JPH0377739B2 - - Google Patents
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- JPH0377739B2 JPH0377739B2 JP62047577A JP4757787A JPH0377739B2 JP H0377739 B2 JPH0377739 B2 JP H0377739B2 JP 62047577 A JP62047577 A JP 62047577A JP 4757787 A JP4757787 A JP 4757787A JP H0377739 B2 JPH0377739 B2 JP H0377739B2
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- Magnetic Resonance Imaging Apparatus (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は核磁気共鳴イメージング装置（MRI
装置）に係り、特にその大電力を要求される静磁
場、傾斜磁場、高周波磁場の発生に必要な各種電
源に好適な電源装置に関する。[Detailed Description of the Invention] [Industrial Application Field] The present invention is applicable to nuclear magnetic resonance imaging equipment (MRI).
In particular, the present invention relates to a power supply device suitable for various power supplies necessary for generating static magnetic fields, gradient magnetic fields, and high-frequency magnetic fields that require large amounts of power.
［従来の技術］
従来のMRI装置の電源部の構成例を第２図に
示す。この回路は、整流部で交流を直流化し、そ
のリツプル分を平滑回路で平滑し、制御器と誤差
検出器とより成る帰還制御部によつて出力が基準
信号の大きさになるように制御を行うものであ
る。制御器は例えば抵抗制御により出力電圧
（流）を制御する。これは良く知られている様に
直列制御形の定電圧（流）電源である。この方式
による電源は、比較的精度が良く、またリツプル
が少ないという利点がある。一方、効率の良い定
電圧（流）電源としてのスイツチング方式のもの
は、スイツチングによるノイズのため、磁気共鳴
信号のような微少信号の検出用には用いられてい
なかつた。ここでスイツチング方式は、第２図の
例に対比できるものであり、第２図では常時電源
が印加されているのに対し、スイツチング方式で
は電源の印加がON／OFF（例えばパルス幅変調）
を繰り返しながら行われることに特徴を持つ。こ
のONとOFFとの比率を種々変えることによつ
て、印加電圧（流）の大きさを調整することにな
る。[Prior Art] FIG. 2 shows an example of the configuration of a power supply section of a conventional MRI apparatus. This circuit converts alternating current into direct current in a rectifier, smooths the ripples in a smoothing circuit, and controls the output to have the magnitude of a reference signal by a feedback control section consisting of a controller and an error detector. It is something to do. The controller controls the output voltage (current), for example by resistance control. As is well known, this is a series controlled constant voltage (current) power supply. This type of power supply has the advantage of relatively high accuracy and low ripple. On the other hand, switching type power supplies as efficient constant voltage (current) power supplies have not been used for detecting minute signals such as magnetic resonance signals due to noise caused by switching. Here, the switching method can be compared to the example in Figure 2. In Figure 2, power is constantly applied, whereas in the switching method, the power is applied ON/OFF (for example, pulse width modulation).
It is characterized by being performed repeatedly. By varying the ratio between ON and OFF, the magnitude of the applied voltage (current) can be adjusted.
［発明が解決しようとする課題］
従来より用いられている代表的な定電圧（流）
電源は第２図に示したように、直列（並列でも同
様）制御方式を用いている。この方式は、出力電
圧（流）と基準電圧との差を検出し、直列制御器
の抵抗を制御することにより、常に基準信号に一
致する一定の出力電圧（流）となるように負帰還
がかかつている。この様な方式は実績があり、か
つリツプルが少なく、精度の良い安定化電源であ
る。しかしながら、直列制御部で消費する電力が
大きく、効率が悪いという欠点があつた。このた
めに出力電力が大きい安定化出力を得る時に、直
列制御部で消費される電力のために発熱し、水冷
の冷却手段を必要とした。したがつて電源の構成
が複雑となり、大形、高価となる欠点があつた。[Problem to be solved by the invention] Typical constant voltage (current) used conventionally
As shown in Figure 2, the power supply uses a series (or parallel) control system. This method detects the difference between the output voltage (current) and the reference voltage and controls the resistance of the series controller to create negative feedback so that the output voltage (current) always remains constant and matches the reference signal. It is taking place. This type of system has a proven track record and is a highly accurate stabilized power source with little ripple. However, it has the disadvantage that the series control section consumes a large amount of power and is inefficient. For this reason, when a stabilized output with a large output power is obtained, heat is generated due to the power consumed in the series control section, and a water cooling means is required. As a result, the configuration of the power source becomes complicated, large in size, and expensive.
