JPH0365058A - パルス幅変調パターンの作成方法 - Google Patents
パルス幅変調パターンの作成方法Info
- Publication number
- JPH0365058A JPH0365058A JP1198243A JP19824389A JPH0365058A JP H0365058 A JPH0365058 A JP H0365058A JP 1198243 A JP1198243 A JP 1198243A JP 19824389 A JP19824389 A JP 19824389A JP H0365058 A JPH0365058 A JP H0365058A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- pulse width
- width modulation
- pattern
- modulation pattern
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 23
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 8
- 238000001514 detection method Methods 0.000 abstract description 8
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 abstract description 5
- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 abstract description 4
- 230000004907 flux Effects 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 10
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000006870 function Effects 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 230000005856 abnormality Effects 0.000 description 1
- 230000009471 action Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000010992 reflux Methods 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
Ａ、産業上の利用分野
本発明は、誘導電動機の速度制御等をパルス幅変調で行
う際に、高調波を含む出力電流信号から高調波成分を除
去して電流検出するのに適したパルス幅変調パターンの
作成方法に関スる。
う際に、高調波を含む出力電流信号から高調波成分を除
去して電流検出するのに適したパルス幅変調パターンの
作成方法に関スる。
Ｂ１発明の概要
本発明は、誘導電動機の速度制御等に使用するパルス幅
変調パターンの作成方法において、搬送用三角波の周波
数を一定とし、そのプラス側又はマスナス側の頂点に同
期したタイミングでサンプリングさせる変調パターンを
プロセッサのデジタル演算により発生することにより、
高調波成分を除去した電流値を正確に、かつ高速に検出
し、電流制御精度及び応答性を高め、かつ装置がコスト
安になる技術を提供するものである。
変調パターンの作成方法において、搬送用三角波の周波
数を一定とし、そのプラス側又はマスナス側の頂点に同
期したタイミングでサンプリングさせる変調パターンを
プロセッサのデジタル演算により発生することにより、
高調波成分を除去した電流値を正確に、かつ高速に検出
し、電流制御精度及び応答性を高め、かつ装置がコスト
安になる技術を提供するものである。
Ｃ１従来の技術
パルス幅変調（Ｐｕ１ｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａ
ｔｉｏｎ ；以下ＰＷＭと略称する）とは、振幅が一定
のパルスの幅を信号波形に対応させて広くしたり狭くし
たり変化させる方式である。
ｔｉｏｎ ；以下ＰＷＭと略称する）とは、振幅が一定
のパルスの幅を信号波形に対応させて広くしたり狭くし
たり変化させる方式である。
このＰＷＭを使用する対象として誘導電動機の速度制御
がある。その１つに、誘導電動機の速度を電圧や電流か
ら検出した値により推定し、その速度制御を行う方式が
あり、センサレスＡＳＲと呼ばれている。この方式では
電流値をできるだけ正確に検出する必要がある。
