JPH0359448B2 - - Google Patents
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- JPH0359448B2 JPH0359448B2 JP57217732A JP21773282A JPH0359448B2 JP H0359448 B2 JPH0359448 B2 JP H0359448B2 JP 57217732 A JP57217732 A JP 57217732A JP 21773282 A JP21773282 A JP 21773282A JP H0359448 B2 JPH0359448 B2 JP H0359448B2
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、アーク炉鉄鋼圧延設備など負荷変動
が生じる電源系統の電圧変動を抑制するために用
いられる無効電力補償装置や、電力系統の中間調
相装置などとして使用されるサイリスタ式コンデ
ンサ開閉装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention can be used as a reactive power compensator used to suppress voltage fluctuations in a power system where load fluctuations occur, such as an arc furnace steel rolling facility, or as an intermediate phase device in a power system. This invention relates to a thyristor type capacitor switching device.
一般に、この種の装置では、進相コンデンサの
開閉指令に従つてその開閉を行う際に、コンデン
サ投入時のインラツシユ電流を小さく抑え、もつ
て電源系統に与える擾乱を最小限にすることが望
まれる。第１図は、従来から知られているサイリ
スタ式コンデンサ開閉装置の主回路構成を示す一
例である。ここでは、リアクトル２、進相コンデ
ンサ３および逆並列接続されたサイリスタ４ａ，
４ｂを直列に接続した回路がトランス１を介して
電源に接続されており、このサイリスタ４ａ，４
ｂをオンオフすることによつて、コンデンサ３の
開閉を行うものである。 Generally, in this type of device, when opening and closing the phase advance capacitor in accordance with the opening/closing command, it is desirable to keep the inrush current low when the capacitor is turned on, thereby minimizing disturbance to the power supply system. . FIG. 1 is an example showing the main circuit configuration of a conventionally known thyristor type capacitor switching device. Here, a reactor 2, a phase advance capacitor 3, and a thyristor 4a connected in antiparallel,
A circuit in which thyristors 4b and 4b are connected in series is connected to a power supply via a transformer 1, and these thyristors 4a and 4b are connected in series.
By turning b on and off, the capacitor 3 is opened and closed.
第１図に示した回路の動作波形を第２図に示
す。ここで、ａは電源電圧を、ｂはコンデンサ３
に流入する電流を、ｃはコンデンサ３の端子間電
圧を、ｄはサイリスタ（４ａ，４ｂの端子間電圧
を示す。本図から明らかなとおり、電源電圧ａが
零になる時点から90度後の位相の時刻t1において
サイリスタ４ａ，４ｂをオンし、また時刻t2にお
いてこのサイリスタ４ａ，４ｂをオフしている。
このように動作させることにより、コンデンサ投
入時におけるインラツシユ電流は極めて小さくな
り円滑に投入が行なわれる。しかし、このように
円滑な投入を行うためには、本図に示すように、
コンデンサ３を投入前に予め電源電圧のピーク値
程度まで充電しておく必要がある。もし、コンデ
ンサ３が充分に充電されていない状態で投入を行
うと、、大きなインラツシユ電流が流れ、もつて
サイリスタの電流責務が過大になると同時に電源
系統に大きな擾乱を与えてしまうことになる。 FIG. 2 shows operating waveforms of the circuit shown in FIG. 1. Here, a is the power supply voltage, b is the capacitor 3
c is the voltage between the terminals of the capacitor 3, and d is the voltage between the terminals of the thyristor (4a and 4b). The thyristors 4a and 4b are turned on at phase time t1 , and are turned off at time t2 .
By operating in this manner, the inrush current when the capacitor is turned on is extremely small, and the capacitor is turned on smoothly. However, in order to make this kind of smooth input, as shown in this diagram,
It is necessary to charge the capacitor 3 in advance to about the peak value of the power supply voltage before turning it on. If the capacitor 3 is turned on before being sufficiently charged, a large inrush current will flow, resulting in an excessive current duty of the thyristor and at the same time causing a large disturbance to the power supply system.
