重し出力端子４０４へ出力するようス
イッチ回路４０３を制御する。A timing signal T1 output from the timing signal generator 110 is applied to a control input of the switch circuit 403 via an input terminal 416. This timing signal T1
is given at the timing shown in FIG. 5(i), for example, and the switch circuit 403 multiplexes the noise-removed OCR signal with the original signal as shown in FIG. 5(j) and outputs it to the output terminal 404. control.
この出力端子４０４から導きだされる信号は、伝送路歪
み除去フィルタ１０４の入力端子４１７を介して、遅延
回路４１８の入力と、スイッチ回路４２２の一方の入力
へ与えられる。The signal derived from this output terminal 404 is applied to the input of the delay circuit 418 and one input of the switch circuit 422 via the input terminal 417 of the transmission path distortion removal filter 104.
加算器４１９の一方の入力には遅延回路４１８の出力が
、他方の入力にはトランスバーサルフィルタ４２３の出
力が接続され、その出力は加算器４２０の一方の入力に
接続される。加算器４２０の他方の入力にはトランスバ
ーサルフィルタ４２５の出力が接続され、その出力は出
力端子４２１とスイッチ回路４２４の一方の入力に接続
される。The output of the delay circuit 418 is connected to one input of the adder 419, the output of the transversal filter 423 is connected to the other input, and the output is connected to one input of the adder 420. The output of a transversal filter 425 is connected to the other input of the adder 420, and the output is connected to an output terminal 421 and one input of a switch circuit 424.
スイッチ回路４２２．４２４それぞれの他方の入力には
固定値Ｒが与えられ、それぞれの制御入力はタイミング
信号発生器１１０から出力されるタイミング信号Ｔ５が
入力端子４２７を介して与えられる。そして、スイッチ
回路４２２の出力はトランスバーサルフィルタ４２３の
入力に、スイッチ回路４２４の出力はトランスバーサル
フィルタ４２５の入力に接続される。また、トランスバ
ーサルフィルタ４２３，４２５には、制御器１０９から
出力されるタップ係数が入力端子４２７を介して与えら
れる。A fixed value R is applied to the other input of each of the switch circuits 422 and 424, and a timing signal T5 outputted from the timing signal generator 110 is applied to each control input via an input terminal 427. The output of the switch circuit 422 is connected to the input of the transversal filter 423, and the output of the switch circuit 424 is connected to the input of the transversal filter 425. Additionally, tap coefficients output from the controller 109 are applied to the transversal filters 423 and 425 via an input terminal 427.
ところで、伝送路の歪みによって発生するゴーストの遅
延時間は、およそ−２μｓから４０μｓ程度にまで及ぶ
ことが知られている。トランスバ−サルフィルタ４２３
，４２５は、通常この範囲の歪みを打ち消すために必要
なタップを持って、制御器１０９から与えられるタップ
係数から入力信号に含まれる歪み信号と逆極性の歪み信
号を作成する。このため、現信号ムこ対し常ムこ４０μ
ｓ前までの信号がフィルタ内に存在することになる。Incidentally, it is known that the delay time of a ghost caused by distortion in a transmission path ranges from about -2 μs to about 40 μs. Transversal filter 423
, 425 usually has the taps necessary to cancel distortion in this range, and creates a distortion signal of opposite polarity to the distortion signal contained in the input signal from the tap coefficients given from the controller 109. For this reason, the current signal bias is 40μ
The signal up to s before is present in the filter.
本実施例のノイズ除去フィルタ１０３では、フィールド
シーケンス演算されたＧＣＲ波形を多重するので、前ラ
インから混入する歪み成分は除去され、ＯＣＲ波形自身
が発生する歪み成分のみが残るように処理されている。Since the noise removal filter 103 of this embodiment multiplexes the GCR waveforms subjected to field sequence calculation, the distortion components mixed in from the previous line are removed, and processing is performed so that only the distortion components generated by the OCR waveform itself remain. .
したが−って、再挿入されたＯＣＲ波形の歪み除去を行
う際に、前ラインの信号をそのまま用いると逆に歪みを
ＯＣＲ波形に与えることになり、制御器１０９で歪みの
誤検出を招くことになる。Therefore, when removing distortion from the reinserted OCR waveform, if the signal from the previous line is used as is, distortion will be added to the OCR waveform, causing the controller 109 to misdetect distortion. It turns out.
そこで、タイミング信号Ｔ５を用いて、例えば第５図（
ｋ）に示すようなタイミングで、ＯＣＲ波形の前ライン
に固定値Ｒをトランスバーサルフィルタ４２３，４２５
それぞれの入力に与えるようにスイッチ回路４２２，４
２４を制御する。Therefore, using the timing signal T5, for example, as shown in FIG.
At the timing shown in k), a fixed value R is applied to the front line of the OCR waveform by transversal filters 423 and 425.
Switch circuits 422 and 4 are connected to each input.
24.
この結果、トランスバーサルフィルタ４２３４２５に与
えられる信号は、第５図（１）のようになり、前ライン
からの影響なくＧＣＲ波形に含まれる歪みを除去する歪
み除去信号をトランスバーサルフィルタから得ることが
できる。As a result, the signal given to the transversal filter 423425 becomes as shown in FIG. 5 (1), and it is possible to obtain a distortion removal signal from the transversal filter that removes the distortion included in the GCR waveform without any influence from the previous line. can.
よって、本実施例によれば、フィールドシーケンス処理
されたＯＣＲ波形をノイズ除去するので、ノイズ除去の
遅延線を８フィールドから１フィールドにでき、その時
定数を先の実施例の１／８に短縮できる。Therefore, according to this embodiment, since noise is removed from the field sequence processed OCR waveform, the delay line for noise removal can be reduced from 8 fields to 1 field, and the time constant can be shortened to 1/8 of that of the previous embodiment. .
また、制御器１０９にはフィールドシーケンス処理され
たＯＣＲ波形が得られることから、毎フィールド歪みの
検出、タップ係数の修正を行えるので、繰り返しに要す
る時間も先の実施例の１１５に短縮できる。例えば、Ｓ
／Ｎ比を２０ｄＢ改善し、６０回の除去に要する処理時
間ｔ２’の概算は
ｔ２’−１／ｆｎ（０，９８）ＸＩ／６０＋６ｏｘｌ／
６０＝０．８＋１＝１．８ （ｓｅｃ）となり、先
の実施例の約１１５の時間で処理を実現できる。Further, since the OCR waveform subjected to field sequence processing is obtained in the controller 109, distortion can be detected and tap coefficients can be corrected for each field, so that the time required for repetition can be shortened to 115 in the previous embodiment. For example, S
The approximate processing time t2' required to improve the /N ratio by 20 dB and remove 60 times is t2'-1/fn(0,98)XI/60+6oxl/
60=0.8+1=1.8 (sec), and the processing can be realized in about 115 seconds of the previous embodiment.
さらに、ノイズ除去フィルタ１０３を構成するに必要な
フィールド遅延線を８フィールドから５フィールドに削
減でき、回路規模低減の効果も得られる。Furthermore, the number of field delay lines required to configure the noise removal filter 103 can be reduced from 8 fields to 5 fields, and the effect of reducing the circuit scale can also be obtained.
なお、フィールドシーケンス処理とノイズ除去処理を施
したＯＣＲ波形を再挿入する際、もとのラインに挿入す
る必要のない場合には、１Ｈ遅延回路４０２を不要にで
き、回路規模を削減できる。Note that when reinserting an OCR waveform that has been subjected to field sequence processing and noise removal processing, if it is not necessary to insert it into the original line, the 1H delay circuit 402 can be omitted and the circuit scale can be reduced.
また、この１Ｈ遅延回路４０２の遅延時間を１Ｈ単位で
操作することにより、ＯＣＲ波形を再挿入するラインを
任意に選択することもできる。Further, by manipulating the delay time of this 1H delay circuit 402 in units of 1H, it is also possible to arbitrarily select a line for reinserting the OCR waveform.
また、本実施例のノイズ除去フィルタ１０３では、ＧＣ
Ｒ信号のみを対象とした処理で良いので、４フィールド
遅延回路５０４、■フィールド遅延回路４１０を時分割
動作させることにより、ＯＣＲ信号のラインのみを格納
するだけのメモリ容量で実現することも可能であり、回
路規模のさらなる削減が図れる。Further, in the noise removal filter 103 of this embodiment, the GC
Since it is sufficient to process only the R signal, by time-division operation of the 4-field delay circuit 504 and the field delay circuit 410, it is possible to realize this with a memory capacity that only stores the OCR signal line. This allows further reduction in circuit scale.
さらに、本実施例の伝送路歪み除去フィルタ１０４を先
の実施例のノイズ除去フィルタ１０３と組み合わせて用
いることもでき、この場合上記の理由から、第２図の実
施例のノイズ除去フィルタ１０３については８フィール
ド遅延回路２０７の規模を、第３図の実施例のノイズ除
去フィルタ１０３については４フィールド遅延回路３０
５の規模を削減することができる。Furthermore, the transmission line distortion removal filter 104 of this embodiment can be used in combination with the noise removal filter 103 of the previous embodiment, and in this case, for the reasons mentioned above, the noise removal filter 103 of the embodiment of FIG. The scale of the 8-field delay circuit 207 is the same as that of the 4-field delay circuit 30 for the noise removal filter 103 of the embodiment shown in FIG.
5 can be reduced in scale.
本実施例によればＯＣＲ波形を再挿入する際、そのライ
ンの同期信号とカラーパーストが消失することになるが
、これは差し換え信号発生器１０５を用いることで解決
できる。以下この処理の一動作例を第６図を用いて説明
する。According to this embodiment, when reinserting an OCR waveform, the synchronization signal and color burst of that line will be lost, but this can be solved by using the replacement signal generator 105. An example of this process will be described below with reference to FIG.
第６図において、（ａ）は伝送路歪み除去フィルタ１０
４から出力されるテレビジョン信号の一例、（ｂ）はタ
イミング信号発生器１１０から差し換え信号発生器１０
５へ与えるゲートパルスの一例、（Ｃ）は差し換え信号
発生器１０５の出力例、（ｄ）はスイッチ回路１０６の
制御入力に与えるタイミング信号Ｔ３の一例、（ｅ）は
スイッチ回路１０６の出力を示す波形図である。In FIG. 6, (a) shows the transmission line distortion removal filter 10.
An example of a television signal output from the timing signal generator 110, (b) is an example of a television signal output from the timing signal generator 110.
(C) shows an example of the output of the replacement signal generator 105, (d) shows an example of the timing signal T3 given to the control input of the switch circuit 106, and (e) shows the output of the switch circuit 106. FIG.
差し換え信号発生器１０５は一定の遅延時間を持った遅
延回路から構成し、第６図（ｂ）に示すゲートパルスの
ハイレベルの期間は遅延回路を動作させ、ロウレベルの
期間出力を保持するよう制御する。The replacement signal generator 105 is composed of a delay circuit having a fixed delay time, and is controlled to operate the delay circuit during the high level period of the gate pulse shown in FIG. 6(b) and hold the output during the low level period. do.
これによればこの差し換え信号発生器１０５は、少なく
とも同期信号とカラーバーストの多重されている期間の
信号を第６図（ｃ）のように遅延し、映像信号期間は同
図（ｂ）に示すゲートパルスのレベルがハイからロウに
変化する直前の値が保持され出力するように動作する。According to this, the replacement signal generator 105 delays at least the signal during the period in which the synchronization signal and color burst are multiplexed as shown in FIG. 6(c), and the video signal period is shown in FIG. 6(b). It operates so that the value immediately before the level of the gate pulse changes from high to low is held and output.
また、タイミング信号発生器１１０から出力されるタイ
ミング信号Ｔ３は、第６図（ｄ）のタイミングでスイッ
チ回路１０６を制御し、再挿入されたＧＣＲ信号と差し
換え信号発生器１０５の出力との入れ替えを行う。この
際、差し換え信号発生器１０５の遅延量を２Ｈの整数倍
に選択することにより、第６図（ｅ）のように再挿入さ
れたＯＣＲ波形を打ち消すと共に同期信号と連続したカ
ラーバーストを補うことができる。Furthermore, the timing signal T3 outputted from the timing signal generator 110 controls the switch circuit 106 at the timing shown in FIG. conduct. At this time, by selecting the delay amount of the replacement signal generator 105 to be an integral multiple of 2H, the reinserted OCR waveform can be canceled as shown in FIG. 6(e), and the color burst continuous with the synchronization signal can be compensated for. I can do it.
また、以上の処理で、同時に後段のゴースト除去装置の
誤動作防止のために、その動作を停止できることは第６
図から明らかであり、これを先の実施例に適用すること
もできる。Additionally, in the above process, the operation of the subsequent ghost removal device can be stopped at the same time to prevent malfunction.
This is clear from the figure and can also be applied to the previous embodiments.
次に、本実施例において、後段のゴースト除去装置を動
作可能にする手段について説明する。制御器１０９にお
いて、先の実施例と同様に高速動作終了の判断条件を導
きだすことができる。よって、この判断条件から高速動
作終了時には、制御信号ＣＮＴでタイミング信号発生器
１１０から発生する前記タイミング信号Ｔｌ、 Ｔ３
、およびＴ５を制御し、スイッチ回路４０３は常にＨ
遅延回路４０２の出力を、スイッチ回路１０６は常に伝
送路歪み除去フィルタ１０４の出力を、前記スイッチ回
路４２２は常に入力端子４１７からの入力を、スイッチ
回路４２４は常に加算器４２０の出力を、それぞれのス
イッチ回路の出力へ導くようにする。Next, in this embodiment, means for enabling the subsequent ghost removal device to operate will be explained. In the controller 109, the conditions for determining the end of high-speed operation can be derived as in the previous embodiment. Therefore, based on this judgment condition, at the end of high-speed operation, the timing signals Tl and T3 generated from the timing signal generator 110 in response to the control signal CNT.
, and T5, and the switch circuit 403 is always H.
The switch circuit 106 always receives the output of the transmission line distortion removal filter 104, the switch circuit 422 always receives the input from the input terminal 417, and the switch circuit 424 always receives the output of the adder 420. Direct it to the output of the switch circuit.
この結果、フィールドシーケンス処理とノイズ除去処理
されたＯＣＲ信号の挿入処理、差し換え信号発生器１０
５で同期信号などを補う処理が行われなくなり、もとの
ＧＣＲ信号がスイッチ回路１０６の出力へ導きだされる
ので、後段のゴースト除去装置を動作可能な状態とする
ことができる。As a result, the field sequence processing and the insertion processing of the noise-removed OCR signal are carried out by the replacement signal generator 10.
In step 5, the processing for supplementing the synchronization signal and the like is no longer performed, and the original GCR signal is led out to the output of the switch circuit 106, so that the subsequent ghost removal device can be made operational.
この際、制御器１０９に導かれるＯＣＲ信号は、ノイズ
除去フィルタ１０３での処理されないもとの信号に切り
替わることになる。この高速動作終了の状態においても
歪み除去処理を継続させたい場合には、制御器１０９に
おいて従来の同期加算処理によるノイズ除去、８フィー
ルドシーケンス演算などの処理を高速動作終了判定後に
追加することで可能である。高速動作終了後は、残留歪
みが十分に抑圧できているので、歪み除去処理を従来の
方法に切り換えて繰り返し処理に要する時間が長くなっ
ても問題はない。At this time, the OCR signal guided to the controller 109 is switched to the original signal that is not processed by the noise removal filter 103. If it is desired to continue the distortion removal process even when the high-speed operation has ended, it is possible to do so by adding processing such as noise removal using conventional synchronous addition processing and 8-field sequence calculation in the controller 109 after determining the end of the high-speed operation. It is. After the high-speed operation is completed, the residual distortion has been sufficiently suppressed, so there is no problem even if the distortion removal processing is switched to the conventional method and the time required for repeated processing becomes longer.
また、再挿入するＯＣＲ信号をもとのＯＣＲ信号の多重
されるラインと異ならせて挿入する場合には、両方のラ
インで差し換え信号発生器１０５の出力に置き換えるよ
うタイミング信号Ｔ３を変更することにより可能である
。Furthermore, when reinserting the OCR signal on a line different from the line on which the original OCR signal is multiplexed, the timing signal T3 is changed so that the output of the replacement signal generator 105 is substituted for both lines. It is possible.
本実施例では、再挿入したＯＣＲ信号を正しく処理スる
ため、トランスバーサルフィルタの入力において前ライ
ンに固定値Ｒを挿入するようにしている。このため、前
ラインの信号の歪みは高速動作中は除去されない。また
、挿入したＯＣＲ信号の後ラインには、このＯＣＲ信号
で作られた歪み除去信号が混入することになる。この前
後１ラインに及ぼす影響は、高速動作中であり本実施例
では極めて短時間で処理を完了することができるので特
に問題とはならない。ただし、この再挿入したＯＣＲ信
号の前後１ラインに及ぼす影響が無視できないような場
合には、タイミング信号Ｔ３の幅を前後１Ｈひろげ３Ｈ
幅とし、差し換え信号発生器１０５からの信号で置き換
えることによりその影響を外部に与えなくすることもで
きる。In this embodiment, in order to correctly process the reinserted OCR signal, a fixed value R is inserted into the previous line at the input of the transversal filter. Therefore, distortion of the signal on the previous line is not removed during high-speed operation. Furthermore, the line after the inserted OCR signal is mixed with a distortion removed signal created by this OCR signal. This influence on one line before and after is not a particular problem because the process is performed at high speed and can be completed in an extremely short time in this embodiment. However, if the influence of this reinserted OCR signal on one line before and after cannot be ignored, the width of the timing signal T3 can be expanded by 1H before and after 3H.
By replacing it with a signal from the replacement signal generator 105, its influence can be eliminated from the outside.
次に本発明のゴースト除去装置のさらに他の一実施例を
第７図に示す。Next, still another embodiment of the ghost removal device of the present invention is shown in FIG.
第７図において、５０１はテレビジョン信号をノイズ除
去フィルタ１０３へ入力する入力端子、５０２ ５２２
．５２８，５３０はスイッチ回路、５０３はノイズ除去
フィルタ１０３からテレビジョン信号を出力する出力端
子、５０４は４フィールド遅延回路、５０５，５０６，
５１１は乗算器、５０７．５２４，５２５は加算器、５
０８．５１０は減算器、５０９は１フィールド遅延回路
、５１２は比較器、５１３は積分器、５１４，５１５゜
５１６．５１７はレジスタ、５１８は反転器、５１９は
タイミング信号Ｔ４の入力端子、５２０はタイミング信
号Ｔ１の入力端子、である。In FIG. 7, 501 is an input terminal for inputting a television signal to the noise removal filter 103, 502 522
．． 528, 530 are switch circuits, 503 is an output terminal for outputting the television signal from the noise removal filter 103, 504 is a 4-field delay circuit, 505, 506,
511 is a multiplier, 507, 524, 525 is an adder, 5
08.510 is a subtracter, 509 is a 1-field delay circuit, 512 is a comparator, 513 is an integrator, 514, 515°, 516.517 is a register, 518 is an inverter, 519 is an input terminal for timing signal T4, 520 is a This is an input terminal for the timing signal T1.
５２１はテレビジョン信号を伝送路歪み除去フィルタ１
０４へ入力する入力端子、５２３は遅延回路、５２６は
伝送路歪み除去フィルタ１０４からテレビジョン信号を
出力する出力端子、５２７゜５２９はトランスバーサル
フィルタ、５３１はタップ係数データの入力端子、５３
２はタイミング信号Ｔ５の入力端子である。521 is a television signal transmission path distortion removal filter 1
523 is a delay circuit, 526 is an output terminal for outputting the television signal from the transmission path distortion removal filter 104, 527° 529 is a transversal filter, 531 is an input terminal for tap coefficient data, 53
2 is an input terminal for the timing signal T5.