一方、スイツチング方式の安定化電源は効率が
良い利点を持つているが、リツプルが大きく、か
つスイツチングによる影響を他回路に及ぼすた
め、特に微少信号を取り扱うMRI装置では、雑
音が増加するという問題点があり、一部の電源を
除いて殆ど実用されていなかつた。 On the other hand, switching-type stabilized power supplies have the advantage of high efficiency, but they have large ripples and the effects of switching affect other circuits, so they have the problem of increased noise, especially in MRI equipment that handles very small signals. However, with the exception of some power supplies, it was hardly ever put into practical use.
本発明の目的は、前記従来の電源の後者の方式
のスイツチング方式の電源を、静磁場発生用電源
などMRI装置用の主電源として用いても実用上
問題の無いノイズレベルに抑える改良した電源装
置を提供することにある。 An object of the present invention is to provide an improved power supply device that suppresses the noise level of the latter type of conventional power supply to a level that does not pose a practical problem even when used as a main power supply for an MRI apparatus such as a power supply for generating a static magnetic field. Our goal is to provide the following.
［課題を解決するための手段］
本発明の電源装置は、直流電源部と、該直流電
源をパルス幅制御に従つて出力するパワードライ
バと、パワードライバのスイツチング周波数SW
を規定する発振器と、発振器出力のスツチング周
波数で規定したパルス周期でパワードライバのパ
ルス幅制御を行うと共に、該パワードライバの出
力が規定基準信号になるようにパルス幅制御する
パルス幅制御手段と、該パワードライバ出力を
MR磁界用電源として印加する手段と、を備える
と共に、上記発振器のスイツチング周波数SWを、
イメージング視野帯域Δfよりも大に設定してな
る（特許請求の範囲第１項）。[Means for Solving the Problems] A power supply device of the present invention includes a DC power supply unit, a power driver that outputs the DC power according to pulse width control, and a switching frequency SW of the power driver.
an oscillator that defines the pulse width of the power driver, and a pulse width control means that controls the pulse width of the power driver with a pulse period defined by the stitching frequency of the oscillator output, and controls the pulse width so that the output of the power driver becomes a specified reference signal; The power driver output
means for applying as a power source for the MR magnetic field, and a switching frequency SW of the oscillator;
It is set larger than the imaging field of view band Δf (Claim 1).
更に本発明の電源装置は、直流電源部と、該直
流電源をパルス幅制御に従つて出力するパワード
ライバと、パワードライバのスイツチング周波数
SWを規定する発振器と、発振器出力のスイツチ
ング周波数で規定したパルス周期でパワードライ
バのパルス幅制御を行うと共に、該パワードライ
バの出力が規定基準信号になるようにパルス幅制
御するパルス幅制御手段と、該パワードライバ出
力をMR磁界用電源として印加する手段と、を備
えると共に、(イ)発振器のスイツチング周波数SW
をイメージング視野帯域Δfよりも大に設定し、
且つ、(ロ)スイツチング周波数の高調波成分nSW
が、共鳴信号からイメージング視野帯域Δfの信
号を取り出すミキシング部での、中間周波数成分
の視野帯域Δfと一致しないように設定してなる
（特許請求の範囲第２項）。 Furthermore, the power supply device of the present invention includes a DC power supply unit, a power driver that outputs the DC power according to pulse width control, and a switching frequency of the power driver.
an oscillator that defines the SW ; and a pulse width control means that controls the pulse width of the power driver with a pulse period defined by the switching frequency of the oscillator output, and controls the pulse width so that the output of the power driver becomes a specified reference signal. , means for applying the power driver output as a power source for the MR magnetic field, and (a) a switching frequency SW of the oscillator.
is set larger than the imaging field of view Δf,
And (b) harmonic component of switching frequency n SW
is set so as not to coincide with the visual field band Δf of the intermediate frequency component in the mixing section which extracts the signal of the imaging visual field band Δf from the resonance signal (Claim 2).
［作用］
本発明によれば、SW＞Δfとしたことによりス
イツチング周波数SWが視野帯域△ｆに悪影響を
及ぼすことがなくなり、更に、局部発振、中間周
波の両者においてもその高周波成分nSWと不一致
とさせたことによつて、悪影響を及ぼすことがな
くなる。[Function] According to the present invention, by setting SW > Δf, the switching frequency SW does not have an adverse effect on the viewing band Δf, and furthermore, both the local oscillation and the intermediate frequency do not match the high frequency component n SW . By doing so, there will be no negative impact.
