JPH0349581A - Motor drive system - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To enable soft countermeasures for various demands of users by constituting an external interface part, a sensor interface part, a main control part and an electric power control part with modules which are cut and divided respectively to comprises cards. CONSTITUTION:A minimum system comprises an external I/F part 400 provided with interfaces(I/F) 41-44, a sensor I/F part 401 provided with I/F 45, 46, a main control part 47 provided with a position control part and a speed control part, and an electric power control part 48. The minimum system is provided with modules. The sensor I/F part 401 is provided with an ID card for a magnetic resolver and an ID card for an optical encoder to which the magnetic resolver and the optical encoder are connected respectively. Thereby, only by changing the cards, soft countermeasures for various demands of users can be attained.

Description

【発明の詳細な説明】[Detailed description of the invention]

く産業上の利用分野〉 本発明は、産業用ロボット、加工機械等に使用されるモ
ータ・ドライブ・システムに関するものである。 く従来の技術〉 このようなモータ・ドライブ・システムとしては、モー
タの回転をセンサで検出し、この検出信号をフィードバ
ック信号とし、上位コントローラからは指令信号を与え
て、モータの回転位置、回転速度をフィードバック制御
するものがある．このようにフィードバック制御したモ
ータにより、ロボットアーム等の駆動対象を目標位置ま
で所望の速度で移動させる． このようなシステムでは、ユーザの様々な要求に応える
ために、モータの駆動回路や電源等の構成要素は簡単に
仕様を変えられることが望ましい。 また、システムに指令を与える上位コン１〜ロラとして
は、デジタル信号で指令値を与えるもの、アナログ信号
で指令値を与えるもの等様々なものがある．このため、
モータ・ドライブ・システムとしては、これら各種の上
位コントローラと接続できることが望ましい． モータの回転を検出するセンサとしては、光学式エンコ
ーダと磁気レゾルバがある． 一般に、光学式エンコーダは高精度かつ高分解能である
が高価であり、磁気レゾルバは安価であるが精度と分解
能は光学式エンコーダよりも悪くなる．このような特徴
の相違から、精度を優先するか、価格を優先するかによ
って、光学式エンコーダと磁気レゾルバを使い分ける． 従来は、光学式エンコーダ固有のモータ・ドライブ・シ
ステムと磁気レゾルバ固有のモータ・ドライブ・システ
ムがそれぞれ作られていた。 く発明が解決しようとする課題〉 しかし、このような構成のシステムでは、センサの使い
分けによって、モータ・ドライブ・システム全体までも
使い分けなければならなくなる。 モータ・ドライブ・システムはもともと高価なものであ
るため、システム全体の交換を要することは、様々な用
途にシステムを適用したい場合にコスト面で非常に不利
になる． また、モータ・ドライブ・システムを用いてロボットア
ームを駆動する場合には、アームの位置を確認するとき
等にモータの絶対回転位置を知りたい場合かある． しかし、アブソリュート型のセンサはちともと高価であ
る．このなめ、安価で絶対回転位置を検出できるシステ
ムが望まれている。 一方、センサとしてインクリメンタル型のものを用いる
場合は、回転位置の原点が必要になるが、原点検出手段
は低コストで高精度のものが望ましい． このようにモータ・ドライブ・システムには多くの要求
点があるが、これらを同時に満たすシステムは未だ実現
されていない。 本発明は上述した要求を同時に満たすためになされたも
のであり、上位コントローラ、センサおよびパワー系の
使用種類が多く、ユーザの様々な要求に柔軟に対応でき
るモータ・ドライブ・システムを実現することを目的と
する。 く課題を解決するための手段〉 本発明は、 モータをフィードバック制御するシステムにおいて、 指令信号を発生する上位コントローラの種類に応じて複
数のインタフェイスが設けられた外部インタフェイス部
と、 前記モータの回転を検出するセンサのインタフェイスが
設けられたセンサインタフェイス部と、前記外部インタ
フェイス部から受けた指令信号と前記センサインタフェ
イス部から受けた検出信号をもとにモータをフィードバ
ック制御するための制御信号を発生する主制御部と、 この制御信号に従って電流増幅を行い、増幅電流をモー
タのコイルに供給する電力制御部、を有し、前記外部イ
ンタフェイス部、センサインタフェイス部、主制御部お
よび電力制御部は切り分けられてカードで構成されたモ
ジュール構成になっていることを特徴とするモータ・ド
ライブ・システムである。 このような構成により、本発明にかかるモータ・ドライ
ブ・システムは前述した要求を同時に満たす． く実施例〉 以下、図面を用いて本発明を説明する．第１図は本発明
にかかるモータ・ドライブ・システムの一実施例の概略
構戒図である．図で、１はモータ、２はモータ１の回転
を検出するセンサである． ３はフィードバック制御の指令信号を与える上位コント
ローラ、４は上位コントローラ３からの指令信号とセン
サ２からフィードバックされた信号をもとにモータ１を
フィードバック制御するドライバボックス、６はモータ
１を制動するダイナミックブレーキである。 ここで、各ブロックの具本的構成を説明する．センサ２
は位相変調型のセンサであって、光学式エンコーダまた
は磁気レゾルバが用いられる．上位コントローラ３にお
いて、３１は ＲＳ２３２Ｃの通信回線によりモータの起動と停止の指
令を送出するパソコン、３２はアナログ信号の指令信号
を発生するとともにモータ１の回転速度をフィードバッ
ク制御するサーボコントローラ、３３はシリアルパルス
の指令信号を発生する位置決めコントローラ、３４は８
ビットバスに指令信号を送出するロボットコントローラ
である．このように上位コントローラには様々な方式の
ものが設けられている。 ドライバボックス４において、４１，４２４３．４４は
１軸インタフェイス〈以下、インタフェイスをＩ／Ｆと
する）、速度・トルクＩ／Ｆ、シリアルバルスＩ／Ｆ、
８ビットマイコンバス■／Ｆであり、これらはそれぞれ
パソコン３１、サボコントローラ３２、位置決めコント
ローラ３３、ロボットコントローラ３４をドライバボッ
クス４に接続するものである． ４５と４６はセンサ２をドライバボックス４に接続する
光学式Ｉ／ＦとレゾルバＩ／Ｆである。 センサに光学式エンコーダを用いるときはＩ／Ｐ４５を
使い、磁気レゾルバを用いるときはＩ／Ｆ４６を使う。 Ｉ／Ｆ４５と４６は光学式エンコダ４５と磁気レゾルバ
４６の検出信号を信号処理した信号を出力する。 ４７は主制御部であり、Ｉ／Ｆ４１〜４４からの指令信
号と、Ｉ／Ｆ４５，４６からの検出信号をもとにモータ
１の回転位置、回転速度及び発生トルクをフィードバッ
ク制御し、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号で制御信号を出
力する。また、主制御部４７はモータを転流制御する機
能ら有する。 ４８は電力制御部であり、主制御部４７からのＰＷＭ信
号に従って電力増幅するインバータ型のモータ駆動回路
である．電力制御部４８は高速タイプのもの４８，と低
速タイプのもの４８２が設けられている． ４９は供給された交流電圧を直流電圧にして出力する主
電源であり、供給電圧と出力電圧に応じて３種類のもの
４９１〜４９３が設けられている。 使用する主電源４９，〜４９３にエ６じてモータ駆動回
路４８，と４８２が使い分けられる．５０は主電源４９
の出力から主制ＯＩＩｇ４７の駆動電圧を発生する制御
電源である． Ｉ／Ｆ４１〜４４からなる外部１／Ｆ部４００と、Ｉ／
Ｆ４５，４６からなるセンサＩ／Ｆ部４０１と、主制御
部４７と、電力制御部４８により最小限システムが楢戊
される。そして、この最小限システムはモジュール構成
になっている．第２図は本発明にかかるモータ・ドライ
ブ・システムの一実施例の具体的桶成図である．第２図
で第１図と同一のものは同一符号を付ける。以下、図に
おいて同様とする． 第２図では全体構成を（ａ）〜（ｃ）の３つの図に分け
て示している．各図の間では、信号線Ｔ，〜Ｔ，３の中
で同一符号のものどうしがつながる。 第２図で、外部１／Ｆ部４００には複数種類、例えば３
種類のＩ／Ｆが設けられている。センサ１／Ｆ部４０１
は、磁気レゾルバおよび光学式エンコーダがそれぞれ接
続される磁気レゾルバ用ＩＤカード４０２および光学式
エンコーダ用ＩＤカード４０３と、これらのカードで取
り出した信号のパルス数をカウントする計数回路４０４
からなる． 主制御部４７は、モータの回転位置と回転速度をフィー
ドバック制御する位置制御部４７０と速度制御部４９０
からなる． ７はスイッチまたは上位コントローラにより各種の設定
を行う設定部である。 第２図のシステムの各構成要素の具体的構成を項目に分
けて説明する。 （１）モータ 第３図はモータ１の具体的構成例を示した図である． 第３図の（Ａ＞はモータ部の正面図、（Ｂ）は同断面図
である． このモータでは、ロータの半径を大きくとるために、ロ
ータを外関にステータを内側に配置するとともに、静磁
石をステータ測に配置した構成になっている． １０１は内閣ステータで、２枚の磁性体１０１ａ．１０
ｌｂ及び両者を接続する静磁石（永久磁石や電磁石など
）１０２及び後述の励磁コイルとから構成される． 各磁性体１０１ａと１０１ｂには６個ずつの突ｉ１０３
ａ，〜１０５ａ．．１０３ａ２〜１０５ａ２と１０３ｔ
）＋〜１０５ｂ＋１０３ｂ２〜１０５ｂ２があり、各突
極の先端にはピッチＰの歯が設けられている．隣り合う
突極同志の各歯例えば１０３ａ，と１０４ａ２の各歯は
互いに１７３ピッチ（Ｐ／３）位相ずれが設けられてお
り、２枚の磁性体１０１ａ，１０ｌｂの相対する突極同
志例えば突極１０３ａｔと１０３ｂ，は同一位相になっ
ている，１０６ａ〜１０６Ｃ及び１０７ａ〜１０７Ｃは
前記各突極部分に設けられ、それぞれの２個ずつすなわ
ち１０６ａと１０７ａ、１０６ｂとｌ　０７ｂ、１０６
Ｃと１０７ｃ）が直列に接続された励磁コイル、１０８
は磁性体で構成され内側にピッチＰで歯が設けられたロ
ータである．ロータ１０８は１０８ａと１０８ｂからな
りそれぞれの歯は１／２ピッチずれている。 このように構成したモータにおいて、励磁コイル１０６
ａと１０７ａ、１０６ｂと１０７ｂ、１０６Ｃと１０７
Ｃに互いに１２０°位相のずれた電流（正弦波，パルス
波など）を流せば回転する．回転方向はこの位相の進み
、遅れによって切換えることができる．靜磁石１０２に
よる磁束と励磁コイル１０６ａによる磁束はギャップ１
０９ａ及び１０９ｂにおいて交互に加算または減算され
、パルスモー夕が高分解能で回転する．静磁石１０２に
よる磁束は、この回転に必要な磁束の半分を発生してい
るので、電力の消費が少なくてすみ、効率がよくなる．
ここで静磁石として用いた永久磁石をステータ閲に設け
てあるのは、磁石の表面磁束密度がたかだかＩＴ（テス
ラ）と小さいため、ある程度の大きさが必要となり、ロ
タ側におくと半径方向の厚みが大きくなるためである．
なお、突極の数は６以外の３の倍数であれば任意に選ぶ
ことができる． このような横成のモータは同一外径、同一シャフト径の
モータに比べて格段に大きなトルクを発生できる． なお、第３図ではモータのロータとステータはそれぞれ
２枚の磁性体が設けられたダブルコア構遣の例を示した
が、これに限らずロータとステータはそれぞれ１枚の磁
性体が設けられたシングルコア楕造であってもよい． モータ１の他の構成例を第４図に示す。この図はモータ
が磁気レゾルバと結合されてアクチュエー夕になった状
態を示している． 図で、１はアウタロータ形のダイレクト・ドライブ・モ
ータ（以下、ダイレクト・ドライブ・モータをＤＤモー
タとする）、２はモータ１の回転を検出する磁気レゾル
バである． モータ１で、１１はステータ、１２はロータ、ｌ３はロ
ータ１２をステータ１１に回転可能に支持する軸受であ
る． ステータ１１で、１１１は円筒状のステータフランジ、
１１２は非磁性体材料で構成されていてステータフラン
ジ１１１の外周面に固定されたシールドリング、１１３
はシールドリング１１２の外周面に固定されたステータ
コアである．ステータコア１１３は積層ｊ１板で横戒さ
れ、先端に一定ピッチの歯が形成された突極が設けられ
ている．１１４はステータコア１１３に巻かれたコイル
、１】５はステータコア１１３のスタック間に挟み込ま
れた永久磁石である．ステータコア１１３はコイル１１
４と永久磁石１１５が発生する磁界の磁気回路を構成す
る，１ｌ６はステータフランジ１１１が固定された下部
フランジ、１１７は軸受１３を一端側から挟み込むクラ
ンプである。 ロータ１２で、１２１は円筒状のロータフランジ、１２
２はロータフランジ１２１の内周面に固定されていてロ
ータの磁気回路を構成するロータコア、１２３と１２４
はロータフランジ１２１の両端が固定された上部フラン
ジと支持フランジ、１２５は軸受１３をーｔ＠側から挟
み込むクランプである．１２２は積層鋼板で構成されて
いて、ステータコア１１３の歯と対向する位置に一定ピ
ッチで歯が形成されている． ステータコア１１３とロータコア１２２の固定は溶接に
より行う． 磁気レゾルバ２は、ステータ１１とロータ１２にそれぞ
れ一体に固定されたステータ部２１とロータ部２２から
なる． ステータ部２１において、２１１は非磁性リング、２１
２は磁性材科を積層したコア、２１３は絶縁材料２１４
を介してコア２１２に巻かれたコイルである．非磁性リ
ング２１１とコア２１２は接着剤で互いに固定されてい
る。コア２１２には先端に一定ピッチで歯が形成された
突極が設けられている． ロータ部２２において、２２１は非磁性リング、２２２
は磁性材料を積層したコアで、これらもスデータ部と同
様に接着剤で固定されている．コア２２２にはステータ
コアの歯と対向する位置に一定ピッチで歯が形成されて
いる。 ロータ部、ステータ部ともコア先と非磁性リングは同心
円上になるように加工されている．軸受１３はクロスロ
ーラ軸受であり、モータ１のロータと磁気レゾルバ２の
ロータを片持支持している． 第５図は第４図のモータの分解図である，分解された各
要素はモジュールを横成している．モジュールになった
上部フランジ１２３と、下部フランジ１１６と、支持フ
ランジ１２４はユーザがモータの仕様によって構成を変
えられる。また、ロータフランジ１２１とステータフラ
ンジ１１１に長いものを用いると、上部フランジ１２３
と、下部フランジ１１６と、支持フランジ１２４を共通
にしてコア部の長いモータを構成できる。 各モジュールを溶接で固定することによってモータが楢
成される。 このように、モータの各構成部品は所定のまとまり毎に
組み立てが完成したモジュール構成になっている． 次に、このようなモジュールを利用したモータの使用例
を説明する。 第６図は上部フランジ１２３を円筒形にしたもの、第７
図は支持フランジ１２４をフランジｍ造にしたもの、第
８図はロータフランジ１２１とステータフランジ１１１
を長くしてコア部を延長したもの、第９図は上部フラン
ジ１２３にロボットアームを取付けたものである。 このようにモータの構成要素をモジュール化することに
よって、ユーザはモジュールになったフランジを仕欄に
応じた任意の横成にすることができる．これによって、
モータの結合ｉ造に融通性をもたせることができる。ま
た、モータのロータの構成部品が外部との結合部品にな
っているため、部品点数の削減とコストダウンが可能に
なる．なお、第１０図に示すようにモータが完成したと
ころでモジュール化した磁気レゾルバをアクチュエー夕
に組み込んでもよい。組み込みは、非磁性リング２１１
がフランジ１１６に筬合され、非磁性リング２２１がフ
ランジ１２４に筬合されて、しかも接着されることによ
って行なわれる．磁気レゾルバは外部応力に弱いため、
妓合と接着を併用して固定している。 第１１図はモータの他の楕成例を示した図である． このモータでは、ロータとステータのフランジは上方に
延ばされていて、この部分に磁気レゾルバが固定されて
いる．このように構成すると、磁気レゾルバの固定位置
はモータの上部と底部が選択可能になり、仕様の幅が広
がる． 第１２図はモータの他の桶或例を示した図である． 図で、１３０はアクチュエー夕であり内部構成が第４図
のようになったものである． １３１はアクチュエータ１３０の外周面に形成されたフ
ランジである．このフランジ１３１が形成されている位
置は、アクチュエー夕内にある軸受の長さ方向の中心線
Ｌの近傍である．中心線Ｌを第４図にも示す．中心線Ｌ
の付近は、モータと磁気レゾルバの間に位置しているた
め、この部分にフランジを形成しても磁気抵抗の変化分
は小さく、またこの部分ではロータの肉厚が厚く強度が
大きいことから、フランジを形成するのに最適である． １３２はフランジ１３１に形成された段付部、１３３は
断面がＬ字形に形成され段付部１３２にねじで固定され
たリングゲースである．１３４は固定部に取付けられた
フォトカップラ、１３５はリングケース１３３に取付け
られアクチュエー夕の回転位置が原点にきたときにフォ
トカップラの光を遮る光遮断部材である．フォトカップ
ラ１３４と光遮断部材１３５により原点センサが構戒さ
れる． １３６は固定部に取付けられた部材、１３７はリングゲ
ース１３３に取付けられていて部材１３６に当たること
によってアクチュエー夕の回転範囲を朋制する部材であ
る．部材１３６と１３７によりストツバが構成されてい
る．１３８はリングケース１３３の先端にあって磁気流
体によりステータと接触しているダストシールである． なお、原点センサやストッパ等の周辺機器をフランジに
取付ける部材としては、リングゲースに限らず、Ｏ形の
リング部材であってもよい．このリング部材に複数ので
ねじ穴を設け、周辺機器を取り付けるねじ穴を選択する
ことによって周辺機器が作動する範囲を任意に設定でき
る．また、周辺機器はフランジに直接取り付けてもよい
． 第１３図はモータの他の楕成例を示した図である． このモータでは、下部フランジ１１６のみならずステー
タフランジ１１１も一部がロータ１２から突出している
． このようなモータでは、モータの組立時には、下部フラ
ンジ１１６の中心軸Ｌ，と、ステータフランジ１１１の
中心軸Ｌ２と、上部フランジ１２３の中心軸Ｌ３の軸合
せを同時に行う。これによって、互いに逆面にある上部
フランジ１２３と一ト部フランジ１１６は同時に軸合せ
される。 なお、上述した軸合せには支持フランジ１２４の中心軸
を加えてもよい． このようなモータでは、互いに逆面にあるロータの上部
フランジとステータの下部フランジの間で良好な同軸度
が得られ、ロータに固定した駆動対象物のぶれを低減で
きる． 第１４図はモータの曲の構成例を示した図である． ステータコア１１３を構成する積層１１１板の各鋼板に
はステータの歯の位相を合せるための切欠きが形成され
ている．鋼板は切欠きを一致させて積層されるため、ス
テータコアを構成した状態では切欠きにより溝１１８が
形成される，第１４図のモータは、この清を利用してい
る。 １１９は磁性体材料例えば鉄系材料でシャフト状に構成
された突起部材である．突起部材１１９は、一端は第１
５図に示すように涌１１８内に溶接で固定され、１ｔ！
！端はステータフランジ１１１に溶接で固定されている
．これによって、ステータコア１１３はステータフラン
ジ１１１に固定される．固定した状態を第１６図に示す
． 突起部材１１９の長さは、突起部材の他端を溶接すると
きに、溶接のトーチが永久磁石１１５の磁界で曲げられ
ない距離までトーチを離す長さになっている．溶接は例
えばＴＩＧ溶接により行う．ここで、もし、第１７図に
示すように突起部材１１９を用いないでａの部分で溶接
してステータコア１１３をステータフランジ１１１に固
定する場合は、溶接棒ｂから出るトーチｔは永久磁石１
１５から十分に離れていないため、永久磁石の磁界によ
りｌ・−チｔは破線のように曲げられる．このため、ａ
の部分を溶接するのが難しくなる．これに対して、本願
では第１８図のように、突起部材１１９の長さによりト
ーチｔを永久磁石１１５から離してＣの部分で溶接して
いるため、トーチは磁界の影響で曲がることはない．こ
れによって、溶接作業が容易になる．また、積層鋼板の
位置合せ用切欠きをそのまま利用して突起部材を固定し
ているため、加工の工数を増やすことなく突起部材を固
定できる。 なお、突起部材はビンによらず磁性体板を折り曲げ加工
して作ったものであってもよい．ここで、シールドリン
グ１１２の両側をステータフランジ１１１とステータコ
ア１１３で挟んだサンドイッナ構造部分の熱膨脹係数に
ついて説明する． 第１９図はシールドリングを挟んだサンドイツチ楕遣部
分の構成図である． 図で、各記号は次に示すものである． α，：ステータフランジ１１１の熱膨脹係数α２：シー
ルドリング１１２の熟膨脹係数α３：ステータコア１１
３の熱膨脹係数ｒ，：シールドリング１１２の内径 ＝ステータフランジ１１１の外径 ｒ２：シールドリング１１２の外径 ＝ステータコア１１３の内径 温度が変化してもシールドリング１１２が両側の部材か
ら離れないようにするために、シールドリング１１２の
熱＃脹係数は次のように設定する．ａ３　ｒ２ΔＴ−ａ
，ｒ，ΔＴ ＝ａｚ　　（ｒ２　ｒｌ　）ΔＴ α３　ｒ２−αｔｌ”ｔ°α２　（ｒ２−ｒ１）α　２
　：　く　α　コ　　ｒ　２　−　α　＋　　　ｒ＋　
　　）／　　（ｒ２　　　　　１”ｌ　　　）これによ
って、サンドイッチ楕造にするだけの簡単な構成で、ス
テータコアと異質材のシールドリングの間で温度変化に
より隙間が生じるのを防止できる． （２）センサ （２−１）センサが磁気レゾルバである場合第２０図は
センサとして用いる磁気レゾルバの楢成例を示した図で
ある．図で、（ａ）は平面図、（ｂ）は（ａ＞図のＸ−
Ｘ部分の断面図である．図において、２３１は円筒形状
で内周に一定ピッチｐｒの歯２３２が形成されたロータ
であり、２３１１と２３１２の２個が重ねて設けられて
いる． ２３３はロータ２３１の内側に配置されたステータであ
る．ステータ２３３には４Ｎ個（Ｎは整数）例えば１６
個の突極２３４１〜２３４＋　ｅが設けられている．こ
れらの突僅の先端にはｆｆｌ２３２と対向する歯２３５
が設けられている．また、各突極にはコイル２３６１〜
２３６＋ｓが巻かれている．図では突極２　３　４　＋
に巻かれたコイル２３６，のみを示しているが、他の突
極にも同様にコイルが巻かれている． このようなステータ２３３は２３３１と２３３２の２個
が絶縁部材２３７を介して重ね合せて設けられている。 また、ロータ２３１とステータ２３３は鋼板を積層して
構成したものである。 ２３８１と２３８２はステータ２３３１と２３３２のコ
イルに、ＥＣ　＝ＶＣ　Ｏ　ｓωｔとＥｓ　＝Ｖｓｉｎ
ωｔなる交流電圧（Ｖは電圧振幅）を与える信号源であ
る。 ロータとステータの詳細な禍成を第２１図に示す． この図はロータとステータを展開して示したものである
． 図で、１つの突極内にはｎ９個の歯が形成されている（
図の場合はｎｓ＝４＞．また、突極２３４＋　．２３４
２　，２３４３　，２３４ａはロータ２３１の歯２３２
に対して、それぞれ位相が０，（１／４）Ｐｒ　，（２
／４）ＰＴ　，（３／４）Ｐｒずつずれている． 突極は全部で１６個設けられ、各位相の突極は４個ずつ
設けられている。そして、同一位相にある突極に巻かれ
たコイルで１相を形戒する．位相のずれが０，（１／４
）ＰＴ， （２／４）Ｐｒ　，（３／４）Ｐｒの突優に巻かれたコ
イルをそれぞれＡ相，Ｂ相，Ｃ相，Ｄ相のコイ冫レとす
る． 突極の歯２３５のピッチＰｓは、 Ｐ！Ｅ　＝Ｐ１−　−　（ＰＴ　／３　ｎｓ　）になっ
ている。これによって、突極の歯２３５は、配列方向に
従ってＰ　ｒ　／　Ｂ　ｎ　Ｓずつ位相がずれていく．
このため、歯２３５をバーニアとして用いることができ
る． 口−夕２３１，と２３１２は歯２３２の位相を同一位相
にして重ね合せられている．また、ステタ２３３１と２
３３２は歯２３５の位相をＰｒ／４ずらして重ね合せら
れている． ステータの各コイルは第２２図に示すように接続されて
いる． 第２２図で、し，はＡ和とＢ相のコイルを直列接続した
コイル、Ｌ２はＣ相とＤ相のコイルを直列接続したコイ
ルである．これらのコイルにスデータ２３３，ではＶｃ
ｏｓωｔが、ステータ２３３２ではＶｓｉｎωＬなる電
圧が印加されている．そして、コイルに発生する電圧が
抵抗、アンプ及び減算器を介して検出される． 次に、このような装置の動作を説明する．Ａ相、Ｂ相、
Ｃ相、Ｄ相のコイルにそれぞれ発生する電圧Ｓ　Ｉ　＋
　Ｓ２　，ｓ３　＋　ｓ＝は次のようになる． ｌ：歯のＩＩｎ番、Ｅ：振幅電圧 ｍＩ　ｒ　ｍ　２　ｌ””　ｍ　７１　：定数これらの
電圧を加減算した電圧 ｓ１＋ｓ２　　ｓ：Ｉ　　Ｓ４は次のようになる．５，
＋Ｓ２−Ｓ３−Ｓ，Ｌ （５）式から、２ｎｔ次と３ｎ２次（ｎ＋　，　ｎ２は
整数）の高調波成分が除去される。５次以上の高調波は
影響が少ないため、無視できる。従って、検出電圧は次
のようになる． ，Ｓ’　＋　・Ｓｚ　−Ｓａ　−Ｓ４　＝Ａ，ｋ寂θ゛
ψノここで、Ａ０は定数、ｐは初期位相で、（５）に相
当する． 第２３図に各電圧５１〜Ｓ４のベクトル図を示す。この
図に示すように、電圧Ｓ，と５２の合成ベクトルと電圧
Ｓ３と５４の合成ベクトルの差をとって２次高調波成分
を消去し、突極に設けられた歯をバーニアにして３次の
高調波成分を消去している． これによって、ステータ２３３１で検出される電圧は、 Ｖｓ　＝Ｅｃ　（　８４　＋ｓ２　　８３　　Ｓａ　）
＝Ｖｃｏｓωｔ−Ａｓ　　ｉ　　ｎ　　（θ＋ψ）とな
る．第２２図の検出信号ｖｓ＋とｖｓ２は、それぞれＳ
１−←Ｓ２とＳ３＋ｓ，に相当する。 また、ステータ２３３２で検出される電圧は、Ｖｇ　＝
Ｂ６　（　Ｓ，＋Ｓ２　　Ｓ３　　Ｓａ　）＝Ｖｓ　ｉ
　ｎωｔ−Ａｃｏｓ　（θ＋Ｔ）となる。第２２図の検
出信号ＶＣ＋　とＶＣ２は、８４　＋ｓ２と８３　＋ｓ
４に相当する．このことより、第２２図の回路で検出さ
れる信号は、 Ｖ７　＝　Ｖ　ｓＶＣ ＝Ｖｃｏｓωｔ−Ａｓ　ｉ　ｎ　（θ＋９５）−Ｖｓ　
ｉ　ｎωｔ−Ａｃｏｓ　（θ＋ｐ〉＝ＡＶｓｉｎ（θ＋
９５−ωｔ） となり、ロータの回転角度θによって検出信号の位相が
変調される。よって、この位相を読み取れば回転角度を
検出できる． なお、実施例では４相コイルを用いた場合を説明したが
、コイルの相数はこれ以外であってもよい．例えば３相
コイルを用いた場合は、隣合う突極の歯の位相はロータ
の歯に対してＰ　ｒ　／　３ずつずらして３次の高調波
戒分を除去し、突極の歯はロータのピッチに対してＰ　
ｒ’／　２　ｎ　６ずらしたバニア構成にして２次の高
調波成分を除去する．また、実施例ではステータ２３３
，と２３３２の両方で８１　＋５２　−　３：！　１３
４の信号を検出して高調波成分を除去する場合について