また、第８図、第９図に本実施例の動作の一例を示す。Further, FIGS. 8 and 9 show an example of the operation of this embodiment.
第８図において、（ａ）は第７図の実施例の入力端子５
０１から入力するテレビジョン信号の一例、（ｂ）は４
フィールド遅延回路５０４の出力、（ｃ）は比較器５１
２の出力、（ｄ）はタイミング信号Ｔ４の一例、（ｅ）
は積分器５１３ノ出力の一例、Ｈ）はレジスタ５１４の
出力、（ｇ）はレジスタ５１５の出力、（ｈ）はレジス
タ５１６の出力、（ｉ）はレジスタ５１７の出力、（ｊ
）は乗算器５０５の出力、（ｋ）は乗算器５０６の出力
、（ｉ！、）は加算器５０７の出力である。In FIG. 8, (a) is the input terminal 5 of the embodiment of FIG.
An example of a television signal input from 01, (b) is 4
The output of the field delay circuit 504, (c) is the comparator 51
2 output, (d) is an example of timing signal T4, (e)
is an example of the output of the integrator 513, H) is the output of the register 514, (g) is the output of the register 515, (h) is the output of the register 516, (i) is the output of the register 517, (j
) is the output of the multiplier 505, (k) is the output of the multiplier 506, and (i!,) is the output of the adder 507.
また、第９図において、（ａ）は入力端子５０１から入
力するテレビジョン信号の一例、（ｂ）は加算器５０８
の出力、（ｃ）はタイミング信号Ｔ１の一例、（ｄ）は
タイミング信号Ｔ５の一例、（ｅ）はスイッチ回路５２
２の出力、（ｆ）はタイミング信号発生器１１０から差
し換え信号発生１１０５へ与えるゲートパルスの一例、
（ｇ）は差し換え信号発生器１０５の出力、（ｈ）はス
イッチ回路１０６の制御入力に与えるタイミング信号Ｔ
３の一例、（ｉ）はスイッチ回路１０６の出力を示す図
である。In addition, in FIG. 9, (a) is an example of a television signal input from the input terminal 501, and (b) is an example of the television signal input from the adder 508.
(c) is an example of the timing signal T1, (d) is an example of the timing signal T5, (e) is the output of the switch circuit 52
2, (f) is an example of a gate pulse given from the timing signal generator 110 to the replacement signal generator 1105,
(g) is the output of the replacement signal generator 105, and (h) is the timing signal T applied to the control input of the switch circuit 106.
3, (i) is a diagram showing the output of the switch circuit 106.
第８図（ａ）に示すテレビジョン信号は、入力端子５０
１から入力し、スイ・ソチ回路５０２の一方の入力に与
えられる。また、このテレビジョン信号は、乗算器５０
５の一方の入力、４フィールド遅延線５０４の入力、お
よび比較器５１２の一方の入力にも与えられる。The television signal shown in FIG. 8(a) is transmitted to the input terminal 50.
1 and is applied to one input of the Sui-Sochi circuit 502. Further, this television signal is processed by a multiplier 50.
5, an input of 4-field delay line 504, and one input of comparator 512.
４フィールド遅延回路５０４は入力する信号を４フィー
ルド遅延して出力するので、この場合には第８図（ｂ）
に示すような信号が得られる。この出力は、乗算器５０
６の一方の入力へ導かれる。The 4-field delay circuit 504 delays the input signal by 4 fields and outputs it, so in this case, the signal shown in FIG. 8(b)
The signal shown in is obtained. This output is the multiplier 50
6 to one input.
一方、比較器５１２に与えられたテレビジョン信号は、
他方の入力に与えられたしきい値Ａと比較され、例えば
第８図（Ｃ）に示すように２値化される。この２値化さ
れたテレビジョン信号は、積分器５１３の入力へ導かれ
る。On the other hand, the television signal given to the comparator 512 is
It is compared with the threshold value A given to the other input, and is binarized, for example, as shown in FIG. 8(C). This binarized television signal is guided to the input of an integrator 513.
また、タイミング信号発生器１１０から出力されるタイ
ミング信号Ｔ４が入力端子５１９を介して、積分器５１
３、レジスタ５１４，５１５，５１６．５１７に与えら
れる。このタイミング信号Ｔ４の一例を第８図（ｄ）に
示す。Further, the timing signal T4 outputted from the timing signal generator 110 is transmitted to the integrator 51 via the input terminal 519.
3, given to registers 514, 515, 516, and 517. An example of this timing signal T4 is shown in FIG. 8(d).
この積分器５１３は、４フィールド遅延回路５０４に入
力するＯＣＲ信号がバー信号なのか、ペデスタル信号な
のかを検出するもので、ＯＣＲ信号の多重ラインにおい
て、しきい値Ａを越える信号の発生確率から検出を行う
。例えばしきい値Ａを第８図（ａ）に示すように、バー
信号レベルの１／２の値に設定するとペデスタル信号が
多重される場合と、バー信号が多重される場合で２値化
信号が示す値の発生確率が全く反対となる。そこで、例
えばしきい値Ａを越える場合をカウンタなどで計数する
ことにより、入力信号を区別することができる。これは
、比較器５１２の出力とタイミング信号Ｔ４で、先の実
施例の符号の積分と同様な手段で実現できる。This integrator 513 detects whether the OCR signal input to the 4-field delay circuit 504 is a bar signal or a pedestal signal. Perform detection. For example, if the threshold value A is set to 1/2 of the bar signal level as shown in FIG. 8(a), the binary signal will be The probability of occurrence of the value indicated by is completely opposite. Therefore, for example, by counting the cases where the threshold value A is exceeded using a counter or the like, input signals can be distinguished. This can be achieved using the output of the comparator 512 and the timing signal T4 using the same means as the sign integration in the previous embodiment.
この結果、積分器５１３の出力には第８図（ｅ）に示す
ような積分結果が得られる。この積分結果は、例えばタ
イミング信号Ｔ４の立ち下がりエツジを使って、レジス
タ５１４に取り込まれ、第８図（ｆ）のように出力され
る。レジスタ５１４の出力は、レジスタ５１５，５１６
，５１７で第８図（ｇ）、同図（ｈ）、同図（ｉ）のよ
うにタイミング信号Ｔ４により１フィールド単位で遅延
し、乗算器５０５の他方の入力と、反転器５１８を介し
て乗算器５０６の他方の入力へ与えられる。この結果、
４フィールド遅延回路５０４から出力される信号の積分
結果が、同時刻に乗算器５０５５０６に導かれることに
なる。As a result, an integration result as shown in FIG. 8(e) is obtained at the output of the integrator 513. This integration result is taken into the register 514 using, for example, the falling edge of the timing signal T4, and is output as shown in FIG. 8(f). The output of register 514 is sent to registers 515 and 516.
, 517 is delayed by one field by the timing signal T4 as shown in FIG. 8(g), FIG. 8(h), and FIG. It is applied to the other input of multiplier 506. As a result,
The integration results of the signals output from the 4-field delay circuit 504 are led to the multiplier 505506 at the same time.
乗算器５０５では、この積分結果との乗算が行われ、そ
の出力では第８図（ｊ）のようにペデスタル信号が挿入
されたフィールドが反転した信号が得られる。乗算器５
０６では、積分結果を反転器５１８で反転したものとの
乗算が行われるので、同様にその出力では第８図（ｋ）
に示すペデスタル信号が挿入されたフィールドが反転し
た信号が得られる。A multiplier 505 performs multiplication with this integration result, and the output is a signal in which the field into which the pedestal signal is inserted is inverted, as shown in FIG. 8(j). Multiplier 5
06, the integral result is multiplied by the inverter 518, so the output is similarly as shown in FIG. 8(k).
A signal is obtained in which the field into which the pedestal signal shown in is inserted is inverted.
この乗算器５０５，５０６の出力は加算器５０７で加算
され、その結果、第８図（ｊ２）に示すように一定の極
性にそろったＯＣＲ波形を毎フィールド得ることができ
る。The outputs of the multipliers 505 and 506 are added by an adder 507, and as a result, an OCR waveform having a uniform polarity can be obtained for each field as shown in FIG. 8 (j2).
この乗算器５０５，５０６における乗算は、この場合に
は積分結果がハイレベルの時に−１、ロウレベルの時に
１の係数を与えるようにして乗算を行えばよく、この際
の反転器５１８はこの逆の係数を与えるものであればよ
い。また、積分結果の論理をそのまま用いる場合には、
乗算器５０５５０６を排他的論理和回路を用いた簡単な
構成にすることもでき、反転器５１８は単なる否定回路
とすることができる。In this case, the multiplication in the multipliers 505 and 506 can be performed by giving a coefficient of -1 when the integration result is at a high level and 1 when it is at a low level. It is sufficient as long as it gives a coefficient of . Also, when using the logic of the integral result as is,
Multiplier 505506 can be configured simply using an exclusive OR circuit, and inverter 518 can be simply a NOT circuit.
この加算器５０７の出力は、減算器５０８，５１０それ
ぞれの一方の入力に接続される。減算器５０８の出力は
、前記スイッチ回路５０２の他方の入力と、１フィール
ド遅延回路５０９の入力に接続される。１フィールド遅
延回路５０９は、入力する信号を１フィールド遅延して
、減算器５１０の他方の入力へ出力する。減算器５１０
の出力は、乗算器５１１で係数Ｋが乗じられ、減算器５
０８の他方の入力へ与えられる。The output of this adder 507 is connected to one input of each of subtracters 508 and 510. The output of the subtracter 508 is connected to the other input of the switch circuit 502 and the input of the one-field delay circuit 509. One field delay circuit 509 delays the input signal by one field and outputs the delayed signal to the other input of subtracter 510 . Subtractor 510
The output of is multiplied by a coefficient K in a multiplier 511, and the output is
08 to the other input.
加算器５０７の出力からは、毎フィールドＧＣＲ波形を
得られるので、ＧＣＲ信号については１フィールド間差
を求める減算器５１０の出力には相関のないノイズ成分
が得られることになり、先の実施例同様減算器５０８の
出力にはノイズ除去されたＯＣＲ信号を得ることができ
る。Since the GCR waveform for each field is obtained from the output of the adder 507, an uncorrelated noise component is obtained from the output of the subtracter 510 for determining the difference between fields for the GCR signal, which is different from the previous embodiment. Similarly, an OCR signal from which noise has been removed can be obtained at the output of the subtracter 508.
スイッチ回路５０２の入力には、第９図（ａ）に示す入
力端子５０１から入力する信号と、第９図（ｂ）に示す
フィールドシーケンス処理、ノイズ除去処理の施された
信号とが導かれる。また、その制御入力にはタイミング
信号発生器１１０から出力されるタイミング信号Ｔ１が
入力入力端子５２０を介して与えられ、スイッチを制御
する。A signal input from the input terminal 501 shown in FIG. 9(a) and a signal subjected to field sequence processing and noise removal processing shown in FIG. 9(b) are introduced to the input of the switch circuit 502. Further, the timing signal T1 outputted from the timing signal generator 110 is applied to the control input via the input input terminal 520 to control the switch.
このスイッチ回路５０２の出力は、ノイズ除去フィルタ
１０３の出力端子５０３、伝送路歪み除去フィルタ１０
４の入力端子５２１を介してスイッチ回路５２２の一方
の入力へと導かれる。このスイッチ回路５２２の他方の
入力には固定値Ｒが与えられる。また、その制御入力に
はタイミング信号発生器１１０から出力されるタイミン
グ信号Ｔ５が入力端子５３２を介して与えられ、スイッ
チを制御する。The output of this switch circuit 502 is connected to the output terminal 503 of the noise removal filter 103 and the transmission line distortion removal filter 10.
It is led to one input of the switch circuit 522 via the input terminal 521 of No. 4. A fixed value R is given to the other input of this switch circuit 522. Furthermore, a timing signal T5 outputted from the timing signal generator 110 is applied to the control input via an input terminal 532 to control the switch.
このタイミング信号Ｔ１は例えば第９図（Ｃ）のような
タイミングで、タイミング信号Ｔ５は第９図（ｄ）のよ
うなタイミングで与えられ、スイッチ回路５０２ではフ
ィールドシーケンス処理、ノイズ除去処理の施されたＯ
ＣＲ信号が、スイッチ回路５２２では固定値Ｒが、第９
図（ｅ）に示すように入力端子５０１から導かれるテレ
ビジョン信号に多重される。The timing signal T1 is given, for example, at the timing shown in FIG. 9(C), and the timing signal T5 is given at the timing shown in FIG. 9(d), and the switch circuit 502 performs field sequence processing and noise removal processing. TaO
The CR signal is the fixed value R in the switch circuit 522, and the 9th
As shown in Figure (e), the signal is multiplexed onto the television signal led from the input terminal 501.
これによりフィールドシーケンス処理、ノイズ除去処理
の施されたＯＣＲ信号と、その前ラインからの歪み混入
を防止するための処理が施された信号とを多重した信号
が得られる。As a result, a signal is obtained in which an OCR signal that has been subjected to field sequence processing and noise removal processing and a signal that has been processed to prevent distortion from being mixed in from the previous line are multiplexed.
このテレビジョン信号は、遅延回路５２３、トランスバ
ーサルフィルタ５２７の入力に与えられる。加算器５２
４の一方の入力にはこの遅延回路５２３からの出力が接
続され、他方の入力にはスイッチ回路５２８の出力が接
続される。This television signal is given to the input of delay circuit 523 and transversal filter 527. Adder 52
The output from the delay circuit 523 is connected to one input of the circuit 4, and the output of the switch circuit 528 is connected to the other input.
このスイッチ回路５２８の一方の入力にはトランスバー
サルフィルタ５２７の出力が接続され、他方の入力には
０（零）が与えられる。加算器５２５の一方の入力には
加算器５２４の出力が接続され、他方の入力にはスイッ
チ回路５３０の出力が接続される。このスイッチ回路５
３０の一方の入力にはトランスバーサルフィルタ５２９
の出力が接続され、他方の入力には０（零）が与えられ
る。The output of the transversal filter 527 is connected to one input of this switch circuit 528, and 0 (zero) is given to the other input. The output of the adder 524 is connected to one input of the adder 525, and the output of the switch circuit 530 is connected to the other input. This switch circuit 5
A transversal filter 529 is connected to one input of 30.
The output of is connected, and 0 (zero) is given to the other input.
加算器５２５の出力は、出力端子５２６と、トランスバ
ーサルフィルタ５２９の入力に接続される。このスイッ
チ回路５２８，５２９それぞれの制御入力にはタイミン
グ信号Ｔ５が接続され、スイッチ回路５２２が固定値Ｒ
を出力する期間、０（零）を出力するように制御される
。また、トランスバーサルフィルタ５２７，５２９には
、制御器１０９から出力されるタップ係数が入力端子５
３１を介して与えられる。The output of adder 525 is connected to an output terminal 526 and an input of transversal filter 529. A timing signal T5 is connected to the control input of each of the switch circuits 528 and 529, and the switch circuit 522 has a fixed value R.
is controlled to output 0 (zero) during the period in which it outputs . Further, the tap coefficients output from the controller 109 are input to the transversal filters 527 and 529 at the input terminals 527 and 529.
31.
よって、再挿入したＧＣＲ信号の前ラインに挿入された
固定値Ｒが入力する期間、トランスバーサルフィルタ５
２７，５２９の出力は０（零）となるので、固定値Ｒを
そのままトランスバーサルフィルタ５２９の入力にまで
導くことができ、前ラインからの影響なく再挿入された
ＧＣＲ信号の歪み除去信号をトランスバーサルフィルタ
５２７５２９それぞれから得ることができる。Therefore, during the period when the fixed value R inserted into the previous line of the reinserted GCR signal is input, the transversal filter 5
Since the output of 27,529 is 0 (zero), the fixed value R can be directly led to the input of the transversal filter 529, and the distortion removed signal of the reinserted GCR signal is transferred to the transversal filter 529 without any influence from the previous line. It can be obtained from each versatile filter 527529.
以上のことから、本実施例においてもフィールドシーケ
ンス処理後、ノイズ除去したＯＣＲ信号を利用して伝送
路歪み除去の制御が行える。よって、ノイズ除去の遅延
線を８フィールドから１フィールドにでき、さらに毎フ
ィールドＯＣＲ信号を制御器１０９へ供給できるので、
先の実施例と同様にノイズ除去フィルタの時定数の短縮
と繰り返し処理に要する時間の短縮が図れる。From the above, in this embodiment as well, transmission path distortion removal can be controlled using the OCR signal from which noise has been removed after field sequence processing. Therefore, the delay line for noise removal can be reduced from 8 fields to 1 field, and the OCR signal can be supplied to the controller 109 for each field.
As in the previous embodiment, the time constant of the noise removal filter and the time required for repetitive processing can be shortened.
また、フィールドシーケンス処理における符号判別を入
力信号から行うので、先の実施例における１Ｈ遅延回路
を削減でき、その回路規模低減の効果も得られる。Further, since the code determination in field sequence processing is performed from the input signal, the 1H delay circuit in the previous embodiment can be eliminated, and the effect of reducing the circuit size can also be obtained.
なお、本実施例において、再挿入するＯＣＲ信号を他の
ラインに挿入する場合には、入力端子５０１からスイッ
チ回路５０２に至る経路に遅延線を設けるか、減算器５
０８からスイッチ回路５０２にいたる経路に遅延線を設
けることにより可能である。In this embodiment, when reinserting the OCR signal into another line, a delay line is provided on the path from the input terminal 501 to the switch circuit 502, or the subtracter 5
This is possible by providing a delay line in the path from 08 to the switch circuit 502.
また、本実施例においても先の実施例と同様に、４フィ
ールド遅延線５０４．１フィールド遅延回路５０９を時
分割動作させることで、そのメモリ容量を削減すること
ができる。Further, in this embodiment, as in the previous embodiment, the memory capacity can be reduced by operating the 4-field delay line 504 and the 1-field delay circuit 509 in a time-division manner.
本実施例の場合、伝送路歪み除去フィルタ１０４の出力
端子５２６から出力されるテレビジョン信号は、第９図
（ｅ）に示すように２ライン分の同期信号とカラーバー
ストが欠落することになる。In the case of this embodiment, the television signal output from the output terminal 526 of the transmission path distortion removal filter 104 will lack the synchronization signal and color burst for two lines, as shown in FIG. 9(e). .
これは、先の実施例と同様に差し換え信号発生器１０５
の出力で補うことで解決できる。As in the previous embodiment, this is done by the replacement signal generator 105.
This can be solved by supplementing with the output of
この場合には、例えば先の実施例と同様に動作する差し
換え信号発生器１０５に、第９図（ｆ）に示すタイミン
グ信号発生器１１０から供給するゲートパルスを与え、
同期信号とカラーバーストの多重されている期間の信号
を２Ｈの整数倍で遅延し、第９図（ｇ）に示すような信
号を得るとともに、第９図（ｈ）に示すように再挿入さ
れたＯＣＲ信号とその前ラインの期間、差し換え信号発
生器１０５の出力を選択するようなタイミング信号Ｔ３
を前記スイッチ回路１０６に与える。これにより、スイ
ッチ回路１０６の出力では、第９図（ｉ）に示すように
同期信号と連続したカラーバ−ストが補われた信号を得
ることができる。In this case, for example, a gate pulse supplied from the timing signal generator 110 shown in FIG. 9(f) is applied to the replacement signal generator 105 which operates in the same manner as in the previous embodiment,
The signal in the period in which the synchronization signal and color burst are multiplexed is delayed by an integral multiple of 2H to obtain the signal shown in FIG. 9(g), and the signal is reinserted as shown in FIG. 9(h). The timing signal T3 selects the output of the replacement signal generator 105 during the period of the OCR signal and the previous line.
is applied to the switch circuit 106. As a result, at the output of the switch circuit 106, a signal supplemented with a synchronizing signal and continuous color burst can be obtained as shown in FIG. 9(i).