がある。その１つに、誘導電動機の速度を電圧や電流か
ら検出した値により推定し、その速度制御を行う方式が
あり、センサレスＡＳＲと呼ばれている。この方式では
電流値をできるだけ正確に検出する必要がある。
第６図は、従来の誘導電動機のインバータ制御の一例を
示す構成図である。同図において、誘導電動機６１は、
電源６２からの三相交流を整流器６３及びインバータ６
４を介してモータ電流１ｍにより駆動されている。誘導
電動機６１の一次側に電圧検出回路６５が接続され、ま
たインバータ６４にも電流検出器６６が接続され、それ
ぞれ制御回路６７ヘデータを入力する。制御回路６７は
、プロセッサ６８の信号指令とそれらのデータに基づき
インバータ６４内のスイッチトランジスタＴｒのオン／
オフを制御する。この制御回路６７の制御にＰＷＭが使
用されるものである。
示す構成図である。同図において、誘導電動機６１は、
電源６２からの三相交流を整流器６３及びインバータ６
４を介してモータ電流１ｍにより駆動されている。誘導
電動機６１の一次側に電圧検出回路６５が接続され、ま
たインバータ６４にも電流検出器６６が接続され、それ
ぞれ制御回路６７ヘデータを入力する。制御回路６７は
、プロセッサ６８の信号指令とそれらのデータに基づき
インバータ６４内のスイッチトランジスタＴｒのオン／
オフを制御する。この制御回路６７の制御にＰＷＭが使
用されるものである。
Ｄ２発明が解決しようとする課題
既に述べた如く、センサレスＡＳＲでは電流値をできる
だけ正確に検出すべきで、リップル電流成分を除去した
基本波成分の電流値を検出する必要があるが、誘導電動
機をＰＷＭ電圧で駆動する場合、電流波形には多大の高
側波が発生しているため電流検出値にリップル電流によ
る誤差が生じ易い。そこで、リップル電流成分等を除去
するため、ＰＷＭ波形パターンと電流のサンプリング時
刻とを適切に同期させ、ＰＷＭの影響を少なくする必要
がある。
だけ正確に検出すべきで、リップル電流成分を除去した
基本波成分の電流値を検出する必要があるが、誘導電動
機をＰＷＭ電圧で駆動する場合、電流波形には多大の高
側波が発生しているため電流検出値にリップル電流によ
る誤差が生じ易い。そこで、リップル電流成分等を除去
するため、ＰＷＭ波形パターンと電流のサンプリング時
刻とを適切に同期させ、ＰＷＭの影響を少なくする必要
がある。
また、速度演算は一定周期で行うのが制御が簡単になる
ため、電流検出のサンプリング周期も負荷やモータ速度
に無関係に一定であることが好ましく、ＰＷＭの搬送波
は周波数一定であることが望ましい。
ため、電流検出のサンプリング周期も負荷やモータ速度
に無関係に一定であることが好ましく、ＰＷＭの搬送波
は周波数一定であることが望ましい。
本発明は、このような課題に鑑みて創案されたもので、
電流値を正確に検出し、応答性及び処理速度を高めるよ
うなＰＷＭパターンの作成方法を提供することを目的と
している。
電流値を正確に検出し、応答性及び処理速度を高めるよ
うなＰＷＭパターンの作成方法を提供することを目的と
している。
８１課題を解決するための手段
本発明における上記課題を解決するための手段は、三角
波正弦波比較方式とほぼ等価なパルス幅変調方式をＣＰ
Ｕ等によりデジタル演算することにより電圧形三相イン
バータ等の出力電圧、周波数制御を行う際のパルス幅変
調パターンの作成方法において、三角波正弦波比較方式
のうちの三角波（搬送波）信号のプラス側又はマイナス
側の頂点に相当する時刻でＰＷＭパターンと同期してサ
ンプリングするのに適した変調パターンを発生させるパ
ターン幅変調パターンの作成方法とし、特にパターンを
プロセッサのデジタル演算により発生させることを好適
としたものである。
波正弦波比較方式とほぼ等価なパルス幅変調方式をＣＰ
Ｕ等によりデジタル演算することにより電圧形三相イン
バータ等の出力電圧、周波数制御を行う際のパルス幅変
調パターンの作成方法において、三角波正弦波比較方式
のうちの三角波（搬送波）信号のプラス側又はマイナス
側の頂点に相当する時刻でＰＷＭパターンと同期してサ
ンプリングするのに適した変調パターンを発生させるパ
ターン幅変調パターンの作成方法とし、特にパターンを
プロセッサのデジタル演算により発生させることを好適
としたものである。
Ｆ１作用
三相インバータには、各相のオン／オフの組合せにより
、８通りの通電モードかあ−る。そのうち６通りはオン
とオフとを組合せた通常のモードであるが、残りの２通
りは三相共にプラス側がオン又はマスナス側がオンの場
合である。この場合、例えば第６図に点線で示した誘導
電動機６１の電流は、インバータ６４ａのトランジスタ
Ｔｒと整流器６４ｂのダイオードＤｉを通って誘導電動
