JPH0360502A

JPH0360502A - ディジタル式ｆｍ変調器

Info

Publication number: JPH0360502A
Application number: JP1197775A
Authority: JP
Inventors: Yonejiro Hiramatsu; 平松　米治郎; Shunichi Sato; 俊一佐藤
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1989-07-29
Filing date: 1989-07-29
Publication date: 1991-03-15
Anticipated expiration: 2011-10-09
Also published as: JP2542263B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は映像信号を記録したり、無線通信などを行な
う際に使用されるＦＭ変調器に関し、特に大きな周波ｌ
ｌｋ個移に対して適用範囲が広く、高安定度のＦＭ変調
出力が得られるようにすると共に、回路的には純デイジ
タル式に構成できるようにしたものである。

〔従来の技術］映像信号を光ディスク、ＶＴＲなどに記録する場合には
、通常この映像信号を一旦ＦＭ変調した上で記録するよ
うにしている。

このような場合に使用されるＦＭ変＊ｔｉとしては、第
９図に示すマルチバイブレータ式のものや、第１０図に
示す周波数変丸式のものがよく知られている。

第９図に示すＦＭ変ｔｉｔ　ｆＷ　ｉ　Ｏは、一対のト
ランジスタ１．２を有し、それらのベース端子３には共
通に変調信号としての映像信号が供給され、端子４より
ＦＭ変調出力が得られるようになされたものである。

第１０図に示すＦＭ変調器１０は、中心周波数がｆｌの
ＦＭ変調器６と、同じく中心周波数がｆ２のＦＭ変調器
７とを有し、それらのＦＭ変調出力が周波数変換器８で
周波数混合される。周波数混合後のＦＭ変調出力はロー
パスフィルタ９によって、その差の周波数（ｆｌ−ｆ２
）のみが取り出される。

ＦＭ変調器６と７とでは周波数偏移の方向が逆で、正の
入力に対してＦＭ変調周波数は一方が増加するときには
、他方は減少するように作用する。

したがって、最終的なＦＭ変調出力である差の周波数（
ｆｌ−ｆ２）は、実際は夫々の和の周波数となる。

［発明が解決しようとする課題］従来から使用されている上述したＦＭ変ＦＡ器１０では
、何れも純アナログ式に処理されているため、特に、（１）入力電圧対出力周波数の非直線性（２）ＦＭ変調
出力波に含まれる高次歪、特に二次歪（３）発振周波数の安定度、特に温度特性による安定度（４）被変調信号の出力への漏れなどが十分に改善されていない。

これらを改善するには、色々な調整や補償が必要となる
が、それでも十分な精度は得られていないＯこのような課題を解決するには、変調信号でキャリア信
号をディジタル的に変調するような構成とすればよいが
、そうするためには変調信号とキャリ１４８号のディジ
タル乗算処理を行なう必要がある。この乗算出力はキャ
リアイε号が正弦波信号若しくは余弦波信号であるため
、特に変調４８号とキャリア信号を乗算する乗算器の構
成が複雑化する欠点がある。乗算器が論理回路などで構
成できれば、回路構成が容易になると共に、ＩＣ化にも
有利である。

そこで、この発明はこのような課題を解決したもので、
ディジタル式のＦＭ変調器を提案するものである。

なお、このようなＦＭ変調器の一手段は、本出願人が既
に提案している（特願平１−８８３２５号、特願平１−
８８３２６号）。

［課題を解決するための手段１上述の課題を解決するため、この発明においては、変調
４＝号を積分する積分器と、その積分出力を位相変調す
る位相変調器と、キャリア信号の発生器を有し、キャリア信号発生器では、基準発紙出力がπ／２ずつ順
次位相がずれたディジタルキャリア信号が形成され、上記位相変調器では、積分出力である変調信号がディジ
タル変調信号に変換され、このディジタル変調信号と上記キャリア信号とがディジ
タル乗算器において乗算されるに際しては、上記変調信
号として直交位相関係を有する一対のディジタル変調信
号に変換されたときには、一対のディジタル乗算器が使
用されると共に、これら乗算出力の加算出力がＦＭ変調
出力として使用されるようになされたことを特徴とする
ものである。