また、これにより高速除去動作中の後段のゴースト除去
装置の誤動作防止も同時に達成でき、先の実施例と同様
な方法を用いることで高速除去動作終了後のＯＣＲ信号
の送出も行える。Furthermore, this also makes it possible to simultaneously prevent malfunction of the ghost removal device at the subsequent stage during the high-speed removal operation, and by using the same method as in the previous embodiment, it is also possible to send an OCR signal after the high-speed removal operation is completed.
さらに、本実施例において再挿入するＯＣＲ信号を、も
とのＧＣＲ信号の多重ラインと異ならせる場合の処理も
先の実施例と同様な方法を用いることで可能である。Further, in this embodiment, the process in which the reinserted OCR signal is made different from the multiplex line of the original GCR signal can be performed using the same method as in the previous embodiment.
なお、本実施例と先の実施例のノイズ除去フィルタ１０
３と伝送路歪み除去フィルタ１０４の組合せを変えるこ
とも可能であり、この場合差し換え信号発生器１０５は
、伝送路歪み除去フィルタ１０４の処理に合わせて処理
すればよい。Note that the noise removal filter 10 of this embodiment and the previous embodiment
It is also possible to change the combination of the transmission line distortion removal filter 104 and the transmission line distortion removal filter 104. In this case, the replacement signal generator 105 may perform processing in accordance with the processing of the transmission line distortion removal filter 104.
次に本発明のゴースト除去装置のなおさらに他の一実施
例を第１０図に示す。Next, still another embodiment of the ghost removal device of the present invention is shown in FIG.
第１０図において、６０１は伝送路歪み除去フィルタ１
０４の入力端子、６０２は遅延回路、６０３．６０４は
加算器、６０５は伝送路歪み除去フィルタの出力端子、
６０６，６０７．６０８は第１のトランスバーサルフィ
ルタを構成する乗算器、６０９．６１０．６１１は第２
のトランスバーサルフィルタを構成する乗算器、６１２
，６１４．６１５は第１のトランスバーサルフィルタを
構成するレジスタ、６１８，６１９．６２１は第２のト
ランスバーサルフィルタのタップ遅延線を構成するレジ
スタ、である。In FIG. 10, 601 is a transmission line distortion removal filter 1
04 input terminal, 602 is a delay circuit, 603 and 604 are adders, 605 is an output terminal of a transmission line distortion removal filter,
606, 607.608 are multipliers that constitute the first transversal filter, and 609.610.611 are the second transversal filters.
a multiplier 612 constituting a transversal filter of
, 614, 615 are registers forming the first transversal filter, and 618, 619, 621 are registers forming the tap delay line of the second transversal filter.
６１３．６１６は第１のトランスバーサルフィルタを構
成する加算器、６１７，６２０は第２のトランスバーサ
ルフィルタを構成する加算器、６２２はタップ係数デー
タの入力端子、６２３はタイミング信号Ｔ６の入力端子
であり、その他は先の実施例と同様である。613 and 616 are adders forming the first transversal filter, 617 and 620 are adders forming the second transversal filter, 622 is an input terminal for tap coefficient data, and 623 is an input terminal for timing signal T6. The rest is the same as the previous embodiment.
また、第１１図に本実施例の動作波形の一例を示す。第
１１図において、（ａ）は第１０図のノイズ除去フィル
タ１０３の入力端子５０１に入力するテレビジョン信号
の一例、（ｂ）は加算器５０８の出力、（Ｃ）はタイミ
ング信号Ｔ１の一例、（ｄ）はノイズ除去フィルタ１０
３の出力端子５０３からの出力、（ｅ）はタイミング信
号Ｔ６の一例を示す図である。Further, FIG. 11 shows an example of operation waveforms of this embodiment. In FIG. 11, (a) is an example of a television signal input to the input terminal 501 of the noise removal filter 103 in FIG. 10, (b) is the output of the adder 508, (C) is an example of the timing signal T1, (d) is the noise removal filter 10
3(e) is a diagram showing an example of the timing signal T6 output from the output terminal 503 of FIG.
ノイズ除去フィルタ１０３の入力端子５０１には、第１
１図（ａ）に示すテレビジョン信号が与えられ、先の実
施例と同様にフィールドシーケンス処理が行われた後、
ノイズ除去の処理が施される。よって、加算器５０８の
出力には第１１図（ｂ）に示す信号が得られ、スイッチ
回路５０２へ導かれる。このスイッチ回路５０２は、第
１１図（ｃ）に示すタイミング信号Ｔ１により、入力端
子５０１から導かれる信号に、前述の処理が施されたＧ
ＣＲ信号を挿入し、出力する。The input terminal 501 of the noise removal filter 103 has a first
After the television signal shown in FIG. 1(a) is given and field sequence processing is performed in the same manner as in the previous embodiment,
Noise removal processing is performed. Therefore, the signal shown in FIG. 11(b) is obtained at the output of the adder 508, and is guided to the switch circuit 502. This switch circuit 502 is configured to perform the above-described processing on the signal led from the input terminal 501 in accordance with the timing signal T1 shown in FIG. 11(c).
Insert and output CR signal.
この結果、第１１図（ｄ）に示す信号が伝送路歪み除去
フィルタ１０４の入力端子６０１から入力し、遅延回路
６０２の入力と、Ｍタップの第１のトランスバーサルフ
ィルタを構成するＭ個の乗算器６０６，６０７から６０
８のそれぞれの一方の入力に与えられる。As a result, the signal shown in FIG. 11(d) is input from the input terminal 601 of the transmission line distortion removal filter 104, and is input to the input of the delay circuit 602 and the M multipliers forming the first transversal filter with M taps. vessels 606, 607 to 60
8 to one input of each.
これらの乗算器６０６，６０７から６０８の他方の入力
には、制御器１０９から出力されるタップ係数が、入力
端子６２２を介して与えられる。A tap coefficient output from the controller 109 is applied to the other input of these multipliers 606, 607 to 608 via an input terminal 622.
Ｍ−１個のレジスタ６１２，６１４から６１５により構
成される第１のトランスバーサルフィルタのタップ遅延
線は、入力を１サンプル遅延し、それぞれの出力に配置
されるＭ−１個の加算器６１３から６１５の一方の入力
に与え、これらの加算器の他方に入力する乗算器６０７
から６０８の出力が順次加算され、この積和演算結果は
加算器６０３の一方の入力へ与えられる。The tap delay line of the first transversal filter, which is composed of M-1 registers 612, 614 to 615, delays the input by one sample, and outputs signals from M-1 adders 613 arranged at the respective outputs. 615 and to the other of these adders.
The outputs from 608 are sequentially added, and the product-sum operation result is applied to one input of adder 603.
この加算器６０３の他方の入力には、入力端子６０１か
ら入力する信号が遅延回路６０２を介して与えられる。A signal input from input terminal 601 is applied to the other input of adder 603 via delay circuit 602 .
この遅延回路６０２は、加算器６０３の一方の入力に導
かれる第１のトランスバーサルフィルタの出力との位相
を合わせるもので、今、このトランスバーサルフィルタ
のセンタータップをＭタップ目とすると、この遅延回路
６０２はＭサンプルの遅延を行う。This delay circuit 602 matches the phase with the output of the first transversal filter led to one input of the adder 603. Now, if the center tap of this transversal filter is the M-th tap, this delay Circuit 602 provides a delay of M samples.
以上のことから、現信号に対しＭサンプル前までに生じ
た歪みを打ち消すための歪み除去信号が第１のトランス
バーサルフィルタから得られ、加算器６０３の出力には
この範囲の歪みが抑圧された信号が得られ、加算器６０
４の一方の入力へ与えられる。From the above, a distortion removal signal for canceling the distortion that occurred up to M samples ago with respect to the current signal is obtained from the first transversal filter, and the distortion in this range is suppressed in the output of the adder 603. A signal is obtained and the adder 60
4 to one input.
加算器６０３の出力は、伝送路歪み除去フィルタ１０４
の出力端子６０５と、Ｌタップの第２のトランスバーサ
ルフィルタを構成するＬ個の乗算器６０９から６１０，
６１１のそれぞれの一方の入力に与えられる。The output of the adder 603 is sent to the transmission path distortion removal filter 104.
output terminal 605, and L multipliers 609 to 610, which constitute a second transversal filter with L taps.
611 is applied to one input of each.
これらの乗算器６０９から６１０，６１１の他方の入力
には、同様に制御器１０９から出力されるタップ係数が
与えられる。The other inputs of these multipliers 609 to 610, 611 are given the tap coefficients output from the controller 109 in the same way.
Ｌ−１個のレジスタ６１８から６１９，６２１により構
成される第２のトランスバーサルフィルタのタップ遅延
線は、入力を１サンプル遅延し、それぞれの出力に配置
されるＬ−１個の加算器６１７から６２０の一方の入力
に与え、これらの加算器の他方に入力する乗算器６０９
から６１０の出力が順次加算され、この積和演算結果は
加算器６０４の一方の入力へ与えられる。The tap delay line of the second transversal filter, which is composed of L-1 registers 618 to 619, 621, delays the input by one sample and outputs signals from L-1 adders 617 arranged at the respective outputs. 620 and to the other of these adders.
The outputs from 610 are sequentially added, and the product-sum operation result is applied to one input of adder 604.
以上のことから、現信号に対ししサンプル後までに生じ
た歪みを打ち消すための歪み除去信号が第２のトランス
バーサルフィルタから得られ、加算器６０４の出力には
この範囲の歪みが抑圧された信号が得られ、出力端子６
０５から出力される。From the above, the second transversal filter obtains a distortion removal signal for canceling the distortion that has occurred up to the point after the sample in the current signal, and the distortion in this range is suppressed in the output of the adder 604. signal is obtained and output terminal 6
Output from 05.
この第１．第２のトランスバーサルフィルタのタップ遅
延線を構成する１ジスタロ１２，６１４から６１５と、
６１８から６１９，６２１は、初期化端子付きのレジス
タであり、この初期化端子には前記タイミング信号発生
器１１０から入力端子６２３を介して入力するタイミン
グ信号Ｔ６が与えられる。This first. 1 distal 12, 614 to 615 forming a tap delay line of the second transversal filter;
618 to 619, 621 are registers with initialization terminals, to which the timing signal T6 input from the timing signal generator 110 via the input terminal 623 is applied.
このタイミング信号Ｔ６は、例えば第１１図（ｅ）に示
すように、再挿入されたＯＣＲ信号の最初のサンプル値
が伝送路歪み除去フィルタ１０４に入力するタイミング
で１サンプル期間ロウレベルとなり、このタイミングで
先のレジスタ全ての内容が初期化される。For example, as shown in FIG. 11(e), this timing signal T6 becomes low level for one sample period at the timing when the first sample value of the reinserted OCR signal is input to the transmission line distortion removal filter 104, and at this timing, the timing signal T6 becomes low level for one sample period. The contents of all previous registers are initialized.
よって、このレジスタに格納されていた前ラインの信号
が初期値に置き換わることになるので、これ以降に入力
する再挿入されたＯＣＲ信号は、前ラインの信号から作
成された歪み除去信号の影響を受けることなく処理する
ことができる。Therefore, the previous line signal stored in this register will be replaced with the initial value, so the reinserted OCR signal that will be input from now on will not be affected by the distortion removed signal created from the previous line signal. It can be processed without receiving it.
したがって、本実施例の伝送路歪み除去フィルタ１０４
においても、ノイズ除去フィルタ１０３で処理されたＯ
ＣＲ信号を正しく処理して制御器１０９へ導くことがで
きるので、除去時間短縮の効果を得ることができる。Therefore, the transmission path distortion removal filter 104 of this embodiment
Also, O processed by the noise removal filter 103
Since the CR signal can be correctly processed and guided to the controller 109, the effect of shortening the removal time can be obtained.
また、本実施例によれば、再挿入されたＯＣＲ信号の直
前で前ラインの信号から作成される歪み除去信号を排除
できるので、前ラインの歪み除去も可能になる。Furthermore, according to this embodiment, it is possible to eliminate the distortion removal signal created from the signal of the previous line immediately before the reinserted OCR signal, so that the distortion of the previous line can also be removed.
さらに、本実施例の伝送路歪み除去フィルタ１０３を先
の実施例のノイズ除去フィルタ１０３と組み合わせて使
用することもできる。Furthermore, the transmission line distortion removal filter 103 of this embodiment can also be used in combination with the noise removal filter 103 of the previous embodiment.
なお、本発明のゴースト除去装置では、第１２図に示す
伝送歪み除去の基準信号について説明を行ったが、基準
信号波形はこれに限らず固定パターンであればよいこと
は自明である。In the ghost removal apparatus of the present invention, the reference signal for removing transmission distortion shown in FIG. 12 has been described, but it is obvious that the reference signal waveform is not limited to this and may be any fixed pattern.
また、他のフィールドシーケンスを持った基準信号の場
合でも、そのシーケンスに合わせて処理することで適用
可能であり、フィールドシーケンスされていないような
基準信号の場合にはシーケンス処理ブロックを取り除く
ことで適用可能なことは自明である。In addition, even in the case of a reference signal with another field sequence, it can be applied by processing it according to that sequence, and in the case of a reference signal that has not been field sequenced, it can be applied by removing the sequence processing block. It is obvious that it is possible.
第１３図は、本発明の別の実施例としてのゴースト除去
装置を示すブロック図である。同図において、１０１は
テレビジョン信号の入力端子、１０２はアナログ−ディ
ジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器と記す）、１０３０
はシーケンスデコード回路、１０４は伝送路歪み除去フ
ィルタ、１０５は差し換え信号発生器、１０６はスイッ
チ回路、１０７はディジタル−アナログ変換器（以下、
Ｄ／Ａ変換器と記す）、１０８はテレビジョン信号の出
力端子、１０９は制御器、１１０はタイミング信号発生
器である。FIG. 13 is a block diagram showing a ghost removal device as another embodiment of the present invention. In the figure, 101 is a television signal input terminal, 102 is an analog-to-digital converter (hereinafter referred to as an A/D converter), and 1030
1 is a sequence decoding circuit, 104 is a transmission line distortion removal filter, 105 is a replacement signal generator, 106 is a switch circuit, and 107 is a digital-to-analog converter (hereinafter referred to as
108 is a television signal output terminal, 109 is a controller, and 110 is a timing signal generator.
入力端子１０１から入力するテレビジョン信号は、タイ
ミング信号発生器１１０の入力に導かれる。ここでは、
同期信号やカラーバーストを分離、抽出し、これらの信
号に同期したタイミング信号ＴＩ、Ｔ２．Ｔ３．Ｔ４や
、本ゴースト除去装置を駆動するためのシステムクロッ
クなどが再生すれる。A television signal input from input terminal 101 is guided to the input of timing signal generator 110. here,
The synchronization signals and color bursts are separated and extracted, and timing signals TI, T2 . T3. T4 and the system clock for driving the present ghost removal device are regenerated.
一方、前記テレビジョン信号は、Ａ／Ｄ変換器１０２で
ディジタル信号に変換され、シーケンスデコード回路１
０３０の入力に与えられる。シーケンスデコード回路１
０３０は、ＧＣＲ信号の伝送周期を単位としたＮ（Ｎは
整数）個の遅延線を用いてＮ周期遅延したＯＣＲ信号を
得、ＯＣＲ信号の伝送シーケンスをデコードするための
演算を伝送周期毎に行ない、前ラインの信号が発生させ
る歪みを排除し、ＧＣＲ信号とＧＣＲ信号から発生する
歪みのみを取り出す。このデコードされたＯＣＲ信号は
、タイミング信号発生器１１０から与えられるタイミン
グ信号ＴＩのタイミングで、前記テレビジョン信号の垂
直帰線期間中に挿入され、伝送歪み除去フィルタ１０４
の入力へと導かれる。On the other hand, the television signal is converted into a digital signal by an A/D converter 102, and then sent to a sequence decoding circuit 1.
030 input. Sequence decoding circuit 1
030 obtains an OCR signal delayed by N periods using N (N is an integer) delay lines whose unit is the transmission period of the GCR signal, and performs calculations for decoding the transmission sequence of the OCR signal for each transmission period. The distortion generated by the previous line signal is eliminated, and only the GCR signal and the distortion generated from the GCR signal are extracted. This decoded OCR signal is inserted into the vertical blanking period of the television signal at the timing of the timing signal TI given from the timing signal generator 110, and is inserted into the transmission distortion removal filter 104.
will be guided to the input.
伝送歪み除去フィルタ１０４は、トランスバーサルフィ
ルタから構成され、制御器１０９から与えられるタップ
係数により伝送路の歪みと逆極性の歪みをこのトランス
バーサルフィルタで作成し、これをもとの信号に加える
ことで歪みを除去する。The transmission distortion removal filter 104 is composed of a transversal filter, and uses tap coefficients given from the controller 109 to create a distortion with a polarity opposite to that of the transmission path, and adds this to the original signal. to remove distortion.
ところで、伝送路の歪みによって生じるゴーストの遅延
時間は、およそ−２μｓから４０μｓ程度にまで及ぶこ
とが知られている。したがって、このトランスバーサル
フィルタは、通常この範囲の歪みを打ち消すために必要
なタップを持っておす、トランスバーサルフィルタのタ
ップには、現信号に対し常に４０μｓ前までの信号が存
在することになる。Incidentally, it is known that the delay time of a ghost caused by distortion in a transmission path ranges from about -2 μs to about 40 μs. Therefore, this transversal filter normally has taps necessary to cancel distortion in this range, and a signal up to 40 μs before the current signal is always present at the taps of the transversal filter.
前記テレビジョン信号に挿入するデコード処理されたＯ
ＣＲ信号は、前ラインから混入する歪みが排除されてい
るので、そのまま伝送路歪み除去フィルタ１０４を通す
と前ラインの信号で作成された歪み除去信号が前記ＯＣ
Ｒ信号に加算され、逆に歪みを与える結果となる。Decoded O inserted into the television signal
Since the CR signal has had the distortion mixed in from the previous line removed, if it passes through the transmission line distortion removal filter 104 as it is, the distortion removed signal created from the previous line signal becomes the OC signal.
It is added to the R signal, giving the result of conversely distortion.
そこで、タイミング信号発生器１１０から与えられるタ
イミング信号Ｔ２は、デコード処理されたＯＣＲ信号が
挿入されるラインの前ラインを示すタイミングで伝送路
歪み除去フィルタ１０４に与えられ、この歪み除去フィ
ルタ１０４を構成するトランスバーサルフィルタの入力
を一定値“Ｒ”に差し換えるように制御する。これによ
り、前ラインからの影響なくＯＣＲ信号に含まれる歪み
を除去する除去信号をトランスバーサルフィルタから得
ることができる。Therefore, the timing signal T2 given from the timing signal generator 110 is given to the transmission line distortion removal filter 104 at a timing indicating the line before the line into which the decoded OCR signal is inserted, and this distortion removal filter 104 is configured. The input of the transversal filter is controlled to be replaced with a constant value "R". Thereby, a removal signal that removes distortion included in the OCR signal without being influenced by the previous line can be obtained from the transversal filter.
よって、伝送路歪み除去フィルタ１０４において、デコ
ード処理されたＯＣＲ信号についても正しく歪み除去を
行なうことができる。Therefore, the transmission path distortion removal filter 104 can correctly remove distortion from the decoded OCR signal.