説明したが、これ以外の加減算で高調波成分を除去して
もよい．例えば、ステータ２３３１では８１＋ｓ２　−
８３−ｓａで高調波成分を除去し、ステータ２３３２で
はＳ２＋Ｓ３　　８４　　５１で高調波を除去してもよ
い。この場合は、ステータ２３３２では、Ｂ相とＣ相の
コイルを直列接続するとともに、Ａ相とＤ相のコイルを
直列接続する． また、突極の歯のピッチは Ｐｒ　　　（Ｐｒ／３ｎｓ）に限らず Ｐｒ十（Ｐｒ／３　ｎｓ　）であってもよい．また、ス
テータ２３３２の突極の歯はステータ２３３１の突極の
歯と同位相でもよい．このように構成した磁気レゾルバ
よれば、多相コイルと、ステータの歯に対してバーニア
になった突極の歯を用いて、コイルの検出電圧に発生す
る２次高調波と３次高調波を除去しているため、検出信
号の誤差が少なくなり、角度検出の直線性が良好になる
． 第２４図は磁気レゾルバの他の構成例を示した図である
。 図で、２４１は円筒状のロータ、２４２はロータ２４１
の内部に配置されたステータである。 ロータ２４１は円筒の中心Ｏを回転中心にしている． ステータ２４２の中心Ｏ，はロータ２４】の四転中心Ｏ
からδだけずらして配置されている。ステータ２４２に
は９０゛の角度を隔てた位置毎に突極２４３，〜２４３
４が形成されている。各突極の先端はロータ２４１の内
周面と対向している。 このような配置により、突極先端とロータ内周面の間の
ギャップはロータの回転角によって変化する． この磁気レゾルバではロータと突極には歯は形？されて
いない． ２４４，〜２４４４は突極２４３，〜２４３４に巻かれ
たコイルである。 ２４５は互いに向かい合った位置にある一対のコイル２
４４，と２４４３をＡ　ｓ　ｉ　ｎ　（，ｌ　ｔなる交
流信号（Ａ：電圧または電流の振幅、ω：角速度、ｔ：
時間）で駆動し、池の一対のコイル２４４■と２４４４
をＡｃｏｓωｔなる交：ａ信号で駆動する信号源である
。 ２４６は各コイルに流れる電流をもとにロータの回転検
出信号を算出する演ユ部である．演算部２４６の回路楊
成例を第２５図に示す。 このように構成した磁気レゾルバの動作を説明する。 ステータ２４２の中心はロータの回転中心に対して晴必
させられているため、各コイル２４４１〜２４４４のイ
ンダクタンスし，〜Ｌ４は次のとおりになる． Ｌ１　＝Ｌｏ　　（　１　＋ｍ　ｓ　ｉ　ｎθ）Ｌ２＝
ＬＯ　　｛　１＋ｍｓ　ｉ　ｎ　（θ＋９０’））Ｌ，
３　　＝Ｌｏ　　（　１−ｍｓ　　ｉ　　ｎθ）Ｌ４＝
Ｌｏ　　（　１＋ｍｓ　ｉ　ｎ　（θ−９０”））Ｌｏ
，ｍ：定数、θ：回転角 コイル２４４１と２４４３は信号Ａｓ　ｉ　ｎωｔでｖ
ｊＪ磁され、コイル２４４２と２４４４は信号Ａｃｏｓ
ωｔで駆動されているため、各コイル２４４１〜２４４
４に流れる電流■，〜Ｉ４は次のとおりになる。 １１　＝Ｋ　（１＋ｍｓｉｎθ）　ｓ　ｉ　ｎωｔＩ２
　＝Ｋ　ｔ１＋ｍｃｏｓθ）ｃｏｓωｔ１３　＝Ｋ　（
１−ｍｓ　ｉ　ｎθ）　ｓ　ｉ　ｎωｔＩａ　＝Ｋ　（
１−ｍｃｏｓθ）ｃｏｓωｔＫ：定数 これらの電流から、演算部２４６は次の演算を行う． （１＋　　　１３　　＞＋　＜１２　　　Ｉ４　　）＝
＝２ｍＫｓ　ｉ　ｎθｓ　ｉ　ｎωｔ＋２ｍＫｃｏｓθ
ｃ　ｏ　ｓωｔ ＝２ｍＫｓ　ｉ　ｎ　（ωｔ−θ＋９０”）　　　（６
）（６）式で与えられる信号はロータが１回転すると位
相が３６０゛変調されるため、第２５図の位相差カウン
タＣで駆動信号との位相差を計測すれば１回転の絶対角
度を検出できる。また、位相の変動速度を計測すれば回
転速度を検出できる．なお、実＃Ａ例では突極が４個設
けられた場合について説明したが、実施例のステータ部
材をｎ枚重ねて（ｎは整数）突極を４ｎ個設けた構成に
しこのように構成した磁気レゾルバによれば次の効果が
得られる． ■コイルの巻き方は特別な巻き方にする必要がないため
、コイルの巻き作業を自動化することができ、コストダ
ウンが可能になる． ■演算部で算出した信号と信号源の駆動信号の位相差か
ら回転位置と回転速度を検出する構成になっているため
、Ｓ／Ｎ比が良好で、デジタル・インクフェイスにしや
すい． ■回転位置の原点を複数個有するインクリメント型の高
分解能磁気レゾルバと組合せると、本発明にかかる磁気
レゾルバにより原点復帰動作で検出した原点を特定し、
高分解能の磁気レゾルバで特定した原点から回転位置ま
でのずれを精度よく検出することにより、高精度のアブ
ソリュート型位置検：INDUSTRIAL APPLICATION FIELD The present invention relates to a motor drive system used in industrial robots, processing machines, and the like. Conventional technology> In such a motor drive system, the rotation of the motor is detected by a sensor, this detection signal is used as a feedback signal, and a command signal is given from a host controller to control the rotational position and rotational speed of the motor. There are devices that perform feedback control. The feedback-controlled motor moves the object to be driven, such as a robot arm, to the target position at the desired speed. In such a system, it is desirable that the specifications of components such as a motor drive circuit and a power supply can be easily changed in order to meet various user demands. Furthermore, there are various types of upper controllers 1 to 1 that give commands to the system, such as those that give command values using digital signals and those that give command values using analog signals. For this reason,
As a motor drive system, it is desirable to be able to connect to these various higher-level controllers. Sensors that detect motor rotation include optical encoders and magnetic resolvers. In general, optical encoders have high precision and high resolution, but are expensive, and magnetic resolvers are cheap, but have worse accuracy and resolution than optical encoders. Due to these differences in characteristics, optical encoders and magnetic resolvers are used depending on whether priority is given to accuracy or price. Conventionally, motor drive systems specific to optical encoders and motor drive systems specific to magnetic resolvers have been created. Problems to be Solved by the Invention However, in a system with such a configuration, depending on how the sensors are used, it becomes necessary to use the entire motor drive system as well. Since motor drive systems are inherently expensive, having to replace the entire system is extremely disadvantageous in terms of cost when applying the system to a variety of applications. Furthermore, when driving a robot arm using a motor drive system, there are times when it is necessary to know the absolute rotational position of the motor, such as when confirming the position of the arm. However, absolute type sensors are inherently expensive. Therefore, a system that can detect the absolute rotational position at low cost is desired. On the other hand, when using an incremental type sensor, the origin of the rotational position is required, but it is desirable that the origin detection means be low cost and highly accurate. As described above, motor drive systems have many requirements, but a system that simultaneously satisfies them has not yet been realized. The present invention was made to simultaneously satisfy the above-mentioned requirements, and aims to realize a motor drive system that can use many types of host controllers, sensors, and power systems, and can flexibly respond to the various demands of users. purpose. Means for Solving the Problems> The present invention provides a system for feedback controlling a motor, comprising: an external interface section provided with a plurality of interfaces depending on the type of a host controller that generates a command signal; a sensor interface section provided with a sensor interface for detecting rotation; and a sensor interface section for feedback controlling the motor based on a command signal received from the external interface section and a detection signal received from the sensor interface section. It has a main control section that generates a control signal, and a power control section that amplifies current according to the control signal and supplies the amplified current to the coil of the motor, and includes the external interface section, the sensor interface section, and the main control section. The motor drive system is characterized in that the power control section is divided into modules and is constructed of cards. With such a configuration, the motor drive system according to the present invention satisfies the above-mentioned requirements at the same time. Embodiments> The present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a schematic diagram of an embodiment of a motor drive system according to the present invention. In the figure, 1 is a motor, and 2 is a sensor that detects the rotation of motor 1. 3 is a host controller that provides a command signal for feedback control; 4 is a driver box that performs feedback control of the motor 1 based on the command signal from the host controller 3 and the signal fed back from the sensor 2; and 6 is a dynamic controller that brakes the motor 1. It's the brakes. Here, the specific configuration of each block will be explained. sensor 2
is a phase modulation type sensor that uses an optical encoder or magnetic resolver. In the host controller 3, 31 is a personal computer that sends commands to start and stop the motor via an RS232C communication line, 32 is a servo controller that generates analog command signals and feedback controls the rotational speed of the motor 1, and 33 is a serial A positioning controller that generates a pulse command signal, 34 is 8
This is a robot controller that sends command signals to the bit bus. As described above, there are various types of higher-level controllers. In the driver box 4, 41,4243.44 is a single-axis interface (hereinafter referred to as an interface), a speed/torque I/F, a serial pulse I/F,
This is an 8-bit microcomputer bus ■/F, which connects the personal computer 31, sabot controller 32, positioning controller 33, and robot controller 34 to the driver box 4, respectively. 45 and 46 are an optical I/F and a resolver I/F that connect the sensor 2 to the driver box 4. When using an optical encoder as a sensor, I/P45 is used, and when using a magnetic resolver, I/F46 is used. The I/Fs 45 and 46 output signals obtained by processing the detection signals of the optical encoder 45 and the magnetic resolver 46. 47 is a main control unit, which feedback-controls the rotational position, rotational speed, and generated torque of the motor 1 based on the command signals from I/Fs 41 to 44 and the detection signals from I/Fs 45 and 46, and controls the pulse width. The control signal is output as a modulated (PWM) signal. Further, the main control section 47 has a function of commutation control of the motor. Reference numeral 48 denotes a power control section, which is an inverter type motor drive circuit that amplifies power according to a PWM signal from the main control section 47. The power control section 48 is provided with a high-speed type 48 and a low-speed type 482. A main power source 49 converts the supplied AC voltage into a DC voltage and outputs it, and three types 491 to 493 are provided depending on the supply voltage and output voltage. The motor drive circuits 48 and 482 are used depending on the main power supplies 49 and 493 used. 50 is the main power supply 49
This is a control power supply that generates the drive voltage for the main OIIg47 from the output of the OIIg47. An external 1/F section 400 consisting of I/Fs 41 to 44 and an I/F section 400
The minimum system is made up of a sensor I/F section 401 consisting of F45 and F46, a main control section 47, and a power control section 48. This minimal system has a modular structure. FIG. 2 is a concrete diagram of an embodiment of the motor drive system according to the present invention. Components in FIG. 2 that are the same as those in FIG. 1 are given the same reference numerals. The same applies to the following figures. Figure 2 shows the overall configuration divided into three diagrams (a) to (c). Between each figure, signal lines T, -T, 3 with the same symbols are connected to each other. In FIG. 2, the external 1/F section 400 has a plurality of types, for example, 3 types.
Various types of I/F are provided. Sensor 1/F section 401
, a magnetic resolver ID card 402 and an optical encoder ID card 403 to which a magnetic resolver and an optical encoder are connected, respectively, and a counting circuit 404 that counts the number of pulses of signals extracted by these cards.
Consists of. The main control unit 47 includes a position control unit 470 and a speed control unit 490 that perform feedback control of the rotational position and rotational speed of the motor.
Consists of. Reference numeral 7 denotes a setting section that performs various settings using a switch or a host controller. The specific configuration of each component of the system shown in FIG. 2 will be explained item by item. (1) Motor FIG. 3 is a diagram showing a specific example of the configuration of the motor 1. In Fig. 3, (A> is a front view of the motor section, and (B) is a cross-sectional view of the same. In this motor, in order to increase the radius of the rotor, the rotor is placed on the outside and the stator is placed on the inside. It has a configuration in which static magnets are arranged on the stator. 101 is a cabinet stator, and two magnetic bodies 101a.
lb, a static magnet (permanent magnet, electromagnet, etc.) 102 that connects the two, and an excitation coil to be described later. Each magnetic body 101a and 101b has six protrusions i103.
a, ~105a. ．． 103a2-105a2 and 103t
) + ~ 105b + 103b2 ~ 105b2, and teeth of pitch P are provided at the tip of each salient pole. Each tooth of adjacent salient poles, for example, teeth 103a and 104a2, is provided with a phase shift of 173 pitches (P/3) from each other. 103at and 103b are in the same phase, 106a to 106C and 107a to 107C are provided in each salient pole part, two of each, namely 106a and 107a, 106b and l 07b, 106
C and 107c) are connected in series, 108
The rotor is made of a magnetic material and has teeth at a pitch P on the inside. The rotor 108 consists of 108a and 108b, and the teeth of each are shifted by 1/2 pitch. In the motor configured in this way, the excitation coil 106
a and 107a, 106b and 107b, 106C and 107
If you apply currents (sine waves, pulse waves, etc.) that are 120 degrees out of phase with each other through C, it will rotate. The direction of rotation can be changed by the advance or lag of this phase. The magnetic flux due to the static magnet 102 and the magnetic flux due to the excitation coil 106a are in the gap 1.