［作　用］変調信号を積分する積分器２０と、その積分出力を位相
変調する位相変調器３０と、キャリア信号の発生器５０
でディジタル式のＦＭ変調器１０が構成される。変調信
号は映像信号などである。

第１図及び第８図において、積分出力である変調信号が
位相変調Ｎ３０において、直交位相関係を有する第１及
び第２のディジタル変調信号に変換される。この位相変
調器３０には、直交位相関係を有する第１及び第２のデ
ィジタルキャリア信号が供給される。

そして、第１のディジタル変調信号と第１のディジタル
キャリア信号が乗算器３５に、第２のディジタル変調信
号と第２のディジタルキャリア信号が乗算器３６に夫々
供給される。夫々のディジタル乗算出力が加算される。

ディジタル乗算出力を加算すると、第２のディジタルキ
ャリア信号の位相のみが変調された出力が得られる。

この出力はディジタルキャリア信号の位相を１サイクル
ごとに、入力したディジタル変調信号の振幅に応じて変
化させているので、これは結果としてディジタルキャリ
ア信号がディジタル変調（３号によって周波数変調され
ているのと等価になる。

つまり、出力端子４２にはＦＭ変調出力が得られる。

［実　施　例］以下、この発明に係るディジタルＦＭｇｊ２調器の一例
を、第１図以下を参照して詳細に説明する。

このディジタルＦＭ変調器１０は、端子２１に供給され
た入力信号を積分する積分Ｍ２０と、その積分出力を位
相変調する位相変調器３０と、キャリア信号の発生器５
０とで構成される。入力信号はアナログの映像信号など
が考えられる。

このＦＭ変調器１０の処理は純デイジタル的であるから
、積分器２０もディジタル処理されるように構成されて
いる。そのため、この積分Ｎ２０はＡ／Ｄ変換器２２を
有し、端子２１に供給された変調信号である映像信号が
所定ビット数、本例では８ビツトのディジタル信号に変
換される。

ディジタル化された映像信号はレジスタ２３より出力さ
れた１クロツク前のディジタル映像信号と加算Ｎ２４に
おいて加算される。

加算器２４は２ｎビツト（ｎは整数）構成の加算器であ
って、本例ではｎ＝５としている。そのため、８ビツト
のディジタル映像信号はその下位８ビツトに入力され、
残り２ビツトはＯ入力となされる。そして、この加算出
力（１０ビツト構成）が再びレジスタ２３に入力される
。

このように１クロツク前のディジタル映像信号を順次加
算することによってレジスタ２３からは積分されたディ
ジタル映像信号が得られる。

Ａ／Ｄ変換器２２及びレジスタ２３において使用される
クロックＣＫは、キャリア信号の発生器５０に設けられ
たシフトレジスタ５２より出力されるディジタルキャリ
ア信号のうち、基準位相のディジタルキャリア信号ＣＫ
Ｏ（第３図Ｂ）が使用される。

５１は水晶発振器などで構成された基準発振器であって
、本例では、１５倍に時間軸が伸長された映像信号を使
用しているので、そのクロック周波数としては２．５Ｘ
４−１０．０ＭＨｚが使用される。２５はクロックＣＫ
Ｏの入力端子である。

レジスタ２３に関連して設けられた端子２６にはクリヤ
信号が供給され、これでレジスタ２３の内容が初期設定
されるようになされている。

これは、端子２１に直流分が失われた映像信号が供給さ
れることをも考慮したものである。直流分がない場合で
も、水平同期４３号のシンクチップの部分で水平周期ご
とに一旦レジスタ２３の内容をリセットすれば、これに
よってレジスタ２３の初期値が固定されるため、シンク
チップレベルでの積分値を固定できる。

ディジタル的に積分された映像信号は位相変調器３０に
供給される。

位相変調器３０には、一対の波形変換ＲＯＭ３２．３３
が設けられており、入力したディジタル映像信号が、互
いに直交位相関係にある２つのディジタル映像４８号に
変換される。

