JPH0352020Y2 - - Google Patents
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- JPH0352020Y2 JPH0352020Y2 JP18528785U JP18528785U JPH0352020Y2 JP H0352020 Y2 JPH0352020 Y2 JP H0352020Y2 JP 18528785 U JP18528785 U JP 18528785U JP 18528785 U JP18528785 U JP 18528785U JP H0352020 Y2 JPH0352020 Y2 JP H0352020Y2
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- JP
- Japan
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- frequency
- circuit
- multiplier
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- coupling
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- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 17
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 17
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 17
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 15
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 1
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本考案は周波数を逓倍する回路に関し、特に逓
倍すべき入力周波数が広帯域、例えば500MHzに
わたり可変である場合に良好な逓倍出力が得られ
るようにした逓倍回路に関する。
倍すべき入力周波数が広帯域、例えば500MHzに
わたり可変である場合に良好な逓倍出力が得られ
るようにした逓倍回路に関する。
逓倍すべき周波数が所定範囲内で可変にされて
いる場合に、非線形素子を利用した逓倍部の前段
に抵抗Ｒ、コイルＬ、コンデンサＣの直列回路を
設け、LCの直列共振をＲでダンピングして上記
所定の周波数範囲を通過させるバンドパス特性を
与えると共に、上記抵抗にコンデンサを並列接続
させてバンドパス特性の高域にピーキングをかけ
たものであり、高帯域で可変の入力周波数に対し
て安定で高能率の周波数逓倍が可能となる。
いる場合に、非線形素子を利用した逓倍部の前段
に抵抗Ｒ、コイルＬ、コンデンサＣの直列回路を
設け、LCの直列共振をＲでダンピングして上記
所定の周波数範囲を通過させるバンドパス特性を
与えると共に、上記抵抗にコンデンサを並列接続
させてバンドパス特性の高域にピーキングをかけ
たものであり、高帯域で可変の入力周波数に対し
て安定で高能率の周波数逓倍が可能となる。
従来の周波数逓倍回路として、トランジスタの
ベースーエミツタ間のダイオード特性による非直
線抵抗を利用したもの、トランジスタのベース−
コレクタ間のバラクタ作用による非直線容量を利
用したもの、トランジスタのパラメトリツク効果
を利用したもの、バラクタを用いたものが知られ
ている。また発振器出力の第ｎ次高調波を選択増
幅してｎ逓倍出力を得る逓倍回路も知られてい
る。
ベースーエミツタ間のダイオード特性による非直
線抵抗を利用したもの、トランジスタのベース−
コレクタ間のバラクタ作用による非直線容量を利
用したもの、トランジスタのパラメトリツク効果
を利用したもの、バラクタを用いたものが知られ
ている。また発振器出力の第ｎ次高調波を選択増
幅してｎ逓倍出力を得る逓倍回路も知られてい
る。
第７図にトランジスタの非直線性（コレクター
ベース間のバラクタ作用）を利用した従来の逓倍