［実施例］
以下、本発明の一実施例を第１図により説明す
る。１は被検者、２はベツド、３は静磁場発生用
のコイルである。静磁場発生コイル３は静磁場発
生用定電流回路により供給される電流により、静
磁場H0を体軸方向に均一に発生する。ここで傾
斜コイル４を用いて傾斜磁場を体軸方向にかけな
がら、且つ照射コイル５によりRF波を照射する
ことにより、体軸のある特定断面に核磁気共鳴現
象を起こさせる。この時の核磁気共鳴現象の信号
を検出コイル６を用いて検出する。この時の核磁
気共鳴の周波数0は静磁場の強さをH0とすると、
良く知られた
ｗ＝2π0＝γH0 …(1)
の関係がある。γは磁気回転比であり、機種によ
り決まる定数であり、プロトンの時、この値は、
γ＝42.57MHz／tesla
である。従つてH0として、0.2teslaとすると核磁
気共鳴の中心周波数0は8.5MHzである。ここで
イメージングの視野の大きさＬ（測定部位の大き
さではなく表示視野の大きさのこと、一般に測定
部位全体を観察するために測定部位よりも大きく
設定している。測定部位の中の局部部位を表示さ
せたい時には、視野の大きさはその局部視野相当
の小さい値となる）周波数帯域Δfとの関係は、
傾斜磁場の強さの関数となる。この傾斜磁場の強
さを0.2Gauss／cmとし、視野Ｌを30cmとすれば、
式(1)の関係より要求される帯域Δfは（これをイ
メージング視野帯域と呼ぶ）25.5KHzである。す
なわち、前述の系ではNMR信号としては中心周
波数f0＝8.5MHzでその帯域幅は、25.5KHzとな
る。[Example] Hereinafter, an example of the present invention will be described with reference to FIG. 1 is a subject, 2 is a bed, and 3 is a coil for generating a static magnetic field. The static magnetic field generating coil 3 generates a static magnetic field H 0 uniformly in the body axis direction using a current supplied by a constant current circuit for static magnetic field generation. Here, by applying a gradient magnetic field in the body axis direction using the gradient coil 4 and irradiating RF waves with the irradiation coil 5, a nuclear magnetic resonance phenomenon is caused in a specific cross section of the body axis. The signal of the nuclear magnetic resonance phenomenon at this time is detected using the detection coil 6. The frequency of nuclear magnetic resonance at this time is 0 , assuming that the strength of the static magnetic field is H 0 .
There is the well-known relationship w=2π 0 =γH 0 (1). γ is the gyromagnetic ratio, which is a constant determined by the model, and for protons, this value is γ = 42.57MHz/tesla. Therefore, if H 0 is 0.2 tesla, the center frequency 0 of nuclear magnetic resonance is 8.5 MHz. Here, the size of the imaging field of view L (the size of the display field of view, not the size of the measurement site, and is generally set larger than the measurement site in order to observe the entire measurement site.Local area within the measurement site) When you want to display a part, the size of the field of view will be a small value equivalent to that local field of view) The relationship with the frequency band Δf is as follows.
It is a function of the strength of the gradient magnetic field. If the strength of this gradient magnetic field is 0.2 Gauss/cm and the field of view L is 30 cm, then
The band Δf required from the relationship in equation (1) (this is called the imaging field of view band) is 25.5 KHz. That is, in the above system, the NMR signal has a center frequency f 0 =8.5MHz and a bandwidth of 25.5KHz.
図３には傾斜磁場での視野帯域Δfと測定視野
と傾斜磁場との三者の関係を示す。GC１，GC２
は傾きの異なる傾斜磁場であり、GC１＞GC２で
あり、視野帯域Δf1，Δf2は傾斜磁場の大きさに
比例した関係となつている。傾斜磁場を大きくす
ると、一般に共鳴信号を得る時間が短くなり、高
速走査や各種化機能化に有利となる。一方、傾斜
磁場を大きくすると大電流を必要とし、また視野
帯域が広がるため、ノイズ増加する不利がある。
結局こうした利益、不利益を考慮しながらGCが
決定でき、GCの決定により測定視野が定まると、
一義的に視野帯域を定めることが出来る。 FIG. 3 shows the relationship between the field of view band Δf in a gradient magnetic field, the measurement field of view, and the gradient magnetic field. GC1, GC2
are gradient magnetic fields with different inclinations, GC1>GC2, and the viewing bands Δf 1 and Δf 2 are proportional to the magnitude of the gradient magnetic fields. Increasing the gradient magnetic field generally shortens the time required to obtain a resonance signal, which is advantageous for high-speed scanning and various functionalization. On the other hand, increasing the gradient magnetic field requires a large current and widens the viewing band, which has the disadvantage of increasing noise.