従つて、何らかの方法で投入前にコンデンサを
充分に充電しておく必要がある。コンデンサ３を
充電する方法の一例を第３図に示す。ここでａ，
ｂ，ｃ，ｄは、それぞれ第２図と同様に、電源電
圧、コンデンサ３への流入電流、コンデンサ３の
端子間電圧、サイリスタ４ａ，４ｂの端子間電圧
を示す。本図に示すとおり、適切な位相（時刻
t1，t2，t3）においてサイリスタ４ａ，４ｂに幅
の狭いゲートパルスを与えて点弧し、パルス的な
充電電流を繰返し流すことによつて電源電圧のピ
ーク値程度までにコンデンサ３を充電する。ま
た、充電後、そのまま放置すると次第にコンデン
サの電荷が放電していき、コンデンサ３の端子間
電圧が低下してしまうので、時刻t4において再び
サイリスタ４ａ，４ｂにゲートパルスを与え、も
つて放電電荷を補なうための充電を行い、充電電
圧を一定値以上に維持している。 Therefore, it is necessary to sufficiently charge the capacitor by some means before turning it on. An example of a method for charging the capacitor 3 is shown in FIG. Here a,
Similarly to FIG. 2, b, c, and d represent the power supply voltage, the current flowing into the capacitor 3, the voltage between the terminals of the capacitor 3, and the voltage between the terminals of the thyristors 4a and 4b, respectively. As shown in this figure, the appropriate phase (time
t 1 , t 2 , t 3 ), the thyristors 4a and 4b are ignited by giving narrow gate pulses, and the capacitor 3 is charged to about the peak value of the power supply voltage by repeatedly flowing a pulsed charging current. Charge. In addition, if left as is after charging, the charge in the capacitor will gradually discharge and the voltage between the terminals of the capacitor 3 will drop. Therefore, at time t4 , a gate pulse is applied to the thyristors 4a and 4b again, thereby reducing the discharge charge. Charging is performed to compensate for this, and the charging voltage is maintained above a certain value.
しかしながら、このように充電を行う方法にお
いては、充電を行うためのパルス処理回路を必要
とし、適切な位相でサイリスタにゲートパルスを
供給して充電を行わなければならない。その結
果、そのパルス処理回路が複雑なものになつてし
まうという欠点がある。 However, this charging method requires a pulse processing circuit for charging, and charging must be performed by supplying a gate pulse to the thyristor with an appropriate phase. As a result, there is a drawback that the pulse processing circuit becomes complicated.
本発明の目的は、上述の点に鑑みて、より簡素
な構成により安価なサイリスタ式コンデンサ開閉
装置を提供することにある。 In view of the above-mentioned points, an object of the present invention is to provide an inexpensive thyristor type capacitor switching device with a simpler configuration.
かかる目的を達成するために、本発明は、サイ
リスタを逆並列接続して構成するサイリスタスイ
ツチをコンデンサに直列接続して、当該サイリス
タスイツチによつて前記コンデンサを電源に投入
し、または前記電源からしや断するサイリスタ式
コンデンサ開閉装置において、前記サイリスタの
端子間電圧を検出するサイリスタ電圧検出手段
と、前記サイリスタ電圧検出手段の出力から前記
サイリスタの端子間電圧が零になつたことを検出
して当該検出時に零電圧検出信号を出力する零電
圧検出手段と、前記サイリスタ電圧検出手段の出
力からその電圧の極性を判定して極性が正の期間
は正信号を、極性が負の期間は負信号を出力する
極性判定手段と、前記電源の電圧を検出し、その
極性が負から正に変わる時点を基準として位相が
90度変化した時点で第１の信号を、位相が270度
変化した時点で第２の信号を出力する同期信号発
生手段と、該同期信号発生手段の出力と前記極性
判定手段の出力とを入力し、前記極性判定手段の
出力が前記負信号の期間のときには前記第１の信
号のみを通過させ、前記極性判定手段の出力が前
記正信号の期間のときには前記第２の信号のみを
通過させる同期信号選択手段と、該同期信号選択
手段の出力と前記零電圧検出手段の出力とを入力
し、点弧指令信号が入来すると、前記零電圧検出
信号と前記第１の信号と前記第２の信号のいずれ
か１つの信号が入力した時点で前記サイリスタを
点弧するサイリスタスイツチ点弧手段とを具えた
ことを特徴とするものである。 In order to achieve this object, the present invention connects a thyristor switch configured by connecting thyristors in anti-parallel to a capacitor in series, and uses the thyristor switch to turn the capacitor on to the power supply or to turn the capacitor off from the power supply. In the thyristor-type capacitor switchgear, the thyristor voltage detection means detects the voltage between the terminals of the thyristor, and the thyristor voltage detection means detects that the voltage between the terminals of the thyristor becomes zero from the output of the thyristor voltage detection means. A zero voltage detection means outputs a zero voltage detection signal at the time of detection, and the polarity of the voltage is determined from the output of the thyristor voltage detection means, and a positive signal is output during a period in which the polarity is positive, and a negative signal is output during a period in which the polarity is negative. A polarity determining means for outputting and detecting the voltage of the power supply, and determining the phase with reference to the point in time when the polarity changes from negative to positive.