09a and 109b are added or subtracted alternately, and the pulse motor rotates with high resolution. Since the magnetic flux generated by the static magnet 102 is half of the magnetic flux required for this rotation, power consumption is reduced and efficiency is improved.
The reason why the permanent magnet used as the static magnet is installed in the stator is because the surface magnetic flux density of the magnet is as small as IT (Tesla), so a certain size is required, and if it is placed on the rotor side, the radial direction This is because the thickness increases.
Note that the number of salient poles can be arbitrarily selected as long as it is a multiple of 3 other than 6. This type of horizontal motor can generate significantly greater torque than a motor with the same outer diameter and shaft diameter. Although Fig. 3 shows an example of a double core structure in which the rotor and stator of the motor are each provided with two pieces of magnetic material, the invention is not limited to this, and the rotor and stator may each be provided with one piece of magnetic material. It may be a single core ellipse. Another configuration example of the motor 1 is shown in FIG. This figure shows the motor coupled to the magnetic resolver to become an actuator. In the figure, 1 is an outer rotor type direct drive motor (hereinafter, the direct drive motor will be referred to as a DD motor), and 2 is a magnetic resolver that detects the rotation of the motor 1. In the motor 1, 11 is a stator, 12 is a rotor, and l3 is a bearing that rotatably supports the rotor 12 on the stator 11. In the stator 11, 111 is a cylindrical stator flange,
112 is a shield ring made of non-magnetic material and fixed to the outer peripheral surface of the stator flange 111; 113;
is a stator core fixed to the outer peripheral surface of the shield ring 112. The stator core 113 is surrounded by laminated J1 plates, and has a salient pole with teeth formed at a constant pitch at its tip. 114 is a coil wound around the stator core 113, and 1]5 is a permanent magnet sandwiched between the stacks of the stator cores 113. The stator core 113 is the coil 11
4 and the permanent magnet 115 constitute a magnetic circuit of the magnetic field generated, 1l6 is a lower flange to which the stator flange 111 is fixed, and 117 is a clamp that clamps the bearing 13 from one end side. In the rotor 12, 121 is a cylindrical rotor flange;
2 are rotor cores 123 and 124 that are fixed to the inner peripheral surface of the rotor flange 121 and constitute the magnetic circuit of the rotor;
are an upper flange and a support flange to which both ends of the rotor flange 121 are fixed, and 125 is a clamp that holds the bearing 13 from the -t@ side. 122 is made of a laminated steel plate, and teeth are formed at a constant pitch in positions facing the teeth of the stator core 113. Stator core 113 and rotor core 122 are fixed by welding. The magnetic resolver 2 consists of a stator section 21 and a rotor section 22, which are integrally fixed to a stator 11 and a rotor 12, respectively. In the stator section 21, 211 is a non-magnetic ring;
2 is a core laminated with magnetic materials, 213 is an insulating material 214
This is a coil wound around the core 212 via the . Nonmagnetic ring 211 and core 212 are fixed to each other with adhesive. The core 212 is provided with a salient pole having teeth formed at a constant pitch at its tip. In the rotor part 22, 221 is a non-magnetic ring, 222
is a core made of laminated magnetic materials, and like the data section, these are also fixed with adhesive. Teeth are formed on the core 222 at a constant pitch at positions facing the teeth of the stator core. Both the rotor and stator parts are machined so that the core tip and non-magnetic ring are concentric. The bearing 13 is a cross roller bearing, and supports the rotor of the motor 1 and the rotor of the magnetic resolver 2 in a cantilevered manner. Figure 5 is an exploded view of the motor in Figure 4. Each disassembled element forms a module. The configuration of the modular upper flange 123, lower flange 116, and support flange 124 can be changed by the user according to the specifications of the motor. Also, if long rotor flange 121 and stator flange 111 are used, upper flange 123
By using the lower flange 116 and the support flange 124 in common, a motor with a long core can be constructed. The motor is constructed by fixing each module by welding. In this way, each component of the motor has a modular configuration in which the assembly is completed in predetermined groups. Next, an example of the use of a motor using such a module will be described. FIG. 6 shows the upper flange 123 having a cylindrical shape, and the seventh
The figure shows the support flange 124 in a flange m construction, and FIG. 8 shows the rotor flange 121 and the stator flange 111.
FIG. 9 shows a robot arm attached to the upper flange 123. By modularizing the motor components in this way, the user can make the modular flange into any horizontal structure depending on the workpiece. by this,
Flexibility can be provided in the motor connection structure. Additionally, since the components of the motor's rotor are connected to the outside, it is possible to reduce the number of parts and reduce costs. Incidentally, as shown in FIG. 10, a modularized magnetic resolver may be incorporated into the actuator after the motor is completed. Built-in non-magnetic ring 211
is fitted to the flange 116, and the non-magnetic ring 221 is fitted to the flange 124 and bonded. Magnetic resolvers are vulnerable to external stress, so
It is fixed using a combination of mating and adhesive. Figure 11 is a diagram showing another example of the oval configuration of the motor. In this motor, the flanges of the rotor and stator extend upward, and a magnetic resolver is fixed to these parts. With this configuration, the magnetic resolver can be fixed at the top or bottom of the motor, expanding the range of specifications. Figure 12 is a diagram showing another example of the motor. In the figure, 130 is an actuator whose internal configuration is as shown in Figure 4. 131 is a flange formed on the outer peripheral surface of the actuator 130. The position where this flange 131 is formed is near the center line L in the longitudinal direction of the bearing inside the actuator. The center line L is also shown in Figure 4. center line L
The area near is located between the motor and the magnetic resolver, so even if a flange is formed in this area, the change in magnetic resistance is small, and the rotor is thick and strong in this area, so Ideal for forming flanges. 132 is a stepped portion formed on the flange 131, and 133 is a ring gauge having an L-shaped cross section and fixed to the stepped portion 132 with a screw. 134 is a photocoupler attached to the fixed part, and 135 is a light shielding member attached to the ring case 133 that blocks the light from the photocoupler when the rotational position of the actuator reaches the origin. The origin sensor is monitored by a photocoupler 134 and a light blocking member 135. Reference numeral 136 indicates a member attached to the fixed portion, and reference numeral 137 indicates a member attached to the ring gauge 133, which controls the rotation range of the actuator by coming into contact with the member 136. The members 136 and 137 constitute a stopper. 138 is a dust seal located at the tip of the ring case 133 and in contact with the stator using magnetic fluid. Note that the member for attaching peripheral devices such as the origin sensor and the stopper to the flange is not limited to the ring gauge, and may be an O-shaped ring member. This ring member has multiple screw holes, and by selecting the screw holes to attach peripheral devices, the operating range of peripheral devices can be set arbitrarily. Additionally, peripheral devices may be attached directly to the flange. Figure 13 is a diagram showing another example of the oval configuration of the motor. In this motor, not only the lower flange 116 but also a portion of the stator flange 111 protrudes from the rotor 12. In such a motor, when assembling the motor, the center axis L of the lower flange 116, the center axis L2 of the stator flange 111, and the center axis L3 of the upper flange 123 are simultaneously aligned. As a result, the upper flange 123 and the bottom flange 116, which are on opposite sides of each other, are simultaneously aligned. Note that the center axis of the support flange 124 may be added to the above-mentioned alignment. In such a motor, good coaxiality is obtained between the upper flange of the rotor and the lower flange of the stator, which are on opposite sides of each other, and it is possible to reduce the vibration of the driven object fixed to the rotor. Figure 14 is a diagram showing an example of the composition of a motor song. Each of the steel plates of the laminated 111 plates constituting the stator core 113 is provided with a notch for matching the phase of the stator teeth. Since the steel plates are laminated with their notches aligned, grooves 118 are formed by the notches when the stator core is constructed.The motor shown in FIG. 14 utilizes this advantage. Reference numeral 119 is a shaft-shaped projection member made of a magnetic material, for example, an iron-based material. The protrusion member 119 has one end connected to the first
As shown in Figure 5, it is fixed by welding inside the bowl 118, and the weight is 1t!
! The end is fixed to the stator flange 111 by welding. As a result, stator core 113 is fixed to stator flange 111. Figure 16 shows the fixed state. The length of the protruding member 119 is such that when the other end of the protruding member is welded, the welding torch is separated from the welding torch to a distance where it cannot be bent by the magnetic field of the permanent magnet 115. Welding is performed, for example, by TIG welding. Here, if the stator core 113 is fixed to the stator flange 111 by welding at the part a without using the projection member 119 as shown in FIG.
Since it is not far enough away from 15, the magnetic field of the permanent magnet bends l-chit as shown by the broken line. For this reason, a
It becomes difficult to weld the parts. In contrast, in the present application, as shown in FIG. 18, the torch T is separated from the permanent magnet 115 by the length of the protruding member 119 and welded at the part C, so the torch will not bend due to the influence of the magnetic field. ．． This makes welding work easier. Furthermore, since the alignment notch in the laminated steel plate is used as is to fix the protrusion member, the protrusion member can be fixed without increasing the number of processing steps. Note that the protruding member may be made by bending a magnetic plate instead of using a bottle. Here, the thermal expansion coefficient of the sandyna structure portion in which both sides of the shield ring 112 are sandwiched between the stator flange 111 and the stator core 113 will be explained. Figure 19 is a diagram of the structure of the Sanderutsch ellipse with the shield ring in between. In the figure, each symbol is as shown below. α,: Coefficient of thermal expansion of stator flange 111 α2: Coefficient of mature expansion α3 of shield ring 112: Stator core 11
Thermal expansion coefficient r of 3: Inner diameter of shield ring 112 = Outer diameter of stator flange 111 r2: Outer diameter of shield ring 112 = Inner diameter of stator core 113 To prevent shield ring 112 from separating from the members on both sides even if the temperature changes. In order to do so, the thermal expansion coefficient of the shield ring 112 is set as follows. a3 r2ΔT-a
, r, ΔT = az (r2 rl) ΔT α3 r2−αtl”t°α2 (r2−r1) α 2
: ku α ko r 2 − α + r+
)/ (r2 1”l) This makes it possible to prevent gaps from forming due to temperature changes between the stator core and the shield ring made of a different material with a simple structure of just a sandwich oval structure. (2) Sensor (2) -1) When the sensor is a magnetic resolver Figure 20 is a diagram showing an example of the structure of a magnetic resolver used as a sensor. −
It is a sectional view of the X part. In the figure, 231 is a cylindrical rotor with teeth 232 formed at a constant pitch pr on the inner periphery, and two rotors 2311 and 2312 are provided one on top of the other. 233 is a stator placed inside the rotor 231. The stator 233 has 4N pieces (N is an integer), for example, 16
salient poles 2341 to 234+e are provided. At the tips of these protrusions are teeth 235 facing ffl232.
is provided. In addition, each salient pole has coils 2361~
236+s is wound. In the figure, salient poles 2 3 4 +
Although only the coil 236 wound around the pole is shown, coils are similarly wound around the other salient poles. Two such stators 233 , 2331 and 2332 , are provided one on top of the other with an insulating member 237 in between. Further, the rotor 231 and the stator 233 are constructed by laminating steel plates. 2381 and 2382 are the coils of stators 2331 and 2332, EC = VC O sωt and Es = Vsin
It is a signal source that provides an alternating current voltage ωt (V is the voltage amplitude). Figure 21 shows the detailed damage to the rotor and stator. This diagram shows the rotor and stator expanded. In the figure, n9 teeth are formed within one salient pole (
In the case of the figure, ns=4>. Moreover, the salient pole 234+. 234
2, 2343, 234a are the teeth 232 of the rotor 231
, the phases are 0, (1/4)Pr, (2
/4)PT and (3/4)Pr are shifted. A total of 16 salient poles are provided, and four salient poles are provided for each phase. Then, one phase is controlled by a coil wound around salient poles that are in the same phase. Phase shift is 0, (1/4
)PT, (2/4)Pr, and (3/4)Pr coils are respectively A-phase, B-phase, C-phase, and D-phase coils. The pitch Ps of the teeth 235 of the salient pole is P! E=P1--(PT/3 ns). As a result, the phase of the salient pole teeth 235 is shifted by P r /B n S according to the arrangement direction.
Therefore, the teeth 235 can be used as a vernier. The teeth 231 and 2312 are superimposed with the teeth 232 having the same phase. Also, steta 2331 and 2
332 is superimposed on the tooth 235 with the phase shifted by Pr/4. Each coil of the stator is connected as shown in Fig. 22. In Fig. 22, L2 is a coil in which A-phase and B-phase coils are connected in series, and L2 is a coil in which C-phase and D-phase coils are connected in series. These coils have data 233, and Vc
A voltage VsinωL is applied to the stator 2332. Then, the voltage generated in the coil is detected via a resistor, amplifier, and subtracter. Next, the operation of such a device will be explained. A phase, B phase,
Voltage S I + generated in the C-phase and D-phase coils respectively
S2, s3 + s= is as follows. l: tooth IIn number, E: amplitude voltage mI r m 2 l"" m 71: constant voltage s1+s2 by adding and subtracting these voltages s: I S4 is as follows. 5,
+S2-S3-S,L From equation (5), 2nt-order and 3n2-order (n+, n2 are integers) harmonic components are removed. The harmonics of the fifth order and above have little influence and can be ignored. Therefore, the detection voltage is as follows. , S' + ・Sz -Sa -S4 =A,k θ゛ψノHere, A0 is a constant, p is the initial phase, and corresponds to (5). FIG. 23 shows a vector diagram of each voltage 51 to S4. As shown in this figure, the second harmonic component is eliminated by taking the difference between the composite vector of voltages S, and 52 and the composite vector of voltages S3 and 54, and the tooth provided on the salient pole is used as a vernier to generate the third harmonic component. The harmonic components of are eliminated. As a result, the voltage detected at the stator 2331 is: Vs = Ec (84 + s2 83 Sa)
=Vcosωt−As i n (θ+ψ). The detection signals vs+ and vs2 in FIG. 22 are respectively S
This corresponds to 1−←S2 and S3+s. Further, the voltage detected by the stator 2332 is Vg =
B6 (S, +S2 S3 Sa)=Vs i
nωt−Acos (θ+T). The detection signals VC+ and VC2 in FIG. 22 are 84 +s2 and 83 +s
Corresponds to 4. From this, the signal detected by the circuit of FIG.
i nωt−Acos (θ+p〉=AVsin(θ+
95-ωt), and the phase of the detection signal is modulated by the rotation angle θ of the rotor. Therefore, by reading this phase, the rotation angle can be detected. In addition, although the case where a 4-phase coil was used was explained in the example, the number of phases of the coil may be other than this. For example, when using a three-phase coil, the phases of the teeth of adjacent salient poles are shifted by P r / 3 with respect to the teeth of the rotor to remove third-order harmonics, and the teeth of the salient poles are P for pitch
The second harmonic component is removed using a vanier configuration shifted by r'/2 n 6. In addition, in the embodiment, the stator 233
, and 2332 both 81 +52 − 3:! 13
Although the case where the harmonic components are removed by detecting the signal No. 4 has been described, the harmonic components may be removed by other additions and subtractions. For example, in the stator 2331, 81+s2 −
83-sa may be used to remove harmonic components, and the stator 2332 may be used to remove harmonics using S2+S3 84 51. In this case, in the stator 2332, the B-phase and C-phase coils are connected in series, and the A-phase and D-phase coils are connected in series. Further, the pitch of the teeth of the salient pole is not limited to Pr (Pr/3 ns), but may be Pr10 (Pr/3 ns). Further, the teeth of the salient poles of the stator 2332 may be in phase with the teeth of the salient poles of the stator 2331. According to the magnetic resolver configured in this way, the second and third harmonics generated in the detected voltage of the coil are suppressed by using the multiphase coil and the teeth of the salient pole that are vernier with respect to the teeth of the stator. Because it is removed, the error in the detection signal is reduced and the linearity of angle detection is improved. FIG. 24 is a diagram showing another example of the configuration of the magnetic resolver. In the figure, 241 is a cylindrical rotor, 242 is a rotor 241
The stator is located inside the stator. The rotor 241 rotates around the center O of the cylinder. The center O of the stator 242 is the center of rotation of the rotor 24
It is placed shifted by δ from The stator 242 has salient poles 243, 243 at each position separated by an angle of 90°.
4 is formed. The tip of each salient pole faces the inner peripheral surface of the rotor 241. Due to this arrangement, the gap between the tip of the salient pole and the inner peripheral surface of the rotor changes depending on the rotation angle of the rotor. In this magnetic resolver, what shape are the teeth on the rotor and salient poles? It has not been. 244 and 2444 are coils wound around the salient poles 243 and 2434. 245 is a pair of coils 2 located opposite each other.