すなわち、夫々の波形変換ＲＯＭ３２．３３には第２図
に示すような余弦波及び正弦波に対応した振幅値（ディ
ジタル信号）が格納され、入力ディジタル映像信号のレ
ベルに対応した振幅値が同時に参照されて、互いに直交
関係にある２つのディジタル映像（３号（余弦ディジタ
ル映像（３号ｃｏｓ（ｃ）と、正弦ディジタル映像信号
５ｉｎ（ｃ）］が出力される。ここに、位相Ｃは入力デ
ィジタル映像信号のレベルに対応する。

余弦ディジタル映像４ｇ号ｃｏｓ（ｃ）及び正弦ディジ
タル映像４８号５ｉｎ（ｃ）は、後述するように何れも
ディジタル変調４８号として機能する。

余弦ディジタル映像信号ｃｏｓ（ｃ）及び正弦ディジタ
ル映像信号５ｉｎ（ｃ）は、２ｎビツト構成の第１及び
第２のディジタル乗算！３５．３６に供給される。第１
及び第２のディジタル乗算Ｍ３５゜３６には、ディジタ
ル映像４３号の他に、ディジタルキャリア信号ＣＫが供
給される。

５０は上述したようにキャリア信号の発生器であって、
本例では、基準発振器５１からの基準クロック４８号４
ＣＫ　（第１ＸＩＡ）が４ビツトのシフトレジスタ５２
に供給されて、π／２ずつ順次位相がずれた４つのディ
ジタルキャリア信号ＣＫＯ〜ＣＫ３（同図Ｂ−Ｅ）が形
成される。

基準の位相をもつキャリ１４８号がＣＫＯであるものと
すれば、これよりπ／２．２π／２．３π／２だけずれ
た４つのキャリア信号ＣＫＯ−ＣＫ３を使用することに
よって、状態１→状態Ｏ→状態−１→状態Ｏの順番に繰
り返し変化する信号に対応させることができる。

繰り返し変化する信号とは、ディジタルキャリア信号を
アナログ化したときのキャリア信号のことであり、上述
した各状態はキャリア信号ＣＫと同一周波数の正弦波信
号５ｉｎ（２πｆｃｔ）の０、π／２．２π／２．３π
／２の位相での振幅値に対応させることが可能である。

したがって、４つのディジタルキャリア信号ＣＫＯ〜Ｃ
Ｋ３で１つの正弦波信号５ｉｎ（２πｆｃｔ）を表現す
ることができ、そのときの振幅値は、夫々０．１．０゜
１となる。

以後の説明では、４つのディジタルキャリアイ３号ＣＫ
Ｏ〜ＣＫ３を正弦ディジタルキャリア信号５ｉｎ（２π
ｆａｔ）　という。

さて、正弦ディジタルキャリア４：！ｉ号５ｉｎ（２π
ｆｃｔ）を構成する４つのディジタルキャリア信号ＣＫ
Ｏ〜ＣＫ３は、レジスタで構成された１クロツク遅延器
３１に供給されて、夫々が１クロック分遅延される。二
の遅延量は、位相的にはπ／２に相当するから、この１
クロツク遅延Ｎ３１を通すことによって、余弦ディジタ
ルキャリアイ８号ＣＫｃ　（＝　−ｃｏｓ　（２ｙｒｆ
　ｃ　ｔ）　）が出力される。

この１クロツク遅延器３１の存在で、キャリア信ＪＩＣ
Ｋは、直交位招開係にある第１＆び第２のディジタルキ
ャリア信号〔正弦ディジタルキャリア信号ｓｉｎ＜２π
ｆａｔ）と余弦ディジタルキャリアイ３号−ｃｏｓ（２
πｆａｔ））に変換されたことになる。

正弦ディジタルキャリア信号５ｉｎ（２πｆａｔ）と余
弦ディジタル映像信号ｃｏｓ（ｃ）とが第Ｉのディジタ
ル乗算器３５に供給され、余弦ディジタルキャリア信号
−ｃｏｓ（２πｆａｔ）と正弦ディジタル映像信号５ｉ
ｎ（ｃ）とが第２のディジタル乗算器３６に供給される
。

ディジタル乗算器３５の乗算動作を説明する。

正弦ディジタルキャリア信号としての４つのディジタル
キャリア信号ＣＫＯ−ＣＫ３を使用して、上述したよう
な４つの状態を実現するには、例えば状態０　（Ｏ相及
び２π／２相の２つ）のときには、余弦ディジタル映像
信号ｃｏｓ（ｃ）のビットＤｉ（ｉ＝０〜８）の内容に
拘らず、０が出力され、状１１１のときには、そのまま
出力され、そして、状態−１のときには、反転して出力
されるような乗算動作を実現すればよい。