Synchronizing signal generating means outputs a first signal when the phase changes by 90 degrees and a second signal when the phase changes by 270 degrees, and the output of the synchronizing signal generating means and the output of the polarity determining means are inputted. and synchronization in which only the first signal is passed when the output of the polarity determining means is in the period of the negative signal, and only the second signal is passed when the output of the polarity determining means is in the period of the positive signal. A signal selection means, the output of the synchronizing signal selection means, and the output of the zero voltage detection means are input, and when an ignition command signal is input, the zero voltage detection signal, the first signal, and the second signal are input. The present invention is characterized by comprising a thyristor switch ignition means for igniting the thyristor when any one of the signals is input.
本発明によれば、サイリスタの端子間電圧が零
となる場合には、サイリスタの端子間電圧が零と
なる位相でサイリスタを点弧し、またサイリスタ
の端子間電圧が零になることがない場合には、コ
ンデンサにおける端子間電圧の極性に応じて、電
源電圧が負から正に変わる時点から90度あるいは
270度の位相でサイリスタを点弧することができ
る。 According to the present invention, when the voltage between the terminals of the thyristor becomes zero, the thyristor is fired in a phase where the voltage between the terminals of the thyristor becomes zero, and when the voltage between the terminals of the thyristor does not become zero, depending on the polarity of the voltage across the capacitor, it is 90 degrees or
It is possible to fire the thyristor with a phase of 270 degrees.
以下、図面を参照して本発明を詳細に説明す
る。 Hereinafter, the present invention will be explained in detail with reference to the drawings.
第４図は、本発明の一実施例を示す。ここで、
DCPT（直流計器用変成器）５の入力端子はサイ
リスタ４ａ，４ｂのアノード・カソー間に接続
し、その出力端子をコンパレータ７に接続する。
このコンパレータ７はサイリスタの端子間電圧の
極性を判定する信号を出力する。すなわちコンパ
レータ７の出力信号は第５図ｅに示すように、サ
イリスタの端子間電圧ｄの極性が正の期間で
“Ｈ”レベルとなり、負の期間で“Ｌ”レベルに
なる。このサイリスタの端子間電圧の極性を判定
する信号ｅとその反転信号ｆとはアンドゲート１
１ａ，１１ｂにそれぞれ供給される。 FIG. 4 shows an embodiment of the invention. here,
The input terminal of the DCPT (direct current voltage transformer) 5 is connected between the anodes and cathodes of the thyristors 4a and 4b, and the output terminal thereof is connected to the comparator 7.
This comparator 7 outputs a signal for determining the polarity of the voltage between the terminals of the thyristor. That is, as shown in FIG. 5e, the output signal of the comparator 7 becomes "H" level when the polarity of the voltage d between the terminals of the thyristor is positive, and becomes "L" level when the polarity is negative. The signal e that determines the polarity of the voltage between the terminals of this thyristor and its inverted signal f are the AND gate 1
1a and 11b, respectively.