制御器１０９の入力には、伝送路歪み除去フィルタ１０
４の出力が導かれ、タイミング信号発生器１１０から与
えられるタイミング信号Ｔ３によリゾコード処理したＯ
ＣＲ信号を取り込む。取り込まれたＧＣＲ信号はシーケ
ンスデコード回路１０３０で伝送シーケンスがデコード
されているので、このまま前記公知文献に記載の１クロ
ック差分の処理などを行なって、伝送路の歪みの検出が
行える。A transmission path distortion removal filter 10 is connected to the input of the controller 109.
4 is derived and subjected to reso-code processing by the timing signal T3 given from the timing signal generator 110.
Capture the CR signal. Since the transmission sequence of the fetched GCR signal has been decoded by the sequence decoding circuit 1030, distortion in the transmission path can be detected by directly performing the one-clock difference processing described in the above-mentioned known document.
求めた歪み情報から伝送路歪み除去フィルタ１０４の補
正特性を定めるタップ係数を求め、伝送路歪み除去フィ
ルタ１０４へ与える。この結果、次に取り込まれるＯＣ
Ｒ信号に含まれる歪み成分は抑圧されており、残留歪み
がこのＯＣＲ信号から検出され、タップ係数の修正が行
なわれる。これを何回も繰り返して行なうことにより残
留歪みがさらに抑圧されてゆき、伝送路の歪みが除去さ
れることになる。Tap coefficients that determine the correction characteristics of the transmission line distortion removal filter 104 are determined from the obtained distortion information and are provided to the transmission line distortion removal filter 104. As a result, the next captured OC
Distortion components included in the R signal are suppressed, residual distortion is detected from this OCR signal, and tap coefficients are corrected. By repeating this many times, the residual distortion is further suppressed, and the distortion in the transmission path is removed.
本実施例によれば、制御器１０９に既にシーケンスデコ
ードされたＧＣＲ信号は常時供給することが可能であり
、タップ係数更新の度に８フィールドもの待ち時間を不
要にできるので、歪み除去の繰り返し処理に要する時間
の短縮が可能となる。According to this embodiment, the GCR signal that has already been sequence decoded can be constantly supplied to the controller 109, and the waiting time of 8 fields can be eliminated each time the tap coefficients are updated, so that the repeated processing of distortion removal can be performed. This makes it possible to shorten the time required.
第１３図において、差し換え信号発生器１０５の役割、
機能については、先に第１図に示した実施例の説明にお
いて述べた所と同じなので、説明が若干、重複するかも
知れないが、一応説明しておく。In FIG. 13, the role of the replacement signal generator 105,
As for the functions, they are the same as those described in the explanation of the embodiment shown in FIG. 1, so the explanations may be somewhat repetitive, but they will be explained here.
第１３図において、伝送路歪み除去フィルタ１０４の出
力に得られるテレビジョン信号は、差し換え信号発生器
１０５の入力と、スイッチ回路１０６の一方の入力に導
かれる。スイッチ回路１０６の他方の入力には、差し換
え信号発生器１０５の出力が接続される。スイッチ回路
１０６の出力は、Ｄ／Ａ変換器１０７でアナログのテレ
ビジョン信号に変換され、出力端子１０８へ与えられる
。タイミング信号発生器１１０から出力されるタイミン
グ信号Ｔ４は、スイッチ回路１０６の制御端子に与えら
れる。In FIG. 13, the television signal obtained at the output of the transmission path distortion removal filter 104 is guided to an input of a replacement signal generator 105 and one input of a switch circuit 106. The output of the replacement signal generator 105 is connected to the other input of the switch circuit 106 . The output of the switch circuit 106 is converted into an analog television signal by a D/A converter 107 and provided to an output terminal 108. Timing signal T4 output from timing signal generator 110 is applied to a control terminal of switch circuit 106.
差し換え信号発生器１０５は、例えば２Ｈ（Ｈは、テレ
ビジョン信号の水平走査周期を示す）遅延回路から構成
され、入力する信号を２Ｈ遅延して出力するものであれ
ば良い。The replacement signal generator 105 may be configured, for example, from a 2H (H indicates the horizontal scanning period of the television signal) delay circuit, and outputs an input signal delayed by 2H.
スイッチ回路１０６は、タイミング信号Ｔ４により例え
ばＯＣＲ信号の挿入されているラインで、差し換え信号
発生器１０５の出力を選択するように動作する。このと
き、デコード処理したＯＣＲ信号の多重ラインをもとの
ＯＣＲ信号のラインに設定しておけば、デコード処理に
よって打ち消された同期信号やカラーバースト信号を保
護することができる。The switch circuit 106 operates to select the output of the replacement signal generator 105 on the line in which the OCR signal is inserted, for example, using the timing signal T4. At this time, by setting the multiplex line of the decoded OCR signal to the line of the original OCR signal, it is possible to protect the synchronization signal and color burst signal canceled by the decoding process.
よって、出力端子１０８に導かれるテレビジョン信号の
ＯＣＲ信号の挿入ラインには、２Ｈ前の信号が多重され
ることになり、後段のゴースト除去装置ではＯＣＲ信号
が検出できない。また、２Ｈ前の信号を多重するのでカ
ラーバーストが不連続になることもない（ＮＴＳＣ方式
においては、１Ｈおきにカラーバーストの位相が逆位相
となる）。Therefore, the 2H previous signal is multiplexed on the OCR signal insertion line of the television signal led to the output terminal 108, and the ghost removal device at the subsequent stage cannot detect the OCR signal. In addition, since the signal 2H before is multiplexed, the color burst does not become discontinuous (in the NTSC system, the phase of the color burst becomes opposite every 1H).
そして、残留歪みが充分に小さくなった場合には、ＯＣ
Ｒ信号を他の信号に置き換えるのをやめて、ＯＣＲ信号
を送出し、後段のゴースト除去装置を動作可能な状態と
し、前段から後段のゴースト除去装置に至る伝送路の歪
みを除去できるようにする。Then, when the residual strain becomes sufficiently small, the OC
To stop replacing an R signal with another signal, to send an OCR signal, to enable a ghost removal device in a subsequent stage, and to remove distortion in a transmission path from a previous stage to a ghost removal device in a subsequent stage.
これは、制御器１０９が逐次伝送歪みの量を検出してい
るので、例えば残留歪みの量が一定のしきい値以下にな
った場合、または初期歪みに対して残留歪みが何分の１
以下になった場合などの判断条件から判定が可能である
。よって、制御器１０９では、その判断結果からタイミ
ング信号発生器１１０へ与える制御信号ＣＮＴによりタ
イミング信号ＴＩＴ２．Ｔ４を制御し、デコード処理し
たＯＣＲ信号の挿入処理、およびＯＣＲ信号の差し換え
処理を行なわないようにし、入力したＧＣＲ信号を出力
端子１０８へ導くようにする。This is because the controller 109 sequentially detects the amount of transmission distortion, so for example, if the amount of residual distortion becomes less than a certain threshold, or if the residual distortion is a fraction of the initial distortion.
Judgment can be made based on judgment conditions such as the following cases. Therefore, the controller 109 generates the timing signals TIT2. T4 is controlled so that the insertion process of the decoded OCR signal and the OCR signal replacement process are not performed, and the input GCR signal is guided to the output terminal 108.
よって、後段に配置されるゴースト除去装置は、これ以
降動作が可能となり誤動作することなく前段から後段に
至るまでの伝送路の歪み除去を実行することができる。Therefore, the ghost removal device disposed at the subsequent stage can operate from this point forward, and can perform distortion removal from the transmission path from the previous stage to the subsequent stage without malfunctioning.
この際、制御器１０９に導かれるＧＣＲ信号も、フィー
ルドシーケンスがデコードされていないもとの信号に切
り替わることになる。この状態において、歪み除去動作
の継続、伝送歪みの変化の観測などの処理を行なう場合
には、制御器１０９において従来のデコード処理を行な
うように処理を切り換えてやることにより可能である。At this time, the GCR signal guided to the controller 109 is also switched to the original signal in which the field sequence has not been decoded. In this state, if processing such as continuing the distortion removal operation or observing changes in transmission distortion is performed, this can be done by switching the processing in the controller 109 to perform conventional decoding processing.
本実施例によれば、縦続にゴースト除去装置が接続され
るような場合において、前段のゴースト除去装置の動作
中ＯＣＲ信号の送出を禁止することにより、この間の後
段のゴースト除去装置の動作を停止させることができ、
前後段同時動作による誤動作を防止できる。According to this embodiment, in a case where ghost removal devices are connected in series, the operation of the subsequent ghost removal device is stopped during this period by prohibiting the sending of an OCR signal while the previous ghost removal device is operating. can be made,
Malfunctions caused by simultaneous operation of the front and rear stages can be prevented.
なお、デコード処理したＯＣＲ信号をもとのＯＣＲ信号
の多重ラインと異ならせて挿入する際には、デコード処
理したＯＣＲ信号の挿入ラインについては同期信号、カ
ラーバーストの保護が必要となるが、両方のラインで差
し換え信号発生器１０５の出力に置き換えるようタイミ
ング信号Ｔ４を変更することにより可能である。また、
この場合にはデコード処理したＯＣＲ信号を制御器１゜
９へ常にとりこむことが可能となり、制御器１゜９の処
理の切り換えを不要にできる。Note that when inserting a decoded OCR signal different from the multiplex line of the original OCR signal, the insertion line of the decoded OCR signal must be protected against synchronization signals and color bursts, but both This is possible by changing the timing signal T4 to replace the line with the output of the replacement signal generator 105. Also,
In this case, the decoded OCR signal can always be taken into the controller 1.9, making it unnecessary to switch the processing of the controller 1.9.
次に、本発明のゴースト除去装置を構成するシーケンス
デコード回路の一具体例と、伝送路歪み除去フィルタの
一興体例を第１４図を用いて説明する。Next, a specific example of a sequence decoding circuit constituting the ghost removal device of the present invention and an example of a combination of a transmission line distortion removal filter will be described using FIG. 14.
第１４図において、１２０１はテレビジョン信号をシー
ケンスデコード回路１０３０に入力する入力端子、１２
０２，１２０７．１２１０は１Ｈ遅延回路、１２０３，
１２１７．１２１９はスイッチ回路、１２０４はシーケ
ンスデコード回路１０３０からテレビジョン信号を出力
する出力端子、１２０５は４フィールド遅延回路、１２
０６は減算器、１２０８は反転／非反転器、１２０９は
積分器、１２１１はタイミング信号Ｔ１の入力端子、１
２１２はテレビジョン信号を伝送路歪み除去フィルタ１
０４へ入力する入力端子は、１２１３は遅延回路、１２
１４．１２１５は加算器、１２１６は伝送路歪み除去フ
ィルタ１０４からテレビジョン信号を出力する出力端子
、１２１８．１２２０はトランスバーサルフィルタ、１
２２１はタップ係数データの入力端子、１２２２はタイ
ミング信号Ｔ２の入力端子である。In FIG. 14, 1201 is an input terminal for inputting a television signal to the sequence decoding circuit 1030;
02,1207.1210 is a 1H delay circuit, 1203,
1217.1219 is a switch circuit, 1204 is an output terminal for outputting the television signal from the sequence decoding circuit 1030, 1205 is a 4-field delay circuit, 12
06 is a subtracter, 1208 is an inverting/non-inverting device, 1209 is an integrator, 1211 is an input terminal for timing signal T1, 1
212 is a television signal transmission path distortion removal filter 1
The input terminals input to 04 are: 1213 is a delay circuit, 12
14.1215 is an adder, 1216 is an output terminal for outputting the television signal from the transmission path distortion removal filter 104, 1218.1220 is a transversal filter, 1
221 is an input terminal for tap coefficient data, and 1222 is an input terminal for timing signal T2.
また、第１５図に、第１４図に示した実施例の動作波形
の一例を示す。第１５図において、（ａ）は入力端子１
２０１から入力するテレビジョン信号の一例、（ｂ）は
４フィールド遅延回路１２０２の出力の一例、（ｃ）は
減算器１２０６の出力の一例、（ｄ）は減算器１２０６
の出力の符号ビットの一例、（ｅ）は入力端子１２１１
から入力するタイミング信号Ｔ１の一例、（ｆ）、
（ｇ）（ｈ）は積分器１２０９の動作の一例、（ｉ）は
反転／非反転器１２０８の出力の一例、（ｊ）は１Ｈ遅
延回路１２１０の出力の一例、（ｋ）はスイッチ回路１
２０３の出力の一例、（１）は入力端子１２２２から入
力するタイミング信号Ｔ２の一例、（ｍ）はスイッチ回
路１２１７．１２１９の出力の一例を示す波形図である
。Further, FIG. 15 shows an example of operation waveforms of the embodiment shown in FIG. 14. In Fig. 15, (a) is the input terminal 1
(b) is an example of the output of the 4-field delay circuit 1202, (c) is an example of the output of the subtracter 1206, (d) is an example of the output of the subtracter 1206.
An example of the sign bit of the output of , (e) is the input terminal 1211
An example of the timing signal T1 input from (f),
(g) (h) is an example of the operation of the integrator 1209, (i) is an example of the output of the inverter/non-inverter 1208, (j) is an example of the output of the 1H delay circuit 1210, (k) is the switch circuit 1
203, (1) is an example of the timing signal T2 input from the input terminal 1222, and (m) is a waveform diagram showing an example of the output of the switch circuits 1217 and 1219.
第１５図（ａ）に示すテレビジョン信号は、入力端子１
２０１から入力し、１Ｈ遅延回路１２０２で１Ｈ遅延さ
れてスイッチ回路１２０３の一方の入力に与えられる。The television signal shown in FIG. 15(a) is input to the input terminal 1.
201, is delayed by 1H in a 1H delay circuit 1202, and is applied to one input of a switch circuit 1203.
また、このテレビジョン信号は、４フィールド遅延回路
１２０５の入力、および減算器１２０６の一方の入力に
も与えられる。This television signal is also applied to the input of 4-field delay circuit 1205 and one input of subtracter 1206.
４フィールド遅延回路１２０５は、入力を４フィールド
遅延して出力するもので、この場合には第１５図（ｂ）
に示すような出力が得られる。この出力は、減算器１２
０６の他方の入力に導かれる。よって、減算器１２０６
では、第１５図（ａ）と第１５図（ｂ）に示す信号とが
第１４図に示す極性で減算され、第１５図（ｃ）のよう
にＧＣＲ信号以外の信号が打ち消されたものが得られる
。The 4-field delay circuit 1205 delays the input by 4 fields and outputs it.
You will get the output shown in . This output is the subtractor 12
06 to the other input. Therefore, subtractor 1206
Now, the signals shown in FIG. 15(a) and FIG. 15(b) are subtracted with the polarities shown in FIG. 14, and the signal other than the GCR signal is canceled out as shown in FIG. 15(c). can get.
この減算結果は、１Ｈ遅延回路１２０７で１Ｈ遅延され
て反転／非反転器１２０８の一方の入力へ与えられる。This subtraction result is delayed by 1H in a 1H delay circuit 1207 and is applied to one input of an inverter/non-inverter 1208.
また、前記減算結果の符号を示すビ・ットは、積分器１
２０９の入力に導かれ、積分器１２０９の出力は、反転
／非反転器１２０８の一方の入力に与えられる。この反
転／非反転器１２０８の他方の入力には、１Ｈ遅延回路
１２０７の出力が接続される。Furthermore, the bit indicating the sign of the subtraction result is the integrator 1.
209 , and the output of integrator 1209 is given to one input of inverting/non-inverting unit 1208 . The output of the 1H delay circuit 1207 is connected to the other input of the inverter/non-inverter 1208.
減算器１２０６の出力には、第１５図（ｃ）のような演
算結果が得られるので、その符号ビットは第１５図（ｄ
）に示すようにデコードしたＯＣＲ信号が負極性となる
期間「１」となる信号が積分器１２０９に入力する。Since the output of the subtracter 1206 has the operation result shown in FIG. 15(c), its sign bit is as shown in FIG. 15(d).
), a signal that is "1" during the period in which the decoded OCR signal has negative polarity is input to the integrator 1209.
また、タイミング信号発生器１１１０から出力されるタ
イミング信号Ｔ１が入力端子１２１１を介し、積分器１
２０９、１Ｈ遅延回路１２１０に与えられる。このタイ
ミング信号Ｔ１の一例を第１５図（ｅ）に示す。Further, the timing signal T1 output from the timing signal generator 1110 is transmitted to the integrator 1 via the input terminal 1211.
209 and is applied to the 1H delay circuit 1210. An example of this timing signal T1 is shown in FIG. 15(e).
この積分器１２０９は、減算器１２０６の出力に得られ
るＯＣＲ信号の極性を検出するもので、ＯＣＲ信号のバ
ー波形部分の符号の発生確率から検出を行なう。すなわ
ち、ＯＣＲ信号が負極性となるラインの符号は、負とな
る確率が他に比べて非常に高くなるので、符号が負とな
る場合をカウンタなとて計数すればよい。これは、例え
ばタイミング信号Ｔ１と符号ビットとで、以下のように
カウンタを制御することで実現できる。This integrator 1209 detects the polarity of the OCR signal obtained from the output of the subtracter 1206, and performs detection based on the probability of occurrence of a code in the bar waveform portion of the OCR signal. That is, since the sign of a line in which the OCR signal has a negative polarity has a much higher probability of being negative than others, it is sufficient to use a counter to count the cases where the sign is negative. This can be achieved, for example, by controlling the counter as follows using the timing signal T1 and the sign bit.
（１）タイミング信号Ｔ１が「０」の期間、カウンタを
リセット。(1) Reset the counter while the timing signal T1 is "0".
（２）タイミング信号Ｔ１が「１」で符号ビットが負の
期間、システムクロックで計数。(2) Counting is performed using the system clock while the timing signal T1 is "1" and the sign bit is negative.
（３）タイミング信号Ｔ１が「１」で符号ビットが正の
期間、計数を停止。(3) Stop counting while the timing signal T1 is "1" and the sign bit is positive.
よって、第１５図（ｄ）の符号ビットの信号が積分器１
２０９に入力した場合には、第１５図（ｆ）に示すよう
にＯＣＲ信号が負極性となるフィールドで、カウンタの
計数値が大きくなる（ここでは、カウンタの計数値をア
ナログ量として示している）。この計数値を比較器など
でしきい値“Ｓ”と比較し２値化すると、第１５図（ｇ
）に示すような比較結果を得ることができる。Therefore, the signal of the sign bit in FIG. 15(d) is
209, the count value of the counter increases in the field where the OCR signal has negative polarity as shown in FIG. 15(f) (Here, the count value of the counter is shown as an analog quantity. ). When this count value is compared with the threshold value "S" using a comparator and converted into a binary value, the result is shown in Fig. 15 (g
) can obtain comparison results as shown in ().
この信号を第１５図（ｅ）に示すタイミング信号ＴＩの
立ち下がりのタイミングで保持することにより、第１５
図（ｈ）に示すようなデコードしたＯＣＲ信号の極性を
判別した信号が得られる。By holding this signal at the falling timing of the timing signal TI shown in FIG. 15(e), the 15th
A signal is obtained by determining the polarity of the decoded OCR signal as shown in Figure (h).