44, and 2443 as an AC signal (A: amplitude of voltage or current, ω: angular velocity, t:
A pair of coils 244■ and 2444
This is a signal source that drives the signal with an alternating signal Acosωt. Reference numeral 246 is a performance unit that calculates a rotor rotation detection signal based on the current flowing through each coil. FIG. 25 shows an example of the circuit configuration of the arithmetic unit 246. The operation of the magnetic resolver configured in this way will be explained. Since the center of the stator 242 is aligned with the rotation center of the rotor, the inductance of each coil 2441 to 2444, ~L4, is as follows. L1 = Lo (1 + m s i n θ) L2 =
LO { 1+ms in (θ+90'))L,
3 =Lo (1-ms inθ)L4=
Lo (1+ms in (θ-90”))Lo
, m: Constant, θ: Rotation angle The coils 2441 and 2443 have a signal As i nωt and v
jJ magnet, and the coils 2442 and 2444 receive the signal Acos
Since each coil 2441 to 244 is driven by ωt,
The current {circle around (2)}, ~I4 flowing through the circuit 4 is as follows. 11 =K (1+m sin θ) s i nωtI2
=K t1+mcosθ)cosωt13 =K (
1-ms i nθ) s i nωtIa =K (
1-mcosθ) cosωtK: constant From these currents, the calculation unit 246 performs the following calculation. (1+ 13 >+ <12 I4)=
=2mKs i nθs i nωt+2mKcosθ
c o sωt = 2mKs i n (ωt-θ+90”) (6
) (6) Since the phase of the signal given by equation (6) is modulated by 360 degrees when the rotor makes one revolution, the absolute angle of one revolution can be detected by measuring the phase difference with the drive signal using phase difference counter C in Figure 25. can. Additionally, the rotation speed can be detected by measuring the speed of phase fluctuation. In addition, in the example #A, a case was explained in which four salient poles were provided, but the stator members of the example were stacked in n pieces (n is an integer) and 4n salient poles were provided. A magnetic resolver provides the following effects. ■Since there is no need for a special method of winding the coil, the coil winding work can be automated and costs can be reduced. ■Since it is configured to detect the rotational position and rotational speed from the phase difference between the signal calculated by the calculation unit and the drive signal of the signal source, the S/N ratio is good and it is easy to create a digital ink face. ■When combined with an incremental type high-resolution magnetic resolver that has multiple origins of rotational positions, the magnetic resolver according to the present invention can identify the origin detected during the origin return operation,
High-precision absolute position detection by accurately detecting the deviation from the origin specified by a high-resolution magnetic resolver to the rotational position:

【２装置を構成できる． ■ステータコアや回路部はｎＸ型の磁気レゾルバ（ロー
タが１回転すると検出信号の位相がｎ周期変化する磁気
レゾルバ）のものと共用できる。 磁気レゾルバの他の楕成例を第２６図に示す。 図で、モ〜タ１はステータコアの積み上げ個数が異なる
が、第４図のモータと同一構成のものである． 磁気レゾルバ２は、高分解能の磁気レゾルバ２１　（多
極レゾルバ）と、磁気レゾルバ２１よりも検出分解能が
小さい磁気レゾルバ２２　（単極レゾルバ）からなるも
のである． ここで、検出分解能はモータが１回転したときに磁気レ
ゾルバが発生するパルス数が多いほど高くなる． 磁気レゾルバ２，と２２で、２１と２５はステータ、２
２と２６はロータである．ステータ２１と２５はステー
タ１１と結合され、ロータ２２と２６はロータ１２と結
合されている。これにより、ロータ２２と２６は軸受１
３により片持支持されている． 磁気レゾルバ２，は、複数の回転位置を原点としている
．また、磁気レゾルバ２２は磁気レゾルバ２，で検出し
た原点が何番目の原点であるかを判別するものである。 ２７３は外部から与えられたパルスに応じてモータ１を
駆動する駆動回路である． ２７４は前述した複数の原点について、第２７図のよう
に、原点番号、原点の基準位置からの位相差（以下、絶
対位置データとする）、回転位置を原点に位置決めする
ためにモータに与えるパルス数のデータが対応して格納
されたメモリである．基準位置としては複数の原点の中
の１つを選ぶ．２７５は原点が検出されたときに、磁気
レゾルバ２２が検出した絶対位置データをもとに、メモ
リ２７４の格納データからパルス数を求める位置算出回
路である．このパルス数を基準にしてパルスの増減によ
り絶対回転位置が求められる。 駆動回Ｉ％２７３は第２図の磁気レゾルバ用Ｔ　Ｔ，１
力−ド４０２に設けられ、メモリ２７４と位置検出回路
２７５は位置制御部４７０に設けられている． このように椙成した装置の動作を説明する。 例えば、原点の個数を１０個、モータ１を１回転させる
ために与えるパルス数を１００００個とする。このとき
は、３６゜毎に原点が設けられ、モータは１０００個の
パルスが与えられると原点間隔分だけ回転する． 電源の投入後、原点復帰動作が行なわれ、モータ１は最
大３６゛回転したところで原点を検出して停止する．こ
のとき、磁気レゾルバ２２は検出した原点の絶対位置デ
ータを検出する。この絶対位置データが１８０゜であれ
ば、位置算出回路２７５は第２７図に示すデータをもと
に、検出した原点は６番目の原点すなわちモータは５０
００個のパルスが与えられた位置に停止していることを
検出する．従って、その後は５０００個のパルスが与え
られた位置を基準にしてパルス数の増減からモータの絶
対回転位置を検出する．駆動回路２７３は検出した絶対
回転位置からフィードバック制御によりモータ１の回転
位置を決める。 このようにＭ戒した磁気レゾルバによれば、高分解能と
低分解能の位置検出手段を設け、モータの回転位置は高
分解能の位置検出手段で検出し、原点番号の判別は低分
解能の位置検出手段で検出している。これによって、原
点を複数設けることかでき、原点復帰動作では、モータ
の回転角は最大でも原点間隔になるため、原点復帰動作
にかかる時間を短縮できる。 磁気レゾルバの他の構成例を第２８図に示す。 図で、（ａ）は正面図、（ｂ）は（ａ）図のＺ，Ｚ，部
分の断面図である． 図において、２８１，２８２は磁性体材料で構戒された
２枚の円板状のステータ部材である．スデータ部材２８
１と２８２には、９０゜の回転角を隔てた位置ごとに突
［！　２　８　３　＋〜２８３４と２８４，〜２８４，
が形成されている．これらの突極の先端には一定ピッチ
ｐｂで歯２８５が形成されている。 同一ステータ部材で、隣り合う突極の歯の位相は（　１
　／　２　）　ｐ　ｂずつすれている．ステータ部材２
８１と２８２は非磁性体部材２８６を挿入して積み重ね
られてステータ２８７を構成している．このとき、ステ
ータの隣り合う突極の歯の位相が（１／４）ｐｂだけず
れるように積み重ねられている．例えば、突極２８３，
と２８４，の歯の位相は（１／４）ｐｂずれている。 ２８８，は突極２８３，と２８３３に巻かれたコイル、
２８８２は突極２８３２と２８３４に巻かれたコイルで
ある。コイル２８８１と２８８２により、１相のコイル
を構成している。ステータ部材２８２にも同様にコイル
２８９１と２８９２か巻かれている。 ２９０はステータ部材２８１，２８２の外側に配置され
たロータである．ロータ２９０には、歯２８５と対向し
ていて、この歯とほぼ同一ピッチのｍ２９１が形成され
ている． 第２９図は本発明にかかる磁気レゾルバが接続されるセ
ンサインタフェイス部の構成例を示した図である． 図で、２８０は第２８図に示した磁気レゾルバ部分であ
る． ４４１は磁気レゾルバのコイルの駆動信号源となってい
るクロック発生器、４４２はクロック発生器４４１の発
生クロックを分周する分周器、４１１は分周したクロッ
クの低周波成分を抽出するローバスフィルタ（以下、Ｌ
”Ｐ　Ｆとする）、４１２は抽出した信号を波形整形す
るコンバレー夕である．整形された信号はＥｓｉｎωｔ
なる交流電圧（Ｅ：電圧の振幅、ω：角速度、ｔ：時間
）となってコイル２８８１と２８８２を駆動する。 ４１３は位相調整手段であり、交流電圧Ｅｓｉｎωｔの
位相を９０゛ずらして Ｅｃｏｓωｔなる交流電圧にするとともに、ステータ部
材２８１と２８２　（ｓ　ｉ　ｎコアとｃｏｓコア〉の
取り付け位置の機械的誤差を電気的に補正する。交流電
圧ＥＣＯＳ（Ｊ）ｔによりコイル２８９，と２８９２が
励磁される． ４１４と４１５は交流電圧Ｅｓ　ｉ　ｎωｔのＳ幅と位
相を調整する振幅調整手段と位相調整手段である．この
ような：Ａ整により、交流電圧Ｅｓｉｎωｔのキャリア
戊分がキャンセルされる．４１６はコイル２８８，と２
８８２に流れる電流の差をとり差に比例した電圧を出力
する減算器、４１７はコイル２８９，と２８９２に流れ
る電流の差をとり差に比例した電圧を出力する減算器で
ある． ４１８ほ減算器４１６と４１７でとった減算値を加え、
この加３７．信３に位相調整手段４１５を通過した信号
を加話して加箕信号を補正する加箕器である。ここで、
補正した加算信号は位相が磁気レゾルバのロータの回転
角度θで変調される信号Ｋｓｉｎ（ωｔ＋θ）である（
Ｋ：定数）。 ４】９は加算器４１８の補正信号の特定周波数成分を取
り出すバンドパスフィルタ（以下、ＢＰＦとする＞、４
２０．４２１は分周器４４２とＢＰＦ４１９の出力を波
形整形するコンバレータである． ４４３はコンバレータ４２０と４２１で整形した信号の
位相差を夕ロック発生器４４１のクロックでカウントす
る位相差カウンタである．４４４はコンパレータ４２１
による整形信号の周期をクロック発生器４４１のクロッ
クで計測する周期カウンタである。 ４７１は位置演算手段であり、周期カウンタ４４４で計
測した周期をもとにロータ２９０の１回転中の回転位置
を算出する。 以上説明した構成要素で、４１１〜４２０は第２図のレ
ゾルバ用ＩＤ力−ド４０２に設けられ、４４１〜４４４
は計数回路４０４に設けられ、４７１は位置制御部４７
０に設けられている。 このような磁気レゾルバの動作を説明する。 交流信号Ｅｓ・ｉｎωｔとＥｃｏｓωＬ．７）間に碓相
対的な電気角の誤差が含まれているため、コイル２８８
，，２８８２と２８９＋　．２８９２は交流電圧ＥＳｌ
ｎ（ωｔ十ΔＡ）とＥ　ｃ　ｏ　ｓ　ωｔで駆動される
（ΔＡは電気角の誤差）。 ロータ２９０がθだけ回転したときは、コイル２８８＋
　，２８８２　．２８９＋　．２８９２に流れる電流Ｉ
８１　・　１８２・　１９１・　１９２は次のとおりに
なる． Ｉ８＋　＝Ｉｏ　　ｆｌ＋ｍｃｏｓ　（θ十δＡ）＋Ｘ
ｓｆｎ（ωｔ十ΔＡ）（７） Ｉｓ２＝Ｉｏｆｌ　　ｍｃｏｓ（θ＋δＡ））Ｘｓｆｎ
（ωｔ＋Δａ）（８） １９　，＝Ｉｏ　　（１＋ｍｓ　ｉｎθ）ｃＯｓωｔ（
９） １９２　　−　Ｔ　ｏ（１−ｍｓｉｎ　　θ　）　　　
ｃ　　ｏ　　Ｓ　　ω　ｔ（１０） ｍ：定数 ここで、δＡはｓｉｎコアとｃｏｓコアの取り付け位置
の相対的な機械誤差である。 減算器４１６，４１７と加算器４１８により、〈７）式
−（８）式＋（９）式一（１０）式の演算を行って次式
に示す演！Ｉ値ｖ１を算出ずる．＋（５，ｍ仏Ｗぢ　（
１［） ここで、ｅ　ｓ　ｊ　ｎωｔ交流電圧Ｅｓ　ｉ　ｎωｔ
に含まれたキャリア成分である． 位相調整手段４１３は、（１１）式の電気角を調整して
、 ΔＡ＝δＡ にすることにより、（１１）式の右辺第２項をＯにする
。 更に、この信号に交流電圧Ｅｓｉｎωｔ振幅と位相を調
整した信号−ｅｓｉｎωｔを加算することにより、残留
キャリア成分を打ち消す。 位相差カウンタ４４３は、キャリア成分を打ち消した信
号θ０と励磁信号θ１の位相差をクロツク発生器４４１
の発生クロックで計測する。励磁信号θ，の３６０゛の
電気角はロータ２９０の１歯ピッチ分に相当するため、
位相差カウンタ４４３で計測した位相差はロータ２９０
の１歯ピッチ内の回転位置に相当する．計測した位相差
をアドレスポインタとしてｓｉｎ値が格納されたＲＯＭ
の値を読み出し、読み出しデータにより磁気レゾルバが
回転を検出しているモータの転流制御を行つ。 周期カウンタ４４４は、信号θ。の周期をクロック発土
器４４１の発生クロツクで計測する．位置演算手段４７
１は、周期カウンタ４４４の計測周期をらとに、位相が
変調された信号θ。と励磁信号θ１の周期の差を一定周
期ごとにとる．ロータ２９０の回転角θはｖｔになるた
め（ｖ：定数）、変調された信号は Ｅｓｉｎ（ω＋ｖ）ｔの形になる。このため、変調され
た信号の周期は回転角θによって変わる。 従って、変調された信号Ｅｓｉｎ（ω＋ｖ）ｔと励磁信
号Ｅｓｉｎωｔの周期の差をとって積算ずるとロータ２
９０の１回転中の回転位置が求められる。 例えば、励磁信号θ１の１周期の計測カウントに要する
クロヅク数が４０９６、磁気レゾルバのロータの歯数が
１２４の場合は、位置演算手段４７１は、次式から回転
位置を算出する．この場合は、ロータが１回転すると、 １２４Ｘ４０９６＝５０７９０４ の個数のクロックが検出される． このように構成した磁気レゾルバによれば、信号検出方
式が位相変調方式であるため、容易にデジタル・インタ
フェイスを構成でき、また位置検出とモータの転流制御
が可能になる。 （２−２）センサが光学式エンコーダである場合第３０
図はセンサとして用いる光学式エンコダの横成例を示し
た図である． 図で、３０１は円板状の符号板であり、円周方向に所定
のピッチで透光スリットが配列された２段の透光スリッ
ト列が設けられている。外＋１１１Ｊのスリット列には
ｍ１個の透光スリット３０２が設けられ、内側の透光ス
リット列にはｍ２個の透光スリット３０３が設けられて
いる． 内側・と外ｆｉｌの透光スリットの個数差はモータ１符
号板１の回転位置の検出用のスリットとして、スリッ１
〜３０２の外側に原点検出用のスリットＳか設けられて
いる。この符号板３０１はモータの出力軸と一体に回転
するものである． ３０４．３０５は光源、３０６，３０７は光源３０４，
３０５からの光ビームを平行ビームにするためのレンズ
である。 レンス゛３０６を通過した光はスリット３０２とＳに、
レンズ３０７を通過した光はスリッｌ−　３　０３にそ
れぞれ当たる。 ３０８は透光スリット３０２を通った光（スリット＠）
ヲ受光するイメージセンサであり、例えは８個のフォト
ダイオード３０８１〜３ｏ８８をγレイ状に配列したも
のである。Ｇ　＋　，　Ｇ　２は透光スリ・ｙ　ｔ−　
Ｓを通った光を検出するフォトダイオドである。 ３０９は透光スリット３０３を通過した光（スリット像
）を受光するイメージセンサであり、例えば８ｆ固のフ
ォトダイオード３ｏ９，〜３ｏ９８がアレイ状に配列さ
れたものである． これらのフォトダイオードは第３ｌ図に示すように透光
スリットの１ピッチＰ′内に配列されている。 ３１０は信号処理回路であり、フォ１〜ダイオド３０８
１〜３０８８と３０９１〜３０９８の検出信号をもとに
してモータのロータとステータの歯の位置関係を算呂す
る。 このような制御装置の具体的な椙成例を第３２図に示す
． 第３２図で、ＳＷＩ〜ＳＷ８はフォトダイオ｝３０８ｔ
〜３０８８と３０９１〜３０９８からの信号を一定のタ
イミングでＩｌｉ’ｉ次取出していくスイッチである． ３１１，３１２はＯＰアンプであり、各スイッチＳＷ１
〜ＳＷ８を介して印加される信号を増幅する。ＯＰアン
プ３１１，３１２の出力は１ｒａ段状の波形になる．波
形の高さは光を検出したフ詞トダイオードの個数に相当
する． 第３３図は本発明にかかるシステムに用いる回転検出部
の他の構成例を示した図である．この回転検出部は、正
弦波形状になった位置楡出用透光スリッ１・の列を２段
設けたエンコーダを用いたものである。 外側のスリッＩ・列にはｍ１個の透光スリット３３１が
設けられ、内１■υ１の透光スリット列にはｍ２個の透
光スリッｌ・３３２が設けられている。 このエンコーダでも、内側の透光スリットと外測の透光
スリットの個数差はモータ１のロータの歯数と同数に設
定されている。 ＳＲＩとＳＲ２はスイッチＳＷ１〜ＳＷ８會順次に開閉
させてフォ１−ダイオード３０８，〜３０８８と３０９
，〜３０９８の出力を一定タイミングで取出すシフトレ
ジスタである。 ４３０は第２図にも出ているが光学式エンコタ用】Ｄカ
ードである。 このカードで、４３１．４３２はＯＰアンプ３１１，３
１２の出力の低周波戊分を抽出ずるＬ　ＰＦ、４３３，
４３４はＬＰＦ４３１．４３２の１１１力を波形整形す
るコンパレー夕である。 ４０４は第２図にも出ている計数回路である。 計数回路４０４で、４４４．４４５はコンバレタ４３３
．４３４の出力波形の周期をカウントする周期カウンタ
、４４３はコンバレータ４３３と４３４の出力波形の位
相差をカウントする位相差カウンタである． 次に、このような回路の動作について説明する。 スイッチＳＷＩ〜ＳＷ８のスキャン周波数は８ｆｓ　（
ｆｓはＬＰＦ４３１，４３２の出力波形の周波数｝に設
定されている。 外醐の透光スリット３３１を通過した光はフォトダイオ
ードアレイ３０８で検出し、内１１′ｌ！ｌの透光スリ
ット３３２を通過した光はフォトダイオードアレイ３０
９で検出ずる。これらフォｌ・ダイオドアレイの検出信
号を８ｆｓの周波数で走査すると、■、ＰＦ４３１．４
３２を通過した戊号ｆ＋　　（ｔ）．ｆ２　（ｔ）は次
のようになる。 ｆ，（　ｔ）　＝ＡＩ　Ｓ　ｉ　ｎ　（ωｔ　＋　Ｍ＋
　θ）（　１　２） ｆ２　　（　ｔ　）　＝Ａ２　ｓ　ｉ　ｎ　（ωｔ十Ｍ
２θ）（１　３） Ａ　＋　，　Ａ２　：定数、θ：符Ｂ板の回転角ω−２
πｆｓ 両方の信号の位相差φは、 φ＝　（Ｍ，　一Ｍ２　）θ （　１　４　） なる． ここで、位相差φと符弓板の凹転角θの関１系について
説明する。 例えば、外叫のスリッｌ〜数Ｍ１が８個で内ＩＩ！ＩＩ
のスリッｉ〜数Ｍ２が６個の場合について説明する。 この場合、モータのＩｌ！！Ｍは８−６から２個に設定
する． この場合のフォトダイオードアレイ３０８と３０９の検
出信４とモータの萌転角の関係は第３４図（ａ）と（ｂ
）のようになる。 図に示すように、これらの検呂信リのずれ（憲気角）は
符号板３０１の実際の回転角θ（ｎ械角）に比例してφ
，．φ２・・・と増えていく。 符号板がθだけ回転したときの両方の検出信号のずれφ
は、（１４）式より、次のようになる。 φ＝（８−６）　　θ 一方、符号板３０１が機械角でθだけ回転するとモータ
のロータも機械角でθだけ回転する。モータの由数は２
個であることから、モータのロータとステータの歯は電
気角にして２θだけ角度がずれたことになる。すなわち
、位相差カウンタ４４３で検出された位相差φがモータ
のロータとステータの歯の電気角のすれそのものになる
。これによって、モータのロータとステータの歯の位相
ずれか直接検出され、これをもとにモータが転流制御さ
れる． この上うなエンコーダでは、スリットが正弦波形状にな