このような乗算動作は、簡単な論理回路で構成できる。

第４図はその一例であって、１０ビツトのディジタル乗
Ｘ器３５ば１０個のナンド回路３５Ａとイクスクルーシ
ブオア回路３５Ｂ及び３５Ｃとで構成される。

余弦ディジタル映像信号を構成するビットＤＯ〜Ｄ９の
夫々が対応するナンド回路３５Ａに供給されると共に、
正弦ディジタルキャリア信号のうち、２つのディジタル
キャリア信号ＣＫＯ，ＣＫ２がナンド回路３５Ａに共通
に供給される。

ナンド出力は夫々のイクスクルーシブオア回路３５Ｂに
供給され、これらにはその最上位ビットに対するナンド
出力が供給されるイクスクルーシブオア回路３５Ｃを除
き、ディジタルキャリア信号ＣＫ３が共通に供給される
。

最上位ビットＤ９は符号ビットであるので、これに対応
したイクスクルーシブオア回路３５Ｃには、ディジタル
キャリア信号ＣＫＩの反転信号が供給される。

この構成における真理値表を第５図に示す。同図Ａは、
ビットＤＯからＤ８までの入出力関係を示す。その上段
はビットＤＯからＤ８までが「Ｌ」のときのものであり
、下段はｒＨ，のときのものである。状態Ｏでは、「Ｌ
」　（このレベルをＯとする）が出力され、状態１では
、入力がそのまま出力され、状態−１では反転して出力
される。

同図Ｂは同様に、ビットＤ９についての真理値表であっ
て、「Ｌ」がマイナス（−）を、「Ｈ」がプラス（＋）
を表わすものとする。

そして、アナログのキャリア信号（正弦波４３号）を考
えたとき、その零点を’　Ｏ（−１０００００００００
）　Ｊとし、最小値を’−５１２（＝００００００００
００）　Ｊ　、最大値を「◆５１１（＝　１１１１１１
１１１１）　Ｊとしたときには、状態Ｏのときのビット
Ｄ９との乗算出力は、Ｏであるので、（０００００００
０００）ではなく、（１０００００００００）どしなけ
ればならない。そうなるように、論理構成がなされてい
る。

また、同図Ｂより明らかなように、状態１のときは符号
ビットＤ９がそのまま出力され、状態−１のときには反
転して出力される。

ディジタル乗算器３６も同様に構成されているので、そ
の説明は省略する。

以上のようにディジタル乗算器３５．３６を構成すれば
、比較的簡単な構成で、夫々より正弦信号と余弦４８号
のディジタル乗算出力を得ることができる。したがって
、第１のディジタル乗算器３５からは、５ｉｎ（２πｆＣｔ）・Ｃ０５（Ｃ）・・・　（１）が
出力される。

第２のディジタル乗算器３６からは、 −ｃｏｓ　（２πｆ　ｃ　ｔ）　　・ｓｉｎ　（ｃ）　
　・・・（２）が出力される。

夫々の乗算出力はバッファレジスタ３７．３８を経てデ
ィジタル加算器３９で加算、本例では減算される。ディ
ジタル加算器３９の出力は以下のようになる。

ｓｉｎ　　（２πｆ　ｃ　ｔ）　　０ｃｏｓ　　（ｃ）
＋　　ｃｏｓ　（２ｙｒ　ｆ　ｃ　ｔ）　　◆ｓｉｎ　
　（ｃ）＝ｃｏｓ　（２７Ｅ　ｆ　ｃ　ｔ　＋ｃ）　　
　　　　・・（３）このように、余弦ディジタルキャリ
ア信号Ｃ０５（２πｆａｔ）に対してＣだけ位相が遅れ
た余弦ディジタルキャリア信号ｃｏｓ（２πｆ　ｃ　ｔ
　＋ｃ）が出力される。この余弦ディジタルキャリア信
号ｃｏｓ（２ｉｆｃｔ＋ｃ）が、Ｄ／Ａ変換器４０でア
ナログ信号に変換され、これがさらにバンドパスフィル
タ４１で帯域制限される。