In the end, GC can be determined while considering these benefits and disadvantages, and the measurement field of view is determined by determining GC.
It is possible to uniquely define the visual field band.
第１図の点線部分Ａは、静磁場用の安定化電源
のブロツクであり、整流平滑回路７，パワードラ
イバ８，フイルタ９，誤差（差分）検出器１０，
パルス幅変調器１１，可変発振器１２より成る。
整流平滑された直流出力は、パワードライバでの
幅制御がなされてフイルタ９に送られる。フイル
タ９は高周波数除去用（低周波通過）のフイルタ
であり、この出力が静磁場用コイル３に送られ
て、静磁場を発生させる。 The dotted line part A in FIG. 1 is a block of a stabilized power supply for static magnetic fields, including a rectifying and smoothing circuit 7, a power driver 8, a filter 9, an error (difference) detector 10,
It consists of a pulse width modulator 11 and a variable oscillator 12.
The rectified and smoothed DC output is width controlled by a power driver and sent to the filter 9. The filter 9 is a filter for removing high frequencies (passing low frequencies), and its output is sent to the static magnetic field coil 3 to generate a static magnetic field.
可変発振器１２は、パワードライバ８用のスイ
ツチング周波数SWを発生するものである。この
周波数SWはパルス幅変調器１１へ送られる。パ
ルス幅変調器１１は、スイツチング周波数SWの
パルス周期の各一周期毎に、検出器１０の基準信
号とフイルタ出力との差分が零となるように、パ
ワードライバ８のパルス幅制御を行う。このパル
ス幅制御によれば、スイツチング周波数で定まる
周波数でパワードライバ８が幅制御されると共
に、基準信号とフイルタ出力が一致するまで幅制
御を行うという負帰還制御を行つているために、
高精度に基準信号にフイルタ出力を収束させるこ
とができる。かくして、フイルタ９への出力は安
定したものとなり、静磁場コイルへのこの安定出
力が印加し、高精度な静磁場用磁界を発生させる
ことが出来る。以上の動作は、従前より公知のス
イツチング方式の電源装置である。 The variable oscillator 12 generates a switching frequency SW for the power driver 8. This frequency SW is sent to the pulse width modulator 11. The pulse width modulator 11 controls the pulse width of the power driver 8 so that the difference between the reference signal of the detector 10 and the filter output becomes zero for each pulse period of the switching frequency SW . According to this pulse width control, the width of the power driver 8 is controlled at a frequency determined by the switching frequency, and negative feedback control is performed in which the width is controlled until the reference signal and the filter output match.
It is possible to converge the filter output to the reference signal with high precision. In this way, the output to the filter 9 becomes stable, and this stable output is applied to the static magnetic field coil, making it possible to generate a highly accurate static magnetic field magnetic field. The above operation is performed in a conventionally known switching type power supply device.
点線で囲まれたＢのブロツクはNMR信号の検
出系である。核磁気共鳴信号0は受信コイル６に
より、検知され、増幅器１３により増幅される。
この信号は第１のミキサー１４ａに印加され、図
示されていない局部発信器からの第１の局部発振
周波数信号fL1とミキシングされてM1＝0＋L1の
第１の中間周波数に変換される。このM1は第２
のミキサ１４ｂに接続されて、第２の局部発振器
からの第２の局部発振周波数出力L2とミキシン
グされてM2＝M1−M2の第２の中間周波数の信
号を得る。このM2は最終段のミキサ１４ｃによ
りL3とミキシングされて、Δ＝M2−L3の周波
数の信号となる。この信号はＡ／Ｄ変換器１５で
Ａ／Ｄ変換されたのち像再構成部に送られ、像再
生用データとして利用される。このようにNMR
信号は微小信号のため、妨害波の干渉を受けにく
いように何段かのミキシング（図では多段へテロ
ダイン検波）による周波数変換を受けて最終出力
を得る構成をとる。 The block B surrounded by the dotted line is the NMR signal detection system. Nuclear magnetic resonance signal 0 is detected by receiving coil 6 and amplified by amplifier 13 .