この判別信号は、反転／非反転器１２０８の一方の入力
に与えられる。この場合、反転／非反転器１２０８は、
この判別信号が「１」の場合に他方から入力する信号を
反転して出力し、「０」の場合にはそのまま出力するよ
うに動作する。この反転／非反転器１２０８の他方の入
力には、１Ｈ遅延回路１２０７で１Ｈ遅延したデコード
されたＯＣＲ信号が入力するので、以上のことからその
出力には第１５図（ｉ）に示すように信号の極性の揃っ
たＯＣＲ信号が得られる。This discrimination signal is applied to one input of the inverter/non-inverter 1208. In this case, the inverter/non-inverter 1208 is
When this discrimination signal is "1", the signal input from the other side is inverted and output, and when it is "0", it is output as is. Since the decoded OCR signal delayed by 1H in the 1H delay circuit 1207 is input to the other input of this inverting/non-inverting circuit 1208, the output is as shown in FIG. 15(i). OCR signals with uniform signal polarity can be obtained.
なお、前記しきい値“Ｓ”の値としては、例えば標本化
を色副搬送波周波数の４倍で行なった場合、１Ｈ期間の
サンプル数は９１０サンプルであり、この場合のＯＣＲ
信号のバー波形部分のサンプル数はおよそ６４０サンプ
ルとなるので、５１１２といった値を選択できる。Note that the value of the threshold value "S" is, for example, when sampling is performed at four times the color subcarrier frequency, the number of samples in a 1H period is 910 samples, and the OCR in this case is
Since the number of samples in the bar waveform portion of the signal is approximately 640 samples, a value such as 5112 can be selected.
また、積分器１２０９には、周知のランダムウオークフ
ィルタ、Ｎ ｂｅｆｏｒｅ Ｍフィルタなどを適用
することも可能である。Further, it is also possible to apply a well-known random walk filter, N before M filter, etc. to the integrator 1209.
反転／非反転器１２０８の出力は、スイッチ回路１２０
３の他方の入力に導かれる。また、このスイッチ回路１
２０３の制御入力には、第１５図（ｊ）に示すような１
Ｈ遅延回路１２１０で１Ｈ遅延したタイミング信号Ｔ１
が与えられ、第１５図（ｋ）のようにシーケンスデコー
ドしたＯＣＲ信号をもとの信号に多重し出力端子１２０
４へ出力するようスイッチ回路１２０３を制御する。The output of the inverter/non-inverter 1208 is connected to the switch circuit 120
3 is led to the other input. In addition, this switch circuit 1
The control input of 203 has 1 as shown in FIG. 15(j).
Timing signal T1 delayed by 1H in H delay circuit 1210
is given, and as shown in FIG. 15(k), the sequence-decoded OCR signal is multiplexed with the original signal and sent to the output terminal 120.
The switch circuit 1203 is controlled so as to output the signal to 4.
この出力端子１２０４から導きだされる信号は、伝送路
歪み除去フィルタ１０４の入力端子１２１２を介して、
遅延回路１２１３の入力と、スイッチ回路１２１７の一
方の入力へ与えられる。加算器１２１４の一方の入力に
は遅延回路１２１３の出力が、他方の入力にはトランス
バーサルフィルタ１２１８の出力が接続され、その出力
は加算器１２１５の一方の入力に接続される。The signal derived from this output terminal 1204 is passed through the input terminal 1212 of the transmission line distortion removal filter 104.
It is applied to the input of delay circuit 1213 and one input of switch circuit 1217. The output of the delay circuit 1213 is connected to one input of the adder 1214, the output of the transversal filter 1218 is connected to the other input, and the output is connected to one input of the adder 1215.
加算器１２１５の他方の入力にはトランスバーサルフィ
ルタ１２２０の出力が接続され、その出力は出力端子１
２１６とスイッチ回路１２１９の一方の入力に接続され
る。スイッチ回路１２１７゜１２１９それぞれの他方の
入力には一定値“′Ｒ”が与えられ、それぞれの制御入
力にはタイミング信号発生器１１１０から出力されるタ
イミング信号Ｔ２が入力端子１２２２を介して与えられ
る。The output of the transversal filter 1220 is connected to the other input of the adder 1215, and its output is connected to the output terminal 1.
216 and one input of the switch circuit 1219. A constant value "'R" is applied to the other input of each of the switch circuits 1217 and 1219, and a timing signal T2 outputted from the timing signal generator 1110 is applied to each control input via an input terminal 1222.
そして、スイッチ回路１２１７の出力はトランスバーサ
ルフィルタ１２１８の入力に、スイッチ回路１２１９の
出力はトランスバーサルフィルタ１２２０の入力に接続
される。また、トランスバーサルフィルタ１２１８．１
２２０には、制御器１１０９から出力されるタップ係数
が入力端子１２２１を介して与えられる。The output of the switch circuit 1217 is connected to the input of the transversal filter 1218, and the output of the switch circuit 1219 is connected to the input of the transversal filter 1220. Also, transversal filter 1218.1
The tap coefficient output from the controller 1109 is applied to the input terminal 220 via the input terminal 1221.
タイミング信号Ｔ２は、第１５図（ｆ）に示すようなタ
イミングでスイッチ回路１２１７．１２１９に与えられ
、挿入したＯＣＲ信号の前ラインに一定値“Ｒ”を多重
し出力するように制御する。The timing signal T2 is applied to the switch circuits 1217 and 1219 at the timing shown in FIG. 15(f), and is controlled to multiplex and output a constant value "R" on the previous line of the inserted OCR signal.
この結果、トランスバーサルフィルタ１２１８゜１２２
０の入力に与えられる信号は、第１５図（ｍ）のように
なり、前ラインからの影響なくＧＣＲ信号に含まれる歪
みを除去する歪み除去信号を得ることができる。加算器
１２１４．１２１５では、このようにして作成された歪
み除去信号と、もとの信号とを加算して歪みを除去し、
出力端子１２１６から出力する。As a result, the transversal filter 1218°122
The signal applied to the 0 input becomes as shown in FIG. 15(m), and it is possible to obtain a distortion removal signal that removes the distortion contained in the GCR signal without being influenced by the previous line. Adders 1214 and 1215 add the distortion-removed signal created in this way and the original signal to remove distortion,
Output from output terminal 1216.
制御器１１０９は、この出力端子１２１６から出力され
る信号からデコード処理したＯＣＲ信号をとり込み、ト
ランスバーサルフィルタに与えるタップ係数を算出する
。The controller 1109 takes in the OCR signal decoded from the signal output from the output terminal 1216 and calculates the tap coefficients to be applied to the transversal filter.
よって、本具体例によれば、伝送シーケンスをデコード
したＯＣＲ信号を毎フィールド、制御器へ供給すること
ができるので、タップ係数の更新の度に８フィールドも
の待ち時間が不要になり、歪み除去の繰り返し処理に要
する時間の短縮が可能となる。Therefore, according to this specific example, since the OCR signal obtained by decoding the transmission sequence can be supplied to the controller every field, there is no need to wait as long as eight fields each time the tap coefficients are updated, and the distortion removal time is reduced. It becomes possible to shorten the time required for repeated processing.
なお、デコードしたＯＣＲ信号を再挿入する際、もとの
ラインに挿入する必要のない場合には、１Ｈ遅延回路を
不要にでき、回路規模の削減が図れる。また、この１Ｈ
遅延回路１２０２の遅延時間を１Ｈ単位で操作すること
により、ＯＣＲ信号を再挿入するラインを任意に選択す
ることもできる。Note that when reinserting the decoded OCR signal, if there is no need to insert it into the original line, the 1H delay circuit can be omitted and the circuit scale can be reduced. Also, this 1H
By manipulating the delay time of the delay circuit 1202 in units of 1H, it is also possible to arbitrarily select a line for reinserting the OCR signal.
また、本具体例のシーケンスデコード回路１０３０は、
ＧＣＲ信号のみを対象とした処理で良いので、４フィー
ルド遅延回路１２０５を時分割動作させることにより、
ＯＣＲ信号のラインのみを格納するだけのメモリ容量で
遅延回路を構成することも可能である。Furthermore, the sequence decoding circuit 1030 of this specific example is
Since it is sufficient to process only the GCR signal, by operating the 4-field delay circuit 1205 in time division,
It is also possible to configure the delay circuit with a memory capacity sufficient to store only the OCR signal line.
次に、本発明にかかるゴースト除去装置を構成するシー
ケンスデコード回路と伝送路歪み除去フィルタの他の具
体例を第１６図を用いて説明する。Next, another specific example of the sequence decoding circuit and the transmission path distortion removal filter that constitute the ghost removal device according to the present invention will be described using FIG. 16.
第１６図において、１３０１．１３０２は反転／非反転
器、１３０３は加算器、１３０４は比較器、１３０５は
積分器、１３０６は遅延回路、１３０７はＮ０７回路、
１３０８，１３０９，１３１Ｏはスイッチ回路で、その
他は先の具体例と同様である。In FIG. 16, 1301 and 1302 are inverting/non-inverting devices, 1303 is an adder, 1304 is a comparator, 1305 is an integrator, 1306 is a delay circuit, 1307 is an N07 circuit,
1308, 1309, and 131O are switch circuits, and the others are the same as in the previous example.
また、第１７図に、第１６図に示した具体例の動作波形
の一例を示す。第１７図において、（ａ）は入力端子１
２０１から入力するテレビジョン信号の一例、（ｂ）は
４フィールド遅延回路１２０５の出力の一例、（ｃ）は
比較器１３０４の出力の一例、（ｄ）は入力端子１２１
１から入力するタイミング信号ＴＩの一例、 （ｅ）、
（ｆ）、（ｇ）は積分器１３０５の動作の一例、（ｈ）
は遅延回路１３０６の出力の一例、（ｉ）は反転／非反
転器１３０１の出力の一例、Ｎ）は反転／非反転器１３
０２の出力の一例、（ｋ）は加算器１３０３の出力の一
例、（りはスイッチ回路１２０３の制御入力に入力する
信号の一例、（ｍ）はスイッチ回路１２０３の出力の一
例、（０）は入力端子１２２２から入力するタイミング
信号Ｔ２の一例、（ｐ）はスイッチ回路１３０８の出力
の一例を示す図である。Further, FIG. 17 shows an example of the operation waveform of the specific example shown in FIG. 16. In Fig. 17, (a) is input terminal 1
(b) is an example of the output of the 4-field delay circuit 1205, (c) is an example of the output of the comparator 1304, (d) is the input terminal 121.
An example of the timing signal TI input from 1, (e),
(f) and (g) are examples of the operation of the integrator 1305, (h)
is an example of the output of the delay circuit 1306, (i) is an example of the output of the inverter/non-inverter 1301, and N) is an example of the output of the inverter/non-inverter 13
(k) is an example of the output of the adder 1303, (l) is an example of the signal input to the control input of the switch circuit 1203, (m) is an example of the output of the switch circuit 1203, (0) is an example of the output of the switch circuit 1203. An example of the timing signal T2 input from the input terminal 1222, (p) is a diagram showing an example of the output of the switch circuit 1308.
第１７図（ａ）に示すテレビジョン信号は、入力端子１
２０１から入力し、スイッチ回路１２０３の一方の入力
、４フィールド遅延回路１２０５の入力、比較器１３０
４の一方の入力、および反転／非反転器１３０１の一方
の入力に与えられる。The television signal shown in FIG. 17(a) is input to input terminal 1.
201, one input of the switch circuit 1203, the input of the 4-field delay circuit 1205, and the comparator 130.
4 and one input of the inverter/non-inverter 1301.
４フィールド遅延回路１２０５は、先の例と同様に入力
する信号を４フィールド遅延して出力するので、第１７
図（ｂ）に示すような信号が得られる。この出力は、反
転／非反転器１３０２の一方の入力へ与えれらる。The 4-field delay circuit 1205 delays the input signal by 4 fields and outputs it as in the previous example, so the 17th
A signal as shown in Figure (b) is obtained. This output is provided to one input of the inverter/non-inverter 1302.
一方、比較器１３０４に与えられたテレビジョン信号は
、他方の入力に与えるしきい値“Ａ゛と比較され、例え
ば第１７図（Ｃ）に示すように２値化される。この２値
化されたテレビジョン信号は、積分器１３０５の入力に
与えられる。On the other hand, the television signal applied to the comparator 1304 is compared with a threshold value "A'' applied to the other input, and is binarized, for example, as shown in FIG. 17(C). This binarization The resulting television signal is applied to the input of an integrator 1305.
また、タイミング信号発生器１１１０から出力されるタ
イミング信号Ｔ１が入力端子１２１１を介し、積分器１
３０５に与えられる。このタイミング信号Ｔ１の一例を
第１７図（ｄ）に示す。Further, the timing signal T1 output from the timing signal generator 1110 is transmitted to the integrator 1 via the input terminal 1211.
305. An example of this timing signal T1 is shown in FIG. 17(d).
この積分器１３０５は、４フィールド遅延回路１２０５
に入力するＯＣＲ信号がバー信号なのか、ペデスタル信
号なのかを検出するもので、ＯＣＲ信号の多重ラインに
おいて、しきい値“′Ａ゛をこえる信号の発生確率から
検出を行なう。This integrator 1305 is connected to a 4-field delay circuit 1205
It is used to detect whether the OCR signal input to the circuit is a bar signal or a pedestal signal, and detection is performed based on the probability of occurrence of a signal exceeding a threshold value "'A" in multiple lines of the OCR signal.
例えばしきい値“Ａ”を第１７図（ａ）に点線で示すよ
うなレベルに設定すれば、ペデスタル信号が多重される
場合と、バー信号が多重される場合で２値化信号が示す
値の発生確率が全く反対となる。そこで、例えばしきい
値“Ａ”をこえる場合をカウンタなどで計数することに
より、入力信号を区別することが可能となる。これは、
比較器１３０４の出力とタイミング信号Ｔ１で、先の例
の符号の積分と同様な手段で実現できる。For example, if the threshold value "A" is set to a level as shown by the dotted line in FIG. The probability of occurrence is exactly the opposite. Therefore, for example, by counting the cases where the threshold value "A" is exceeded using a counter or the like, it becomes possible to distinguish the input signals. this is,
This can be realized using the output of the comparator 1304 and the timing signal T1 using the same means as the sign integration in the previous example.
よって、第１７図（Ｃ）の２値化信号が積分器に入力し
た場合、第１７図（ｅ）に示すようにバー信号が入力す
るフィールドで、カウンタの計数値が大きくなる。この
計数値を先の例と同様に２値化し第１７図（ｆ）に示す
ような信号を得、タイミング信号Ｔ１の立ち下がりでこ
の信号を保持することで第１７図（ｇ）のような判別信
号を得ることができる。Therefore, when the binarized signal of FIG. 17(C) is input to the integrator, the count value of the counter increases in the field where the bar signal is input, as shown in FIG. 17(e). This count value is binarized as in the previous example to obtain a signal as shown in Fig. 17(f), and by holding this signal at the falling edge of timing signal T1, a signal as shown in Fig. 17(g) is obtained. A discrimination signal can be obtained.
この判別信号は、遅延回路１３０６の一方の入力に与え
られ、比較器１３０４に入力した信号が４フィールド遅
延回路１２０５から出力され、反転／非反転器１３０２
の入力に与えられるまでの時間遅延され、第１７図（ｈ
）に示すように出力される。This discrimination signal is applied to one input of the delay circuit 1306, the signal input to the comparator 1304 is output from the 4-field delay circuit 1205, and the signal input to the comparator 1304 is output from the 4-field delay circuit 1205.
17 (h
) is output as shown.
この遅延回路１３０６の出力は、反転／非反転器１３０
１の他方の入力と、ＮＯＴ回路１３０７を介して反転／
非反転器１３０２の他方の入力に与えれらる。この結果
、４フィールド遅延回路１５０４から出力される信号の
判別結果が、同時刻に反転／非反転器１３０１．１３０
２に導かれることになる。The output of this delay circuit 1306 is transmitted to the inverter/non-inverter 130
1 through the NOT circuit 1307.
It is given to the other input of non-inverter 1302. As a result, the determination results of the signals output from the 4-field delay circuit 1504 are displayed at the inverting/non-inverting circuits 1301 and 130 at the same time.
You will be led to 2.
反転／非反転器１３０１．１３０２は、例えばこの判別
信号が「１」の場合に他方から入力する信号を反転して
出力し、「０」の場合にはそのまま出力するように動作
する。よって、反転／非反転器１３０１の出力には、第
１７図（ｉ）のようにペデスタル信号が挿入されたフィ
ールドが反転した信号が得られる。また、反転／非反転
器１３０２には、ＮＯＴ回路１３０７で前記判別信号の
否定論理をとったものが入力するので、第１７図（ｊ）
のようなペデスタル信号が挿入されるフィールドが反転
した信号が得られる。The inverting/non-inverting devices 1301 and 1302 operate so that, for example, when this discrimination signal is "1", the signal input from the other side is inverted and output, and when it is "0", it is output as is. Therefore, the output of the inverter/non-inverter 1301 is a signal in which the field into which the pedestal signal is inserted is inverted, as shown in FIG. 17(i). Furthermore, the inverting/non-inverting circuit 1302 is input with the negative logic of the discrimination signal obtained by the NOT circuit 1307, so that the inverting/non-inverting circuit 1302 receives the negative logic of the discrimination signal as shown in FIG.
A signal is obtained in which the field into which the pedestal signal is inserted is inverted.
この反転／非反転器１３０１．１３０２の出力は、加算
器１３０３で加算され、その結果、第１７図（ｋ）に示
すように一定の極性に揃ったＯＣＲ信号を毎フィールド
得ることができる。The outputs of the inverting/non-inverting devices 1301 and 1302 are added in an adder 1303, and as a result, an OCR signal having a constant polarity can be obtained every field as shown in FIG. 17(k).
この加算器１３０３の出力は、スイッチ回路１２０３の
他方の入力に与えられる。また、このスイッチ回路１２
０３の制御入力には、第１７図（りに示すタイミング信
号ＴＩが与えられ、第１７図（ｍ）のようにシーケンス
デコードしたＯＣＲ信号をもとの信号に多重し出力端子
１２０４へ出力するようスイッチ回路１２０３を制御す
る。The output of this adder 1303 is given to the other input of the switch circuit 1203. In addition, this switch circuit 12
The timing signal TI shown in FIG. 17(m) is applied to the control input of 03, and the sequence decoded OCR signal is multiplexed with the original signal and output to the output terminal 1204 as shown in FIG. 17(m). Controls the switch circuit 1203.
この出力端子１２０４から導きだされる信号は、伝送路
歪み除去フィルタ１０４の入力端子１２１２を介してス
イッチ回路１３０８の一方の入力に与えられる。このス
イッチ回路１３０８の他方の入力には、一定値“′Ｒ″
が与えられ、その制御入力にはタイミング信号発生器１
１１０から出力されるタイミング信号Ｔ２が入力端子１
２２２を介して与えられる。このタイミング信号Ｔ２は
、例えば第１７図（０）に示すようなタイミングで与え
られ、再挿入したＯＣＲ信号の前ラインに一定値“Ｒ”
を多重するようにスイッチ回路を制御する。The signal derived from this output terminal 1204 is applied to one input of the switch circuit 1308 via the input terminal 1212 of the transmission path distortion removal filter 104. The other input of this switch circuit 1308 has a constant value "'R".
is given, and the timing signal generator 1 is supplied to its control input.
The timing signal T2 output from 110 is input to input terminal 1.
222. This timing signal T2 is given, for example, at the timing shown in FIG.
The switch circuit is controlled to multiplex the signals.
よって、スイッチ回路１３０Ｂの出力には、シーケンス
デコードされたＯＣＲ信号と、その前ラインからの歪み
混入を防止するための信号を多重したテレビジョン信号
が得られる。Therefore, the output of the switch circuit 130B is a television signal in which the sequence decoded OCR signal and a signal for preventing distortion from the previous line are multiplexed.