このようにして出力端子４２に得られた余弦ディジタル
キャリア信号ｃｏｓ（２πｆｃｔ＋ｃ）にあっては、デ
ィジタルキャリア信号の１サイクルごとに、このディジ
タルキャリア信号に対する入力映像信号の振幅に応じて
その位相を高速に（１／　ｆ　ｃの時間）、変化させる
ことができ、結果としてＦＭ変調を行なうことができる
。

バンドパスフィルタ４１の帯域特性を第６図に示す。キ
ャリヤ周波数ｆｏを中心にして、±４ｆ。

のところで減衰量が１　／（２ｎ−１）以上で、±１／
　２　ｆ　ｏの範囲の周波数は十分に通過できるような
帯域特性に選定されることが望ましい。

さらに、キャリヤ周波数ｆｏを中心にして、±１　／　
２　ｆ　ｏの周波数範囲で、位相遅れ特性が周波数に対
して、第７図のように線形特性を保つようにバンドパス
フィルタ４１の位相特性が選定されることが望ましい。

ところで、上述したディジタル乗算１１３５．３６に入
力した正弦ディジタルキャリア（３号５ｉｎ（２πｆｃ
ｔ）及び余弦ディジタルキャリア信号−ｃｏｓ（２πｆ
ｃｔ）の位相分解能は夫々、ディジタル乗算！３５．３
６のビット構成に依存する。

例えば、ディジタル乗算器３５．３６が夫々１０ビツト
構成とすると、０．３５°　（＝３６０’÷１０２３）
の位相分解能となる。

単位時間当たりの最小位相変化ｄａと周波数変化ｄｆと
の関係は次式で表わされる。

ｄ　ｆ＝（１／２７り（ｄｃ／ｄ　ｔ）・・・　（４）
よって、単位時間当たりの最小位相変化ｄａと最大周波
数偏移Δｆの関係は次式となる。

Δｆ＝ｄｆ　（２８−１）　　　・・・　（５）したが
って、ｄｃ＝６．１４Ｘ１０−３ラジアン・・・　（６）ｄ　
ｔ　＝　４００ｎｓｅｃ（＝１／ｆｃ＝２．５ＭＨｚ）
　・・・（７）であるときには、 Δｆ＝０．６２３ＭＨｚ　　・・・　（８）ｄｆ＝２４
４３Ｈ２・・・　（９）となり、入力電圧と出力周波数は完全に直線関係となる
。すなわち、線形特性となる。

なお、上側ではキャリヤ周波数ｆｃを２．５ＭＨｚとし
、この周波数を映像信号のシンクチップレベルに当て、
また最大周波数偏移Δｆを０．６２３ＭＨｚとし、周波
数が高くなる方向へＦＭ変調されるようにした場合であ
る。

第８図はこの発明の他の例を示す。

同図において、正弦ディジタルキャリア信号５ｉｎ（２
πｆａｔ）が減衰Ｎ４４に供給されて、その入力レベル
が、１／（２’″−１）に減衰され、その後第３のディ
ジタル乗算器４５に供給される。ｎはビット数であって
、本例では５ビツトとする。第３のディジタル乗算Ｍ４
５にはさらに余弦ディジタル映像信号ｃｏｓ（ｃ）のう
ち下位５ビツトが供給される。

第３のディジタル乗算器４５では、余弦ディジタル映像
信号ｃｏｓ（ｃ）の振幅が正弦ディジタルキャリア信号
によって変調され、その後、バッファレジスタ４６を経
てディジタル加算器３９に供給される。

同様に、余弦ディジタルキャリア４ｇ号−ｃｏｓ（２ｎ
ｆｃｔ）が減衰器４７に供給されることによって、その
入力レベルが、１／（２°−１）に減衰され、その後第
４のディジタル乗算Ｎ４８に供給きれる。

第４のディジタル乗算Ｗ４８には、正弦ディジタル映像
信号５ｉｎ（ｃ）のうち下位５ビツトが供給される。そ
して、正弦ディジタル映像信号５ｊｎ（ｃ）のうち上位
５ビツトが第２のディジタル乗算器３６に供給される。