っているため、フォトダイオードアレイに当たる光も正
弦波形状になる。フォ１・ダイオードは光が当たる面積
に応じて連続的に変化するアナログ検出信呼を発生する
ため、エンコーダの検出信号は、狛３５図に示すように
フォトダイオド３０８，〜３０８日の配列に沿って基本
波を表わす正弦波に近い階段状に変化する。これによっ
て、変位変換器の検出信号は高調波成分を含まない高精
度の信号になる． このようなエンコーダをモ＝タの回転速度の制御に用い
ると、モータを滑らかに回転させることができる。 磁気レゾルバと光学式エンーダは一方が選択的にモータ
・ドライブ・システムに接続される。 （３）センサＩ／Ｆ部 センサＩ／Ｆ部の楕成は、第２９図と第３３図のセンサ
の構成を説明したときに合わせて説明したが、第２図を
用いて補足説明する。 第２図のセンサＴ／ト′部４０１で、磁気レゾルバ用Ｉ
Ｄカ一ド４０２は、位相変調された磁気レゾルバの検出
信号と、位相交調されない基準信号をそれぞれＳＴＧＯ
とＳＩＧＩとして取り出す。 光学式エンコーダ用ＩＤカード４０３は、符リ板の外測
スリットと内側スリットに対向ｉ！ｉｉ！置したフすｉ
−ダイオードアレイの光検出信号をそれぞれＳＩＧＯと
Ｓ　ＩＧＩとして取り出す。 計数回路４０４で、位相差カウンタ４４３は、ＳＩＧＯ
とＳｆＧ１の位相差をカウントする．周期カウンタ４４
４と４４５はＳＩＧＩとＳＩＧＯの周期をカウントする
。 クロック発生器４４１の発生クロックは、分周器４４２
で分周されて磁気レゾルバのコイルの励磁信号および基
準信Ｂとして用いられる．位相差カウンタ４４３のカウ
ンｌ・によりモータのロータとステータの歯の位相ずれ
が検出され、この位相ずれをもとに転流制御が行なわれ
る。また、位相ずれを積算することにより、モータの凹
転位置が鼻出され、これをもとにモータの回転位置の制
御が行なわれる。さらに、位相変調されたセンサの検出
信号の周波数からモータの囲転速度が検出され、これを
もとにモータの回転速度の制御が行なわれる。 このように、センサＩ／Ｆ部では、位置制御、速度制御
および転流制御のための信号が同時に検出される．しか
も、磁気レゾルバと光学式エンコーダの２種類のセンサ
についてこれら３つの制御に用いる信号を検出できる。 磁気レゾルバ用ＩＤカードの４０２の他の楢戒例を第３
６図に示す． このｌ　Ｄカードは１枚の基板で横成されている。 図で、４２２と４２３はＩＤカードを計数回路４０４と
磁気レゾルバにそれぞれ接続するコネクタである． ４２４はクロック発生器４４１から与えられるクロック
を分周し、バンドバスフィルタを通して正弦波信号とし
、この正弦波信号をもとに生成した励磁信号をコネクタ
４２３を介して磁気レゾルバに与える励磁信号発生Ｌ！
ｌ路である。この励Ｉｉ！信号は基準信号ＳＩＧＩとし
て計数回路４０４にも与えられる．基準電圧ＶＴｅｆは
励磁信号の振幅を決めるのに用いられる。 ４２５はディップスイッチとバッフγがらなり、ディッ
プスイッチにより設定された転流角のデータを計数回路
４０４に与える転流角設定凹路である。ヂップセレク１
へ信号ＣＳにより伝流角設定同路の中のＩ／Ｆ回路が選
択される． ４２６はコネクタ４２３を介して与えられる磁気レゾル
バの検出信号を正弦波信号にし波形整形し検出信号ＳＩ
ＧＯとして計数回路４０４に与える信号検出回路である
。 第３７図は光学式エンコーダ用ＩＤカード４０３の横戒
例を示した図である． このＩ　ｌ）カードも１枚の基板で横成されている．第
３７図において、コネクタ４２３は光学式エンコーダに
接続される。 ４３５は計数回路４０４から与えられる夕ロックＣＬＫ
で駆動されてクロックを発生するクロックドライバであ
る。発生夕ロックは光学式エンコーダへ与えられて、こ
のクロックのタイミングでフォ１・ダイオードアレイの
各フォトダイオードの検出信号をスキャンする。 ４３６は光学式エンコーダの外側スリットと内側スリッ
トに対向配置したフォトタイオードの光検出信号を正弦
波信号ＳＩＧＯとＳＩＧＩにして計数回路４０４へ送る
信号処理回路である．コネクタ４２２を経由する信号の
中で、次の信号は磁気レゾルバ用ＩＤカードでも光学式
エンコーダ用ＩＤカードでも電気的仕様は全く同じであ
る． ■クロックＣＬＫ 磁気レゾルバ用ＩＤカードでは励磁信呼の発生に使われ
、光学式エンコーダ用ＩＤカードではフォトダイオード
のスキャン信号に使われる．■信号ＳＴＧＯとＳＩＧＩ 正弦波信号でこれらの位相差からモータの回転角が求め
られる． ■転流角のデータとチップセレク１一信号ＣＳ磁気レゾ
ルバ用】Ｄカード、光学式エンコーダ用ＩＤカードとも
同一構成の転流角設定回路４に対して入出力する． まだ、電源とグラウンドも両ＩＤカードで共用できる。 一方、各ＴＤカードで独自に利用する１８弓−は次のと
おりである。 ■基準電圧ｖＴｅ， 磁気レゾルバの励磁信号の振幅を定めるために用いる． ■リセット信号Ｒ　Ｓ　Ｔ 光学式エンコーダのフォトダイオード出力のスキャンの
イニシャライスに用いる， 以上のことから、３０ビン程度のコネクタを用いると磁
気レゾルバ用ＩＤカードと光学式エンコーダ用ＩＤ力−
ドでコネクタ４２２を共通化できる．これによって、コ
ネクタ４２２と接続される計数回路４０４も共通化され
る。 モータの交換により転流角が変わったときは、変更後の
転流角に設定されたＩＤカードと交換することによって
、計数回路４０４のボードを交換することなく転流角を
設定できる． このようにｔｊ［したＩＤカードによれば、転流角のデ
ータの設定機能がＴＤカード上にあるため、転流角が異
なるモータに交換する時はＩ　Ｉ）カードのみを交換す
ればよく、システム全体を交換する必要がなくなる。 また、光学式エンコーダ用ＩＤカードと磁気レゾルバ用
ＩＤカードは、計数回路への接続コネクタは仕様が同じ
ものを用いている。従って、センサの種類を変えてもＩ
Ｄカードを交換するたけで、モータ・ドライブ・システ
ムの他の部分は共通に使える． （４）外部１７Ｆ部 第２図で、外部１／Ｆ部には３種類のＩ　／　Ｆが設け
られている． 速度・１・ルクＩ／Ｆ４２には、アナログ速度指令信号
とアナログトルク指令信号を送出する上位コントローラ
が接続される。 シリアルバルスＩ／Ｆ４３には、シリアルパルスで位置
指令信号を送出する」二位コントローラが接続される．
また、このＩ／Ｆはセンサ２の検出信号をフィードバッ
クパルスとして上位コントローラに与える．フィードバ
ックパルスは、アップパルスとタウンパルス、またはＡ
相パルスとＩ３相バルスの形態をとる。上位コントロー
ラは、送出する位置指令信号と、受け取るフィードバッ
クパルスをもとにモータをフィードバック制御する．８
ビッ１ヘバスＴ／Ｆ４４には、８ビットマイコンバスに
より位置指令を与える上位コントローラが接続される．
このＴ／Ｆで、４４，は与えられた８ビットデータに応
じた数のパルスを発生するパルス発生回路である。４４
２はセンサ２からのフィードバックパルスのパルス数を
カウントし、カウントに応じたデータを８ビッｌ〜マイ
コンパスを介して上位コントローラに与えるフィードバ
ックパルスカウンタである。 このようなシリアルパルスＴ／Ｆ４３と８ビッ１〜バス
ｌ／Ｆ４４により、上位コントローラでモータをフィー
ドバック制御することもできる．《５）位置制御部 第２図の位置制御部４７０で、４７１は位相差カウンタ
４４３のカウントからモータのロータとスデータの歯の
位相ずれを求め、この位相ずれを積算してモータの回転
位置を算山する位置演算手段である。演箕結果は位置フ
ィードバック信号となる。 ４７２は位相差カウンタ４４３のカウントからモータの
ロータとステータの歯の位相ずれを算出して転流制御の
ための信号を生成する転流演算手段である． ４７３は位相ずれの値とｓｉｎ値が対応して格納されて
いて、転流演算手段４７２の演算結果に応じたｓｉｎ値
の信吟を出力するｓｉｎテーブルである。 ４７４は回転位置の原点検出信号を処理する原点処理回
路である．この回路には，光学式エンコーダの原点検出
用スリットにより検出した信号等が与えられる。 ４７５はシリアルバルスＩ／Ｆ４３または８ビットバス
Ｔ／Ｆ４４から与えられる位置指令パルスのパルス数を
カウントずるカウンタである。 ４７６はセンサ２からのフィードバックパルスを均等間
隔でパルスを配列した滑らかなパルス信号にしてＩ／Ｆ
４３，４４に与えるスムーサ機能を有したパルス発生回
路である。 ４７７は位置カウンタ４７５のカウントで与えられる位
置指令またはテスト信号発生手段４７８の出力で与えら
れる位置指令の一方を選択するスイッチである。テスト
信号は、位置指令を与える所定の周波数のテストパルス
信号で、テスｌ〜モドで位置制御部のサーボ系を調整す
るときにこの信号を選択する。 ４７９はスイッチ４７８で選択した位置指令と位置演算
手段４７１で算出した検出位置の偏差をとる減算器であ
る． ４８０は減算器４７９でとった面差をもとに、モータ１
の回転位置をフィードバック制御する位置制御手段であ
る。この位置制御手段４８０はソフ１・ウェアによりＩ
−ＰＤ（積分、比例、微分）動作を行う３次のサーボ系
を構成している。 ４８１は位置制御手段４８０が出力する制御信号をデジ
タル・アナログ変換するＤ／Ａ変換器である。 ４８２は例えば第３８図に示すようにモータの位置制御
系の固有振動数ｆｕ、ＤＣゲインＧｆｌｌｃおよび積分
リミヅタ値Ｉ　Ｌ　Ｉ　Ｍとこれらの値に応じた最適な
制御パラメータＸＩ　ｊ　＋　ｘ＋　２　＋　ＸＩ３等
を対応して格納したゲインテーブルである．位置制御手
段４８０は、ゲインテーブル４８２から読み出された制
御パラメータを用いて制御を行う，ＤＣゲインＧｏｃと
積分リミッタ値Ｉ　ｌ，ＩＭについては設定部７の横成
の説明において説明する。 ゲインデーブルは、積分動作用、比例動作用、微分動作
用のものが設けられていて、制御動作の種類によって使
い分けられる． （６）速度制御部 第２図の速度制御部４９０で、４９１はセンサの回転検
出信号ＳＩＧＯの周波数に応じたアナログ電圧信号を出
力するＦ／Ｖ変換器である。この出力か速度フィードバ
ック信号になる。 ４９２は位置制御を行うときはＤ　／　Ａ変換器４８８
の出力端側に接続され、速度制御を行うときは速度・１
・ルク１／Ｆ４２ｌ｝！！Ｉに接続されるスイッチであ
る。 ４９３はスイッチ４９２で選択した指令信ぢとト゛／Ｖ
変換器４９１を介して与えられる速度フィドバック信号
の１房差をとる減立器である．４９４はマルチプライン
グ・デジタル・アナログ変換器（以下、ＭＤＡとする）
であり、デジタル（５　Ｂでゲインが設定され、アナロ
グ入力信号を増幅する。ＭＤＡ４９４のアナログ入力信
号は減′！５．器４９３から与えられる面差信号であり
、デジタルのゲイン設定百号は位置制御手段４８０また
はチューニング部７により与えられる．例えば、ゲイン
設定信号が８ビット信号である場合は、ＭＤＡ４９４の
ゲインは２５６段階に設定される。 ４９５はＭＤＡ４９４の出力電圧を所定の上限値または
下限値以内に抑えることによって電力制御部４８に与え
る電流指令値を制限するリミッタである． ４９６．４９７はリミッタ４９５によって制限された電
流振幅■をアナログ入力信９、ｓｉｎテブル４７３から
読み出したｓｉｎθｅとｓｉｎ（θｅ＋１２０゜　｝の
値をゲイン設定信号としてＩｓｉｎθｅとＩｓｉｎ（θ
ｅ＋１２０’）なるｔ流指令値を出力するＭＤＡである
．ここで、２つの指令値の位相が１２０゜すれているの
はモータが３相モータであるためであり、相数が異なる
場合は位相ずれは他の値になる。 （７）電力制御部 第２図の電力制御部４８で、５０１．５０２はモータ■
の２つの相のコイルに流れる電流をそれぞれ検呂ずる電
流検出回路である。 ５０３，５０４はＭＤＡ４９６　　４９７からの電流指
＜′ｉ信号と電流検出回路５０１，５０２の検出電流信
号の１扁差をとる滅′ｎ器である。 ５０５はこれらの偏差をもとにモータコイルの励磁電流
をフィードバンク制御するためのパルス幅変調信号（以
下、パルス幅変調をＰＷＭとする）を生成して出力する
ＰＷＭ回路である。 ５０６はトランジスタを用いて楢成され、ＰＷＭ回路５
０５からのＰＷＭ信号により）一ランジスタを駆動して
モータ１のコイルに励磁電流を流す駆動回路である。 第３９図は駆動回路５０６の禍成例を示した図である。 この回路はブリッジ型のインバータ回路であり、図はブ
リッジ回路の半分を示したものである。 図で、Ｑ１．Ｑ２はブリッジ回路を横成するスイッヂン
グ素子、Ｌはモータのコイル、Ｅｌ，Ｅ２はコイルＬに
電流を流すための電圧を供給する電源である． Ｇ１とＧ２はスイッチング素子Ｑ１とＱ２をＰＷ　Ｍ信
睦で駆動ずるゲート駆動回路、ＤＤＩはスイッチング素
子Ｑ１とＱ２の駆動電圧のもとになる電圧を供給する電
源である。 Ｄは電源ＤＤ１により流れる電流の経路に設けられたタ
イオード、ＲはダイオードＤと直列に接続された抵抗、
Ｃはコンデンサである。 抵抗Ｒと、ダイオードＤと、コンデンサＣとでブートス
トラップ回路Ｂが横成されている．Ａｔ，Ａ２はゲート
駆動回路Ｇ１．Ｇ２に定電圧を与える定電圧回路である
。 この装置で、電源ＣＤＩによりコンデンサＣを充電して
電圧ｖＢｓ，を作る。この電圧を定電圧回路Ａ１で安定
化してゲート回路Ｇ１の駆動用電圧ＶＢＳ２を得る．電
圧ｖＢｓ，は、 ｖＢｓ，＝＝ｖＯｏ，　　ＶＦ　　ｖｏｓｏＮ（　ｌ　
５　） Ｖ　ｏ　ｏ　，：　”Ｘａ　Ｄ　Ｄ　１の発生電圧■Ｆ
：ダイオードＤの順方向の電圧降下分ＶｏｓｏＮ：Ｑ２
がオンのときの電圧降下分 で与えられる． ここで、第３９図の装置の各信号のタイムチャートは第
４０図のようになる。 第４０図で、Ｑ１とＱ２か交互にオンになるため、モー
タのコイルＩ一に流れる電流ＩｏＵＴは（ａ）図のよう
に変化する。これによって、Ｑ２の両端電圧ｖｏｓｏＮ
は（ｂ）図のように変化する． すなわち、Ｑ２かオンのときはＶｌ）ＳＯＮは１０ＵＴ
’ＲＯＮに従って変化し（ＲＯＮはＱ２がオンのときの
抵抗）、Ｑ１がオンのときはｖＦに保持される。 このようなｖｏｓｏＮの変化から、コンデンサＣにかか
る電圧ＶＢ’ｉｌは（ｃ）図のようになる。 ここで、電圧ＶＳＳ＋の最小値が、定電圧回路Ａ１の定
電圧値Ｖ，と電圧降下分ｖｏｐの和よりも大きく設定さ
れていると、すなわち、Ｖｅｓｔ　＞Ｖ＋　＋ＶＤＦ　
　　　　　　（１６）であると、定電圧回路Ａ１の出力
の一定性か保たれてＶＢ６２は（ｄ）図に示すように一
定値になる。 これを満足するための■ｌ：ｌ０１は、（１５）式を（
ｌ６）式に代入し、ブートストラップ動作によるリップ
ル分を考慮して、 Ｖｏ　ｏ　１＞Ｖ＋　＋Ｖ５　ｐ　＋Ｖｐ　＋Ｖ５　Ｓ
６　Ｎ十ＶＲＰ　　　　（１７） ＶＲＰ：リップル電圧 となる．リップル電圧ＶＲＰはコンデンサＣの静電容量
に反比例している。 （１７）式を満たすように電源ＤＤＩの発生電圧を設定
する。 本考案にかかる装置を３相モータに適用した例を第４１
図に示す．この図は３相のハーフブリッジを示している
． 図で、ＶＤＩは下側にあるスイッチング素子の駆動電源
、ＶＤ２はブートストラップ回路用電源、ＶＤ３はモー
タのコイルに電流を流すための重源である。 このように禍成した駆動回路によれば、Ｑ２がオンにな
ってブー１・ストラップ回路にかかる電圧が最・ノトに
なったときでも、定電圧回路の定電圧１ｔｆｆか保持さ
れるように電源ＤＤＩの発生電圧が設定されている。こ
れによって、Ｑ２がｖｏｓｏＮが大きいスイッチング素
子であってもよく、スイッチング素子の自由度か広がる
。 また、電源ＤＤＩの電圧は十分に高く設定されているた
め、コンデンサＣの放電時間が長くなり、Ｑ２をオフに
する時間を長くできる．これによって、動作条件の自ｄ
＋度が広がる。 （８）設定部 第２図の設定部７で、７１〜７３はサーボチｌニングス
イッチである。 ７１は所定の範囲内で位置制御系の固有振動数ｆＴＬを
複数段階に設定する固有振動数設定スイヴチである． ７２はＭＤＡ４９４のＤＣゲインＣＯＣを複数段階に設
定するＤＣゲイン設定スイッチである．ＤＣゲインを最
適値に設定することにより、モータが回転し始めてから
等速度に達したときの整定時間を小さくすることができ
る． ７３は位置制御手段４８０のソフトウェアサーボ中にあ
るデジタル積分器の出力のリミッタ値ＩＬＩＭを複数段
階に設定する積分リミッタ設定スイッチである。リミッ
タ値を最適値に設定することにより、モータが目標位置
に達したときの整定時間を小さくすることができる， これらのスイッチ７１〜７３により、ｆｕ，ＧＤＣおよ
びＩ　ＬＩＭの値が設定されると、ゲインテーブル４８
２から設定値に対応した最適な制御パラメータ値が読み
出される．位置制御手段４８０は読み出した制御パラメ
ータ値をもとに、ＭＤＡ４９４のゲインを設定する。 なお、ｆ７１　，　Ｇｏ　ｃ　，　　Ｉ　ＬＩＭの設定
はスイッチによらず外部のコントローラで行う上うにし
てもよい。 また、制御パラメータはｆｕ＋　ｃｏｃ　，ＩＬＴＭの
全てではなく少なくとも１つが設定されると読み出され
るようにしてもよい。 ７４．７５は上位コントローラ３と接続された入出力ポ
ー１ヘ（以下、Ｉ／Ｏボー１・とする）である。 Ｉ／Ｏボート７４では位置制御手段４８０の制御を積分
動作または比例動作に切換える積分／比例切換信号か転
送される。 Ｉ／Ｏボート７５ではＭＤＡ４９４のゲインを直接設定
するゲイン設定信号が転送される。 （１）〜（８）に分けて説明した各構成要素で、複数の
横成要素にまたがる部分の具体的横成例について説明す
る。 （９）原点検出装置 第４２図はモータの回転位置の原点を検出する装置の横
成例を示した図である， 図で、磁気レゾルバ２は、モータの回転により位相が変
調された信号θ０と位相が変調されない基単信号θ１を
出力する。各信号は次式で与えられる． θｏ　　＝Ｋｓ　　ｉ　ｎ　　（ωｔ＋ｎ＋　　θ）θ
，＝Ｅｓｉｎωｔ Ｅ：電圧の振幅、Ｋ：定数 ｎ，：磁気レゾルバのロータの歯数 これらの信号θ。１θ，は、Ｌ，ＰＩ”４１９，４２２
とコンパレータ４２１，４２０を通過して波形整形され
てからから、位相差カウンタ４４３に与えられる。 位相差カウンタ４４３は、与えられた２つの信号の位相
差をクロック発生器４４１の発生クロツクで計測する。 位相差カウンタ４４３はモータ１のロータの歯のｎピッ
チ（ｎは整数）の回転角度に相当する位相差をカウント
したところで桁上がりを生じる構成になっている。また
、位相差カウンタ４４３には計測値が１：７−ドされる
帛カレジスタ４４３１が設けられている。 ４７４１はマイクロプロセッサであり、出力レジスタ４
４３１から位相差を読取り、位相差のカウン１・の桁上
がりからモータ１の回転位置の原点を検出する．ここで
いう原点は、モータｌのロータとステータの歯の位相が
一致する回転位置である。 ４７４２は出力信号ボートであり、マイクロプロセッサ
４７４１の原点検出に応じて、オンまたはオフの原点信
号を出力する． マイクロプロセッサ４７４１と出力信号ボー１〜４７４
２は第２図の原点処理千段４７４に設けられている。 このように相成した装置の動作を説明する。 第４３図は各信号のタイムヂャートである。 磁気レゾルバ２からは（ａ）図と（ｂ）図に示すような
信ヰθ。とθ，が出力される．位相差カウンタ４４３は
これらの信号の位相差 （ｔ＋　　ｔｏ）を（ｃ）図に示すクロック発生器４４
１のクロックで計測し、計測値ｍを出力レジスタ４４３
１に格納する。このとき、出力レジスタ４４３１のセッ
ト値は（ｄ）図のように変化する． マイクログロセッサ４７４１は定周期で出力レジスタ４
４３１のセット値を読取り、第４４図に示す処理をして
磁気レゾルバ２の回転位置の原点を検出する。 ここで、第４４図の処理を説明ずる。 位相差カウンタ４４３は、磁気レゾルバ２のロタの１歯
ピッチ分の位相差をカウントしたところでＭＳＢへの桁
上がりか生じる構成になっている。 マイクロプロセッサ４７４１は、読取った出力レジスタ
４４３１のセット値から、ＭＳＢの内容が１であるとき
は原点信号をオンにし、０であるときは原点信号をオフ
にする。この上うな原点信号は出力信号ポート４７４２
から発生ずる．マイクロプロセッサの処理と原点信号の
タイムチャートを第４３図（ｅ）と（ｆ）に示す（ｔｐ
　：マイクロプロセッサの処理時間、ｔｓｐ：マイクロ
プロセッサの処理周期）。 このようにアルゴリズムによる原点信号の操作を行うに
は、モータ１の回転数Ｎは次式を満たさなければならな
い。 Ｎ＜１／２ｎｐ−ｔｓｐ ｎｐニモータのロータの歯数 なお、位相差カウンタ４４３はモータのロータの歯の１
ピッチ分以外の任意の整数ピッチ分の位相差をカウント
したところでＭＳＢへの桁上がりを生じるものであって
もよい． また、ＭＳＢへの桁上がりに限らず他の桁への桁上がり
をもとに原点信号を操作する構成にしてもよい． このような原点検出装置によれは、次の効果か得られる
。 ■位相差カウンタのＭＳＢへの桁上がりを生じるまでの
カウントを００とすると、１／ｎｐ−Ｃ．の分解能で原
点を検出でき、位相差をカウン１・するクｎツクの周波
数を大きくすれば検出分解能を高められる．これによっ
て、高精度で原点を検出できる． ■マイクロプロセッサによる処理が大半であるため、低
コストで原点信号を発生できる．特に、マイクロプロセ
ッサを内蔵したサーボドライバ等に適用した場合に好都
合である． （１０）検出信号の補正装置 第４５図は検出したモータの回転位置を補正する装置の
＃４戒例を示した図である。 図で、４７１１はＲＯＭを用いた補正テーブルであり、
θ。＝Ｋｓ　ｉ　ｎ　（ωｔ十ｎθ）の式の中のθの０
゜から３６０゜までの所定の角度とそれぞれの角度にお
ける補正量が対応して格納されている。この補正量は、
３６０゛の電気角の補正量すなわちロータの歯の１ピッ
チ分の補正量に相当する。 ４７１２はマイクロプロセッサであり、出力レジスタ４
４３１にセツ１〜された位相差を読取り、この位相差を
もとに補正テーブル４７１１から補正量を読出す．そし
て、読取った位相差をもとに算出した回転位置をこの補
正量で輔正する。 ４７１３はマイクロプロセッサ４７１２で補正した位置
の信号を受取り、これをシリアルバルス信月に変換して
出力するパルス出力器である．この出力がモータ１の回
転位置の検出信号となる。 補正テーブル４７１１、マイクロプロセッサ４７１２お
よびパルス発生器４７１３は第２図の位置演箕手段４７