機６１に戻る還流ループができる。この期間は０ベクト
ルと呼ばれ、モータ内部の磁束が回転していない状態と
なる。このＯベクトルは、三角波のプラス側及びマイナ
ス側の頂点に必ず存在するので、本発明では、第１図に
原理を示すように、０ベクトルの中間時刻に同期した検
出タイミングでサンプリングさせるパターンを発生し、
電流を検出するものとし、またそのパターンをプロセッ
サのデジタル演算で発生することにより回路構成を簡単
にしてコスト安にする。
、８通りの通電モードかあ−る。そのうち６通りはオン
とオフとを組合せた通常のモードであるが、残りの２通
りは三相共にプラス側がオン又はマスナス側がオンの場
合である。この場合、例えば第６図に点線で示した誘導
電動機６１の電流は、インバータ６４ａのトランジスタ
Ｔｒと整流器６４ｂのダイオードＤｉを通って誘導電動
機６１に戻る還流ループができる。この期間は０ベクト
ルと呼ばれ、モータ内部の磁束が回転していない状態と
なる。このＯベクトルは、三角波のプラス側及びマイナ
ス側の頂点に必ず存在するので、本発明では、第１図に
原理を示すように、０ベクトルの中間時刻に同期した検
出タイミングでサンプリングさせるパターンを発生し、
電流を検出するものとし、またそのパターンをプロセッ
サのデジタル演算で発生することにより回路構成を簡単
にしてコスト安にする。
Ｇ、実施例
以下、図面を参照して、本発明の実施例を詳細に説明す
る。
る。
第１図は、本発明の一実施例を兼ねた原理図である。同
図において、３本の曲線は３相それぞれの正弦波を、直
線による折れ線は三角波を示し、下方の３段のパルスは
上段の各正弦波に対応するＰＷＭパターンを示している
。
図において、３本の曲線は３相それぞれの正弦波を、直
線による折れ線は三角波を示し、下方の３段のパルスは
上段の各正弦波に対応するＰＷＭパターンを示している
。
ここで、搬送波の１周期に対応する区間△Ｔを考えると
、前半の半周期で３相ともオフ、後半の半周期で３相と
もオンしているので、半周期毎に３相がオン／オフする
タイミングを演算して出力すれば、デジタル演算による
制御が可能になる。
、前半の半周期で３相ともオフ、後半の半周期で３相と
もオンしているので、半周期毎に３相がオン／オフする
タイミングを演算して出力すれば、デジタル演算による
制御が可能になる。
三角波と正弦波との交点の時刻を演算で決定することは
、三角関数と直線との交点を求めることであり、非線形
なので計算が難しい。そこで、正弦なるように各相のス
イッチング時間を計算する。
、三角関数と直線との交点を求めることであり、非線形
なので計算が難しい。そこで、正弦なるように各相のス
イッチング時間を計算する。
第２図は本発明の原理を更に詳細に示す説明図で、曲線
で正弦波を示し、直線で三角波を示している。図中、鎖
線で囲まれた部分と斜線部分とは等価面積とする。ＰＷ
Ｍ三角波の前半をモード■区間とし、後半をモード■区
間として、モードＩ区間の正弦波に対応する斜線部分の
面積ＳＡを求める式は、出力正弦波電圧指令の波高値を
α、整流回路（第６図の６３）の出力直流電圧Ｖｄｃと
＝α＋［ｃｏｓ（ωｔａ） ｃｏｓ （ωｔａ）］ ・・・（り であり、鎖線部分の面積ＳＢを求める式は、５Ｂ＝２ω
・△ｔ−Ｖｄｃ −２ω・（ｋ−Ｔ／２）・ｖｄＣ・・・（２）である。
で正弦波を示し、直線で三角波を示している。図中、鎖
線で囲まれた部分と斜線部分とは等価面積とする。ＰＷ
Ｍ三角波の前半をモード■区間とし、後半をモード■区
間として、モードＩ区間の正弦波に対応する斜線部分の
面積ＳＡを求める式は、出力正弦波電圧指令の波高値を
α、整流回路（第６図の６３）の出力直流電圧Ｖｄｃと
＝α＋［ｃｏｓ（ωｔａ） ｃｏｓ （ωｔａ）］ ・・・（り であり、鎖線部分の面積ＳＢを求める式は、５Ｂ＝２ω
・△ｔ−Ｖｄｃ −２ω・（ｋ−Ｔ／２）・ｖｄＣ・・・（２）である。
従って、５Ａ＝ＳＢより△ｔは、△ｔ ＝ −／（２（
ＺＪ ） −［Ｃ０６（（ＩＪ ｔａ）−ｃｏｓ（ωｔ
ｂ）］ｄｃ ・・・（３） となり、Ｔｏｆ「時刻は、 Ｔｏｆｆ＝ ｔ ａ ＋ Ｔ／２＋△ｔ −＜
４ ）同様に、モード■におけるＴｏｎは、ｔｂ→ｔ
ａ間で△ｔを求め、 △ｔ ＝ ａ ／ Ｖ ｄｃ・２ω［ｃｏｓ（ωｔｂ−
ｃｏｓ（ωｔｄ）］・・・（５） Ｔｏｎ＝ ｔ ｂ ＋Ｔ／ ２−△ｔ −（６
）となる。
ＺＪ ） −［Ｃ０６（（ＩＪ ｔａ）−ｃｏｓ（ωｔ
ｂ）］ｄｃ ・・・（３） となり、Ｔｏｆ「時刻は、 Ｔｏｆｆ＝ ｔ ａ ＋ Ｔ／２＋△ｔ −＜
４ ）同様に、モード■におけるＴｏｎは、ｔｂ→ｔ
ａ間で△ｔを求め、 △ｔ ＝ ａ ／ Ｖ ｄｃ・２ω［ｃｏｓ（ωｔｂ−
