JPH0366231A - Ｆｍチューナーの中間周波段回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、ＦＭチューナーの中間周波段（ＩＰ段）回路
に関する。

［従来の技術］ スパーヘテロゲイン方式のチューナーの性能は著しく改
善されている。このスパーヘテロゲイン方式には中間周
波（ＩＰ）段の考えが導入されている。そして、特に性
能が重要視されるＦＭ（周波数変調）では、ＩＰ段の役
割は大きい。ところが、ＩＰ段を構成している現在の部
品は限界近くまで高性能、高品質になっており、これ以
上の性能改善は極めて困難である。ずなわち、性能をよ
り一層改善しようとずれは根本的に原理の異なる、しか
も完全に近いＩＰ段が必要である。

ＦＭチューナーの中間周波段（ＩＰ段）はＦＭヂューナ
ーの諸性能を大きく左右する重要な回路であり、特に、
信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）を良くするために可能な限り
、信号通過帯域幅を狭く設＃１する必要がある。ところ
が、現在の方式でＣよ、この信号通過帯域幅を狭く設計
することができない。このため、信号以外にノイズも通
過することになり、Ｓ／Ｎ比か悪くなる。このＳ／Ｎ比
か悪くなるのを防止するため、中間周波フィルターとし
て第４図〜第７図に示したような各種のＩＦＴやセラミ
ックフィルターが使用されている。

第４図の単同調Ｉ　Ｆ　Ｔ”はローコストであるか帯域
が広い。従ってＳ／Ｎ比は悪い。

第５図の複同調ＩＰ’ｆ”は前記単同調ＩＦＴを２個使
用してそれぞれ点線のように少し共振周波数カーブをす
らせておいて、合成カーブを実線のようにして第４図の
ものよりも帯域を狭くしている。

第６図のセラミックフィルターは帯域幅は狭いが２次、
３次共振点が目立つ。

第７図の複合フィルターは第５図、第６図のものを組合
わせたもので、２次、３次共振点をＩＦトランスが切り
捨ててくれるので、狭帯域になり理想的台形の特性に近
くなる。

第４図のものはローコストチューナー、第５図、第６図
のものは中クラスチューナー、第７図のものは高性能チ
ューナーに使用される。

一般にＦＭチューナーのＩＦは、１０．７ＭＨ２であり
、１００％変調では７５ＫＨｚのデビエーションである
。これを例に説明すると、１０゜７ＭＨｚ±７５　Ｋ　
Ｈｚ　、すなわら第７図に示したように１５０　Ｋ　Ｉ
−Ｉ　ｚ以下の帯域幅にできない。あえて１５０ＫＨｚ
以下の帯域幅にすると、検波出力に歪が生じることにな
る。また、タイナミックレンジを重要視する場合は、２
５０　Ｋ　Ｈｚの帯域幅を必要とする。

［発明が解決しようとする課題］ ところで、ＦＭチューナーの１１段は信号通過帯域幅を
狭く設計するほどセレクティビテイーが改善され、Ｓ／
Ｎその他の諸性能を良くすることができるが、原理的に
周波数変位以下の帯域幅にすることはできない。あえて
、こうすると本信号そのものが切り捨てられてしまうか
らである。

従来方式ではＦＭステレオチューナーＩＦでは、信号通
過帯域幅は約±２５０に１（ｚ（中間周波数：１０．７
ＭＩ−Ｉｚ）、データ通信用であれは約±２５ＫＨｚ　
（中間周波数：４５５ＫＨｚ）か一般的である。１１段
に入って来る信号は、変調信すに沿って時々刻々、周波
数が上記の範囲内で変化している。

いま、ＩＦ段の信号通過帯域幅のセンター値を、変化し
ている入力信号に合わせて移動させてやれば、その帯域
幅は狭帯域にしても、入力信号を全て通すことができる
。本発明は、この点に着目してなされたもので、入力周
波数変位に連動して中心周波数を変化させる１１段を用
いることにより、従来の理論的限界ＩＰ帯域幅以下の帯
域幅にすることができ、高Ｓ／Ｎ比の中間周波段回路を
提供することを目的とする。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を３１１ｔするために本発明のＦＭチューナー
の中間周波段回路は、中間周波段の入力周波数の変位に
連動して、中間周波段の信号通過帯域幅の中心周波数が
変化する構成を有し、該帯域幅を狭帯域にしたものであ
る。