回路の一例を上げる。入力の周波数0の信号はト
ランジスタ３の非直線増幅によりn0に逓倍され
る。入力側の整合回路１は基本波0に整合させ、
出力側の整合回路５は逓倍周波数n0に整合させ
る。このとき入力側にn0のトラツプ回路２を、
出力側に0のトラツプ回路４を夫々設け、逓倍出
力が最大になるように夫々を調整する。
ベース間のバラクタ作用）を利用した従来の逓倍
回路の一例を上げる。入力の周波数0の信号はト
ランジスタ３の非直線増幅によりn0に逓倍され
る。入力側の整合回路１は基本波0に整合させ、
出力側の整合回路５は逓倍周波数n0に整合させ
る。このとき入力側にn0のトラツプ回路２を、
出力側に0のトラツプ回路４を夫々設け、逓倍出
力が最大になるように夫々を調整する。
〔考案が解決しようとする問題点〕
第７図に一例を上げた、非直線素子を用いる逓
倍回路は、入力周波数0が固定であることを前提
としているので、入力周波数が高帯域にわたつて
可変である場合には、それに追従して動作させる
ことは困難である。
倍回路は、入力周波数0が固定であることを前提
としているので、入力周波数が高帯域にわたつて
可変である場合には、それに追従して動作させる
ことは困難である。
発振器出力の第ｎ次高調波を選択増幅する方法
は、入力周波数が広帯域にわたつて可変であつて
もよい。しかし逓倍出力レベルがｎ次高調波のレ
ベルに依存するので、高調波レベルの高い発振出
力を得る必要があり、このため発振器の安定性
（ドリフト、寄生発振など）の問題が生じる。
は、入力周波数が広帯域にわたつて可変であつて
もよい。しかし逓倍出力レベルがｎ次高調波のレ
ベルに依存するので、高調波レベルの高い発振出
力を得る必要があり、このため発振器の安定性
（ドリフト、寄生発振など）の問題が生じる。
本考案は上述の問題にかんがみ、入力周波数が
広帯域にわたつて可変であつても、それに追従し
た逓倍出力を安定に取出すことができるようにす
ることを目的とする。
広帯域にわたつて可変であつても、それに追従し
た逓倍出力を安定に取出すことができるようにす
ることを目的とする。
本考案は、所定の周波数範囲内で発振周波数を
可変にした発振器の発振出力を逓倍する周波数逓
倍回路であつて、第１図に示すように、非線形素
子を利用した逓倍部１１ｂと、上記発振器と逓倍
部との間を結合する結合部１１ａとを備えてい
る。
可変にした発振器の発振出力を逓倍する周波数逓
倍回路であつて、第１図に示すように、非線形素
子を利用した逓倍部１１ｂと、上記発振器と逓倍
部との間を結合する結合部１１ａとを備えてい
る。
上記結合部１１ａは抵抗Ｒ、コイルＬ１及びコ
ンデンサＣ１の直列結合回路を備え、上記コイル
及びコンデンサの直列共振を上記抵抗でダンピン
グすることにより、上記所定の周波数範囲の発振
出力を通過させるバンドパス特性を与えている。
ンデンサＣ１の直列結合回路を備え、上記コイル
及びコンデンサの直列共振を上記抵抗でダンピン
グすることにより、上記所定の周波数範囲の発振
出力を通過させるバンドパス特性を与えている。
更に、上記抵抗Ｒと並列接続のコンデンサＣ２
を備え、上記バンドパス特性の高域にピーキング
を施して周波数特性を修正している。
を備え、上記バンドパス特性の高域にピーキング
を施して周波数特性を修正している。
抵抗は次段の逓倍部とのインピーダンス整合に
も利用され、また直列コンデンサは次段とのカツ
プリングにも利用されている。結合部のバンドパ
ス特性により、逓倍すべき周波数範囲の信号のみ
が逓倍部に送り込まれ、不要帯域が除去されるの
で、逓倍効率が高まる。またピーキングにより周
波数特性がより平坦になり、入力が広帯域にわた
つて変化しても安定な逓倍出力レベルが得られ
る。
も利用され、また直列コンデンサは次段とのカツ
プリングにも利用されている。結合部のバンドパ
ス特性により、逓倍すべき周波数範囲の信号のみ
が逓倍部に送り込まれ、不要帯域が除去されるの
で、逓倍効率が高まる。またピーキングにより周
波数特性がより平坦になり、入力が広帯域にわた
つて変化しても安定な逓倍出力レベルが得られ
る。
第１図は本考案の周波数逓倍回路の原理的ブロ
ツク図で、第２図はこの逓倍回路が使用された衛
星放送受信機の要部ブロツク図である。信号源で
ある局部発振器１０の発振出力の周波数f0は、選