このテレビジョン信号は、遅延回路１２１３、トランス
バーサルフィルタ１２１８の入力に与えられる。加算器
１２１４の一方の入力にはこの遅延回路１２１３からの
出力が接続され、他方の入力にはスイッチ回路１３０９
の出力が接続される。This television signal is given to the input of delay circuit 1213 and transversal filter 1218. The output from the delay circuit 1213 is connected to one input of the adder 1214, and the switch circuit 1309 is connected to the other input.
The output of is connected.
このスイッチ回路１３０９の一方の入力にはトランスバ
ーサルフィルタ１２１８の出力が接続され、他方の入力
にはＯ（零）が与えられる。The output of the transversal filter 1218 is connected to one input of this switch circuit 1309, and O (zero) is applied to the other input.
また、加算器１２１５の一方の入力には加算器１２１４
の出力が接続され、他方の入力には、スイッチ回路１３
１０の出力が接続される。このスイッチ回路１３１０の
一方の入力にはトランスバーサルフィルタＩ２２０の出
力が接続され、他方の入力にはＯ（零）が与えられる。Further, one input of the adder 1215 is connected to the adder 1214.
is connected to the output of the switch circuit 13, and the other input is connected to the switch circuit 13.
10 outputs are connected. The output of the transversal filter I220 is connected to one input of this switch circuit 1310, and O (zero) is applied to the other input.
加算器１２１５の出力は、出力端子１２１６と、トラン
スバーサルフィルタ１２２０の入力に接続される。この
スイッチ回路１３０９．１３１０それぞれの制御入力に
は、入力端子１２２２から導かれるタイミング信号Ｔ２
が接続され、スイッチ回路１３０８が一定値“ＲＩＩを
選択、出力する期間Ｏ（零）を出力するように制御され
る。また、トランスバーサルフィルタ１２１８．１２２
０には、制御器１１０９から出力されるタップ係数が入
力端子１２２１を介して与えられる。The output of adder 1215 is connected to output terminal 1216 and the input of transversal filter 1220. The control input of each of the switch circuits 1309 and 1310 has a timing signal T2 led from the input terminal 1222.
is connected, and the switch circuit 1308 is controlled to select and output a constant value "RII" for a period O (zero).
0 is given the tap coefficient output from the controller 1109 via the input terminal 1221.
よって、再挿入してＯＣＲ信号の前ラインに挿入された
一定値＋１ ＲＩＩがトランスバーサルフィルタ１２１
８．１２２０に入力する期間、それぞれのフィルタの出
力はＯ（零）となるので、一定値＋１ Ｒ”がそのまま
トランスバーサルフィルタの入力に導かれることになり
、前ラインからの影響なく再挿入されたＧＣＲ信号の歪
みを除去する信号をトランスバーサルフィルタ１２１８
．１２２０それぞれから得ることができる。Therefore, the fixed value +1 RII reinserted and inserted into the previous line of the OCR signal is the transversal filter 121.
8. During the input period to 1220, the output of each filter is O (zero), so the constant value +1 R'' is led as is to the input of the transversal filter, and it is reinserted without any influence from the previous line. A transversal filter 1218 removes the distortion of the GCR signal.
．． 1220 respectively.
また、制御器１１０９は、この出力端子１２１６から出
力される信号からデコード処理したＯＣＲ信号をとり込
み、トランスバーサルフィルタに与えるタップ係数を算
出する。Further, the controller 1109 takes in the OCR signal decoded from the signal output from the output terminal 1216, and calculates the tap coefficient to be applied to the transversal filter.
よって、本例においても先の例と同様に、伝送シーケン
スをデコードしたＯＣＲ信号を毎フィールド、制御器へ
供給することができるので、タップ係数の更新の度に８
フィールドもの待ち時間が不要になり、歪み除去の繰り
返し処理に要する時間の短縮が可能となる。Therefore, in this example as well, as in the previous example, the OCR signal obtained by decoding the transmission sequence can be supplied to the controller for each field.
Field waiting time is no longer necessary, and the time required for repeated distortion removal processing can be shortened.
また、シーケンスデコード処理における極性判別を入力
信号から行なうので、先の例における１Ｈ遅延回路を削
減でき、その回路規模低減の効果も得られる。Furthermore, since the polarity determination in the sequence decoding process is performed from the input signal, the 1H delay circuit in the previous example can be eliminated, and the effect of reducing the circuit scale can also be obtained.
なお、本例において、再挿入するＯＣＲ信号を他のライ
ンに挿入する場合には、入力端子１２０１からスイッチ
回路１２０３に至る経路に遅延線を設けるか、加算器１
３０３からスイッチ回路１２０３に至る経路に遅延線を
設けることにより可能である。In this example, if the OCR signal to be reinserted is inserted into another line, a delay line is provided in the path from the input terminal 1201 to the switch circuit 1203, or the adder 1
This is possible by providing a delay line in the path from 303 to switch circuit 1203.
また、本例においても先の例と同様に、４フィールド遅
延回路１２０５を時分割動作させることで、そのメモリ
容量を削減することも可能である。Further, in this example as well, as in the previous example, by operating the 4-field delay circuit 1205 in a time-division manner, it is also possible to reduce its memory capacity.
次に、本発明にかかるゴースト除去装置を構成するシー
ケンスデコード回路と伝送路歪み除去フィルタの更に他
の具体例を第１８図を用いて説明する。Next, still another specific example of the sequence decoding circuit and the transmission path distortion removal filter that constitute the ghost removal device according to the present invention will be described using FIG. 18.
第１８図において、１４０１は減算器、１４０２は反転
／非反転器、１４０３，１４０４．１４０５はトランス
バーサルフィルタ１２１８ｔ−ｆ［する乗算器、１４０
６，１４０７．１４０８はトラスパーサルフィルタ１２
２０を構成する乗算器、１４０９．１４１１．１４１２
はトランスバーサルフィルタ１２１８のタンプ遅延線を
構成するレジスタ、１４１０．１４１３はトランスバー
サルフィルタ１２１８を構成する加算器、１４１４１４
１７はトランスバーサルフィルタ１２２０を構成する加
算器、１４１５，１４１６．１４１８はトランスバーサ
ルフィルタ１２２０のタンプ遅延線を構成するレジスタ
、１４１９はトランスバーサルフィルタ１２１８にテレ
ビジョン信号を入力する入力端子、１４２０はトランス
バーサルフィルタ１２１８にタイミング信号Ｔ２を入力
する入力端子、である。In FIG. 18, 1401 is a subtracter, 1402 is an inverting/non-inverting device, 1403, 1404, 1405 is a transversal filter 1218t-f [multiplier, 140
6,1407.1408 is traspersal filter 12
Multiplier comprising 20, 1409.1411.1412
1410.1413 is a register configuring the tamp delay line of the transversal filter 1218, 141414 is an adder configuring the transversal filter 1218.
17 is an adder that configures the transversal filter 1220; 1415, 1416, and 1418 are registers that configure the ramp delay line of the transversal filter 1220; 1419 is an input terminal that inputs the television signal to the transversal filter 1218; 1420 is a transformer. This is an input terminal for inputting the timing signal T2 to the versatile filter 1218.
１４２１ ハ）ランスバーサルフィルタ１２１８にタッ
プ係数データを入力する入力端子、１４２２はトランス
バーサルフィルタ１２１８の出力端子、１４２３はトラ
ンスバーサルフィルタ１２２０にテレビジョン信号を入
力する入力端子、１４２４はトランスバーサルフィルタ
１２２０にタイミング信号Ｔ２を入力する入力端子、１
４２５はトランスバーサルフィルタ１２２０にタップ係
数データを入力する入力端子、１４２６はトランスバー
サルフィルタ１２２０の出力端子で、その他は先の例と
同様である。1421 C) An input terminal for inputting tap coefficient data to the transversal filter 1218, 1422 is an output terminal of the transversal filter 1218, 1423 is an input terminal for inputting a television signal to the transversal filter 1220, 1424 is an input terminal for inputting the television signal to the transversal filter 1220. Input terminal for inputting timing signal T2, 1
425 is an input terminal for inputting tap coefficient data to the transversal filter 1220, 1426 is an output terminal of the transversal filter 1220, and the others are the same as in the previous example.
また、第１９図に本具体例の動作の一例を示す。Further, FIG. 19 shows an example of the operation of this specific example.
第１９図において、（ａ）は入力端子１２０１から入力
するテレビジョン信号の一例、（ｂ）は４フィールド遅
延回路１２０５の出力の一例、（Ｃ）は減算器１４０１
の出力の一例、（ｄ）は比較器１３０４の出力の一例、
（ｅ）は入力端子１２１１から入力するタイミング信号
ＴＩの一例、（ｒ）。In FIG. 19, (a) is an example of a television signal input from the input terminal 1201, (b) is an example of the output of the 4-field delay circuit 1205, and (C) is an example of the output of the subtracter 1401.
(d) is an example of the output of the comparator 1304,
(e) is an example of the timing signal TI input from the input terminal 1211, and (r) is an example of the timing signal TI.
（ｇ）、（ｈ）は積分器１３０５の動作の一例、（ｉ）
は遅延回路１３０６の出力の一例、（ｊ）は反転／非反
転器１４０２の出力の一例、（ｋ）はスイッチ回路１２
０３の制御入力に入力する信号の一例、（りはスイッチ
回路１２０３の出力の一例、（ｍ）は入力端子１２２２
から入力するタイミング信号Ｔ２の一例を示す波形図で
ある。(g) and (h) are examples of the operation of the integrator 1305, (i)
is an example of the output of the delay circuit 1306, (j) is an example of the output of the inverter/non-inverter 1402, and (k) is an example of the output of the switch circuit 12.
An example of a signal input to the control input of 03, (m) is an example of the output of the switch circuit 1203, (m) is an example of the output of the switch circuit 1203,
FIG. 3 is a waveform diagram showing an example of a timing signal T2 inputted from the FIG.
第１９図（ａ）に示すテレビジョン信号は、入力端子１
２０１から入力し、スイッチ回路１２０３の一方の入力
、４フィールド遅延回路１２０５の入力、比較器１３０
４の一方の入力、および減算器１４０１の一方の入力に
与えられる。The television signal shown in FIG. 19(a) is input to input terminal 1.
201, one input of the switch circuit 1203, the input of the 4-field delay circuit 1205, and the comparator 130.
4 and one input of subtractor 1401.
４フィールド遅延回路１２０５は、先の例と同様に入力
する信号を４フィールド遅延して出力するので、第１９
図（ｂ）に示すような信号が得られる。この出力は、減
算器１４０１の他方の入力へ与えられる。よって、減算
器１４０１では、第１９図（ａ）と第１９図（ｂ）に示
す信号とが第１８図に示す極性で減算され、第１９図（
ｃ）のようにＯＣＲ信号以外の信号が打ち消されたもの
が得られる。この減算結果は、反転／非反転器１４０２
の一方の入力へ与えられる。The 4-field delay circuit 1205 delays the input signal by 4 fields and outputs it as in the previous example, so the 19th
A signal as shown in Figure (b) is obtained. This output is provided to the other input of subtractor 1401. Therefore, in the subtracter 1401, the signals shown in FIG. 19(a) and FIG. 19(b) are subtracted with the polarity shown in FIG.
As shown in c), a signal in which signals other than the OCR signal are canceled is obtained. This subtraction result is sent to the inverter/non-inverter 1402
is given to one input of
一方、比較器１３０４に与えられたテレビジョン信号は
、先の例と同様に他方の入力に与えるしきい値”Ａ′′
と比較され、例えば第１９図（ｄ）に示すように２値化
される。この２値化されたテレビジョン信号は、積分器
１３０５の入力に与えられる。On the other hand, the television signal applied to the comparator 1304 is applied to the threshold value "A'' applied to the other input as in the previous example.
19(d) and binarized, for example, as shown in FIG. 19(d). This binarized television signal is given to the input of an integrator 1305.
また、タイミング信号発生器１１１０から出力されるタ
イミング信号Ｔｌが入力端子１２１１を介し、積分器１
３０５に与えられる。このタイミング信号Ｔ１の一例を
第１９図（ｅ）に示す。Further, the timing signal Tl output from the timing signal generator 1110 is transmitted to the integrator 1 via the input terminal 1211.
305. An example of this timing signal T1 is shown in FIG. 19(e).
この積分器１３０５は、先の例と同様に４フィールド遅
延回路１２０５に入力するＯＣＲ信号がバー信号なのか
、ペテスタル信号なのかを検出する。よって、積分器１
３０５では、第１９図（ｄ）の２値化信号が入力した場
合、第１９図（ｆ）に示すようにバー信号が入力するフ
ィールドで、カウンタの計数値が大きくなり、この計数
値を先の例と同様に２値化し第１９図（ｇ）に示すよう
な信号を得、タイミング信号Ｔ１の立ち下がりでこの信
号を保持することで第１９図（ｈ）のような判別信号を
得る。This integrator 1305 detects whether the OCR signal input to the 4-field delay circuit 1205 is a bar signal or a petestal signal, as in the previous example. Therefore, integrator 1
In 305, when the binary signal of FIG. 19(d) is input, the count value of the counter increases in the field where the bar signal is input as shown in FIG. 19(f), and this count value is Similarly to the example above, a signal as shown in FIG. 19(g) is obtained by binarizing, and by holding this signal at the falling edge of the timing signal T1, a discrimination signal as shown in FIG. 19(h) is obtained.
この判別信号は、遅延回路１３０６の一方の入力に与え
られ、比較器１３０４に入力した信号が４フィールド遅
延回路１２０５から出力され、減算器１４０１を介して
反転／非反転器１３０２の入力に与えられるまでの時間
遅延され、第１９図（ｉ）に示すように出力される。This discrimination signal is applied to one input of the delay circuit 1306, and the signal input to the comparator 1304 is output from the 4-field delay circuit 1205, and is applied to the input of the inverting/non-inverting unit 1302 via the subtracter 1401. 19(i), and is output as shown in FIG. 19(i).
この遅延回路１３０６の出力は、反転／非反転器１４０
２の他方の入力に与えられる。この反転／非反転器１４
０２は、例えば遅延回路１３０６から得られる判別信号
が「１」の場合に他方から入力する信号を反転して出力
し、「０」の場合にはそのまま出力するように動作する
。よって、その出力には第１９図（ｊ）に示すように極
性の揃ったＯＣＲ信号が得られる。The output of this delay circuit 1306 is transmitted to the inverter/non-inverter 140
2 to the other input. This inverter/non-inverter 14
For example, when the discrimination signal obtained from the delay circuit 1306 is "1", the signal input from the other side is inverted and outputted, and when it is "0", it is output as is. Therefore, an OCR signal with uniform polarity as shown in FIG. 19(j) is obtained as an output.
この反転／非反転器１４０２の出力は、スイッチ回路１
２０３の他方の入力に与えられる。また、このスイッチ
回路１２０３の制御入力には、第１９図（ｋ）に示すタ
イミング信号Ｔ１が与えられ、第１９図（りのようにシ
ーケンスデコードしたＯＣＲ信号をもとの信号に多重し
出力端子１２０４へ出力するようスイッチ回路１２０３
を制御する。The output of this inverter/non-inverter 1402 is the switch circuit 1
203 is applied to the other input. Further, the timing signal T1 shown in FIG. 19(k) is given to the control input of this switch circuit 1203, and as shown in FIG. Switch circuit 1203 to output to 1204
control.
この出力端子１２０４から導きだされる信号は、伝送路
歪み除去フィルタ１０４の入力端子１２１２を介して遅
延回路１２１３の入力と、タップ長Ｍ（Ｍは整数）のト
ランスバーサルフィルタ１２１８の入力端子１４１９に
与えられる。この入力端子１４１９から入力するテレビ
ジョン信号は、トランスバーサルフィルタ１２１８を構
成するＭ個の乗算器１４０３．１４０４から１４０５の
それぞれの一方の入力に与えられる。The signal derived from this output terminal 1204 is input to the delay circuit 1213 via the input terminal 1212 of the transmission line distortion removal filter 104, and to the input terminal 1419 of the transversal filter 1218 with tap length M (M is an integer). Given. The television signal input from this input terminal 1419 is applied to one input of each of M multipliers 1403 and 1404 to 1405 that constitute the transversal filter 1218.
これらの乗算器１４０３．１４０４から１４０５の他方
の入力には、入力端子１２２２から入力するタップ係数
が、入力端子１４２０を介して与えられる。The other inputs of these multipliers 1403, 1404 to 1405 are given the tap coefficients input from input terminal 1222 via input terminal 1420.
また、（Ｍ−１）個のレジスタ１４０９．１４１１から
１４１２で構成するトランスバーサルフィルタ１２１８
のタップ遅延線は、入力を１サンプル遅延し、それぞれ
の出力に配置される（Ｍｌ）個の加算器１４１０から１
４１３の一方の入力に導かれ、これらの加算器の他方に
入力する乗算器１４０３．１４０４から１４０５の出力
が順次加算され、この積和乗算結果は出力端子１４２２
を介して、加算器１２１４の一方の入力に与えられる。Also, a transversal filter 1218 constituted by (M-1) registers 1409, 1411 to 1412.
The tap delay line delays the input by one sample and connects (Ml) adders 1410 to 1
The outputs of multipliers 1403, 1404 to 1405, which are guided to one input of 413 and input to the other of these adders, are sequentially added, and this product-sum multiplication result is sent to output terminal 1422.
is applied to one input of adder 1214 via .
この加算器１２１４の他方の入力には、遅延回路１２１
３の出力が与えられる。The other input of this adder 1214 has a delay circuit 121
3 outputs are given.
この遅延回路１２１３は、トランスバーサルフィルタ１
２１８の出力との位相を合わせるもので、今、このトラ
ンスバーサルフィルタのセンタータップを例えばＭタッ
プ目とすると、この遅延回路１２１３はＭサンプルの遅
延を行なう。This delay circuit 1213 is a transversal filter 1
If the center tap of this transversal filter is, for example, the M-th tap, this delay circuit 1213 performs a delay of M samples.
よって、トランスバーサルフィルタ１２１８からは、現
信号に対しＭサンプル前までに生じた歪みを打ち消すた
めの歪み除去信号が得られ、加算器１２１４の出力には
、この範囲の歪みが抑圧された信号が得られる。この加
算器１２１４の出力は、加算器１２１５の一方の入力に
与えられる。Therefore, the transversal filter 1218 obtains a distortion removal signal for canceling the distortion that occurred up to M samples ago with respect to the current signal, and the output of the adder 1214 is a signal in which distortion in this range has been suppressed. can get. The output of this adder 1214 is given to one input of an adder 1215.
加算器１２１５の出力は、出力端子１２１６と、タップ
長Ｌ（Ｌは整数）のトランスバーサルフィルタ１２２０
の入力端子Ｉ４２３を介してこれを構成するＬ個の乗算
器１４０６から１４０７．１４０８のそれぞれの入力端
子に与えられる。The output of the adder 1215 is sent to an output terminal 1216 and a transversal filter 1220 with a tap length L (L is an integer).
It is applied to the respective input terminals of L multipliers 1406 to 1407 and 1408 that constitute this through the input terminal I423 of the multiplier.
これらの乗算器１４０６から１４０７．１４０８の他方
の入力には、同様に入力端子１２２１から入力するタッ
プ係数が、入力端子１４２５を介して与えられる。The other inputs of these multipliers 1406 to 1407 and 1408 are given tap coefficients that are similarly input from input terminal 1221 via input terminal 1425.
また、（Ｌ−１）個のレジスタ１４１５から１４１６．
１４１８により構成されるトランスバーサルフィルタ１
２２０のタップ遅延線は、′入力を１サンプル遅延し、
それぞれの出力に配置される（Ｌ−１）個の加算器１４
１４から１４１７の入力に与え、これらの加算器の他方
に入力する乗算器１４０６から１４０７．１４０８の出
力が順次加算される。この積和乗算結果は、出力端子１
４２６を介して加算器１２１５の他方の入力へ与えられ
る。Also, (L-1) registers 1415 to 1416 .