さらに本実施例においては、このコンパレータ
７の出力信号を、サイリスタの端子間電圧の零点
を検出するためにも用いている。すなわち、コン
パレータ７の出力信号ｅおよびインバータ９ａに
よつて反転された信号ｆが“Ｌ”レベルから
“Ｈ”レベルに切り変わるときに、単安定マルチ
バイブレータ１０ａおよび１０ｂをそれぞれトリ
ガするよう結線する。これらマルチバイブレータ
１０ａ，１０ｂの出力端子をオアゲート１２ａの
入力端子に接続する。 Furthermore, in this embodiment, the output signal of the comparator 7 is also used to detect the zero point of the voltage between the terminals of the thyristor. That is, the monostable multivibrators 10a and 10b are connected so as to be triggered when the output signal e of the comparator 7 and the signal f inverted by the inverter 9a change from the "L" level to the "H" level. The output terminals of these multivibrators 10a, 10b are connected to the input terminal of an OR gate 12a.
また、電源から同期信号を得るために設けた
ACPT（交流計器用変成器）６を同期パルス発生
器８に接続し、電源電圧が負から正に変わる点を
基準として、90゜の位相で出力されるパルスｉと、
270゜の位相で出力されるパルスｊをこの同期パル
ス発生器８から出力させる。そして、信号ｆおよ
びｉをアンドゲート１１ａの入力端子に、また信
号ｅおよびｊをアンドゲート１１ｂの入力端子に
それぞれ導入し、これらアンドゲート１１ａ，１
１ｂの出力端子をそれぞれ単安定マルチバルブレ
ータ１０ｃ，１０ｄの入力端子に接続する。そし
て、単安定マルチバルブレータ１０ｃ，１０ｄの
出力端子を共にオアゲート１２ｂの入力端子に接
続する。 In addition, a
An ACPT (alternating current instrument transformer) 6 is connected to a synchronous pulse generator 8, and a pulse i is output at a phase of 90° with respect to the point where the power supply voltage changes from negative to positive.
The synchronous pulse generator 8 outputs a pulse j with a phase of 270°. Then, the signals f and i are introduced into the input terminal of the AND gate 11a, and the signals e and j are introduced into the input terminal of the AND gate 11b.
The output terminals of 1b are connected to the input terminals of monostable multivalve generators 10c and 10d, respectively. Then, the output terminals of the monostable multivalve regulators 10c and 10d are both connected to the input terminal of the OR gate 12b.
さらに、オアゲート１２ａ，１２ｂの出力端子
をオアゲート１２ｃの入力端子に接続し、その出
力信号ｍおよびオン指令信号ｎをアンドゲート１
１ｃの入力端子にに導入する。アンドゲート１１
ｃの出力信号ｏをフリツプフロツプ１３のセツト
端子Ｓに接続する。またオン指令信号ｍを導入し
たインバータ９ｂの出力端子をフリツプフロツプ
１３のリセツト端子Ｒに接続する。 Further, the output terminals of the OR gates 12a and 12b are connected to the input terminal of the OR gate 12c, and the output signal m and the ON command signal n are connected to the AND gate 12c.
1c into the input terminal. and gate 11
The output signal o of the flip-flop 13 is connected to the set terminal S of the flip-flop 13. Further, the output terminal of the inverter 9b into which the ON command signal m is introduced is connected to the reset terminal R of the flip-flop 13.
フリツプフロツプ１３のＱ出力端子から送出さ
れる出力信号ｐを連続パルス発生器１４に接続
し、その出力パルスをパルストランス１５ａ，１
５ｂを介してサイリスタ４ａ，４ｂのゲートに供
給する。 The output signal p sent from the Q output terminal of the flip-flop 13 is connected to the continuous pulse generator 14, and the output pulses are sent to the pulse transformers 15a and 1.
5b to the gates of thyristors 4a and 4b.
第５図は、第４図に示した回路の動作説明図で
あり、同図ａないしｑは第４図における各信号ａ
ないしｑの経時変化を表わしている。本図では、
時刻t1においてオン指令ｎを受信した後に、サイ
リスタ４ａ，４ｂが時刻t2でオン、時刻t3でオフ
され、さらに時刻t5で再びオン指令ｎを受信し、
サイリスタ４ａ，４ｂが時刻t6でオンされる場合
を示している。 FIG. 5 is an explanatory diagram of the operation of the circuit shown in FIG. 4, and a to q in the figure represent each signal a in FIG.
It represents the change over time of q. In this diagram,
After receiving the on command n at time t1 , the thyristors 4a and 4b are turned on at time t2 , turned off at time t3 , and receive the on command n again at time t5 ,
The case where the thyristors 4a and 4b are turned on at time t6 is shown.