局回路からのチユーニング電圧に応じて、675〜
925MHzの範囲で可変される。逓倍回路１１はト
ランジスタ非直線性を利用した周知の逓倍部１１
ｂを備え、２倍の周波数2f0の逓倍出力を得てい
る。逓倍部１１ｂの前段には、結合部１１ａを設
けてある。この結合部１１ａは、第１に局部発振
器１０の出力と逓倍部１１ｂの入力とのインピー
ダンス整合の機能、第２に不要帯域を制限して逓
倍効率を高めるバンドパスフイルタの機能、第３
に逓倍出力の周波数特性を修正するピーキング機
能を有している。
ツク図で、第２図はこの逓倍回路が使用された衛
星放送受信機の要部ブロツク図である。信号源で
ある局部発振器１０の発振出力の周波数f0は、選
局回路からのチユーニング電圧に応じて、675〜
925MHzの範囲で可変される。逓倍回路１１はト
ランジスタ非直線性を利用した周知の逓倍部１１
ｂを備え、２倍の周波数2f0の逓倍出力を得てい
る。逓倍部１１ｂの前段には、結合部１１ａを設
けてある。この結合部１１ａは、第１に局部発振
器１０の出力と逓倍部１１ｂの入力とのインピー
ダンス整合の機能、第２に不要帯域を制限して逓
倍効率を高めるバンドパスフイルタの機能、第３
に逓倍出力の周波数特性を修正するピーキング機
能を有している。
逓倍回路１１の出力は、1350〜1850MHzの帯域
を通過させるバンドパスフイルタ１２を通じて２
逓倍出力（周波数20）として導出される。
を通過させるバンドパスフイルタ１２を通じて２
逓倍出力（周波数20）として導出される。
第２図に示す衛星放送用受信機では、まずパラ
ボラ受信アンテナで受信された12GHz程度のSHF
帯の電波が、図外の屋外ユニツトのＳ−Ｕコンバ
ータにより1GHz程度のUHF信号に変換されてか
ら、屋外ユニツトに第1IF信号として導入され
る。第1IF信号は第２図のミキサー１３で第２局
部発振信号と混合され、400MHzの第2IF信号に
変換される。第２局部発振信号は受信周波数に対
応して1350〜1850MHzの帯域で変えられる。
ボラ受信アンテナで受信された12GHz程度のSHF
帯の電波が、図外の屋外ユニツトのＳ−Ｕコンバ
ータにより1GHz程度のUHF信号に変換されてか
ら、屋外ユニツトに第1IF信号として導入され
る。第1IF信号は第２図のミキサー１３で第２局
部発振信号と混合され、400MHzの第2IF信号に
変換される。第２局部発振信号は受信周波数に対
応して1350〜1850MHzの帯域で変えられる。
局部発振器１０をより周波数の低い低コストの
PLL回路で制御するために、局部発振器１０の
出力周波数を第２局部発振周波数の1/2（675〜
925MHz）にして、逓倍回路１１で２逓倍して使
用する。これによりPLL回路にTV用の安価なプ
リスケーラユニツトを使用することが可能とな
る。
PLL回路で制御するために、局部発振器１０の
出力周波数を第２局部発振周波数の1/2（675〜
925MHz）にして、逓倍回路１１で２逓倍して使
用する。これによりPLL回路にTV用の安価なプ
リスケーラユニツトを使用することが可能とな
る。
局部発振器１０の出力は、プリスケーラ１４で
周波数が降下されてから更にプログラマブル・デ
バイダ１５で選局コントローラからのデータに応
じて1.5625KHzまで分周される。分周出力は位相
比較回路１６にて、水晶発振によつて得た基準信
号と位相比較され、誤差出力でもつて局部発振器
１０の発振周波数が制御される。
周波数が降下されてから更にプログラマブル・デ
バイダ１５で選局コントローラからのデータに応
じて1.5625KHzまで分周される。分周出力は位相
比較回路１６にて、水晶発振によつて得た基準信
号と位相比較され、誤差出力でもつて局部発振器
１０の発振周波数が制御される。
第３図は第１図のブロツクに対応する具体回路
である。局部発振器１０はトランジスタＱ１を備
えるコルピツツ回路で構成され、チユーニング電
圧を可変容量ダイオードＤに与えることにより、
選局周波数に応じて周波数が675〜925MHzの範囲
で可変される。
である。局部発振器１０はトランジスタＱ１を備
えるコルピツツ回路で構成され、チユーニング電
圧を可変容量ダイオードＤに与えることにより、
選局周波数に応じて周波数が675〜925MHzの範囲