ｃｏｓ（ωｔｄ）］・・・（５） Ｔｏｎ＝ ｔ ｂ ＋Ｔ／ ２−△ｔ −（６
）となる。
上記演算をソフトウェアで処理するためには、例えば第
５図の一実施例の構成図に示したＣＰＯ５８内にワーク
エリアを設ける。なお、同図において５７はサンプルホ
ールドＡ／Ｄ変換の電流サンプリング回路を示している
。第３図は、そのワークエリアの一例を示す模式図であ
る。同図において、第１段〜第３段にはメインルーチン
よりの設定変数が示され、第４段〜第６段で定数が示さ
れている。第７段は第２図で時刻ｔに対応する正弦波の
位相角として示されたθの設定で、左方と右方は＋ω・
Ｔにより変換される。下方の２段ずつは、それぞれＵ相
、Ｖ相及びＷ相の処理のためのワークエリアが割当てら
れている。
５図の一実施例の構成図に示したＣＰＯ５８内にワーク
エリアを設ける。なお、同図において５７はサンプルホ
ールドＡ／Ｄ変換の電流サンプリング回路を示している
。第３図は、そのワークエリアの一例を示す模式図であ
る。同図において、第１段〜第３段にはメインルーチン
よりの設定変数が示され、第４段〜第６段で定数が示さ
れている。第７段は第２図で時刻ｔに対応する正弦波の
位相角として示されたθの設定で、左方と右方は＋ω・
Ｔにより変換される。下方の２段ずつは、それぞれＵ相
、Ｖ相及びＷ相の処理のためのワークエリアが割当てら
れている。
第４図は、上記ワークエリアを使用した本発明の処理手
順の一例を示すフローチャートである。
順の一例を示すフローチャートである。
同図はＴｏｆｒモード中にＴｏｎを設定する動作（以下
、Ａモードと呼称する）を示し、同様にＴｏｎｏ−モー
ド中ｏｆ’ｆを設定する動作（以下、Ｂモードと呼称す
る）に対しても所要のデータを変更するだけのフローが
適用され、ＡモードとＢモードのフローは交互に繰返さ
れるものとする。
、Ａモードと呼称する）を示し、同様にＴｏｎｏ−モー
ド中ｏｆ’ｆを設定する動作（以下、Ｂモードと呼称す
る）に対しても所要のデータを変更するだけのフローが
適用され、ＡモードとＢモードのフローは交互に繰返さ
れるものとする。
第４図のフローにおいて、ＰＷＭがオンになる期間中に
と、ＴｏｎをＴａｏよりＴ時間後に設定しておいて、Ｕ
相、Ｖ相、Ｗ相の順にＴｏｎの設定を行う。Ｔｏｎの設
定は、まず位相角度の計算を行い、新θｕ−ｂは旧θｕ
−ａ＋ω・Ｔとして、ｃｏｓθＵｂを求める。尚、この
過程で使用されるθａは前回値を流用する。三角関数は
、ＲＯＭ内部にテーブルとして用意しておき、（５）、
（６）式により時刻Ｔｏｎの演算を行い、更にデータ異
常の判定のためにＴｏｎ＞Ｔｏｒｆであるか否かを判断
する。
と、ＴｏｎをＴａｏよりＴ時間後に設定しておいて、Ｕ
相、Ｖ相、Ｗ相の順にＴｏｎの設定を行う。Ｔｏｎの設
定は、まず位相角度の計算を行い、新θｕ−ｂは旧θｕ
−ａ＋ω・Ｔとして、ｃｏｓθＵｂを求める。尚、この
過程で使用されるθａは前回値を流用する。三角関数は
、ＲＯＭ内部にテーブルとして用意しておき、（５）、
（６）式により時刻Ｔｏｎの演算を行い、更にデータ異
常の判定のためにＴｏｎ＞Ｔｏｒｆであるか否かを判断
する。
Ｔｏｎ＞Ｔｏｆｆであればそれでよいが、Ｔｏｎ＞Ｔｏ
ｆｆの場合ハＴｏｆＴ＋ Ｉ （ＣＰ Ｕの１力ウント
期間）をＴｏｎとして、各相の時刻Ｔｏｎをタイマにセ
ットずろ。
ｆｆの場合ハＴｏｆＴ＋ Ｉ （ＣＰ Ｕの１力ウント
期間）をＴｏｎとして、各相の時刻Ｔｏｎをタイマにセ
ットずろ。
以上の動作によりＴｏｆｆモード中にＴｏｎを設定する
ことができる。Ｂモードの場合は、上記説明中のａとす
、ｏｎ＆ｏｆｆを入れ換えることで、Ｔｏｎｏ−モード
中ｏｆｆを設定することができる。
ことができる。Ｂモードの場合は、上記説明中のａとす
、ｏｎ＆ｏｆｆを入れ換えることで、Ｔｏｎｏ−モード
中ｏｆｆを設定することができる。
そして、ＰＷＭ三角波の周波数をＴとし、そのプラス側
又はマイナス側の頂点に同期したタイミングでサンプリ
ングさせる変調パターンを発生することができる。
又はマイナス側の頂点に同期したタイミングでサンプリ
ングさせる変調パターンを発生することができる。
このように、本発明の実施例では、下記の効果が明らか
である。
である。
（１）ＰＷＭ波形をＣＰＵ及びソフトウェアにより発生
しているので、コスト安になる。
しているので、コスト安になる。
（２）普通、デッドタイムによる誤差のため完全に還流
モードが得られるとは限らないが、本発明では、電流検
出のタイミングもソフトウェアで作成していて、ＰＷＭ
指令信号と同期する。
モードが得られるとは限らないが、本発明では、電流検
出のタイミングもソフトウェアで作成していて、ＰＷＭ
指令信号と同期する。