まず、時刻t1においてオン指令を受信した後
に、時刻t2においてサイリスタ電圧ｄが初めて零
に達し、その結果としてコンパレータ７の出力信
号ｆが反転し、単安定マルチバイブレータ１０ｂ
がトリガされてその出力信号ｈがオアゲート１２
ａ，１２ｃおよびアンドゲート１１ｃを通過し、
フリツプフロツプ１３がセツトされる。これによ
り、パルス発生器１４からパルストランス１５
ａ，１５ｂを介してゲートパルスが供給され、サ
イリスタ４ａ，４ｂが導通し、コンデンサ３に電
流が流れる。このようにオン指令ｎが入つた後、
最初にサイリスタ電圧ｄが零になつた時点におい
て、サイリスタ４ａ，４ｂがオンしてコンデンサ
３に電流が流れることになる。このときの電流
は、第５図に示すとおり多少の過渡現象を伴う
が、その量はリアクトル２を大きめに選定するこ
となどにより比較的小さな値に抑制することがで
きる。また、回路損失によりこの過渡現象はすぐ
に減衰してしまう。このように電流が流れた後、
オフ指令を受信すると（すなわち、オン指令が停
止すると）、フリツプフロツプ１３がリセツトさ
れ、ゲートパルスが停止し、電流が零になる時刻
t3においてサイリスタがオフし、電流がしや断さ
れる。 First, after receiving the ON command at time t1 , the thyristor voltage d reaches zero for the first time at time t2 , and as a result, the output signal f of the comparator 7 is inverted, and the monostable multivibrator 10b
is triggered and its output signal h is sent to the OR gate 12
a, 12c and the AND gate 11c,
Flip-flop 13 is set. As a result, the pulse generator 14 to the pulse transformer 15
A gate pulse is supplied via a and 15b, the thyristors 4a and 4b become conductive, and current flows through the capacitor 3. After the ON command n is input in this way,
When the thyristor voltage d first becomes zero, the thyristors 4a and 4b are turned on and current flows through the capacitor 3. Although the current at this time is accompanied by some transient phenomenon as shown in FIG. 5, the amount can be suppressed to a relatively small value by selecting the reactor 2 to be relatively large. Moreover, this transient phenomenon is quickly attenuated due to circuit losses. After the current flows like this,
When the OFF command is received (i.e., when the ON command stops), the flip-flop 13 is reset, the gate pulse stops, and the time when the current becomes zero is determined.
At t 3 the thyristor turns off and the current is interrupted.
第５図において、時刻t4以降は、コンデンサ３
が充分に充電されているので、サイリスタ４ａ，
４ｂの端子間電圧ｄが零になることがない場合の
動作を示している。時刻t4からt6の間では、サイ
リスタの端子間電圧ｄが零にならないので、コン
パレータ７の出力信号ｅが反転することはなく、
よつて単安定マルチバイブレータ１０ａ，１０ｂ
はトリガされない。かくして、オン指令ｎが入つ
ても時刻t2の場合のようにサイリスタをオンする
ことができない。図示した例では、時刻t5におい
てオン指令ｎを受信している。この場合、コンパ
レータ７の出力信号ｅは“Ｈ”レベルであるの
で、同期パルス発生器８の出力信号ｊはアンドゲ
ート１１ｂを介して単安定マルチバイブレータ１
０ｄをトリガする。そして、その出力信号ｌはオ
アゲート１２ｂ，１２ｃおよびアンドゲート１１
ｃを介してフリツプフロツプ１３をセツトする。
その結果、パルス発生器１４およびパルストラン
ス１５ａ，１５ｂによつてサイリスタ４ａ，４ｂ
にゲートパルスが供給され、サイリスタ４ａ，４
ｂがオンしてコンデンサ３に電流が流れることに
なる。 In Fig. 5, after time t4 , capacitor 3
are sufficiently charged, thyristor 4a,
4b shows the operation when the voltage d between the terminals of the terminal 4b never becomes zero. Between times t4 and t6 , the voltage d between the terminals of the thyristor does not become zero, so the output signal e of the comparator 7 does not invert,
Therefore, monostable multivibrators 10a, 10b
is not triggered. Thus, even if the ON command n is input, the thyristor cannot be turned on as in the case of time t2 . In the illustrated example, the ON command n is received at time t5 . In this case, since the output signal e of the comparator 7 is at "H" level, the output signal j of the synchronous pulse generator 8 is sent to the monostable multivibrator 1 via the AND gate 11b.