で可変される。
トランジスタＱ１のエミツタから得られる発振
出力の一部は、抵抗Ｒ、コイルＬ１及びコンデン
サＣ１を備える結合部１１ａに導出される。抵抗
Ｒは47Ω程度で、次段の逓倍部１１ｂの入力イン
ピーダンスと整合させるために挿入する。また発
振器１０に対応して過負荷とならないような抵抗
値にしている。なおトランジスタＱ１のエミツタ
から出力を取り出すので、発振器の負担は少な
い。
出力の一部は、抵抗Ｒ、コイルＬ１及びコンデン
サＣ１を備える結合部１１ａに導出される。抵抗
Ｒは47Ω程度で、次段の逓倍部１１ｂの入力イン
ピーダンスと整合させるために挿入する。また発
振器１０に対応して過負荷とならないような抵抗
値にしている。なおトランジスタＱ１のエミツタ
から出力を取り出すので、発振器の負担は少な
い。
抵抗Ｒの先に結合されたコイルＬ１及びコンデ
ンサＣ１の直列共振回路は、第４図の点線で示す
ようにＱの高い狭帯域のバンドパスフイルタを構
成する。この直列共振回路と直列に挿入される前
記の抵抗Ｒは、共振回路のダンピングとして作用
し、これにより第４図の実線のようにバンドパス
特性が0の帯域675〜925MHz以外を減衰させる広
帯域なバンドパスフイルタとなる。なおコンデン
サＣ１は次段との結合コンデンサにもなつてい
る。
ンサＣ１の直列共振回路は、第４図の点線で示す
ようにＱの高い狭帯域のバンドパスフイルタを構
成する。この直列共振回路と直列に挿入される前
記の抵抗Ｒは、共振回路のダンピングとして作用
し、これにより第４図の実線のようにバンドパス
特性が0の帯域675〜925MHz以外を減衰させる広
帯域なバンドパスフイルタとなる。なおコンデン
サＣ１は次段との結合コンデンサにもなつてい
る。
抵抗Ｒに並列に接続されたコンデンサＣ２はピ
ーキング用であり、第４図の一点鎖線の矢印Ａの
ようにバンドパス特性の高域の肩が持上げられ、
通過帯域がより平坦化されて周波数特性が修正さ
れる。また矢印Ｂのようにピーキングを施すこと
により、裾特性がより急峻になり、不要帯域、特
に20成分に対する減衰特性が強められる。
ーキング用であり、第４図の一点鎖線の矢印Ａの
ようにバンドパス特性の高域の肩が持上げられ、
通過帯域がより平坦化されて周波数特性が修正さ
れる。また矢印Ｂのようにピーキングを施すこと
により、裾特性がより急峻になり、不要帯域、特
に20成分に対する減衰特性が強められる。
結合部１１ａの出力はトランジスタＱ２を備え
る逓倍部１１ｂに供給され、このトランジスタＱ
２のコレクターベース間のバラクタ作用により基
本波が２逓倍され、且つ増幅して取出される。
る逓倍部１１ｂに供給され、このトランジスタＱ
２のコレクターベース間のバラクタ作用により基
本波が２逓倍され、且つ増幅して取出される。
トランジスタＱ２のコレクタにはコイルＬ２
（パターン化コイル）を通じて電源電圧が与えら
れ、ここからコンデンサＣ３を通じてバンドパス
フイルタ２０に逓倍出力が導出される。バンドパ
スフイルタ２０は20の帯域1350〜1850MHzを通
し、帯域外、特に基本波0をカツトする。このバ
ンドパスフイルタ２０は第５図に示すような周知
のストリツプラインで構成することができる。こ
のようなインターデイジタル・フイルタ20に共
振するλ／４長のストリツプライン２１を備えて
いる。
（パターン化コイル）を通じて電源電圧が与えら
れ、ここからコンデンサＣ３を通じてバンドパス
フイルタ２０に逓倍出力が導出される。バンドパ
スフイルタ２０は20の帯域1350〜1850MHzを通
し、帯域外、特に基本波0をカツトする。このバ
ンドパスフイルタ２０は第５図に示すような周知
のストリツプラインで構成することができる。こ
のようなインターデイジタル・フイルタ20に共
振するλ／４長のストリツプライン２１を備えて
いる。
バンドパスフイルタ２０の出力はトランスＴを
備えるミキサー１３にて第1IF信号と混合され、
ローパスフイルタ２２を経て第2IF信号として導
出される。
備えるミキサー１３にて第1IF信号と混合され、
ローパスフイルタ２２を経て第2IF信号として導
出される。
第６図は第３図の回路の周波数特性の実測グラ
フで、これから1350〜1850MHzの広帯域でほぼ一
定の逓倍出力が得られることが分る。