This signal is applied to the first mixer 14a, mixed with a first local oscillation frequency signal f L1 from a local oscillator (not shown), and converted into a first intermediate frequency of M1 = 0 + L1 . This M1 is the second
mixer 14b, and is mixed with the second local oscillation frequency output L2 from the second local oscillator to obtain a second intermediate frequency signal of M2 = M1 - M2 . This M2 is mixed with L3 by the final stage mixer 14c, resulting in a signal with a frequency of Δ= M2 − L3 . This signal is A/D converted by the A/D converter 15, and then sent to the image reconstruction section, where it is used as data for image reconstruction. In this way NMR
Since the signal is a very small signal, it is configured to undergo frequency conversion through several stages of mixing (in the figure, multi-stage heterodyne detection) to make it less susceptible to interference from interference waves, and then obtain the final output.
以上のような構成において、静磁場用の電源が
スイツチング方式のため、フイルタ９が高性能の
特性を持つものでも、リツプルを極度に減少させ
ることは困難である。これが回路のアース系の不
完全、実装方法等により、ノイズとなつて混入
し、最終的には、アナログ系の最終段のＡ／Ｄ変
換器１５の入力信号の中に混入した形となつて現
れる。 In the above configuration, since the power source for the static magnetic field is of a switching type, it is difficult to reduce ripples to an extreme extent even if the filter 9 has high performance characteristics. This gets mixed in as noise due to imperfections in the grounding system of the circuit, mounting method, etc., and eventually gets mixed into the input signal of the A/D converter 15 at the final stage of the analog system. appear.
本実施例の特徴は、静磁場用の安定化電源Ａ内
の可変発振器１２の発振周波数SW，SW＞Δに
設定せしめることとした。発振周波数SWは、パ
ルス幅変調器１１を介してパワードライバ８をス
イツチングするためのスイツチング周波数であ
る。SW＞Δとすることによる目的及び効果を説
明する。 The feature of this embodiment is that the oscillation frequency SW of the variable oscillator 12 in the stabilized power supply A for static magnetic field is set to SW > Δ. The oscillation frequency SW is a switching frequency for switching the power driver 8 via the pulse width modulator 11. The purpose and effect of setting SW > Δ will be explained.
イメージング視野帯域Δfとは、MR撮影するた
めの視野検出のための帯域であり、０〜Δfがそ
の視野全体を規定する。逆に云うと、０〜Δfが、
撮影するための視野内の各位置を規定するもので
ある。例えば、説明の便宜のため０〜Δfの帯域
を離散的に示し、０，Δf1，Δf2，…，Δfoとし、
且つ対応して視野の大きさＬを基準位置からの距
離で示し、０，L1，L2、…，ΔLoとする（Δfo＝
Δf，Lo＝Ｌとなる）と、Δf1のスペクトルから位
置L1の検出信号（共鳴信号だが、実際上はAD１
５入力）の大きさがわかることになる。０，
Δf2，…等でも各スペクトルから同じように、位
置０，ΔL2，…での検出信号の大きさがわかる。 The imaging visual field band Δf is a band for visual field detection for MR imaging, and 0 to Δf defines the entire visual field. Conversely, 0~Δf is
This defines each position within the field of view for photographing. For example, for convenience of explanation, the band from 0 to Δf is shown discretely as 0, Δf 1 , Δf 2 , ..., Δf o ,
Correspondingly, the size L of the visual field is expressed as a distance from the reference position, and is set to 0, L 1 , L 2 , ..., ΔL o (Δf o =
Δf, L o = L) and the detection signal at position L 1 from the spectrum of Δf 1 (it is a resonance signal, but in reality it is AD1
5 inputs). 0,
For Δf 2 , . . . , the magnitude of the detection signal at position 0, Δ L2 , . . . can be similarly determined from each spectrum.
然るに、０，Δf1，Δf2，…，Δfoの中にノイズ
が混入した場合、以下の如き状態となる。 However, if noise is mixed into 0, Δf 1 , Δf 2 , . . . , Δfo , the following situation will occur.