Trigger 0d. The output signal l is output from the OR gates 12b, 12c and the AND gate 11.
Flip-flop 13 is set via c.
As a result, the pulse generator 14 and the pulse transformers 15a, 15b cause the thyristors 4a, 4b to
A gate pulse is supplied to the thyristors 4a, 4.
b turns on and current flows through capacitor 3.
以上説明したとおり、本発明によれば、サイリ
スタの端子間電圧が零になる時点でサイリスタを
オンして進相コンデンサの投入を行うように構成
し、またこのコンデンサの充電々圧が電源電圧の
ピーク値以上であることに起因してサイリスタの
端子間電圧が零になることがない場合には、進相
コンデンサにおける端子間電圧の極性に応じて、
電源電圧が負から正に変る時点から90゜の位相あ
るいは270゜の位相においてサイリスタをオンし、
もつて進相コンデンサを投入するように構成する
ことができるので、コンデンサを充電する操作が
一切不要となり、制御装置が極めて簡単になると
いう効果が得られる。 As explained above, according to the present invention, the thyristor is turned on and the phase advance capacitor is turned on when the voltage between the terminals of the thyristor becomes zero, and the charging voltage of this capacitor is equal to or lower than the power supply voltage. If the voltage between the terminals of the thyristor does not become zero due to being above the peak value, depending on the polarity of the voltage between the terminals of the phase advance capacitor,
Turn on the thyristor at a phase of 90° or 270° from the point when the power supply voltage changes from negative to positive,
Since the configuration can be such that a phase-advancing capacitor is inserted, there is no need to perform any operation to charge the capacitor, and the control device can be extremely simplified.
第１図は従来から知られているサイリスタ式コ
ンデンサ開閉装置の主要部を示す回路図、第２図
ａ〜ｄおよび第３図ａ〜ｄは第１図に示した回路
の動作を示すタイミング図、第４図は本発明の一
実施例を示すブロツク図、第５図ａ〜ｇは第４図
に示した装置の動作を説明するタイミング図であ
る。
１……トランス、２……リアクトル、３……コ
ンデンサ、４ａ，４ｂ……サイリスタ、５……直
流計器用変成器、６……交流計器用変成器、７…
…コンパレータ、８……同期パルス発生器、９
ａ，９ｂ，９ｃ……インバータ、１０ａ，１０
ｂ，１０ｃ，１０ｄ……単安定マルチバイブレー
タ、１１ａ，１１ｂ，１１ｃ……アンドゲート、
１２ａ，１２ｂ，１２ｃ……オアゲート、１３…
…フリツプフロツプ、１４……連続パルス発生
器、１５ａ，１５ｂ……パルストランス、ａ〜ｑ
……信号。
Fig. 1 is a circuit diagram showing the main parts of a conventionally known thyristor type capacitor switching device, and Figs. 2 a to d and 3 a to d are timing diagrams showing the operation of the circuit shown in Fig. 1. , FIG. 4 is a block diagram showing one embodiment of the present invention, and FIGS. 5a to 5g are timing diagrams explaining the operation of the apparatus shown in FIG. 4. 1...Transformer, 2...Reactor, 3...Capacitor, 4a, 4b...Thyristor, 5...DC instrument transformer, 6...AC instrument transformer, 7...
... Comparator, 8 ... Synchronous pulse generator, 9
a, 9b, 9c...Inverter, 10a, 10
b, 10c, 10d...monostable multivibrator, 11a, 11b, 11c...and gate,
12a, 12b, 12c...Orgate, 13...
...Flip-flop, 14...Continuous pulse generator, 15a, 15b...Pulse transformer, a~q
……signal.