［作用］ ＦＭチューナーのＩＦ段ノＦ　Ｓ　Ｋ　（ＦＲＥＱＵＥ
ＮＣＹＳＨＩＦＴ　ＫＥＹＩＮＧ）の帯域周波数は、一
般に２００ＫＨｚ〜３００ＫＨｚに設計されているが、
これを１０ＫＨｚとか５ＫＨｚとか可能な限り極端にＩ
Ｆ段を狭帯域にする（いま、仮に５ＫＨｚとする〉。こ
れによりノイズは通過しにくく本信号のみ通過するよう
になる。一方、中間周波数は、いま１００％変調の場合
、１０．７ＭＨｚ±７５　Ｋ　Ｈｚ変化するので、５Ｋ
Ｈｚの帯域フィルターでは±７５ＫＨｚの大部分は従来
方式では通過不能となる。これに対処するため、帯域幅
５ＫＨｚのＩＦの中心周波数を±７５　Ｋ　Ｈｚの変化
に連動させて変動させる。これにより本信号は、信号ロ
ス、歪などを発生することなく全て通過し、しかも前記
の２００に〜３００ＫＨｚの帯域幅の場合に比較して格
段のＳ／Ｎ比を得ることができる。

ちなみに、１１段は信号を通ず窓であると言える。信号
は音声によりランダムに振られているので、従来は、こ
の窓を大きく開けて受けていたためノイズも飛び込んで
来たか、本発明では、窓を極端に小さくしてランダムに
やって来る信号の位置に合わせて窓の位置をすばやく正
確に移動させて信号を通すようにしているので、ノイズ
は通過しない。従来のチューナーでは、このように窓の
位置を動かすという技法は用いてない。

［実施例］ 以下、図面と共に説明する。本発明のＩＦ段回路では、
第１図に示すように、従来の帯域よりはるかに狭帯域（
この例では５ＫＨｚ）のＩＦフィルターを用いてその中
心周波数〈例えば１０．７ＭＨｚ）位置をＩＦ入力周波
数に連動して、変化させるようにしている。なお、出力
レベルは一定である。

第２図は本発明の第１実施例によるＦＭ−Ｉ　Ｆ段の回
路構成を示す。ＦＭフロントエンドユニットより中間周
波数１０．７ＭＨｚが出力される。

１０．７Ｍ）（ｚが無変調の場合はアンプ（ＡＭＰ）で
増幅後、Ｆ／Ｖ変換器（周波数・電圧変換回路：周波数
が高くなると出力の直流電圧か高くなるタイプ）で直流
電圧が出力され、抵抗Ｒ３，Ｒ４で分割された出力■１
、が抵抗Ｒ１を通してバラクタ−タイオードＤ１に加え
られ、バラクタ−ダイオードＤＩ（バリキャップダイオ
ード等でもよい）の両端容量がＣｘｌになる。Ｃｘｌは
コンデンサＣ１を通して中間周波トランスＴ１の二次側
コイルＬ１とで共振周波数が１０．７ＭＨｚになるよう
に調整しておく。（中間周波トランスＴ１を調整する） 同様に中間周波トランスＴ　２１１１Ｊも１０．７ＭＨ
ｚに共振させておく。

次に、中間周波数１０．７ＭＨｚが±７５ＫＨ２で変調
された場合、＋７５ＫＨｚの瞬間ではＦ／■変換器の直
流出力電圧は、その分高くなり、バラクタ−タイオード
Ｄ１に加えられる。バラクタ−ダイオードＤ１の両＠電
圧が高くなると両端のキャパシタンスか小さくなり、そ
の結果、バラクタ−ダイオードＤ１、コンデンサＣ１、
中間周波トランスＴ１及び、バラクタ−ダイオードＤ２
、コンデンサＣ２、中間周波トランス′］゛２の共振周
波数が高くなる。高くなった時の周波数が１０７　Ｍ　
Ｈｚ　＋７５　Ｋ　Ｈｚになるように抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ
４の抵抗分割比を決めておく。

次に、−７５ＫＨｚの瞬間では、Ｆ／Ｖ変換器の出力は
低くなり、バラクタ−タイオードＤ１、コンデンサＣ１
、中間周波トランス１゛１及び、バラクタ−ダイオード
Ｄ２、コンデンサＣ２、中間周波トランスＴ２の共振周
波数は１０．７ＭＨｚ７５ＫＨｚになる。