(1) 視野内の位置そのものが誤つたものとなる
例。(1) An example where the position itself within the field of view is incorrect.
これは０，Δf1，Δf2，…，Δfoがノイズの影響
を受け、Δf′0，Δf′1，Δf′2，…，Δf′oとなる如
き
例である。この場合、位置もΔL′0，ΔL′1，ΔL′2，
…，ΔL′oとなり当初の０，ΔL1，ΔL2，…，ΔLo
異なつたものになる。 This is an example in which 0, Δf 1 , Δf 2 , . . . , Δf o are affected by noise and become Δf′ 0 , Δf′ 1 , Δf′ 2 , . In this case, the positions are also ΔL′ 0 , ΔL′ 1 , ΔL′ 2 ,
…, ΔL′ o becomes the initial 0, ΔL 1 , ΔL 2 ,…, ΔL o
become different.
(2) 視野内の検出信号の大きさが誤つたものとな
る例。(2) An example where the magnitude of the detection signal within the field of view is incorrect.
これは、０，Δf1，Δf2，…，Δfoは影響されず
に、そのスペクトル自身にノイズが含まれる例で
ある。スペクトル自身にノイズが乗ることによ
り、検出信号が正確でなくなり、誤つた映像画面
となる。 This is an example in which 0, Δf 1 , Δf 2 , . . . , Δf o are not affected, but the spectrum itself contains noise. When noise is added to the spectrum itself, the detection signal becomes inaccurate, resulting in an erroneous image screen.
そこで、本実施例では、ノイズの原因となるス
イツチング周波数が視野帯域Δfに入らないよう
に、SW＞Δfとして、０〜Δfの周波数をスイツチ
ング周波数に持たせないようにした。 Therefore, in this embodiment, in order to prevent the switching frequency that causes noise from falling within the visual field band Δf, SW > Δf, and the switching frequency does not have a frequency between 0 and Δf.
この結果、スイツチング周波数SWの影響を受
けての微少なリツプルが電源電圧（流）に存在
し、それによつて検出信号にノイズが乗つたとし
ても、そのノイズは、帯域Δfを含まないため、
事実上、スイツチング周波数SWによるノイズは
検出信号に混入しないことになる。 As a result, even if there is a slight ripple in the power supply voltage (current) due to the influence of the switching frequency SW , and noise is superimposed on the detection signal, the noise does not include the band Δf, so
In fact, noise caused by the switching frequency SW will not be mixed into the detection signal.
また、パワードライバ８の幅制御用を行うため
のパルス幅変調器１１の出力であるスイツチング
信号は一般的に矩形波を用い、その幅を制御する
ため、非常に多くの高調波を含んでおり、これ
が、局部発振、中間周波に悪影響を与える。そこ
で本実施例では、スイツチング周波数SW及びそ
の高調波成分nSWは、検出信号（共鳴信号）から
帯域Δfを検波するための検出系で使用する。ミ
キシング関連周波数を含まないように設定設定せ
しめた。ここで、ミキシング関連周波数とは、図
１の検出系Ｂでの参照信号の各周波数L1，L2，
L3（局部発振周波数のこと）、及びミキシング出
力周波数M1，M2（中間周波数のこと）を云う。
これによつて、視野帯域Δfの信号には、スイツ
チング周波数及び高調波成分によるノイズ混入の
恐れはなくなる。更に詳述する。 Furthermore, the switching signal that is the output of the pulse width modulator 11 for controlling the width of the power driver 8 generally uses a rectangular wave, and in order to control the width, it contains a large number of harmonics. , which adversely affects local oscillation and intermediate frequencies. Therefore, in this embodiment, the switching frequency SW and its harmonic component n SW are used in a detection system for detecting the band Δf from the detection signal (resonance signal). The settings were set so as not to include mixing-related frequencies. Here, the mixing-related frequencies are the respective frequencies L1 , L2, and L2 of the reference signal in detection system B in FIG.
L3 (local oscillation frequency), and mixing output frequencies M1 and M2 (intermediate frequencies).
This eliminates the possibility of noise being mixed into the signal of the viewing band Δf due to the switching frequency and harmonic components. It will be explained in further detail.