そして、夫々の乗算出力がバッファレジスタ４９を経て
ディジタル加算＆１３９に供給される。

さて、ディジタルキャリア信号の最大振幅をｎビット、
つまり５ビツトで分解した場合、１ピツト当たりの大き
さはディジタルキャリア信号の最大振幅の１　／　（２
’−１）になる。したがって、減衰器４４と第３のディ
ジタル乗算器４５とで、第１のディジタル乗算器３５の
最小分解賊輻をさらに５ビツトで分解したことになる。

その結果、一対のディジタル乗算器３５．４５と減衰Ｗ
４４とで、２ｎビツトのディジタル乗算器として機能す
ることになる。

そのため、この構成によれば、５ピツト構成のディジタ
ル乗算器を使用できるため、その価格が非常に安くなる
。

第１図及び第８図の例は何れも、正弦ＲＯＭ３３と余弦
ＲＯＭ３２の夫々を使用して正弦及び余弦のディジタル
映像信号を得るようにした場合である。正弦信号と余弦
信号とは直交位相関係にあるから、その何れか一方のＲ
ＯＭのみを使用しても、正弦及び余弦のディジタル映像
信号を生成することができる。

なお、この発明は上述した実施例に限定されるものでは
ない。例えば、正弦波信号と余弦波信号は位相が１７４
周期ずれただけで、全く等しい信号であるから、上述し
た実施例において正弦波信号と余弦波信号を交換しても
全く同じ効果が得られる。

また、ディジタル乗算器３５．３６．４５．４８におい
ては、正弦波同士、余弦波同士を乗算するように構成し
てもよい。

ディジタル乗算器３９においては、減算処理ではなく、
加算処理を行なってもよい。

［発明の効果］以上説明したように、この発明によれば、直交位相関係
を有する第１及び第２のディジタル変調信号と、同じく
、直交位相関係を有する第１及び第２のディジタルキャ
リア信号とを互いに乗算し、夫々のディジタル乗算出力
を加算した出力をＦＭ変調出力として使用するようにし
たものである。

これによれば、ディジタルキャリア信号の１サイクルご
とに演算するというディジタル処理のＦＭ変調が行なわ
れるため、線形特性が優れ、高次歪のない、しかも温度
特性のよいＦＭ変調器を実現できる。したがって、信頼
性の高いＦＭ変調器を提供できる実益を有する。

また、ディジタルキャリア信号の位相をＯ８π／２，３
π／２に対応するタイミングパルスとして定義して、正
弦キャリア信号の代りに使用するようにしたから、ディ
ジタル乗算器を簡単な論理回路で構成できる実益を有す
る。ＩＣ化も容易である。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第８図は夫々この発明に係るＦＭ変調器の一
例を示すブロック図、第２図はＲＯＭのデータ内容を示
す図、第３図はディジタルキャリア信号の波形図、第４
図はディジタル乗算器の接続図、第５図はその真理値表
の図、第６図はバンドパスフィルタの帯域特性図、第７
図はその位相特性図、第９ｒＩ！ｉ及び第１０図は従来
のＦＭ変調器の系統図である。１０　・２０　・３０　・３２．３３　・３５．３６゜５０　・５２　・・・ＦＭ変調器・・積分器・・位相変調器・・正弦及び余弦ＲＯＭ４５．４８・・ディジタル乗算器・・キャリア信号の発生器・・シフトレジスタ３７゜３８．４６゜９・バッファレジスタ

Claims

【特許請求の範囲】

（１）変調信号を積分する積分器と、その積分出力を位
相変調する位相変調器と、キャリア信号の発生器を有し
、キャリア信号発生器では、基準発振出力がπ／２ずつ順
次位相がずれたディジタルキャリア信号が形成され、上記位相変調器では、積分出力である変調信号がディジ
タル変調信号に変換され、このディジタル変調信号と上記キャリア信号とがディジ
タル乗算器において乗算されるに際しては、上記変調信
号として直交位相関係を有する一対のディジタル変調信
号に変換されたときには、一対のディジタル乗算器が使
用されると共に、これら乗算出力の加算出力がＦＭ変調
出力として使用されるようになされたことを特徴とする
ディジタル式ＦＭ変調器。