１に設けられている。 このように椙戊した装置の動作を説明する。 第４６図は各信号のタイムチャートである。 磁気レゾルバ２からは（ａ）図と（ｂ）図に示すような
信号θ。とθ，か出力される。位相差カウンタ４４３は
これらの信号の位相差 （ｔ＋　　ｔｏ）を（ｃ）図に示すクロツク発生器４４
１のクロックｆ’ｃで計測し、計測値ｍを出力レジスタ
４４３１に格納する。このとき、出力レジスタ４４３１
のセット値は（ｄ）図のように変化ずる． マイクロプロセッサ４７１２は定周期で出力レジスタ４
４３１のセット１直を読収り、第４７図に示す処理をし
て補正したモータの回転位置を算出する。 すなわち、第４７図では、モータの回転速度ＶかＶＬ＝
（定格回転速度）×０、０３よりも小さいか否かを判別
し、小さい場合は、出力レジスタ４４３１のセット値を
もとに補正テーブル４７１１から補正量を読出し、出力
レジスタ４４３１のセット値から算出した回転位置をこ
の補正量で補正する。 ＶがｖＬよりも大きい場合は、回転が高速なため、補正
値が算出されたときにモータの回転位置は大きく変わっ
ていて、補正値が有効に生かされないため、補正は行な
わない。 その後、モータの回転位置の１周期間の変化量をパルス
出力器４７１３に設定する．パルス出力器４７１３はこ
の変化量をシリアルパルスに変換して出力する．これに
よって、モータの回転位置が検出される． このように椙成することにより、高精度で位置を検出で
きる。 （１１）モータ駆動電流の制限装置 第４８図はモータコイルに与える電流を制限する装置の
構戒例を示した図である． 図で、４９５は制限値箕出部４９８から与えられた制限
値で電流指令値信号の電圧を制限することによって電流
指令値ｕｊＴｈを制限するリミッタである． ４８はリミッタ４９５の出力にｊ，６じてモータ１に駆
動電流を供給する電力制御部である。 第２図のような椙成にすると、第２図のシステムでは、
センサ２とリミッタ４９５の間に制限値算出部４９８を
設けることになる。 制限値算出部４９８で、４９８１は電圧制御曲線のパラ
メータが格納された不揮発性メモリ（ＲＯＭとする）で
ある。 ４９８２は電圧制限曲線（以下、Ｉ−Ｎ曲線とする）を
最大電流値とモータの回転数を対応させたテーブルにし
て格納する揮発性メモリ（ＲＡＭとする）である。Ｉ−
Ｎ曲線は、第４９図のように回転数と制限値すなわち最
大電流値の関係を表わしたものである。 ４９８３は制限値を求めるマイクロプロセッサ（ノｚＰ
とする）である． ノｚＰ４９８３で、４９８４はＲＯＭ４９８１から読み
出されたパラメータＰ″Ｃ″Ｉ−Ｎ曲線を選択し、選択
したＩ−Ｎ曲線上における最大電流値しｉｍ（Ｎ）とモ
ータの回転数Ｎを求め、これらの値を対応させてＲＡＭ
４　９８２に格納する演算手段である。 ４９８５はセンサ２の出力信号をもとにモータの回転数
Ｎを検出する速度検出器である．挨出した回転数Ｎをも
とにＲＡＭ４９８２から電流制限値Ｌｉｍ（Ｎ）か読み
出されてリミッタ４９５へ与えられる。 このように椙或した装置の動作を説明する。 電源投入時には、ＲＯＭ４９８１からＩ−Ｎ曲線のパラ
メータＰを読み出し、このパラメータで制限関数ｆ　（
Ｐ，Ｎ）を選択する．そして、Ｌ１ｍ　（Ｎ）＝ｆ　（
Ｐ，Ｎ）より各回転数Ｎの値における最大電流値！、ｉ
ｍ（Ｎ）を算出し、算出値をＲＡＭ４９８２に対応させ
て格納する。このよ゛うな演算をするに当たって、関数
ｆ　（Ｐ，Ｎ）と回転数の範囲一ｒ’Ｊｔａχ〜ＦＮ．
．ａχは予め与えられている．１−Ｎ曲線の一例を第５
０図に示す．通常動作時には、まず、速度検出器４９８
５がセンサ２の出力信号よりモータの回転数Ｎを検出？
る． 次に、検出した回転数Ｎに対する最大電流値！．，　ｉ
　ｍ　（　Ｎ　）をＲＡＭ４９８２から読み出し、この
値をリミッタ４９５に与える。 一リミッタ４９５は電流指令値ｕｉｕの信号の電圧を次
のように制限して電流指令値ｔＪｏ　ｕ　ｔの信号を出
力する． ｔｌｊｕｌ≦Ｌｉｍ（Ｎ）のとき、 ｕｏｕｔ”ｕｊｕ ｕｔＴＬ　ｊ＞Ｌｉｍ　（Ｎ）のとき、ｕ■ｕ１＝Ｌｉ
ｍ（Ｎ） 電力制御部４８は、このようにして得た雷圧指令値ｕｏ
ｕｔに応じた電流ＩＯｕｔをモータ１に供給する。 このような制限装置によれば、ＲＯＭ４　９　８　１か
ら読み出すパラメータＰを、モータが用いられているア
クチュエー夕の仕様に合わせて設定するだけで、制限関
数ｆ　（Ｐ，Ｎ）の形が決まり、仕様にあった特性のＩ
−Ｎ曲線が得られる．これによって、種々の仕様のアク
チュエー夕に対しても融通かきく． また、制限関数ｆ　（Ｐ，Ｎ）をμＰ内で作或している
ため、複雑な電子回路を新たに設けることなく、安価な
手段で、種々の仕様に対して駆動電流を制限できる．さ
らに、μＰで制限値を算出しているため、高精度で制限
値が得られる。 （１２）絶対回転位置検出システム 第２図のシステムに絶対回転位置の検出機能をもたせた
構成例について説明する。 簗５１図はａ福部の構成断面図である，図で、磁気レゾ
ルバとして、モータ１が１　／　ｎ回転する毎に検出は
号の位相がＯ゜から３６０゜まで変化するｎＸレゾルバ
（ｎは整数）２，と、モータ１が１回転する毎に検出信
号の位相がＯ゜から３６０′まで変化ずる１Ｘレゾルバ
２２が設けられている。 １Ｘレゾルバ２２はｔ　／　ｎ回転を分解能としてモー
タの回転を検出し、ｎＸレゾルバ２，は検出した］／ｎ
回転内でのモータの回転位置を検出する。 ｎＸレゾルバのロータに形成された歯の数はモータ１の
ロータに形１＆．された歯の数と同数になっている。 その他の機横部の構成は第２６図と同一になっている． 第５２図に示すように、磁気レゾルバ２，と２２はモジ
ュール化されていて、組立てが完成した状態でアクチュ
エー夕に組込まれる。 モータ・ドライブ・システムがインクリメンタル方式だ
けのものでよい場合はｎＸレゾルバのみを取付け、絶対
回転位置の検出機能までも必要な場合はｎＸレゾルバの
他にオプションとして１Ｘレゾルバを取付ける。 このような磁気レゾルバの検出信号を用シ１てモータの
絶対回転位置を検出するシステムの構成例を第５３図に
示す。 第５３図において、４０２１と４０２２はｎＸレゾルバ
と１Ｘレゾルバがそれぞれ接続されたレゾルバ１／Ｆ、
４９１はレゾルバＩ　／　Ｆ　４　０　２　＋からの信
号をアナログ電圧の速度検出信号にして帰還するＦ／Ｖ
変換器、４０４１はｎＸレゾルバ２の励磁信号ＳＩＧＯ
と出力信号ＳＩＧＩの位相差からｎＸレゾルバの検出位
相を計測するｎＸカウンタ、４０４２はレゾルバＩ／Ｆ
４０２２から送られてくる１Ｘレゾルバ３の励磁信号Ａ
ＢＯと出力信号ＡＢＩの位相差から１Ｘレゾルバ３の検
出位相を計測する１Ｘカウンタである。 ４０４３はｎＸカウンタ４０４１と１Ｘカウンタ４０４
２の計測値を用いてモータ１の絶対回転位置を算出する
合成回路、４７００はｎＸカウンタ４０４１または合戊
回路４０４３の出力を選択的に位置検出信号として帰還
させるスイッヂである。 ４０４１〜４０４３の構成要素は、第２図の計数回ｊ％
４０４内に設けられている。 ４７６は合成回路４０４３で算出した絶対回転位置をＡ
相パルスとＢ相バルスまたはアップパルスとダウンパル
スにして発生するパルス発生回路、３はパルス発生回路
４７６によって与えられた絶対回転位置を基準としてイ
ンクリメンタルな位置指令値の信号をアップ／ダウンパ
ルスで出力ずる位置指令コンｌ・ローラである。 ４７５は指令位置コントローラ３の出力パルスのパルス
数を積算ずる積算カウンタ、４７９は位置指令値と位置
帰還値の而差をとる減箕器、４８０は而差をもとにモー
タ１の回転位置をフィードバック制御する位置制御部、
４８１は位置制御部４８０の制御信号をデジタル／アナ
ログ変換するＤ／Ａ変換器である。 ４９３は速度指令値となったＤ／Ａ変換器４８１の出力
と速度帰還値の偏差をとる′／５算器、４９４は面差信
号を増幅する増幅器である．４９６と４９７は増幅器４
９４によって振幅Ｉが与えられ、ｎＸカウンタ４０４１
の位相差カウンｌ〜によって正弦波信号ｓ　ｉ　ｎθｅ
とｓｉｎ（θｃ＋１２０゜）が与えられ、これらを乗算
してＩｓｉｎθｅとＩｓｉｎ（θｅ＋−ｘ２０’）なる
電流指令値の信号を出力するＭＤＡである。 ２つの正弦波信号の位相が１２０゜ずれているのは、３
相モータであるため、相数が異なる場合は位相ずれは他
の値になる． ５０１．５０２はモータ１のコイルに流れている電流を
検出して帰還する電流検出回路、５０７は電流指令値と
電流帰還値の偏差をらとに生成されたＰＷＭ信号で駆動
されて電流を流し、この電流をモータのコイルに供給す
るブリッジ回路である。 電流指令値はｎＸカウンタ４０４１のカウントをもとに
生成される。これにより、ｎＸレゾルバ２，の検出信号
によりモータの転流制御が行なわれることになる， このように構成したシステムの動作を説明する．まず、
絶対回転位置の検出動作を説明する。 第５４図は磁気レゾルバの励磁信号と出力信ヰのタイム
チャートである。 これらの磁気レゾルバは位相変調形であるため、励磁信
号と出力信号の位相差をカウンタで計測することにより
、ｎＸレゾルバと１Ｘレゾルバの検出位相φｎχとφ１
χが求められる。 モータが１回転したときに位相φ■χとφ１χは第５５
図のように変化する。図の横軸の回転角は機械角である
。 このような関係より、検出位相φ，χの値より、検出位
置が検出位相φ■χの何番目の周期に該当するかが検出
される．検出番号ｌとこのときのφ■χの値から次式を
もとに絶対回転位置Ａか求められる。 Ａ＝　（ｆ−１　＞・Ｐ十φ■χ Ｐ：位相が３６０゜のときのｎＸカウンタのカウント φ川χ：ｎＸカウンタのカウント 例えば、ＳＩＧＯとＳＩＧＩの周波数か３　ｋ　Ｈ　７
．、カウンタ４０４１，４０４２の位相計測クロックの
周波数が３　Ｍ　Ｈ　ｚとし、（位相が３６０゜のとき
の１Ｘレゾルバのカウント）＝１０００ ｎ＝２０ φ＜ｘ＝３９０ φ■χ＝５００ とすると、絶対回転位ｆｉＡは次のようになる。 （ｎＸレゾルバの１周期分の検出信号による１Ｘカウン
タのカウントの変化） １０００／２０ ５０ Ｐ　＝　３　Ｍ　Ｈ　ｚ　／　３　ｋ　Ｈ　７．　＝　
１　０　０　０１＝ＩＮＴ　［３９０／５０］＋１ ＝８ Ａ＝　＜８−１　）ｘｌｏｏｏ＋５００＝７５００　［
バルス〕 この演算ではパルス数のカウントが算出されているが、
パルス数は角度に比例しているため、狂出値から回転位
置が求められる． 次に、サーボシーケンスは次のとおりになる。 まず、電源投入後、スイッチ４７００をＳ。ｌｌＩＩに
接続し、位置サーボを駆動して絶対同転位置を算出し、
位置指令値一絶対回転位置とする。 この絶対回転位置の値をＡ相パルスとＢ相パルスまたは
アップパルスとダウンパルスにより上位の位置指令コン
トローラ３へ通信ずる。 位置指令コントローラ３は、絶対回転位置の値をオフセ
ット値としてその後はインクリメンタルな位置指令値を
パルス信号で発生する。 位置サーボはこの位置指令値を受信し、動作している間
はスイッチ４７００をＳ＋開へ接続してｎＸカウンタの
カウン１−を位置帰還値として位置をフィードバック制
御する， モータか停止して位置決めされると、スイッチ４７００
をＳｏ側に切換えて絶対回転位置を検出する。 このように横戒したシステムによれば、次の効果か得ら
れる． ■モータの機楢部では、ｎＸレゾルバと１Ｘレゾルバは
モジュール化されていて、モータ・ドライブ・シスデム
がインクリメンタル方式だけのものでよい場合はｎＸレ
ゾルバのみを取付け、絶対同転位置の検出機１ｒｆ：ま
でも必要な場合はｎＸレゾルバの他にオプションとして
１Ｘレゾルバを取付ける構成になっている．このため、
インクリメンタル方式のｆｉ楢部に簡単な追加を行うだ
けで絶対回転位置を検出できるモータ・ドライブ・シス
テムを実現できる． ■第５３図の破線で囲んだ部分がインクリメンタル方式
のシステム構成で、この部分に１Ｘレゾルバの信号処理
回路と、２つのレゾルバの検出信壊の合戊回路を追加ず
るだけで絶対回転位置を検出できるモータ・ドライブ・
システムを実現できる．■また、モータが停止している
ときに絶対回転位置を検出し、モータが回転していると
きは検出した絶対回転位置をオフセットとしてインクリ
メンタル方式で位置をフィー）ζバック制御しているた
め、インクリメンタル方式の位置制御を行いつつ絶対回
転位置の検出も行うこともできる．本発明にかかるモー
タ・ドライブ・システムは以上説明したような構成にな
っている。 く効果〉 このようなモータ・ドライブ・システムによれば次の効
果が得られる． ■モータ・ドライブ・システムの禍成要素となっている
外部Ｔ／Ｆ部、センサ１／Ｆ部、主制御部および電力制
御部はそれぞれモジュール構成になっていて、各モジュ
ールはカードで横戒されている．これによって、カード
を交換ずるだけで様々な要求に対応できる． ■さらに、モータの機構部でも構成部品が所定のまとま
り毎にモジュールを構成しているため、出力トルク、寸
法等が容易に変更でき、種々の仕様に柔軟に対応できる
。 ■外部Ｉ／Ｆ部では、シリアルパルス信号線、８ビット
マイコンバスおよびアナログ信号線のいずれを介しても
上位コントローラと接続できる．これによって、モータ
・ドライブ・システムは各種の上位コントローラから指
令値を受けることができ、シスデムの適用範囲が広くな
る。 ■センサＩ／ト゛部では、磁気レゾルバも光学式エンコ
ーダも接続可能である。このため。精度を酸先ずるか、
価格を醍先するかによって光学式エンコーダまたは磁気
レゾルバを選択でき、様々な目的に適用できる。 ■磁気レゾルバを用いる場合と、光学式エンコダを用い
る場合とでは、使用するＩＤカードが異なるだけでシス
テムの他の横成部分は共用できる．これによって、磁気
レゾルバと光学式エンコーダを、システムを構成するモ
ジュールを共通にして使い分けることができる。 ■光学式エンコーダでは、スリッ１・は２列設けられて
いて、 （外側スリットの数と内側スリットの数の差）＝（モー
タのロータの歯数｝ であり、磁気レゾルバでは、 （磁気レゾルバのロータの歯数） ＝（モータのロータの歯数） になっている． また、磁気レゾルバ用ＩＤカードでは、位相が検出され
た回転検出信号と、位相が変調されない基準信号を取り
出している。さらに、光学式エンコーダ用ＩＤカードで
は外圓スリットと内醐スリットによる光検出信号を取出
している。 このため、いずれのＩＤカードでも、取り出した２つの
信号の位相差を計測することによって、モータにおける
ロータとステータの歯の位相ずれを検出でさる．これに
よって、共通の位相差カウンタを用いて転流制御のため
の信号を得ることができる。 さらに、位相ずれを積立することによってモータの回転
位置を算出できる． それぞれのセンサの、位相変調された出力信号の周波数
からモータの回転速度を検出できる。 以上のことから、センサＩ／Ｆ部では、位置制御、速度
制御および転流制御のための信号を同時に検出できる．
しかも、磁気レゾルバと光学式エンコーダの２種類のセ
ンサについてこれら３つの制御に用いる信号を検出でき
る。 ■絶対回転位置の検出機能をもたせたシスデムは、イン
クリメンタル型の磁気レゾルバを用いたシスデムに、１
Ｘレゾルバとその制御回路を追加しただけのものである
。これによって、安価に絶対回転位置の検出システムを
実現できる． ■インクリメンタル型のセンサを用いたシステムでは、
位相差カウンタの桁上がりを利用して回転位置の原点を
検出しているため、既存のカウンタを用いて低コストで
原点を検出できる．以上説明したように本発明にかかる
モータ・ドライブ・システムは多くの利点を有し、種々
の用途への適用に有効である．[Two devices can be configured. (2) The stator core and circuit section can be used in common with an nX type magnetic resolver (a magnetic resolver in which the phase of the detection signal changes by n cycles when the rotor rotates once). Another elliptical example of a magnetic resolver is shown in FIG. In the figure, motor 1 has the same configuration as the motor in Figure 4, although the number of stacked stator cores is different. The magnetic resolver 2 consists of a high-resolution magnetic resolver 21 (multipolar resolver) and a magnetic resolver 22 (unipolar resolver) whose detection resolution is smaller than that of the magnetic resolver 21. Here, the detection resolution increases as the number of pulses generated by the magnetic resolver increases when the motor rotates once. Magnetic resolvers 2 and 22, 21 and 25 are stators, 2
2 and 26 are rotors. Stators 21 and 25 are connected to stator 11, and rotors 22 and 26 are connected to rotor 12. As a result, the rotors 22 and 26 are connected to the bearing 1.
It is cantilevered by 3. The magnetic resolver 2 has multiple rotational positions as its origin. Further, the magnetic resolver 22 determines which origin the origin detected by the magnetic resolver 2 is. 273 is a drive circuit that drives the motor 1 according to externally applied pulses. 274 indicates the origin number, the phase difference from the reference position of the origin (hereinafter referred to as absolute position data), and the pulse given to the motor to position the rotational position at the origin, as shown in FIG. 27 for the plurality of origins mentioned above. A memory in which numerical data is stored in correspondence. Select one of multiple origins as the reference position. 275 is a position calculation circuit that calculates the number of pulses from the data stored in the memory 274 based on the absolute position data detected by the magnetic resolver 22 when the origin is detected. Based on this number of pulses, the absolute rotational position is determined by increasing or decreasing the number of pulses. The driving time I%273 is T T,1 for the magnetic resolver in Fig. 2.
The memory 274 and the position detection circuit 275 are provided in the position control section 470. The operation of the device thus constructed will be explained. For example, assume that the number of origins is 10 and the number of pulses given to rotate the motor 1 once is 10,000. In this case, the origin is set every 36 degrees, and when 1000 pulses are applied, the motor rotates by the distance between the origin points. After the power is turned on, a return-to-origin operation is performed, and the motor 1 detects the origin after rotating a maximum of 36 degrees and stops. At this time, the magnetic resolver 22 detects absolute position data of the detected origin. If this absolute position data is 180 degrees, the position calculation circuit 275 uses the data shown in FIG.