即ち、局部発振器周波数L1，L2，L3に対して
は、nSW≠L1，nSW≠L2，nSW≠L3とするこ
と
によつて、局部発振にnSWが悪影響をさせること
を防止できる。中間周波数M1，fM2にあつては、
Δfを含んでいる故に、nSW≠ｆとすることによ
つて、中間周波数へのnSWによる悪影響を防止で
きる。 That is, by setting n SW ≠ L1 , n SW ≠ L2 , and n SW ≠ L3 for local oscillator frequencies L1 , L2 , and L3 , it is possible to prevent n SW from having an adverse effect on local oscillation. For intermediate frequencies M1 and f M2 ,
Since Δf is included, by setting n SW ≠ f, it is possible to prevent the negative influence of n SW on the intermediate frequency.
以上のように、SW，nSWを設定することによ
つて、スイツチング手段による電源印であつて
も、ノイズの少ない視野帯域の信号を得ることが
できる。 As described above, by setting SW and n SW , it is possible to obtain a signal in the visual field band with less noise even when the power signal is generated by the switching means.
かくして、スイツチング方式の電源を用いて
も、そのスイツチング周波数を前記条件にあるよ
うに制御する、或は、出力信号を観測しながら、
SWの周波数を制御することにより、その雑音と
しての影響が軽減でき、MRI装置用電源として
実用できるのである。また、静磁場の強さを変化
させる時には、その中心周波数も比例して変化す
るため、前記条件になるよう可変発振器１２の周
波数を変える必要がある。 In this way, even if a switching type power source is used, the switching frequency can be controlled to meet the above conditions, or while the output signal is monitored,
By controlling the frequency of the SW , its influence as noise can be reduced and it can be put to practical use as a power source for MRI equipment. Furthermore, when changing the strength of the static magnetic field, the center frequency also changes proportionally, so it is necessary to change the frequency of the variable oscillator 12 to meet the above conditions.
なお、以上実施例は静磁場用電源について説明
したが、傾斜磁場、照射磁場等の全ての電源につ
いても適用できる。 Although the above embodiments have been described with respect to power sources for static magnetic fields, the present invention can also be applied to all power sources such as gradient magnetic fields and irradiation magnetic fields.
［発明の効果］
以上説明した如く、本発明によれば、効率の良
いスイツチング方式の核磁気共鳴イメージング装
置用電源を実現せしめ、かつ従来必要とされてい
た水冷による水冷手段を不要とする。また装置の
構成を大幅に簡略化でき、小形、軽量化が計れ、
安価に製作可能となる。更に、保守、運転経費も
節約できる効果があり、工業上大いに有益であ
る。[Effects of the Invention] As described above, according to the present invention, an efficient switching type power source for a nuclear magnetic resonance imaging apparatus is realized, and water cooling means conventionally required is not required. In addition, the configuration of the device can be greatly simplified, making it smaller and lighter.
It can be manufactured at low cost. Furthermore, it has the effect of saving maintenance and operating costs, which is of great industrial benefit.
第１図は、本発明の一実施例を示す構成図、第
２図は、従来方式の直列制御方式による定電圧
（流）源の構成図、第３図は、視野帯域の説明図
である。
３……静磁場用コイル、８……パワードライ
バ、９……フイルタ、１０……誤差検出器、１１
……パルス幅変調器、１２……可変発振器、１４
……ミキサ、１５……Ａ／Ｄ変換器。
Fig. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, Fig. 2 is a block diagram of a constant voltage (current) source using a conventional series control method, and Fig. 3 is an explanatory diagram of the visual field band. . 3... Static magnetic field coil, 8... Power driver, 9... Filter, 10... Error detector, 11
... Pulse width modulator, 12 ... Variable oscillator, 14
...Mixer, 15...A/D converter.