ここで、抵抗Ｒ３，Ｒ４について説明しておく。

Ｆ／Ｖ回路への入力周波数が＋Δｆ１変化した場合、Ｆ
／Ｖ変換器の出力電圧変化が＋Δ■であったとする。＋
Δ■がバラクタ−タイオードＤ１スはＤ２に加えられた
場合、中間周波トランスＴ１、バラクタ−ダイオードＤ
１の共振回路及び、中間周波トランス１゛２、バラクタ
−ダイオードＤ２の共振回路の共振周波数かΔｆ２、Δ
ｆ３とすると、Δｆｌ＜Δｆ２−Δｆ３ の関係になるように設計されていれば、抵抗Ｒ３Ｒ４の
分割比を適宜選ぶことにより、ＩＰ入力周波数の変化に
対し、ＩＦの中心周波数は一致して変化して第１図の目
的通りの動作と効果か得られる。なお、抵抗Ｒ３を半固
定ボリュームにして調整するようにしてもよい。

第３図は本発明の第２実施例によるＦＭ−Ｉ　Ｐ段の回
路構成を示す。前記実施例でのＦ／Ｖ変換器は各種ＩＣ
が市場にあるが、それとは別に第３図の点線で囲んだフ
ェース・ロックド・ループ回路（ＰＬＬ）によるＦ／Ｖ
変換器と同一の鋤きをする回路について説明する。

ＦＭフロントエンドユニットの１０．７ＭＨｚ出力が無
変調であったとすると、１０．７ＭＨｚをアンプ（ＡＭ
Ｐ）を通してミキサー（Ｍ　Ｉ　ＸＥＲ）に加える。基
準発振器を仮に４　Ｍ　Ｈ，ｚとすると、電圧制御発振
器（ＶＣＯ）は６．７ＭＨｚにロックされる。この時、
Ｍ　Ｉ　ＸＥＲ出力は、１０、７ＭＨｚ　＋６．７ＭＨ
ｚ　＝１７．４Ｍ１ｌｚ１０、７ＨＩＩｚ　−６，７Ｍ
１ｌｚ　＝　　４．０Ｈｌｌｚの２種が出力される。ロ
ーパスフィルタ（Ｌ　Ｐ　Ｆ　）で１７．４ＭＨｚの方
はカットされ、４　Ｍ　ｌ（ｚの方がＬＰＦを通過し、
７°ンプを通り位相検波器φＤＥＴで基準の４　Ｍ　Ｈ
ｚと比較され、一致するのでＩ−’　Ｌ　Ｌループ６ま
ロック状態となる。

次に、ｉｏ、７ＭＨｚが仮にデビエーシジン１００　Ｋ
　Ｈｚの変調がかかったとすると、１０．７Ｍ　Ｈｚ　
＋　１００　Ｋ　Ｈｚの瞬間では、ＶＣＯは６８　Ｍ　
Ｈｚになり、次に、１０．７ＭＨｚ−１００ＫＨｚの瞬
間では、ＶＣＯは６．６ＭＨｚに冑ツクされる。このと
きのＶＣＯのコントロール電圧Ｖ−ｒは６．７ＭＨｚに
対し６．８ＭＨｚのときの電圧■、は高く、逆に６　、
６Ｍ１−１　ｚのときの電圧■、は低くなるので、第２
図と同様の動作をする電圧■１、が得られる。

　０ なお、本発明は、上記実施例の構成に限られることなく
、また、ディジタルＦＭチューナーにもアナログＦＭチ
ューナーにも適用可能である。

［発明の効果］ 以上のように本発明によれば、中間周波段の入力周波数
の変位に連動して、中間周波段の信号通過帯域幅の中心
周波数を変化させるようにしたことによって、信号通過
帯域幅を大巾に狭帯域にすることができ、その結果、ノ
イズの通過を抑えることができ、チューナーのＳ／Ｎ比
を大幅に改善することができる。また、この中心周波数
位置の連動幅は、従来の中間周波段の帯域幅に相当し、
この移動幅は２５０ＫＨｚでも５００　Ｋ　Ｈｚにもで
きるので、ダイナミックレンジを必要に応じて従来以上
に大きくすることもできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の回路構成の概念を示す図、第２図は本
発明の第１実施例の回路の構成図、第３図は第２実施例
の回路の構成図、第４図（ａ）（ｂ）〜第７図（ａ）（
ｂ）はそれぞれ従来のＦ１ Ｍチューナーのフィルターの構成と特性を示す図である
。 Ｔ１・・・中間周波トランス、Ｄｌ・・・バラクタ−ダ
イオード、Ｆ／Ｖ・・・周波数・電圧変換器、Ｐ　Ｌ　
Ｌ・・・フェース・ロックド・ループ回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）中間周波段の入力周波数の変位に連動して、中間
   周波段の信号通過帯域幅の中心周波数が変化する構成を
   有し、該帯域幅を狭帯域にしたことを特徴とするＦＭチ
   ューナーの中間周波段回路。