（３）センサレスＡＳＲ制御などでは、電流を三相から
二相に変換するために必要な三角係数の結果をＳＩＮデ
ープルにより求めているが、このテーブルをＰＷＭ発生
の演算にも流用でき、メモリが少なくてより容易である
。
二相に変換するために必要な三角係数の結果をＳＩＮデ
ープルにより求めているが、このテーブルをＰＷＭ発生
の演算にも流用でき、メモリが少なくてより容易である
。
（４）ＰＷＭパターンを搬送波の半周期ごとに演算して
いるため、電圧指令の変化に対するＰＷＭパターンの応
答が早い。
いるため、電圧指令の変化に対するＰＷＭパターンの応
答が早い。
（５）正転と逆転との切換えは電圧位相θａθｂに印加
するω・Ｔを正又は負に切換えることにより可能で、高
速かつ位相誤差の少ない切換えが実現する。
するω・Ｔを正又は負に切換えることにより可能で、高
速かつ位相誤差の少ない切換えが実現する。
Ｈ９発明の効果
以上、説明したとおり、本発明によれば、電流検出のタ
イミングを還流モードとＰＷＭ指令信号に同期させるこ
とにより電流値を正確に検出し、応答性及び処理速度を
高め、かつ装置がコスト安になるＰＷＭパターンの作成
方法を提供することができる。
イミングを還流モードとＰＷＭ指令信号に同期させるこ
とにより電流値を正確に検出し、応答性及び処理速度を
高め、かつ装置がコスト安になるＰＷＭパターンの作成
方法を提供することができる。
第１図及び第２図は実施例を兼ねた本発明の詳細な説明
図、第３図はワークエリアの一例の模式図、第牛図は処
理手順の一例のフローチャート、第５図は本発明のイン
バータ制御の一例の構成図、第６図は従来のインバータ
制御の構成図である。 ５１．６１・・・誘導電動機、５２．６２・・・電源、
５３．６３・・・整流器、５４．．６４・・・インバー
タ、５６．６６・・・電流検出器、５７・・・電流サン
プリング回路、５８・・・ＣＰＵ０ 外２名 第１図 本発明の詳細な説明図 第２図 本発明の詳細な説明図 第３図 本発明のワークエリアの模式図
図、第３図はワークエリアの一例の模式図、第牛図は処
理手順の一例のフローチャート、第５図は本発明のイン
バータ制御の一例の構成図、第６図は従来のインバータ
制御の構成図である。 ５１．６１・・・誘導電動機、５２．６２・・・電源、
５３．６３・・・整流器、５４．．６４・・・インバー
タ、５６．６６・・・電流検出器、５７・・・電流サン
プリング回路、５８・・・ＣＰＵ０ 外２名 第１図 本発明の詳細な説明図 第２図 本発明の詳細な説明図 第３図 本発明のワークエリアの模式図
Claims (2)
- （１）三角波正弦波比較方式とほぼ等価なパルス幅変調
方式をＣＰＵ等によりデジタル演算することにより電圧
形三相インバータ等の出力電圧、周波数制御を行う際の
パルス幅変調パターンの作成方法において、三角波正弦
波比較方式のうちの三角波（搬送波）信号のプラス側又
はマイナス側の頂点に相当する時刻でＰＷＭパターンと
同期してサンプリングするのに適した変調パターンを発
生させることを特徴とするパルス幅変調パターンの作成
方法。 - （２）変調パターンをプロセッサのデジタル演算により
発生させることを特徴とする請求項（１）に記載のパル
ス幅変調パターンの作成方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1198243A JPH0365058A (ja) | 1989-07-31 | 1989-07-31 | パルス幅変調パターンの作成方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1198243A JPH0365058A (ja) | 1989-07-31 | 1989-07-31 | パルス幅変調パターンの作成方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0365058A true JPH0365058A (ja) | 1991-03-20 |
Family
ID=16387885
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1198243A Pending JPH0365058A (ja) | 1989-07-31 | 1989-07-31 | パルス幅変調パターンの作成方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0365058A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0648008A1 (en) * | 1992-04-10 | 1995-04-12 | Kabushiki Kaisha Meidensha | Pulse width modulation inverter current detection method |