Detects that 00 pulses are stopped at the given position. Therefore, after that, the absolute rotational position of the motor is detected from the increase/decrease in the number of pulses based on the position where 5000 pulses are applied. The drive circuit 273 determines the rotational position of the motor 1 by feedback control based on the detected absolute rotational position. According to the magnetic resolver with M precepts, high-resolution and low-resolution position detection means are provided, the rotational position of the motor is detected by the high-resolution position detection means, and the origin number is determined by the low-resolution position detection means. is detected. Thereby, a plurality of origins can be provided, and in the origin return operation, the rotation angle of the motor is at most the distance between the origin points, so that the time required for the origin return operation can be shortened. Another example of the structure of the magnetic resolver is shown in FIG. In the figures, (a) is a front view, and (b) is a sectional view of the Z, Z portion of figure (a). In the figure, 281 and 282 are two disc-shaped stator members made of magnetic material. data member 28
1 and 282 have protrusions [!] at every position separated by a rotation angle of 90°. 2 8 3 +~2834 and 284,~284,
is formed. Teeth 285 are formed at the tips of these salient poles at a constant pitch pb. The phase of the teeth of adjacent salient poles in the same stator member is (1
/ 2) It is slipping by p b. Stator member 2
81 and 282 are stacked with a non-magnetic member 286 inserted to form a stator 287. At this time, the teeth of adjacent salient poles of the stator are stacked such that the phases of the teeth are shifted by (1/4) pb. For example, salient pole 283,
The phases of the teeth 284 and 284 are shifted by (1/4) pb. 288 is a coil wound around salient poles 283 and 2833,
2882 is a coil wound around salient poles 2832 and 2834. Coils 2881 and 2882 constitute a one-phase coil. Similarly, coils 2891 and 2892 are wound around the stator member 282. 290 is a rotor arranged outside the stator members 281 and 282. The rotor 290 is formed with m291 that faces the teeth 285 and has substantially the same pitch as the teeth. FIG. 29 is a diagram showing an example of the configuration of a sensor interface section to which a magnetic resolver according to the present invention is connected. In the figure, 280 is the magnetic resolver part shown in FIG. 441 is a clock generator that is a driving signal source for the coil of the magnetic resolver, 442 is a frequency divider that divides the frequency of the clock generated by the clock generator 441, and 411 is a low bus that extracts low frequency components of the divided clock. Filter (hereinafter referred to as L
412 is a converter that shapes the waveform of the extracted signal.The shaped signal is E sinωt
An alternating current voltage (E: voltage amplitude, ω: angular velocity, t: time) is generated and drives the coils 2881 and 2882. 413 is a phase adjustment means that shifts the phase of AC voltage Esinωt by 90° to make AC voltage Ecosωt, and electrically corrects mechanical errors in the mounting positions of stator members 281 and 282 (sin core and cos core). The AC voltage ECOS(J)t excites the coils 289 and 2892. 414 and 415 are amplitude adjustment means and phase adjustment means for adjusting the S width and phase of the AC voltage Es i nωt. The carrier component of the alternating current voltage Esinωt is canceled by the A adjustment.
A subtractor 417 calculates the difference between the currents flowing through the coils 289 and 2892 and outputs a voltage proportional to the difference. Add the subtracted values obtained by subtractors 416 and 417 to 418,
This addition37. This is a correction device that adds the signal that has passed through the phase adjustment means 415 to the signal 3 to correct the correction signal. here,
The corrected addition signal is a signal Ksin(ωt+θ) whose phase is modulated by the rotation angle θ of the rotor of the magnetic resolver (
K: constant). 4] 9 is a band pass filter (hereinafter referred to as BPF) that extracts a specific frequency component of the correction signal of the adder 418.
20.421 is a converter that shapes the waveform of the output of the frequency divider 442 and BPF 419. 443 is a phase difference counter that counts the phase difference between the signals shaped by the comparators 420 and 421 using the clock of the evening lock generator 441. 444 is a comparator 421
This is a period counter that measures the period of the shaped signal by using the clock of the clock generator 441. A position calculation means 471 calculates the rotational position of the rotor 290 during one rotation based on the period measured by the period counter 444. Of the components described above, 411 to 420 are provided in the resolver ID power cord 402 in FIG. 2, and 441 to 444
is provided in the counting circuit 404, and 471 is provided in the position control section 47.
It is set to 0. The operation of such a magnetic resolver will be explained. AC signals Es・inωt and EcosωL. 7) Since there is a relative electrical angle error between the coils 288
,,2882 and 289+. 2892 is AC voltage ESl
It is driven by n (ωt + ΔA) and E cos ωt (ΔA is the electrical angle error). When the rotor 290 rotates by θ, the coil 288+
, 2882. 289+. Current I flowing through 2892
81, 182, 191, and 192 are as follows. I8+ = Io fl + mcos (θ + δA) + X
sfn (ωt + ΔA) (7) Is2=Iofl mcos (θ+δA))Xsfn
(ωt+Δa) (8) 19 ,=Io (1+ms inθ)cOsωt(
9) 192-T o (1-m sin θ)
c o S ω t(10) m: constant Here, δA is a relative mechanical error in the mounting positions of the sin core and the cos core. The subtracters 416, 417 and the adder 418 perform the calculation of equation (7) - equation (8) + equation (9) - equation (10) to obtain the operation shown in the following equation! Calculate the I value v1. + (5, m Buddha W ぢ (
1 [) Here, e s j nωt AC voltage Es i nωt
It is a carrier component contained in. The phase adjustment means 413 adjusts the electrical angle of equation (11) so that ΔA=δA, thereby setting the second term on the right side of equation (11) to O. Further, by adding a signal -esinωt whose amplitude and phase are adjusted to the AC voltage Esinωt to this signal, the residual carrier component is canceled out. The phase difference counter 443 calculates the phase difference between the carrier component canceled signal θ0 and the excitation signal θ1 using the clock generator 441.
Measured using the generated clock. Since the 360° electrical angle of the excitation signal θ, corresponds to one tooth pitch of the rotor 290,
The phase difference measured by the phase difference counter 443 is
Corresponds to the rotational position within one tooth pitch. ROM in which the sine value is stored using the measured phase difference as an address pointer
The read data is used to control the commutation of the motor whose rotation is detected by the magnetic resolver. The period counter 444 receives the signal θ. The period of is measured by the clock generated by the clock generator 441. Position calculation means 47
1 is a signal θ whose phase is modulated based on the measurement period of the period counter 444; The difference between the periods of the excitation signal θ1 and the excitation signal θ1 is taken at regular intervals. Since the rotation angle θ of the rotor 290 is vt (v: constant), the modulated signal has the form Esin(ω+v)t. Therefore, the period of the modulated signal changes depending on the rotation angle θ. Therefore, if we take the difference between the periods of the modulated signal Esin(ω+v)t and the excitation signal Esinωt and integrate it, the rotor 2
The rotational position during one rotation of 90 is determined. For example, if the number of clocks required to count one cycle of the excitation signal θ1 is 4096 and the number of teeth of the rotor of the magnetic resolver is 124, the position calculation means 471 calculates the rotational position from the following equation. In this case, when the rotor rotates once, 124×4096=507904 clocks are detected. According to the magnetic resolver configured in this way, since the signal detection method is a phase modulation method, a digital interface can be easily configured, and position detection and motor commutation control are also possible. (2-2) If the sensor is an optical encoder, the 30th
The figure shows an example of horizontally forming an optical encoder used as a sensor. In the figure, 301 is a disc-shaped code plate, and is provided with two rows of light-transmitting slits in which light-transmitting slits are arranged at a predetermined pitch in the circumferential direction. The outer slit row of +111J is provided with m1 light-transmitting slits 302, and the inner light-transmitting slit row is provided with m2 light-transmitting slits 303. The difference in the number of translucent slits between the inner and outer fil is that the slit 1 is used as a slit for detecting the rotational position of the motor 1 code plate 1.
A slit S for detecting the origin is provided on the outside of .about.302. This code plate 301 rotates together with the output shaft of the motor. 304 and 305 are light sources, 306 and 307 are light sources 304,
This is a lens for converting the light beam from 305 into a parallel beam. The light passing through the lens 306 enters the slit 302 and S.
The light passing through the lens 307 hits each slit 303. 308 is the light that passed through the transparent slit 302 (slit@)
This is an image sensor that receives light, for example, eight photodiodes 3081 to 3o88 arranged in a γ-ray pattern. G + , G 2 are transparent pickpocket yt-
This is a photodiode that detects the light that passes through S. An image sensor 309 receives the light (slit image) passing through the transparent slit 303, and is composed of, for example, 8F photodiodes 3o9, to 3o98 arranged in an array. These photodiodes are arranged within one pitch P' of the light-transmitting slits, as shown in FIG. 3l. 310 is a signal processing circuit, which connects photo 1 to diode 308.
The positional relationship between the rotor and stator teeth of the motor is determined based on the detection signals 1 to 3088 and 3091 to 3098. A concrete example of the construction of such a control device is shown in Fig. 32. In Fig. 32, SWI to SW8 are photodiodes}308t
This is a switch that extracts the signals from ~3088 and 3091~3098 at a fixed timing. 311 and 312 are OP amplifiers, and each switch SW1
~Amplify the signal applied via SW8. The outputs of the OP amplifiers 311 and 312 have a 1ra step waveform. The height of the waveform corresponds to the number of free diodes that detected the light. FIG. 33 is a diagram showing another example of the configuration of the rotation detection section used in the system according to the present invention. This rotation detecting section uses an encoder having two rows of translucent slits 1 for detecting position in the shape of a sine wave. The outer slit I row is provided with m1 light-transmitting slits 331, and the inner 1×1 light-transmitting slit row is provided with m2 light-transmitting slits 332. In this encoder as well, the difference in the number of inner light-transmitting slits and outer light-transmitting slits is set to be the same as the number of teeth on the rotor of the motor 1. SRI and SR2 are sequentially opened and closed by switches SW1 to SW8 to connect photodiodes 308 to 3088 and 309.
, ~3098 is a shift register that takes out the outputs of 3098 at fixed timing. 430, which is also shown in Figure 2, is a D card for optical encoders. With this card, 431.432 is OP amp 311,3
LPF extracts the low frequency component of the output of 12, 433,
434 is a comparator that shapes the waveform of the 111 power of LPF 431 and 432. 404 is a counting circuit that also appears in FIG. In the counting circuit 404, 444.445 is the converter 433
．． 434 is a period counter that counts the period of the output waveform, and 443 is a phase difference counter that counts the phase difference between the output waveforms of the comparators 433 and 434. Next, the operation of such a circuit will be explained. The scan frequency of switches SWI to SW8 is 8fs (
fs is set to the frequency of the output waveform of the LPFs 431 and 432}. The light passing through the transparent slit 331 of the outside is detected by the photodiode array 308, and the inside 11'l! The light passing through the transparent slit 332 of
Detected at 9. When the detection signals of these photodiode arrays are scanned at a frequency of 8 fs, ■, PF431.4
32 passed f+ (t). f2 (t) is as follows. f, (t) = AI S i n (ωt + M+
θ) (1 2) f2 (t) = A2 sin (ωt0M
2θ) (1 3) A + , A2: constant, θ: rotation angle ω-2 of plate B
πfs The phase difference φ between both signals is φ=(M, -M2)θ(14). Here, the equation 1 system between the phase difference φ and the concave angle θ of the bow plate will be explained. For example, the number M1 of the external scream is 8 and it is the inner II! II
A case where the number of slits i to M2 is six will be explained. In this case, the motor's Il! ! Set M to 2 from 8-6. The relationship between the detection signals 4 of the photodiode arrays 308 and 309 and the motor rotation angle in this case is shown in FIGS. 34(a) and 34(b).
)become that way. As shown in the figure, the deviation of these angles (Kenki angle) is proportional to the actual rotation angle θ (n-magnetic angle) of the code plate 301.
、． It increases as φ2... The deviation φ between both detection signals when the code plate rotates by θ
is obtained from equation (14) as follows. φ=(8-6) θ On the other hand, when the code plate 301 rotates by θ in mechanical angle, the rotor of the motor also rotates by θ in mechanical angle. The factor of the motor is 2
Therefore, the teeth of the motor's rotor and stator are angularly deviated by 2θ in terms of electrical angle. That is, the phase difference φ detected by the phase difference counter 443 corresponds to the electrical angle difference between the teeth of the motor rotor and stator. This directly detects the phase shift between the motor's rotor and stator teeth, and the motor's commutation is controlled based on this. In such an encoder, the slit has a sinusoidal shape, so the light hitting the photodiode array also has a sinusoidal shape. Since the photodiode 1 generates an analog detection signal that continuously changes depending on the area hit by the light, the detection signal of the encoder is transmitted along the array of photodiodes 308, 308, as shown in Figure 35. It changes in a step-like manner similar to a sine wave representing the fundamental wave. As a result, the detection signal of the displacement transducer becomes a highly accurate signal that does not contain harmonic components. When such an encoder is used to control the rotational speed of the motor, the motor can be rotated smoothly. The magnetic resolver and the optical ender are selectively connected to the motor drive system. (3) Sensor I/F Section The elliptical structure of the sensor I/F section was explained in conjunction with the explanation of the sensor configuration in FIGS. 29 and 33, but will be supplementarily explained using FIG. 2. In the sensor T/T' part 401 of FIG. 2, the magnetic resolver I
The D card 402 outputs the phase modulated magnetic resolver detection signal and the non-phase modulated reference signal to STGO.
and take it out as SIGI. The optical encoder ID card 403 is located opposite the outer slit and inner slit of the sign board. ii! The frame I placed
- Take out the photodetection signals of the diode array as SIGO and SIGI, respectively. In the counting circuit 404, the phase difference counter 443 is
Count the phase difference between SfG1 and SfG1. Period counter 44
4 and 445 count the periods of SIGI and SIGO. The clock generated by the clock generator 441 is passed through the frequency divider 442.
The frequency is divided by and used as the excitation signal for the coil of the magnetic resolver and as the reference signal B. The phase difference between the rotor and stator teeth of the motor is detected by the counter 1 of the phase difference counter 443, and commutation control is performed based on this phase difference. Further, by integrating the phase shift, the concave rotation position of the motor is determined, and the rotation position of the motor is controlled based on this. Further, the rotational speed of the motor is detected from the frequency of the phase-modulated detection signal of the sensor, and the rotational speed of the motor is controlled based on this. In this way, the sensor I/F section simultaneously detects signals for position control, speed control, and commutation control. Moreover, signals used for controlling these three types of sensors, a magnetic resolver and an optical encoder, can be detected. 402 other examples of magnetic resolver ID cards are shown in the third section.
It is shown in Figure 6. This LD card is made up of one board. In the figure, 422 and 423 are connectors that connect the ID card to the counting circuit 404 and the magnetic resolver, respectively. 424 is an excitation signal generation L that divides the frequency of the clock given from the clock generator 441, passes it through a bandpass filter to produce a sine wave signal, and supplies an excitation signal generated based on this sine wave signal to the magnetic resolver via the connector 423. !
It is the l road. This encouragement! The signal is also given to the counting circuit 404 as a reference signal SIGI. The reference voltage VTef is used to determine the amplitude of the excitation signal. Reference numeral 425 denotes a commutation angle setting concave path which consists of a dip switch and a buffer γ, and provides data on the commutation angle set by the dip switch to the counting circuit 404. dip select 1
The I/F circuit in the same path for setting the propagation angle is selected by the signal CS. 426 converts the detection signal of the magnetic resolver provided through the connector 423 into a sine wave signal, shapes the waveform, and generates the detection signal SI.
This is a signal detection circuit that supplies the signal to the counting circuit 404 as GO. FIG. 37 is a diagram showing an example of the horizontal order of the ID card 403 for optical encoder. This Il) card is also made of one board. In Figure 37, connector 423 is connected to an optical encoder. 435 is evening lock CLK given from counting circuit 404
This is a clock driver that is driven by a clock to generate a clock. The generation clock is applied to an optical encoder, and the detection signal of each photodiode of the photodiode array is scanned at the timing of this clock. 436 is a signal processing circuit that converts the photodetection signals of photodiodes placed opposite the outer and inner slits of the optical encoder into sine wave signals SIGO and SIGI and sends them to the counting circuit 404. Among the signals that pass through the connector 422, the electrical specifications of the next signal are exactly the same whether it is a magnetic resolver ID card or an optical encoder ID card. ■Clock CLK This clock is used to generate an excitation signal in magnetic resolver ID cards, and is used as a photodiode scan signal in optical encoder ID cards. ■Signals STGO and SIGI The rotation angle of the motor can be determined from the phase difference between these sine wave signals. ■ Commutation angle data and chip select 1 signal for CS magnetic resolver] Both the D card and the ID card for optical encoder input and output to the commutation angle setting circuit 4, which has the same configuration. Power and ground can still be shared by both ID cards. On the other hand, the 18 bows uniquely used by each TD card are as follows. ■Reference voltage vTe, used to determine the amplitude of the excitation signal of the magnetic resolver. ■Reset signal R S T Used to initialize the scan of the photodiode output of the optical encoder. From the above, if a connector of about 30 bins is used, the ID card for the magnetic resolver and the ID power for the optical encoder -
The connector 422 can be shared between the two cards. Thereby, the counting circuit 404 connected to the connector 422 is also shared. When the commutation angle changes due to motor replacement, the commutation angle can be set without replacing the board of the counting circuit 404 by replacing the ID card with an ID card set to the changed commutation angle. According to this ID card, the commutation angle data setting function is on the TD card, so when replacing a motor with a different commutation angle, you only need to replace the card. Eliminates the need to replace the entire system. Furthermore, the optical encoder ID card and the magnetic resolver ID card use connectors connected to the counting circuit that have the same specifications. Therefore, even if the type of sensor is changed, the
By simply replacing the D card, the rest of the motor drive system can be used in common. (4) External 17F section As shown in Figure 2, three types of I/Fs are provided in the external 1/F section. A host controller that sends an analog speed command signal and an analog torque command signal is connected to the speed/1/lux I/F 42. A second controller that sends a position command signal using serial pulses is connected to the serial pulse I/F 43.
This I/F also provides the detection signal of sensor 2 as a feedback pulse to the host controller. Feedback pulses are up pulses and town pulses, or A
It takes the form of phase pulse and I3 phase pulse. The host controller performs feedback control of the motor based on the position command signal it sends and the feedback pulses it receives. 8
A host controller that gives position commands is connected to the bit 1 bus T/F 44 via an 8-bit microcomputer bus.
In this T/F, 44 is a pulse generating circuit that generates a number of pulses according to the applied 8-bit data. 44
A feedback pulse counter 2 counts the number of feedback pulses from the sensor 2 and provides data corresponding to the count to the host controller via an 8-bit to microcomputer path. Using such serial pulse T/F 43 and 8 bit 1 to bus I/F 44, the motor can also be feedback-controlled by the host controller. <<5) Position control unit In the position control unit 470 in FIG. 2, 471 calculates the phase shift between the motor rotor and the tooth of the data from the count of the phase difference counter 443, and calculates the rotational position of the motor by integrating this phase shift. It is a position calculation means for calculation. The performance result becomes a position feedback signal. 472 is a commutation calculation means that calculates the phase difference between the teeth of the rotor and stator of the motor from the count of the phase difference counter 443 and generates a signal for commutation control. Reference numeral 473 denotes a sine table in which phase shift values and sine values are stored in correspondence, and outputs a signal of the sine value according to the calculation result of the commutation calculation means 472. 474 is an origin processing circuit that processes the origin detection signal of the rotational position. This circuit is supplied with signals detected by the origin detection slit of the optical encoder. 475 is a counter that counts the number of position command pulses given from the serial pulse I/F 43 or the 8-bit bus T/F 44. 476 converts the feedback pulse from sensor 2 into a smooth pulse signal with pulses arranged at equal intervals and connects it to the I/F.
This is a pulse generation circuit having a smoother function to provide signals 43 and 44. A switch 477 selects either the position command given by the count of the position counter 475 or the position command given by the output of the test signal generating means 478. The test signal is a test pulse signal of a predetermined frequency that gives a position command, and this signal is selected when adjusting the servo system of the position control section in test mode. 479 is a subtracter that takes the deviation between the position command selected by the switch 478 and the detected position calculated by the position calculation means 471. 480 is the motor 1 based on the surface difference taken by the subtracter 479.
This is position control means that performs feedback control of the rotational position of the motor. This position control means 480 is controlled by software 1.
- It constitutes a third-order servo system that performs PD (integral, proportional, differential) operation. 481 is a D/A converter that converts the control signal output from the position control means 480 into digital/analog. For example, as shown in FIG. 38, 482 indicates the natural frequency fu, DC gain Gfllc, and integral limiter value I L I M of the motor position control system, and the optimal control parameters XI j + x+ 2 + XI3 according to these values. This is a gain table that stores the following values in correspondence with each other. The position control means 480 performs control using the control parameters read from the gain table 482. The DC gain Goc and the integral limiter values Il, IM will be explained in the explanation of the setting section 7. Gain tables are provided for integral operation, proportional operation, and differential operation, and are used depending on the type of control operation. (6) Speed Control Unit In the speed control unit 490 shown in FIG. 2, reference numeral 491 is an F/V converter that outputs an analog voltage signal according to the frequency of the rotation detection signal SIGO of the sensor. This output becomes the speed feedback signal. 492 is a D/A converter 488 when performing position control
is connected to the output side of the
・Luku1/F42l}! ! This is a switch connected to I. 493 is the command signal selected by switch 492 and T/V.