Transversal filter 1 composed of 1418
The 220-tap delay line delays the 'input by one sample;
(L-1) adders 14 arranged at each output
The outputs of multipliers 1406 to 1407 and 1408, which are applied to inputs 14 to 1417 and input to the other of these adders, are sequentially added. This product-sum multiplication result is output terminal 1
426 to the other input of adder 1215.
よって、トランスバーサルフィルタ１２２０からは、現
信号に対ししサンプル後までに生じた歪みを打ち消すだ
めの歪み除去信号が得られ、加算器１２１５の出力には
、この範囲の歪みが抑圧された信号が得られる。Therefore, the transversal filter 1220 obtains a distortion removal signal that cancels out the distortion that has occurred in the current signal up to the point after sampling, and the output of the adder 1215 contains a signal in which distortion in this range has been suppressed. can get.
以上のことから、伝送路歪み除去フィルタ１０４の出力
１２１６には、現信号に対して−Ｍから＋Ｌサンプルの
範囲の歪みを除去した信号を得ることができる。From the above, the output 1216 of the transmission path distortion removal filter 104 can provide a signal in which distortion in the range of −M to +L samples has been removed from the current signal.
このトランスバーサルフィルタ１２１８のタップ遅延線
を構成するレジスタ１４０９．１４１１から１４１２は
、初期化端子付きのレジスタであり、この初期化端子は
、入力端子１４２０と接続される。同様に、トランスバ
ーサルフィルタ１２２０のタップ遅延線を構成するレジ
スタ１４１５から１４１６．１４１８も、初期化端子付
きのレジスタであり、この初期化端子は、入力端子１４
２４と接続される。このトランスバーサルフィルタ１２
１８．１２２０の入力端子１４２０．１４２４には、タ
イミング信号発生器１１１０から出力されるタイミング
信号Ｔ２が入力端＋１２２２を介して与えられる。Registers 1409, 1411 to 1412 forming the tap delay line of transversal filter 1218 are registers with initialization terminals, and this initialization terminal is connected to input terminal 1420. Similarly, registers 1415 to 1416.1418 that constitute the tap delay line of the transversal filter 1220 are also registers with initialization terminals, and this initialization terminal is connected to the input terminal 14.
24. This transversal filter 12
The timing signal T2 output from the timing signal generator 1110 is applied to the input terminals 1420 and 1424 of 18.1220 via the input terminal +1222.
レジスタ１４０９．１４１１から１４１２、および１４
１５から１４１６．１４１８の初期化入力端子に導かれ
るタイミング信号Ｔ２は、例えば第１９図（ｍ）に示す
ように、再挿入されたＧＣＲ信号の最初のサンプル値が
トランスバーサルフィルタに入力するタイミングで１サ
ンプル期間「０」となり、このタイミングで先のレジス
タ全ての内容が例えばゼロといった値に初期化される。Registers 1409.1411 to 1412, and 14
The timing signal T2 led from 15 to the initialization input terminals 1416 and 1418 is, for example, as shown in FIG. 19(m), at the timing when the first sample value of the reinserted GCR signal is input to the transversal filter. One sample period becomes "0", and at this timing, the contents of all the previous registers are initialized to a value such as zero.
よって、このレジスタに格納されていた前ラインの信号
から作成された歪み除去信号が初期値に置き換わるので
、これ以降に入力する再挿入されたＯＣＲ信号は、これ
の影響をうけることがない。Therefore, since the distortion removed signal created from the previous line signal stored in this register is replaced with the initial value, the reinserted OCR signal that is input thereafter will not be affected by this.
したがって、本例においても先の例と同様に、伝送シー
ケンスをデコードしたＯＣＲ信号を毎フィールド、制御
器へ供給することができるので、タップ係数の更新の度
に８フィールドもの待ち時間が不要になり、歪み除去の
繰り返し処理に要する時間の短縮が可能となる。Therefore, in this example as well, as in the previous example, the OCR signal decoded from the transmission sequence can be supplied to the controller every field, eliminating the need for eight fields of waiting time each time the tap coefficients are updated. , it becomes possible to shorten the time required for repeated distortion removal processing.
また、本例では、シーケンスデコード処理における極性
判別を入力信号から行ない、減算結果を制御して極性を
そろえるので、先の例に対して１Ｈ遅延回路や反転／非
反転器を削減でき、その回路規模低減の効果も得られる
。さらに、再挿入したＯＣＲ信号がトランスバーサルフ
ィルタに入力する直前で前ラインの信号から作成された
歪み除去信号を排除できるので、前ラインの歪み除去も
可能である。In addition, in this example, polarity determination in sequence decoding processing is performed from the input signal, and the polarity is aligned by controlling the subtraction result, so the 1H delay circuit and inverting/non-inverting circuit can be reduced compared to the previous example, and the circuit The effect of scale reduction can also be obtained. Furthermore, since the distortion removed signal created from the previous line signal immediately before the reinserted OCR signal is input to the transversal filter can be removed, distortion of the previous line can also be removed.
なお、本例においても再挿入するＯＣＲ信号を他のライ
ンに挿入する場合には、入力端子１２０１からスイッチ
回路１２０３に至る経路に遅延線を設けるか、反転／非
反転器１４０２からスイッチ回路１２０３に至る経路に
遅延線を設けることにより可能である。さらに、先の例
と同様に４フィールド遅延回路１２０５を時分割動作さ
せることで、そのメモリ容量を削減することも可能であ
る。Note that when reinserting the OCR signal to another line in this example, either a delay line is provided in the path from the input terminal 1201 to the switch circuit 1203, or a delay line is provided from the inverting/non-inverting device 1402 to the switch circuit 1203. This is possible by providing a delay line along the route. Furthermore, by time-divisionally operating the 4-field delay circuit 1205 as in the previous example, it is also possible to reduce its memory capacity.
なお、以上の具体例のシーケンスデコード回路１０３０
と伝送路歪み除去フィルタ１０４とを任意に組み合わせ
ても、所望の動作を実現できることは自明である。Note that the sequence decoding circuit 1030 of the above specific example
It is obvious that the desired operation can be achieved by any combination of the transmission line distortion removal filter 104 and the transmission line distortion removal filter 104.
本発明によれば、ノイズ除去フィルタを用いる場合、Ｏ
ＣＲ信号のノイズ除去処理の高速化が図れるので、ゴー
スト除去に要する時間を短縮できる。According to the present invention, when using a noise removal filter, O
Since the noise removal process of the CR signal can be sped up, the time required for ghost removal can be shortened.
また、ＯＣＲ信号のノイズ除去処理回路を利用して、映
像信号のノイズ除去も行えるので、Ｓ／Ｎの良い画像を
利用者に提供することもできる。Further, since the noise removal processing circuit for the OCR signal can be used to remove noise from the video signal, it is also possible to provide the user with an image with a good S/N ratio.
また、フィールドシーケンス処理後のＯＣＲ信号に高速
ノイズ除去処理を行うことによりゴースト除去の繰り返
し処理の高速化が図れるので、さらにゴースト除去時間
を短縮することができる。Further, by performing high-speed noise removal processing on the OCR signal after field sequence processing, it is possible to speed up the repetitive processing of ghost removal, so that the ghost removal time can be further shortened.
さらに、高速動作時にはＯＣＲ信号を送出しないように
し、ゴースト除去装置が縦続に配置されるような場合に
後段のゴースト除去装置の誤動作を防止することができ
る。Furthermore, it is possible to prevent the OCR signal from being sent during high-speed operation, and to prevent malfunctions of the subsequent ghost removal devices when the ghost removal devices are arranged in series.
本発明によれば、シーケンスデコード回路をノイズ除去
フィルタに代えて用いる場合、ＧＣＲ信号のシーケンス
デコード処理の高速化がコスト低廉に図れるので、ゴー
スト除去の繰り返し処理に要する時間を短縮できる。According to the present invention, when a sequence decoding circuit is used in place of a noise removal filter, the speed of sequence decoding processing of a GCR signal can be increased at low cost, and the time required for repetitive ghost removal processing can be reduced.
第１図は本発明の一実施例としてのゴースト除去装置を
示すブロック図、第２図は第１図におけるノイズ除去フ
ィルタの具体例を示すブロック図、第３図は第１図にお
けるノイズ除去フィルタの他の具体例を示すブロック図
、第４図は本発明の他の一実施例としてのゴースト除去
装置を示すブロック図、第５図、第６図はそれぞれ第４
図に示した実施例の動作波形例を示す波形図、第７図は
本発明の更に他の一実施例としてのゴースト除去装置を
示すブロック図、第８図、第９図はそれぞれ第５図に示
した実施例の動作波形例を示す波形図、第１０図は本発
明のなお更に他の一実施例とじてのゴースト除去装置を
示すブロック図、第１１図は第１０図に示した実施例の
動作波形例を示す波形図、第１２図はＯＣＲ信号の８フ
ィールドシーケンスを示す概念図、第１３図は本発明の
更に他の実施例としてのゴースト除去装置を示すブロッ
ク図、第１４図は第１３図に示したゴースト除去装置の
シーケンスデコード回路と伝送歪み除去フィルタの一興
体例を示すブロック図、第１５図は第１４図の各部動作
波形図、第１６図は第１３図に示したゴースト除去装置
のシーケンスデコード回路と伝送歪み除去フィルタの他
の具体例を示すブロック図、第１７図は第１６図の各部
動作波形図、第１８図は第１３図に示したゴースト除去
装置のシーケンスデコード回路と伝送歪み除去フィルタ
のなお更に他の具体例を示すブロック図、第１９図は第
１８図の各部動作波形図、である。
符号の説明
１０１・・・テレビジョン信号の入力端子、１０２・・
・Ａ／Ｄ変換器、１０３・・・ノイズ除去フィルタ、１
０４・・・伝送路歪み除去フィルタ、１０５・・・差し
換え信号発生器、１０６・・・スイッチ回路、１０７・
・・Ｄ／Ａｉ換器、１０８・・・テレビジョン信号の出
力端子、１０９・・・制御器、１１０・・・タイミング
信号発生器、１０３０・・・シーケンスデコード回路代
理人 弁理士 並 木 昭 夫
Ｊ
第
図
］０３
■FIG. 1 is a block diagram showing a ghost removal device as an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a block diagram showing a specific example of the noise removal filter in FIG. 1, and FIG. 3 is a block diagram showing the noise removal filter in FIG. 1. FIG. 4 is a block diagram showing another specific example of the ghost removal device of the present invention, and FIGS.
7 is a block diagram showing a ghost removal device as yet another embodiment of the present invention, and FIGS. 8 and 9 are respectively shown in FIG. 5. FIG. 10 is a block diagram showing a ghost removal device as still another embodiment of the present invention, and FIG. 11 is a waveform diagram showing an example of the operation waveform of the embodiment shown in FIG. FIG. 12 is a conceptual diagram showing an 8-field sequence of an OCR signal; FIG. 13 is a block diagram showing a ghost removal device as yet another embodiment of the present invention; FIG. 14 is a block diagram showing an integrated example of the sequence decoding circuit and transmission distortion removal filter of the ghost removal device shown in FIG. 13, FIG. 15 is a waveform diagram of each part of FIG. 14, and FIG. A block diagram showing another specific example of the sequence decoding circuit and transmission distortion removal filter of the ghost removal device, FIG. 17 is a waveform diagram of the operation of each part of FIG. 16, and FIG. 18 is a sequence of the ghost removal device shown in FIG. 13. FIG. 19 is a block diagram showing still another specific example of the decoding circuit and the transmission distortion removal filter, and FIG. 19 is a waveform diagram of the operation of each part of FIG. 18. Explanation of symbols 101... Television signal input terminal, 102...
・A/D converter, 103... Noise removal filter, 1
04... Transmission path distortion removal filter, 105... Replacement signal generator, 106... Switch circuit, 107...
...D/Ai converter, 108... Television signal output terminal, 109... Controller, 110... Timing signal generator, 1030... Sequence decoding circuit agent Patent attorney Akio Namiki J Diagram] 03 ■
Claims (1)
成分を該テレビジョン信号から除去するゴースト除去装
置において、 ゴースト成分検出に用いる基準信号が多重されて伝送さ
れてくる前記テレビジョン信号を入力とし、該基準信号
についてのノイズ除去を行って出力するノイズ除去フィ
ルタ（１０３）と、少なくともトランスバーサルフィル
タを含み、前記ノイズ除去フィルタ（１０３）の出力で
あるテレビジョン信号を入力され伝送路歪みとしてのゴ
ースト成分を除去して出力すべき伝送路歪み除去フィル
タ（１０４）と、該伝送路歪み除去フィルタ（１０４）
の出力信号から前記基準信号を取り出してそれにより伝
送路歪みとしてのゴースト成分を検出し、それに従って
前記伝送路歪み除去フィルタ（１０４）内のトランスバ
ーサルフィルタのタップ係数を制御することにより該フ
ィルタ（１０４）をして伝送路歪みとしてのゴースト成
分を除去せしめる制御器（１０９）と、を具備して成る
ことを特徴とするゴースト除去装置。 ２、テレビジョン信号の伝送系の歪みとしてのゴースト
成分を該テレビジョン信号から除去するゴースト除去装
置において、 ゴースト成分検出に用いる基準信号が複数フィールドに
わたるシーケンスとして多重されて伝送されてくる前記
テレビジョン信号の入力端子と、該入力端子からのテレ
ビジョン信号を分岐してその一方を入力とし、シーケン
ス形式を採る前記基準信号を取り出しデコードして出力
するデコード手段と、前記デコード手段によりデコード
された基準信号についてノイズ除去を行って出力するノ
イズ除去手段と、ノイズ除去後のデコードされた前記基
準信号を前記入力端子において分岐した他方のテレビジ
ョン信号に挿入する基準信号挿入手段と、少なくともト
ランスバーサルフィルタを含み、前記基準信号挿入手段
により基準信号を挿入されたテレビジョン信号を入力さ
れ伝送路歪みとしてのゴースト成分を除去して出力すべ
き伝送路歪み除去フィルタと、該伝送路歪み除去フィル
タの出力信号から前記基準信号を取り出してそれにより
伝送路歪みとしてのゴースト成分を検出し、それに従っ
て前記伝送路歪み除去フィルタ内のトランスバーサルフ
ィルタのタップ係数を制御することにより該フィルタを
して伝送路歪みとしてのゴースト成分を除去せしめる制
御器と、を具備して成ることを特徴とするゴースト除去
装置。 ３、請求項１に記載のゴースト除去装置において、前記
ノイズ除去フィルタ（１０３）は、前記基準信号が複数
フィールドにわたるシーケンスとして伝送されてくるそ
のシーケンスの繰り返し周期に等しい遅延時間を持つ遅
延回路を含み、該遅延回路を用いて前記基準信号につい
てのノイズ除去を行う手段から成ることを特徴とするゴ
ースト除去装置。 ４、請求項１に記載のゴースト除去装置において、前記
ノイズ除去フィルタ（１０３）は、ゴースト成分検出に
用いる基準信号が多重されて伝送されてくる前記テレビ
ジョン信号の入力端子（２０１）と、該入力端子からの
テレビジョン信号を分岐してその一方を第１の減算器（
２０４）を介して入力とし、前記基準信号が複数フィー
ルドにわたるシーケンスとして伝送されてくるそのシー
ケンスの繰り返し周期に等しい遅延時間を持つ遅延回路
（２０７）と、前記入力端子からの分岐した一方のテレ
ビジョン信号と前記遅延回路（２０７）の出力との間で
減算を行う第２の減算器（２０６）と、該第２の減算器
（２０６）の出力に係数Ｋ（０＜Ｋ＜１）を乗じて出力
する乗算器（２０５）と、該乗算器（２０５）の出力と
前記入力端子からの分岐した一方のテレビジョン信号と
の間で減算を行ってその結果を前記遅延回路（２０７）
に入力させる前記第１の減算器（２０４）と、前記第１
の減算器（２０４）の出力であるノイズ除去後の基準信
号を前記入力端子からの分岐した他方のテレビジョン信
号に多重して出力する多重手段（２０２）と、から成る
ことを特徴とするゴースト除去装置。 ５、請求項２に記載のゴースト除去装置において、シー
ケンス形式を採る前記基準信号をデコードする前記デコ
ード手段が、前記基準信号が８フィールドシーケンス信
号である場合に、該基準信号の多重されて伝送されてく
るテレビジョン信号を４フィールド遅延して出力する４
フィールド遅延回路と、該４フィールド遅延回路の入力
信号と出力信号との間で減算を行って正極性または負極
性の基準信号波形を出力する減算器と、該減算器からの
正極性または負極性の基準信号波形の極性を揃える演算
手段と、から成ることを特徴とするゴースト除去装置。 ６、請求項２に記載のゴースト除去装置において、シー
ケンス形式を採る前記基準信号をデコードする前記デコ
ード手段が、前記基準信号が８フィールドシーケンス信
号である場合に、該基準信号の多重されて伝送されてく
るテレビジョン信号を４フィールド遅延して出力する４
フィールド遅延回路（４０５）と、該４フィールド遅延
回路の入力信号と出力信号との間で減算を行って正極性
または負極性の基準信号波形を出力する減算器（４０６
）と、該減算器からの基準信号波形を１Ｈ（但し１Ｈは
１水平走査周期を示す）遅延して出力する１Ｈ遅延回路
（４０７）と、前記減算器からの基準信号波形の極性符
号を示す信号を該減算器の出力から得て積分する積分器
（４１３）と、前記１Ｈ遅延回路の出力と前記積分器の
出力との間で乗算を行って出力する乗算器（４０８）と
、から成ることを特徴とするゴースト除去装置。 ７、請求項２に記載のゴースト除去装置において、シー
ケンス形式を採る前記基準信号をデコードする前記デコ
ード手段が、前記基準信号が８フィールドシーケンス信
号である場合に、該基準信号の多重されて伝送されてく
るテレビジョン信号を入力として４フィールド遅延して
出力する４フィールド遅延回路（５０４）と、前記４フ
ィールド遅延回路に入力されるべきテレビジョン信号を
分岐してきて或る一定のしきい値と比較する比較器（５
１２）と、該比較器からの出力を積分する積分器（５１
３）と、該積分器の出力を遅延させて出力する遅延回路
（５１４〜５１７）と、該遅延回路の出力によって前記
４フィールド遅延回路の入力または出力の何れか一方を
反転した後、両者を加算する加算手段（５０７）と、か
ら成ることを特徴とするゴースト除去装置。 ８、請求項１又は２に記載のゴースト除去装置において
、前記ノイズ除去フィルタからのノイズ除去された基準
信号の前ラインを固定レベルの信号に置き換えて前記伝
送路歪み除去フィルタに取り込む信号置き換え手段含み
、取り込んだ該信号を前記伝送路歪み除去フィルタ内の
トランスバーサルフィルタに入力することを特徴とする
ゴースト除去装置。 ９、請求項１又は２に記載のゴースト除去装置において
、前記伝送路歪み除去フィルタのトランスバーサルフィ
ルタとして、そのタップ遅延線を構成するレジスタに初
期化端子を有したフィルタを用い、ノイズ除去された前
記基準信号の最初のサンプル値が前記トランスバーサル
フィルタに入力する時点で前記初期化端子の初期化を解
除する（６２３、Ｔ６）ことを特徴とするゴースト除去
装置。 １０、請求項８に記載のゴースト除去装置において、ノ
イズ除去された基準信号の前ラインの信号が前記伝送路
歪み除去フィルタ内のトランスバーサルフィルタに入力
する期間、該トランスバーサルフィルタの出力を禁止す
る手段（５２８、５３０）を具備することを特徴とする
ゴースト除去装置。 １１、テレビジョン信号の伝送系の歪みとしてのゴース
ト成分を該テレビジョン信号から除去するゴースト除去
装置において、 ゴースト成分検出に用いる基準信号が多重されて伝送さ
れてくる前記テレビジョン信号を入力とし、少なくとも
トランスバーサルフィルタを含み、伝送路歪みとしての
ゴースト成分を除去して出力すべき伝送路歪み除去フィ
ルタ（１０４）と、該伝送路歪み除去フィルタ（１０４
）の出力信号から前記基準信号を取り出してそれにより
伝送路歪みとしてのゴースト成分を検出し、それに従っ
て前記伝送路歪み除去フィルタ（１０４）内のトランス
バーサルフィルタのタップ係数を制御することにより該
フィルタ（１０４）をして伝送路歪みとしてのゴースト
成分を除去せしめる制御器（１０９）と、前記伝送路歪
み除去フィルタ（１０４）の出力において前記基準信号
の多重されているラインに該基準信号に代えて他の信号
をのせて出力することにより基準信号の後段への送出を
阻止する基準信号送出阻止手段（１０５、１０６）と、
を具備して成ることを特徴とするゴースト除去装置。 １２、請求項１１に記載のゴースト除去装置において、
前記基準信号送出阻止手段が、伝送路歪み除去フィルタ
の出力を２Ｈの整数倍で（但し１Ｈは１水平走査期間を
示す）遅延させて出力する遅延回路と、前記伝送路歪み
除去フィルタの出力において前記基準信号の多重されて
いるラインに該基準信号に代えて前記遅延回路の出力信
号をのせて出力する切換回路と、から成ることを特徴と
するゴースト除去装置。 １３、任意の周波数特性を持ち得るトランスバーサルフ
ィルタにおいて、そのタップ遅延線を構成するレジスタ
としての初期化端子付きレジスタ（６１２）と、該初期
化端子を制御する入力端子（６２３）と、を具備したこ
とを特徴とするトランスバーサルフィルタ。 １４、テレビジョン信号の伝送系の歪みとしてのゴース
ト成分を該テレビジョン信号から除去するゴースト除去
装置において、 ゴースト成分検出に用いる基準信号が多重されて伝送さ
れてくる前記テレビジョン信号を入力とし、前記基準信
号を構成する伝送シーケンス信号をデコードするデコー
ド手段（１０３０）と、少なくともトランスバーサルフ
ィルタを含み、前記デコード手段（１０３０）の出力で
ある伝送シーケンス信号及びテレビジョン信号を入力さ
れ伝送路歪みとしてのゴースト成分を該テレビジョン信
号から除去して出力すべき伝送路歪み除去フィルタ（１
０４）と、前記伝送路歪み除去フィルタ（１０４）の出
力信号から前記伝送シーケンス信号を取り出してそれに
より伝送路歪みとしてのゴースト成分を検出し、それに
従って前記伝送路歪み除去フィルタ（１０４）内のトラ
ンスバーサルフィルタのタップ係数を制御することによ
り該フィルタ（１０４）をして伝送路歪みとしてのゴー
スト成分をテレビジョン信号から除去せしめる制御器（
１０９）と、を具備して成ることを特徴とするゴースト
除去装置。 １５、テレビジョン信号の伝送系の歪みとしてのゴース
ト成分を該テレビジョン信号から除去するゴースト除去
装置において、 ゴースト成分検出に用いる基準信号が多重されて伝送さ
れてくる前記テレビジョン信号を入力とし、前記基準信
号を構成する伝送シーケンス信号をデコードするデコー
ド手段（１０３０）と、該デコード手段（１０３０）か
ら得られる伝送シーケンス信号と前記テレビジョン信号
とを入力され該伝送シーケンス信号をテレビジョン信号
に挿入して出力する基準信号挿入手段（１２０３）と、
少なくともトランスバーサルフィルタを含み、前記基準
信号挿入手段（１２０３）の出力を入力され伝送路歪み
としてのゴースト成分をテレビジョン信号から除去して
出力すべき伝送路歪み除去フィルタ（１０４）と、前記
伝送路歪み除去フィルタ（１０４）の出力信号から前記
伝送シーケンス信号を取り出してそれにより伝送路歪み
としてのゴースト成分を検出し、それに従って前記伝送
路歪み除去フィルタ（１０４）内のトランスバーサルフ
ィルタのタップ係数を制御することにより該フィルタ（
１０４）をして伝送路歪みとしてのゴースト成分をテレ
ビジョン信号から除去せしめる制御器（１０９）と、を
具備して成ることを特徴とするゴースト除去装置。 １６、請求項１４又は１５に記載のゴースト除去装置に
おいて、前記デコード手段（１０３０）は、 入力テレビジョン信号を４フィールド遅延させて出力す
る４フィールド遅延回路（１２０５）と、該４フィール
ド遅延回路（１２０５）の入力信号と出力信号との間で
減算を行う減算手段（１２０６）と、該減算手段（１２
０６）の出力信号の極性を一定方向の極性に揃えて出力
する極性揃え手段（１２０７〜１２０９）と、から成る
ことを特徴とするゴースト除去装置。 １７、請求項１４又は１５に記載のゴースト除去装置に
おいて、前記デコード手段（１０３０）は、 入力テレビジョン信号を４フィールド遅延させて出力す
る４フィールド遅延回路（１２０５）と、該４フィール
ド遅延回路（１２０５）の入力信号と出力信号との間で
減算を行う減算器（１２０６）と、該減算器（１２０６
）の出力信号を１Ｈ（但しＨは水平走査周期を示す）遅
延して出力する１Ｈ遅延回路（１２０７）と、前記減算
器、（１２０６）の出力信号の符号を示す信号を積分し
て出力する積分器（１２０９）と、前記１Ｈ遅延回路（
１２０７）の出力を入力され前記積分器（１２０９）の
出力で制御されて該１Ｈ遅延回路（１２０７）の出力信
号の極性を反転又は非反転して同一極性に揃えて出力す
る反転／非反転器（１２０８）と、から成ることを特徴
とするゴースト除去装置。 １８、請求項１４又は１５に記載のゴースト除去装置に
おいて、前記デコード手段（１０３０）は、 入力テレビジョン信号を４フィールド遅延させて出力す
る４フィールド遅延回路（１２０５）と、前記入力テレ
ビジョン信号を或る一定のしきい値と比較し該しきい値
を超える部分を比較結果出力として出力する比較器（１
３０４）と、該比較結果出力を積分して出力する積分器
（１３０５）と、該積分器（１３０５）からの出力を遅
延させる遅延回路（１３０６）と、該遅延回路（１３０
６）の出力により制御されて、前記４フィールド遅延回
路（１２０５）の入力信号と出力信号のうち、何れか一
方の極性を反転させた後、両者を相互に加算して出力す
る演算手段（１３０７、１３０１〜１３０３）と、から
成ることを特徴とするゴースト除去装置。 １９、請求項１４又は１５に記載のゴースト除去装置に
おいて、前記デコード手段（１０３０）は、 入力テレビジョン信号を４フィールド遅延させて出力す
る４フィールド遅延回路（１２０５）と、該４フィール
ド遅延回路（１２０５）の入力信号と出力信号との間で
減算を行う減算器（１４０１）と、前記入力テレビジョ
ン信号を或る一定のしきい値と比較し該しきい値を超え
る部分を比較結果出力として出力する比較器（１３０４
）と、該比較結果出力を積分して出力する積分器（１３
０５）と、該積分器（１３０５）からの出力を遅延させ
る遅延回路（１３０６）と、該遅延回路（１３０６）の
出力により制御されて、前記減算器（１４０１）から出
力される信号の極性を反転又は非反転させて出力する反
転／非反転器（１４０２）と、から成ることを特徴とす