| JP2009281538A (ja) * | 2008-05-23 | 2009-12-03 | Mitsubishi Electric Corp | 自動変速機の制御装置 |
-
1989
- 1989-07-31 JP JP1198243A patent/JPH0365058A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0648008A1 (en) * | 1992-04-10 | 1995-04-12 | Kabushiki Kaisha Meidensha | Pulse width modulation inverter current detection method |
| JP2009281538A (ja) * | 2008-05-23 | 2009-12-03 | Mitsubishi Electric Corp | 自動変速機の制御装置 |
| JP4536133B2 (ja) * | 2008-05-23 | 2010-09-01 | 三菱電機株式会社 | 自動変速機の制御装置 |
| US8058834B2 (en) | 2008-05-23 | 2011-11-15 | Mitsubishi Electric Corporation | Control device for automatic transmission |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Xu et al. | Zero voltage vector sampling method for PMSM three-phase current reconstruction using single current sensor | |
| JP3666432B2 (ja) | 電力変換装置及び多相負荷の駆動制御方法 | |
| KR100639606B1 (ko) | 세탁기 모터 구동 장치 | |
| US6005783A (en) | Method of synthesizing poly-phase AC voltage | |
| US8278865B2 (en) | Control device | |
| KR100707986B1 (ko) | 교류모터의 제어장치, 2칩 인버터 및 원칩 인버터 | |
| JP2002291284A (ja) | 電動機の電流検出方法及び制御装置 | |
| US20070296371A1 (en) | Position sensorless control apparatus for synchronous motor | |
| JPH07108095B2 (ja) | インバータ装置及びその制御方法 | |
| JPH0793823B2 (ja) | 電圧形インバータのｐｗｍ制御装置 | |
| JP4031965B2 (ja) | 電動機の制御装置 | |
| JPS5856426B2 (ja) | 電磁トルク脈動成分測定方法及び回路 | |
| Bowes et al. | Novel space-vector-based harmonic elimination inverter control | |
| JPH09121558A (ja) | モータ駆動制御装置 | |
| Chang et al. | Current sensorless field-oriented control of induction motors | |
| JPS63224698A (ja) | 電動機の速度制御装置 | |
| JPH0365058A (ja) | パルス幅変調パターンの作成方法 | |
| JP2000232797A (ja) | ブラシレスモータの駆動装置 | |
| JPH06189578A (ja) | 電圧形多相ｐｗｍインバータの制御装置 | |
| JPH0219718B2 (ja) | ||
| JP2007159335A (ja) | モータ駆動装置 | |
| JP3968563B2 (ja) | 電圧形ｐｗｍインバータの電流検出装置 | |
| KR100210449B1 (ko) | 펄스폭변조(pwm) 컨버터를 이용한 유도전동기 구동시스템의 전원전압 제로크로싱 검출 및 위상 판별 방법 | |
| JP2005229760A (ja) | インバータ制御装置およびインバータ制御方法 | |
| JP3957369B2 (ja) | 誘導電動機制御装置 |