Claims (1)
スタスイツチをコンデンサに直列接続して、当該
サイリスタスイツチによつて前記コンデンサを電
源に投入し、または前記電源からしや断するサイ
リスタ式コンデンサ開閉装置において、 前記サイリスタの端子間電圧を検出するサイリ
スタ電圧検出手段と、 前記サイリスタ電圧検出手段の出力から前記サ
イリスタの端子間電圧が零になつたことを検出し
て当該検出時に零電圧検出信号を出力する零電圧
検出手段と、 前記サイリスタ電圧検出手段の出力からその電
圧の極性を判定して極性が正の期間は正信号を、
極性が負の期間は負信号を出力する極性判定手段
と、 前記電源の電圧を検出し、その極性が負から正
に変わる時点を基準として位相が90度変化した時
点で第１の信号を、位相が270度変化した時点で
第２の信号を出力する同期信号発生手段と、 該同期信号発生手段の出力と前記極性判定手段
の出力とを入力し、前記極性判定手段の出力が前
記負信号の期間のときには前記第１の信号のみを
通過させ、前記極性判定手段の出力が前記正信号
の期間のときには前記第２の信号のみを通過させ
る同期信号発生手段と、 該同期信号選択手段の出力と前記零電圧検出手
段の出力とを入力し、点弧指令信号が入来する
と、前記零電圧検出信号と前記第１の信号と前記
第２の信号のいずれか１つの信号が入力した時点
で前記サイリスタを点弧するサイリスタスイツチ
点弧手段と を具えたことを特徴とするサイリスタ式コンデン
サ開閉装置。[Scope of Claims] 1. A thyristor type in which a thyristor switch configured by connecting thyristors in anti-parallel is connected in series to a capacitor, and the thyristor switch turns on or disconnects the capacitor from the power source. In the capacitor switching device, the thyristor voltage detection means detects the voltage between the terminals of the thyristor, and detects that the voltage between the terminals of the thyristor becomes zero from the output of the thyristor voltage detection means, and detects zero voltage at the time of the detection. Zero voltage detection means for outputting a signal; and determining the polarity of the voltage from the output of the thyristor voltage detection means, and outputting a positive signal during a period in which the polarity is positive;
a polarity determination means that outputs a negative signal during a period when the polarity is negative; detecting the voltage of the power supply; and detecting the voltage of the power supply, and outputting a first signal at the time when the phase changes by 90 degrees with respect to the time when the polarity changes from negative to positive; a synchronizing signal generating means that outputs a second signal when the phase changes by 270 degrees, an output of the synchronizing signal generating means and an output of the polarity determining means are input, and the output of the polarity determining means is the negative signal. synchronizing signal generating means for passing only the first signal during the period when the output of the polarity determining means is the positive signal, and passing only the second signal when the output of the polarity determining means is the positive signal period; and an output of the synchronizing signal selecting means. and the output of the zero voltage detection means, and when an ignition command signal is input, the zero voltage detection signal and any one of the first signal and the second signal are input. A thyristor-type capacitor switching device characterized by comprising a thyristor switch ignition means for igniting the thyristor.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57217732A JPS59110336A (en) | 1982-12-14 | 1982-12-14 | Thyristor type condenser switching device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57217732A JPS59110336A (en) | 1982-12-14 | 1982-12-14 | Thyristor type condenser switching device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59110336A JPS59110336A (en) | 1984-06-26 |
| JPH0359448B2 true JPH0359448B2 (en) | 1991-09-10 |
Family
ID=16708872
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57217732A Granted JPS59110336A (en) | 1982-12-14 | 1982-12-14 | Thyristor type condenser switching device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59110336A (en) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06311650A (en) * | 1993-04-23 | 1994-11-04 | Mitsubishi Electric Corp | Reactive power compensator |
| KR102059327B1 (en) | 2015-09-15 | 2019-12-26 | 미츠비시 히타치 파워 시스템즈 가부시키가이샤 | Combustors, combustors and gas turbines |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5330760A (en) * | 1976-09-02 | 1978-03-23 | Toshiba Corp | Switch device for condenser |
-
1982
- 1982-12-14 JP JP57217732A patent/JPS59110336A/en active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5330760A (en) * | 1976-09-02 | 1978-03-23 | Toshiba Corp | Switch device for condenser |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59110336A (en) | 1984-06-26 |
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