Claims (1)
ワードライバと、 パワードライバのスイツチング周波数SWを規
定する発振器と、 発信器出力のスイツチング周波数で規定したパ
ルス周期でパワードライバのパルス幅制御を行う
と共に、該パワードライバの出力が規定基準信号
になるようにパルス幅制御するパルス幅制御手段
と、 該パワードライバ出力をMR磁界用電源として
印加する手段と、 を備えると共に、上記発信器のスイツチング周波
数SWを、イメージング視野帯域Δfよりも大に設
定してなる該磁気共鳴イメージング装置用電源装
置。 ２ 直流電源部と、 該直流電源をパルス幅制御に従つて出力するパ
ワードライバと、 パワードライバのスイツチング周波数SWを規
定する発信器と、 発信器出力のスイツチング周波数で規定したパ
ルス周期でパワードライバのパルス幅制御を行う
と共に、該パワードライバの出力が規定基準信号
になるようにパルス幅制御するパルス幅制御手段
と、 該パワードライバ出力をMR磁界電源として印
加する手段と、 を備えると共に、(イ)発信器のスイツチング周波数
SWをイメージング視野帯域Δfよりも大に設定
し、且つ、(ロ)スイツチング周波数の高調波成分
nSWが共鳴信号からイメージング視野帯域Δfの
信号を取り出すミキシング部での、中間周波数成
分の視野帯域Δfと一致しないように設定してな
る核磁気共鳴イメージング装置用電源装置。 ３ 上記(ロ)での高調波成分nSWは、中間周波数成
分の視野帯域の他に、ミキシング部での局部発振
周波数成分とも一致しないように設定してなる特
許請求の範囲第２項記載の核磁気共鳴イメージン
グ装置用電源装置。[Scope of Claims] 1. A DC power supply unit, a power driver that outputs the DC power according to pulse width control, an oscillator that defines a switching frequency SW of the power driver, and a pulse that is defined by the switching frequency of the oscillator output. a pulse width control means for periodically controlling the pulse width of the power driver and controlling the pulse width so that the output of the power driver becomes a specified reference signal; and means for applying the output of the power driver as a power source for the MR magnetic field; and a switching frequency SW of the transmitter is set to be larger than an imaging field of view band Δf. 2. A DC power supply unit, a power driver that outputs the DC power according to pulse width control, an oscillator that specifies the switching frequency SW of the power driver, and a power driver that outputs the DC power according to pulse width control, and a pulse period that is specified by the switching frequency of the oscillator output. A pulse width control means for performing pulse width control and controlling the pulse width so that the output of the power driver becomes a specified reference signal; and means for applying the output of the power driver as an MR magnetic field power source; ) oscillator switching frequency
Set SW to be larger than the imaging field of view band Δf, and (b) harmonic components of the switching frequency.
n A power supply device for a nuclear magnetic resonance imaging apparatus, in which the SW is set so as not to match the field of view band Δf of an intermediate frequency component in a mixing unit that extracts a signal of an imaging field of view band Δf from a resonance signal. 3. The harmonic component n SW in the above (b) is set so as not to coincide with the viewing band of the intermediate frequency component and also with the local oscillation frequency component in the mixing section. Power supply device for nuclear magnetic resonance imaging equipment.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62047577A JPS63214249A (en) | 1987-03-04 | 1987-03-04 | Power source apparatus for nuclear magnetic resonance imaging apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62047577A JPS63214249A (en) | 1987-03-04 | 1987-03-04 | Power source apparatus for nuclear magnetic resonance imaging apparatus |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63214249A JPS63214249A (en) | 1988-09-06 |
| JPH0377739B2 true JPH0377739B2 (en) | 1991-12-11 |
Family
ID=12779100
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62047577A Granted JPS63214249A (en) | 1987-03-04 | 1987-03-04 | Power source apparatus for nuclear magnetic resonance imaging apparatus |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63214249A (en) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8937475B2 (en) * | 2012-05-14 | 2015-01-20 | General Electric Company | Systems and methods for noise control in a medical imaging system |
| JP6357468B2 (en) * | 2012-05-30 | 2018-07-11 | コーニンクレッカ フィリップス エヌ ヴェＫｏｎｉｎｋｌｉｊｋｅ Ｐｈｉｌｉｐｓ Ｎ．Ｖ． | Switching power supply unit controlled by switching frequency to supply power to magnetic resonance gradient coil |
| JP6245891B2 (en) * | 2013-08-20 | 2017-12-13 | 東芝メディカルシステムズ株式会社 | Magnetic resonance imaging system |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60207045A (en) * | 1984-03-30 | 1985-10-18 | Shimadzu Corp | Nmr tomography apparatus |
| JPS61285518A (en) * | 1985-06-12 | 1986-12-16 | Toshiba Corp | High frequency power unit for magnetic resonance imaging device |
-
1987
- 1987-03-04 JP JP62047577A patent/JPS63214249A/en active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60207045A (en) * | 1984-03-30 | 1985-10-18 | Shimadzu Corp | Nmr tomography apparatus |
| JPS61285518A (en) * | 1985-06-12 | 1986-12-16 | Toshiba Corp | High frequency power unit for magnetic resonance imaging device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63214249A (en) | 1988-09-06 |
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