るゴースト除去装置。[Claims] 1. In a ghost removal device that removes a ghost component resulting from distortion in a transmission system of a television signal from the television signal, the television signal to which a reference signal used for ghost component detection is multiplexed and transmitted is provided. a noise removal filter (103) that receives a television signal as input, performs noise removal on the reference signal, and outputs the result; and at least a transversal filter; A transmission line distortion removal filter (104) that should remove ghost components as transmission line distortion and output the same, and the transmission line distortion removal filter (104).
The reference signal is extracted from the output signal of the filter (104) to detect ghost components as transmission path distortion, and the tap coefficients of the transversal filter in the transmission path distortion removal filter (104) are controlled accordingly. 104) and a controller (109) for removing ghost components as transmission path distortion. 2. In a ghost removal device that removes a ghost component resulting from distortion in a transmission system of a television signal from the television signal, the reference signal used for detecting the ghost component is multiplexed and transmitted as a sequence spanning multiple fields. a signal input terminal, a decoding means for branching a television signal from the input terminal and inputting one of the signals, taking out, decoding and outputting the reference signal in a sequence format, and a reference decoded by the decoding means; noise removing means for removing noise from the signal and outputting the resultant signal; reference signal inserting means for inserting the decoded reference signal after noise removal into the other branched television signal at the input terminal; and at least a transversal filter. a transmission line distortion removal filter that receives a television signal into which a reference signal has been inserted by the reference signal insertion means, removes ghost components as transmission line distortion, and outputs the resultant signal; and an output signal of the transmission line distortion removal filter. The reference signal is extracted from the reference signal, a ghost component as transmission path distortion is detected using the reference signal, and the tap coefficient of the transversal filter in the transmission path distortion removal filter is controlled accordingly. 1. A ghost removal device comprising: a controller for removing ghost components. 3. In the ghost removal device according to claim 1, the noise removal filter (103) includes a delay circuit having a delay time equal to a repetition period of a sequence in which the reference signal is transmitted as a sequence spanning a plurality of fields. , a ghost removal device comprising means for removing noise from the reference signal using the delay circuit. 4. In the ghost removal device according to claim 1, the noise removal filter (103) has an input terminal (201) for the television signal to which a reference signal used for ghost component detection is multiplexed and transmitted; The television signal from the input terminal is branched and one of them is sent to the first subtractor (
204) and a delay circuit (207) having a delay time equal to the repetition period of the sequence in which the reference signal is transmitted as a sequence spanning multiple fields; and one television branched from the input terminal. a second subtracter (206) that performs subtraction between the signal and the output of the delay circuit (207); and a second subtracter (206) that multiplies the output of the second subtractor (206) by a coefficient K (0<K<1). A multiplier (205) that outputs a multiplier (205) performs subtraction between the output of the multiplier (205) and one of the television signals branched from the input terminal, and the result is sent to the delay circuit (207).
the first subtractor (204) to input the first subtractor (204);
a multiplexing means (202) for multiplexing the noise-removed reference signal, which is the output of the subtracter (204) of the subtracter (204), onto the other television signal branched from the input terminal and outputting the multiplexed signal. removal device. 5. In the ghost removal device according to claim 2, when the reference signal is an 8-field sequence signal, the decoding means for decoding the reference signal in a sequence format is configured to multiplex and transmit the reference signal. Delays the incoming television signal by 4 fields and outputs it 4
a field delay circuit; a subtracter that performs subtraction between the input signal and the output signal of the 4-field delay circuit to output a reference signal waveform of positive or negative polarity; a calculation means for aligning the polarities of the reference signal waveforms. 6. In the ghost removal device according to claim 2, when the reference signal is an 8-field sequence signal, the decoding means for decoding the reference signal in a sequence format is configured to multiplex and transmit the reference signal. Delays the incoming television signal by 4 fields and outputs it 4
a field delay circuit (405); and a subtracter (406) that performs subtraction between the input signal and the output signal of the four-field delay circuit and outputs a reference signal waveform of positive polarity or negative polarity.
), a 1H delay circuit (407) that delays and outputs the reference signal waveform from the subtracter by 1H (where 1H indicates one horizontal scanning period), and the polarity sign of the reference signal waveform from the subtracter. It consists of an integrator (413) that obtains a signal from the output of the subtracter and integrates it, and a multiplier (408) that multiplies the output of the 1H delay circuit and the output of the integrator and outputs the result. A ghost removal device characterized by: 7. In the ghost removal device according to claim 2, when the reference signal is an 8-field sequence signal, the decoding means for decoding the reference signal in a sequence format is configured to multiplex and transmit the reference signal. a 4-field delay circuit (504) which inputs an incoming television signal, delays it by 4 fields and outputs it; and a 4-field delay circuit (504) which branches the television signal to be input to the 4-field delay circuit and compares it with a certain threshold value. comparator (5
12) and an integrator (51) that integrates the output from the comparator.
3), a delay circuit (514 to 517) that delays and outputs the output of the integrator, and after inverting either the input or the output of the 4-field delay circuit using the output of the delay circuit, A ghost removal device characterized by comprising: an addition means (507) for adding. 8. The ghost removal device according to claim 1 or 2, further comprising signal replacement means for replacing the previous line of the reference signal from which the noise has been removed from the noise removal filter with a fixed level signal and inputting the signal into the transmission line distortion removal filter. . A ghost removal device characterized in that the captured signal is input to a transversal filter in the transmission line distortion removal filter. 9. In the ghost removal device according to claim 1 or 2, a filter having an initialization terminal in a register constituting a tap delay line is used as the transversal filter of the transmission path distortion removal filter, and the noise is removed. A ghost removal device characterized in that the initialization of the initialization terminal is canceled at the time when the first sample value of the reference signal is input to the transversal filter (623, T6). 10. In the ghost removal device according to claim 8, the output of the transversal filter is prohibited during a period when the signal of the previous line of the reference signal from which the noise has been removed is input to the transversal filter in the transmission line distortion removal filter. A ghost removal device characterized in that it comprises means (528, 530). 11. A ghost removal device that removes a ghost component as a distortion of the transmission system of a television signal from the television signal, the input being the television signal in which a reference signal used for detecting the ghost component is multiplexed and transmitted; A transmission line distortion removal filter (104) which includes at least a transversal filter and which should remove ghost components as transmission line distortion and output the result;
), extracting the reference signal from the output signal of the transmission line distortion, detecting a ghost component as transmission line distortion, and controlling the tap coefficients of the transversal filter in the transmission line distortion removal filter (104) accordingly. (104) to remove ghost components as transmission path distortion; and a controller (109) for removing ghost components as transmission path distortion; reference signal transmission prevention means (105, 106) that prevents the reference signal from being transmitted to a subsequent stage by outputting it with another signal added thereto;
A ghost removal device comprising: 12. The ghost removal device according to claim 11,
The reference signal transmission blocking means includes a delay circuit that delays and outputs the output of the transmission line distortion removal filter by an integral multiple of 2H (however, 1H indicates one horizontal scanning period), and an output of the transmission line distortion removal filter. A ghost removal device comprising: a switching circuit that outputs an output signal of the delay circuit instead of the reference signal on a line on which the reference signal is multiplexed. 13. A transversal filter that can have arbitrary frequency characteristics, including a register with an initialization terminal (612) as a register configuring the tap delay line, and an input terminal (623) for controlling the initialization terminal. A transversal filter characterized by: 14. A ghost removal device that removes a ghost component as a distortion of the transmission system of a television signal from the television signal, the input being the television signal in which a reference signal used for detecting the ghost component is multiplexed and transmitted; It includes a decoding means (1030) for decoding the transmission sequence signal constituting the reference signal, and at least a transversal filter, and receives the transmission sequence signal and the television signal which are the outputs of the decoding means (1030) as transmission path distortion. a transmission path distortion removal filter (1) to remove ghost components from the television signal and output it;
04), extracting the transmission sequence signal from the output signal of the transmission line distortion removal filter (104), detecting a ghost component as transmission line distortion, and detecting the ghost component in the transmission line distortion removal filter (104) accordingly. a controller (104) that controls tap coefficients of the transversal filter to remove ghost components as transmission path distortion from the television signal;
109) A ghost removal device comprising: 15. A ghost removal device that removes a ghost component resulting from distortion in a transmission system of a television signal from the television signal, which inputs the television signal in which a reference signal used for detecting the ghost component is multiplexed and transmitted; a decoding means (1030) for decoding a transmission sequence signal constituting the reference signal; a transmission sequence signal obtained from the decoding means (1030) and the television signal are inputted and the transmission sequence signal is inserted into the television signal; a reference signal insertion means (1203) for outputting the
a transmission line distortion removal filter (104) which includes at least a transversal filter, receives the output of the reference signal insertion means (1203), removes ghost components as transmission line distortion from the television signal, and outputs the resultant signal; The transmission sequence signal is extracted from the output signal of the transmission line distortion removal filter (104), a ghost component as transmission line distortion is detected, and the tap coefficient of the transversal filter in the transmission line distortion removal filter (104) is determined accordingly. By controlling the filter (
104) and a controller (109) for removing ghost components as transmission path distortion from a television signal. 16. The ghost removal device according to claim 14 or 15, wherein the decoding means (1030) includes: a 4-field delay circuit (1205) that delays an input television signal by 4 fields and outputs the delayed signal; a subtraction means (1206) for subtracting between the input signal and the output signal of the subtraction means (1205);
06) polarity adjusting means (1207 to 1209) for outputting the output signal after aligning the polarity of the output signal with the polarity in a certain direction. 17. The ghost removal device according to claim 14 or 15, wherein the decoding means (1030) includes a 4-field delay circuit (1205) that delays an input television signal by 4 fields and outputs the delayed signal; a subtracter (1206) that performs subtraction between the input signal and the output signal of the subtractor (1205);
) and a 1H delay circuit (1207) that delays and outputs the output signal of 1H (where H indicates a horizontal scanning period), and integrates and outputs a signal indicating the sign of the output signal of the subtracter (1206). The integrator (1209) and the 1H delay circuit (
an inverting/non-inverting device that receives the output of the integrator (1207) and is controlled by the output of the integrator (1209) to invert or non-invert the polarity of the output signal of the 1H delay circuit (1207) and output the same polarity; (1208) A ghost removal device characterized by comprising the following. 18. The ghost removal device according to claim 14 or 15, wherein the decoding means (1030) includes a 4-field delay circuit (1205) that delays the input television signal by 4 fields and outputs the delayed signal; A comparator (1
304), an integrator (1305) that integrates and outputs the comparison result output, a delay circuit (1306) that delays the output from the integrator (1305), and the delay circuit (130).
arithmetic means (1307) for inverting the polarity of either the input signal or the output signal of the four-field delay circuit (1205) under the control of the output of the four-field delay circuit (1205); , 1301 to 1303). 19. The ghost removal device according to claim 14 or 15, wherein the decoding means (1030) comprises: a 4-field delay circuit (1205) that delays an input television signal by 4 fields and outputs the delayed signal; 1205), a subtracter (1401) that performs subtraction between the input signal and the output signal, and a subtracter (1401) that compares the input television signal with a certain threshold and outputs the portion exceeding the threshold as a comparison result. Comparator to output (1304
) and an integrator (13) that integrates and outputs the comparison result output.
05), a delay circuit (1306) that delays the output from the integrator (1305), and a polarity of the signal output from the subtracter (1401) controlled by the output of the delay circuit (1306). A ghost removal device comprising: an inverter/non-inverter (1402) that outputs inverted or non-inverted output.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/699,917 US5210607A (en) | 1990-05-14 | 1991-05-14 | Ghost reduction device for removing ghost components of a television signal |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2-121349 | 1990-05-14 | ||
| JP12134990 | 1990-05-14 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04117075A true JPH04117075A (en) | 1992-04-17 |
Family
ID=14809078
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2279340A Pending JPH04117075A (en) | 1990-05-14 | 1990-10-19 | Ghost eliminating device and transversal filter used for the same |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04117075A (en) |
-
1990
- 1990-10-19 JP JP2279340A patent/JPH04117075A/en active Pending
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