フで、これから1350〜1850MHzの広帯域でほぼ一
定の逓倍出力が得られることが分る。
本考案は上述の如く逓倍部の前段に結合部を設
けたので、広帯域の入力に対して安定で高能率の
周波数逓倍動作が得られる。
けたので、広帯域の入力に対して安定で高能率の
周波数逓倍動作が得られる。
第１図は本考案の周波数逓倍回路の原理的なブ
ロツク図、第２図は衛星放送受信機に利用した場
合の実施例のブロツク図、第３図は第１図のブロ
ツクに対応する詳細回路図、第４図は第３図の結
合回路の周波数特性図、第５図は第３図のバンド
パスフイルタ２０をストリツプラインで構成した
場合のラインパターン図、第６図は第３図の逓倍
回路の周波数特性図、第７図は従来の逓倍回路の
ブロツク図である。 なお図面に用いた符号において、１０……局部
発振器、１１……逓倍回路、１１ａ……逓倍部、
１１ｂ……結合部、１２……バンドパスフイル
タ、である。
ロツク図、第２図は衛星放送受信機に利用した場
合の実施例のブロツク図、第３図は第１図のブロ
ツクに対応する詳細回路図、第４図は第３図の結
合回路の周波数特性図、第５図は第３図のバンド
パスフイルタ２０をストリツプラインで構成した
場合のラインパターン図、第６図は第３図の逓倍
回路の周波数特性図、第７図は従来の逓倍回路の
ブロツク図である。 なお図面に用いた符号において、１０……局部
発振器、１１……逓倍回路、１１ａ……逓倍部、
１１ｂ……結合部、１２……バンドパスフイル
タ、である。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 所定の周波数範囲内で発振周波数を可変にした
発振器の発振出力を逓倍する周波数逓倍回路であ
つて、 非線形素子を利用した逓倍部と、上記発振器と
逓倍部との間を結合する結合部とを備え、 上記結合部は抵抗、コイル及びコンデンサの直
列結合回路を備え、上記コイル及びコンデンサの
直列共振を上記抵抗でダンピングすることによ
り、上記所定の周波数範囲の発振出力を通過させ
るバンドパス特性を与える共とに、 上記抵抗と並列接続のコンデンサを更に備え、
上記バンドパス特性の高域にピーキングを施して
周波数特性を修正したことを特徴とする周波数逓
倍回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18528785U JPH0352020Y2 (ja) | 1985-11-30 | 1985-11-30 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18528785U JPH0352020Y2 (ja) | 1985-11-30 | 1985-11-30 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6295322U JPS6295322U (ja) | 1987-06-18 |
| JPH0352020Y2 true JPH0352020Y2 (ja) | 1991-11-11 |
Family
ID=31133771
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18528785U Expired JPH0352020Y2 (ja) | 1985-11-30 | 1985-11-30 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0352020Y2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006292431A (ja) * | 2005-04-06 | 2006-10-26 | Kobe Steel Ltd | ドップラ効果を用いた速度計測方法及びドップラ速度計 |
-
1985
- 1985-11-30 JP JP18528785U patent/JPH0352020Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6295322U (ja) | 1987-06-18 |
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