This is a reducer that takes the one-cell difference in the velocity feedback signal given through the converter 491. 494 is a multiplying digital to analog converter (hereinafter referred to as MDA)
The analog input signal of the MDA494 is a plane difference signal given from the attenuator 493, and the digital gain setting 100 is the position It is given by the control means 480 or the tuning section 7. For example, when the gain setting signal is an 8-bit signal, the gain of the MDA 494 is set in 256 steps. 495 sets the output voltage of the MDA 494 to a predetermined upper limit value or lower limit value. This is a limiter that limits the current command value given to the power control unit 48 by suppressing it within the range of 496 and 497. 496 and 497 are the current amplitudes limited by the limiter 495, and sinθe and sin( Isinθe and Isin(θ
This is an MDA that outputs a t flow command value of e+120'). Here, the reason why the phases of the two command values are 120 degrees apart is because the motor is a three-phase motor, and if the number of phases is different, the phase shift will be a different value. (7) Power control unit In the power control unit 48 in Fig. 2, 501.502 is the motor ■
This is a current detection circuit that detects the current flowing through the two phase coils. Reference numerals 503 and 504 designate detectors that take the difference of one difference between the current finger <'i signal from the MDA 496 and 497 and the detected current signals of the current detection circuits 501 and 502. 505 is a PWM circuit that generates and outputs a pulse width modulation signal (hereinafter referred to as PWM) for feedbank control of the excitation current of the motor coil based on these deviations. 506 is constructed using a transistor, and the PWM circuit 5
This is a drive circuit that drives one transistor (according to the PWM signal from 05) and causes an excitation current to flow through the coil of the motor 1. FIG. 39 is a diagram showing an example of failure of the drive circuit 506. This circuit is a bridge type inverter circuit, and the figure shows half of the bridge circuit. In the figure, Q1. Q2 is a switching element that forms a bridge circuit, L is a motor coil, and El and E2 are power supplies that supply voltage to cause current to flow through coil L. G1 and G2 are gate drive circuits that drive the switching elements Q1 and Q2 with PWM reliability, and DDI is a power supply that supplies a voltage that is the basis of the drive voltage of the switching elements Q1 and Q2. D is a diode provided in the path of the current flowing from the power source DD1, R is a resistor connected in series with the diode D,
C is a capacitor. A bootstrap circuit B is formed by a resistor R, a diode D, and a capacitor C. At and A2 are gate drive circuits G1. This is a constant voltage circuit that applies a constant voltage to G2. In this device, a capacitor C is charged by a power source CDI to generate a voltage vBs. This voltage is stabilized by a constant voltage circuit A1 to obtain a driving voltage VBS2 for the gate circuit G1. The voltage vBs, is vBs,==vOo, VF vosoN(l
5) V o o,: ”Xa D D 1 generated voltage ■F
: Forward voltage drop of diode D VosoN: Q2
It is given by the voltage drop when is on. Here, the time chart of each signal of the device shown in FIG. 39 is as shown in FIG. 40. In Fig. 40, since Q1 and Q2 are turned on alternately, the current IoUT flowing through the motor coil I changes as shown in Fig. 40(a). As a result, the voltage across Q2 vosoN
changes as shown in (b). In other words, when Q2 is on, Vl) SON is 10UT.
'Varies according to RON (RON is the resistance when Q2 is on) and is held at vF when Q1 is on. Due to such a change in vosoN, the voltage VB'il applied to the capacitor C becomes as shown in figure (c). Here, if the minimum value of the voltage VSS+ is set larger than the sum of the constant voltage value V of the constant voltage circuit A1 and the voltage drop vop, that is, Vest >V+ +VDF
(16), the constantness of the output of the constant voltage circuit A1 is maintained, and VB62 becomes a constant value as shown in the diagram (d). ■l:l01 to satisfy this is to convert formula (15) into (
l6) Substituting into the formula and considering the ripple due to bootstrap operation, Vo o 1>V+ +V5 p +Vp +V5 S
6 N0VRP (17) VRP: Ripple voltage. The ripple voltage VRP is inversely proportional to the capacitance of the capacitor C. The generated voltage of power source DDI is set so as to satisfy equation (17). An example in which the device according to the present invention is applied to a three-phase motor is shown in the 41st article.
It is shown in the figure. This figure shows a three-phase half bridge. In the figure, VDI is a power source for driving the switching element on the lower side, VD2 is a power source for the bootstrap circuit, and VD3 is a heavy source for passing current through the motor coil. According to the drive circuit that has been damaged in this way, even when Q2 is turned on and the voltage applied to the boot 1 strap circuit reaches the lowest level, the power supply is turned on so that the constant voltage of the constant voltage circuit is maintained at 1tff. The DDI generation voltage is set. This allows Q2 to be a switching element with a large vosoN, increasing the degree of freedom of the switching element. Furthermore, since the voltage of the power source DDI is set sufficiently high, the discharge time of the capacitor C becomes longer, and the time during which Q2 is turned off can be extended. This allows the operating conditions to be
+ The degree expands. (8) Setting section In the setting section 7 shown in FIG. 2, 71 to 73 are servo tuning switches. 71 is a natural frequency setting switch that sets the natural frequency fTL of the position control system in multiple stages within a predetermined range. 72 is a DC gain setting switch that sets the DC gain COC of the MDA494 in multiple stages. By setting the DC gain to an optimal value, it is possible to reduce the settling time from when the motor starts rotating to when it reaches a constant speed. Reference numeral 73 denotes an integral limiter setting switch that sets the limiter value ILIM of the output of the digital integrator in the software servo of the position control means 480 to multiple levels. By setting the limiter value to the optimum value, the settling time when the motor reaches the target position can be reduced. When the values of fu, GDC and I LIM are set by these switches 71 to 73, , gain table 48
2, the optimal control parameter values corresponding to the set values are read out. The position control means 480 sets the gain of the MDA 494 based on the read control parameter values. Note that the settings of f71, Goc, and ILIM may be performed using an external controller instead of using switches. Further, the control parameters may be read out when at least one of fu+coc and ILTM is set, rather than all of them. 74 and 75 are input/output port 1 (hereinafter referred to as I/O port 1) connected to the host controller 3. An integral/proportional switching signal for switching the control of the position control means 480 to integral operation or proportional operation is transferred to the I/O boat 74. A gain setting signal for directly setting the gain of the MDA 494 is transferred to the I/O boat 75. For each of the components explained separately in (1) to (8), a specific example of transverse formation of a portion extending over a plurality of transverse elements will be explained. (9) Origin detection device Fig. 42 is a diagram showing an example of a device for detecting the origin of the rotational position of the motor. and outputs a fundamental signal θ1 whose phase is not modulated. Each signal is given by the following equation. θo = Ks i n (ωt+n+ θ)θ
, =Esinωt E: voltage amplitude, K: constant n,: number of teeth of the rotor of the magnetic resolver These signals θ. 1θ, is L, PI”419,422
After passing through comparators 421 and 420 and having its waveform shaped, it is applied to a phase difference counter 443. The phase difference counter 443 measures the phase difference between the two applied signals using the clock generated by the clock generator 441. The phase difference counter 443 is configured to generate a carry when it counts a phase difference corresponding to the rotation angle of n pitches (n is an integer) of the teeth of the rotor of the motor 1. Further, the phase difference counter 443 is provided with a register 4431 in which the measured value is coded 1:7. 4741 is a microprocessor, and output register 4
The phase difference is read from 431, and the origin of the rotational position of the motor 1 is detected from the carry of the phase difference counter 1. The origin here is a rotational position where the phases of the rotor and stator teeth of the motor l match. 4742 is an output signal port, which outputs an on or off origin signal in response to origin detection by the microprocessor 4741. Microprocessor 4741 and output signal baud 1-474
2 is provided at the origin processing stage 474 in FIG. The operation of the device configured in this way will be explained. FIG. 43 is a time chart of each signal. The magnetic resolver 2 generates a signal θ as shown in Figures (a) and (b). and θ, are output. The phase difference counter 443 calculates the phase difference (t+to) of these signals by the clock generator 44 shown in FIG.
1 clock, and output the measured value m to the register 443.
Store in 1. At this time, the set value of the output register 4431 changes as shown in figure (d). The microgrocer 4741 outputs the output register 4 at regular intervals.
The set value of 431 is read and the process shown in FIG. 44 is performed to detect the origin of the rotational position of the magnetic resolver 2. Here, the process shown in FIG. 44 will be explained. The phase difference counter 443 is configured so that when the phase difference corresponding to one tooth pitch of the rotor of the magnetic resolver 2 is counted, a carry only occurs to the MSB. Based on the read set value of the output register 4431, the microprocessor 4741 turns on the origin signal when the content of the MSB is 1, and turns off the origin signal when it is 0. The origin signal is output from the output signal port 4742.
It occurs from The time charts of microprocessor processing and origin signals are shown in Figures 43(e) and (f) (tp
: microprocessor processing time, tsp: microprocessor processing cycle). In order to manipulate the origin signal using the algorithm in this way, the rotation speed N of the motor 1 must satisfy the following equation. N<1/2np-tsp np Number of teeth of motor rotor Note that the phase difference counter 443
A carry to the MSB may occur when the phase difference of an arbitrary integer pitch other than the pitch is counted. Furthermore, the configuration may be such that the origin signal is manipulated not only based on the carry to MSB but also based on the carry to other digits. Such an origin detection device provides the following effects. ■If the count until the phase difference counter carries up to MSB is 00, then 1/np-C. The origin can be detected with a resolution of 1, and the detection resolution can be increased by increasing the frequency of the clock that counts the phase difference. This allows the origin to be detected with high accuracy. ■Since most of the processing is done by a microprocessor, the origin signal can be generated at low cost. This is particularly advantageous when applied to servo drivers with built-in microprocessors. (10) Detection signal correction device FIG. 45 is a diagram showing example #4 of a device for correcting the detected rotational position of the motor. In the figure, 4711 is a correction table using ROM,
θ. 0 of θ in the formula = Ks i n (ωt + nθ)
Predetermined angles from 360° to 360° and correction amounts at each angle are stored in correspondence. This correction amount is
This corresponds to the correction amount for an electrical angle of 360°, that is, the correction amount for one pitch of the rotor teeth. 4712 is a microprocessor, and output register 4
The phase difference set in 431 is read, and the correction amount is read from the correction table 4711 based on this phase difference. Then, the rotational position calculated based on the read phase difference is corrected using this correction amount. 4713 is a pulse output device that receives the position signal corrected by the microprocessor 4712, converts it into a serial pulse signal, and outputs it. This output becomes a detection signal for the rotational position of the motor 1. The correction table 4711, the microprocessor 4712 and the pulse generator 4713 are the position control means 47 of FIG.
1 is provided. The operation of the device thus constructed will be explained. FIG. 46 is a time chart of each signal. The magnetic resolver 2 generates a signal θ as shown in Figures (a) and (b). and θ, are output. The phase difference counter 443 calculates the phase difference (t+to) of these signals by the clock generator 44 shown in FIG.
1 clock f'c, and the measured value m is stored in the output register 4431. At this time, the output register 4431
The set value of changes as shown in figure (d). The microprocessor 4712 outputs the output register 4 at regular intervals.
431 is read, and the corrected rotational position of the motor is calculated by performing the processing shown in FIG. 47. That is, in FIG. 47, motor rotation speed V or VL=
(Rated rotational speed) × 0, determines whether or not it is smaller than 03. If it is smaller, reads the correction amount from the correction table 4711 based on the set value of the output register 4431, and calculates it from the set value of the output register 4431. The rotational position obtained is corrected using this correction amount. If V is larger than vL, the motor is rotated at a high speed, so the rotational position of the motor has changed significantly when the correction value is calculated, and the correction value is not effectively utilized, so no correction is performed. Thereafter, the amount of change in the rotational position of the motor during one cycle is set in the pulse output device 4713. The pulse output device 4713 converts this amount of change into a serial pulse and outputs it. This allows the rotational position of the motor to be detected. By forming the sensor in this manner, the position can be detected with high accuracy. (11) Motor drive current limiting device Figure 48 is a diagram showing an example of a device that limits the current applied to the motor coil. In the figure, 495 is a limiter that limits the current command value ujTh by limiting the voltage of the current command value signal with a limit value given from the limit value generator 498. Reference numeral 48 denotes a power control section that supplies a drive current to the motor 1 according to the output of the limiter 495. If the system shown in Fig. 2 is constructed as shown in Fig. 2,
A limit value calculation section 498 is provided between the sensor 2 and the limiter 495. In the limit value calculation unit 498, 4981 is a nonvolatile memory (ROM) in which parameters of the voltage control curve are stored. Reference numeral 4982 is a volatile memory (RAM) that stores a voltage limit curve (hereinafter referred to as an IN curve) as a table in which the maximum current value corresponds to the rotational speed of the motor. I-
The N curve represents the relationship between the rotation speed and the limit value, that is, the maximum current value, as shown in FIG. 4983 is a microprocessor (nozP) that calculates limit values.
). In P4983, 4984 selects the parameter P"C" I-N curve read from ROM4981, calculates the maximum current value im (N) on the selected I-N curve, and the rotation speed N of the motor. Match these values and store them in RAM.
4982. 4985 is a speed detector that detects the rotation speed N of the motor based on the output signal of sensor 2. The current limit value Lim(N) is read from the RAM 4982 based on the calculated rotational speed N and is provided to the limiter 495. The operation of the device thus constructed will now be explained. When the power is turned on, the parameter P of the I-N curve is read from the ROM4981, and the limit function f (
P, N). And L1m (N)=f (
P, N), the maximum current value at each rotation speed N! ,i
m(N) is calculated and the calculated value is stored in the RAM 4982 in correspondence. In performing such calculations, the function f (P, N) and the rotational speed range r'Jtaχ~FN.
．． aχ is given in advance. An example of the 1-N curve is
It is shown in Figure 0. During normal operation, first, the speed detector 498
5 detects the motor rotation speed N from the output signal of sensor 2?
Ru. Next, the maximum current value for the detected rotation speed N! ．． , i
m (N) is read from RAM 4982 and this value is given to limiter 495. The limiter 495 limits the voltage of the signal of the current command value uiu as follows, and outputs the signal of the current command value tJout. When tljul≦Lim(N), uout”uju utTL When j>Lim (N), u■u1=Li
m(N) The power control unit 48 uses the lightning pressure command value uo obtained in this way.
A current IOut corresponding to ut is supplied to the motor 1. According to such a limiting device, the shape of the limiting function f (P, N) is determined simply by setting the parameter P read from the ROM 4981 according to the specifications of the actuator in which the motor is used. I with characteristics that meet the specifications
-N curve is obtained. This allows flexibility for actuators with various specifications. In addition, since the limiting function f (P, N) is created within μP, the drive current can be limited for various specifications with inexpensive means without the need for a new complex electronic circuit. Furthermore, since the limit value is calculated using μP, the limit value can be obtained with high accuracy. (12) Absolute rotational position detection system An example of a configuration in which the system shown in FIG. 2 is provided with an absolute rotational position detection function will be described. Figure 51 is a cross-sectional view of the configuration of the a-fuku section.As a magnetic resolver, the detection phase changes from 0° to 360° every time the motor 1 rotates 1/n. A 1X resolver 22 is provided in which the phase of the detection signal changes from 0° to 360' every time the motor 1 rotates once. The 1X resolver 22 detects the rotation of the motor with a resolution of t/n rotations, and the nX resolver 2 detects]/n
Detects the rotational position of the motor within rotation. The number of teeth formed on the rotor of the nX resolver is 1 & 2 on the rotor of motor 1. The number of teeth is the same as the number of teeth. The configuration of the other side parts of the machine is the same as in Fig. 26. As shown in FIG. 52, the magnetic resolvers 2 and 22 are modularized and assembled into the actuator in a completed state. If the motor drive system only needs to be of the incremental type, install only the nX resolver, and if an absolute rotational position detection function is required, install the 1X resolver as an option in addition to the nX resolver. FIG. 53 shows a configuration example of a system that detects the absolute rotational position of a motor using the detection signal of such a magnetic resolver. In FIG. 53, 4021 and 4022 are resolvers 1/F to which an nX resolver and a 1X resolver are connected, respectively;
491 is an F/V that converts the signal from the resolver I/F 4 0 2 + into an analog voltage speed detection signal and returns it.
Converter 4041 is the excitation signal SIGO of nX resolver 2
An nX counter that measures the detection phase of the nX resolver from the phase difference between the output signal SIGI and the output signal SIGI, 4042 is a resolver I/F
Excitation signal A of 1X resolver 3 sent from 4022
This is a 1X counter that measures the detected phase of the 1X resolver 3 from the phase difference between BO and the output signal ABI. 4043 is nX counter 4041 and 1X counter 404
A synthesis circuit 4700 that calculates the absolute rotational position of the motor 1 using the measured value of 2 is a switch that selectively feeds back the output of the nX counter 4041 or the synthesis circuit 4043 as a position detection signal. The components 4041 to 4043 are the counting times j% in FIG.
404. 476 is the absolute rotational position calculated by the synthesis circuit 4043.
A pulse generation circuit that generates a phase pulse and a B-phase pulse or an up pulse and a down pulse. 3 outputs an incremental position command value signal as an up/down pulse based on the absolute rotational position given by the pulse generation circuit 476. It is a shift position command controller/roller. 475 is an integration counter that integrates the number of output pulses of the command position controller 3, 479 is a reducer that takes the difference between the position command value and the position feedback value, and 480 is a reducer that calculates the rotational position of the motor 1 based on the difference. a position control section that performs feedback control;
481 is a D/A converter that converts the control signal of the position control section 480 from digital to analog. 493 is a '/5 calculator that calculates the deviation between the output of the D/A converter 481, which is the speed command value, and the speed feedback value, and 494 is an amplifier that amplifies the surface difference signal. 496 and 497 are amplifier 4
94 gives the amplitude I, and the nX counter 4041
By the phase difference counter l~, the sine wave signal s i nθe
and sin(θc+120°) are given, and the MDA multiplies these to output a current command value signal of Isinθe and Isin(θe+−x20′). The phase difference between the two sine wave signals is 120° because 3
Since it is a phase motor, if the number of phases is different, the phase shift will be a different value. 501 and 502 are current detection circuits that detect and feed back the current flowing through the coils of the motor 1, and 507 is a current detection circuit that is driven by a PWM signal that is generated based on the deviation between the current command value and the current feedback value to cause the current to flow. , is a bridge circuit that supplies this current to the motor coil. The current command value is generated based on the count of nX counter 4041. As a result, commutation control of the motor is performed based on the detection signal of the nX resolver 2. The operation of the system configured as described above will be explained. first,
The operation of detecting the absolute rotational position will be explained. FIG. 54 is a time chart of the excitation signal and output signal of the magnetic resolver. Since these magnetic resolvers are of phase modulation type, by measuring the phase difference between the excitation signal and the output signal with a counter, the detection phases φnχ and φ1 of the nX resolver and 1X resolver can be adjusted.
χ is calculated. When the motor rotates once, the phases φ■χ and φ1χ are the 55th
It changes as shown in the figure. The rotation angle on the horizontal axis in the figure is a mechanical angle. Based on this relationship, it is possible to detect which cycle of the detection phase φ■χ the detection position corresponds to based on the values of the detection phases φ and χ. From the detection number l and the value of φ■χ at this time, the absolute rotational position A can be determined based on the following equation. A= (f−1 >・P×φ■χ P: Count of nX counter when the phase is 360° φ riverχ: Count of nX counter For example, the frequency of SIGO and SIGI?
．． , the frequency of the phase measurement clock of the counters 4041 and 4042 is 3 MHz, and (1X resolver count when the phase is 360°) = 1000 n = 20 φ<x = 390 φ■χ = 500, then the absolute The rotational position fiA is as follows. (Change in count of 1X counter due to one cycle of detection signal of nX resolver) 1000/20 50 P = 3 MHz / 3 kH 7. =
1 0 0 01=INT [390/50]+1 =8 A= <8-1 )xlooo+500=7500 [
Pulse] This calculation calculates the number of pulses, but
Since the number of pulses is proportional to the angle, the rotational position can be determined from the deviation value. Then the servo sequence is as follows. First, after turning on the power, turn switch 4700 to S. llII, drive the position servo to calculate the absolute synchronous position,
The position command value is equal to the absolute rotational position. The value of this absolute rotational position is communicated to the upper position command controller 3 using A-phase pulses and B-phase pulses or up pulses and down pulses. The position command controller 3 uses the value of the absolute rotational position as an offset value, and thereafter generates an incremental position command value in the form of a pulse signal. The position servo receives this position command value, and while it is operating, connects the switch 4700 to S+ open to feedback control the position using the nX counter's counter 1- as the position feedback value.The motor stops and the position is determined. Then switch 4700
is switched to the So side to detect the absolute rotational position. According to a system that is regulated in this way, the following effects can be obtained. ■In the motor mechanism part, the nX resolver and 1X resolver are modularized, and if the motor drive system only needs to be of the incremental type, only the nX resolver is installed, and the absolute synchronous position detector 1rf: If this is necessary, a 1X resolver can be installed as an option in addition to the nX resolver. For this reason,
A motor drive system that can detect the absolute rotational position can be realized by simply adding a simple addition to the incremental FI system. ■The part surrounded by the broken line in Figure 53 is the incremental system configuration, and the absolute rotational position can be detected by simply adding a 1X resolver signal processing circuit and a combination circuit for the detection signals of the two resolvers to this part. Motor drive that can be done
The system can be realized. ■Also, when the motor is stopped, the absolute rotational position is detected, and when the motor is rotating, the detected absolute rotational position is used as an offset to control the position in an incremental manner. It is also possible to detect the absolute rotational position while controlling the position of the system. The motor drive system according to the present invention has the configuration as described above. Effects> This kind of motor drive system provides the following effects. ■The external T/F section, the sensor 1/F section, the main control section, and the power control section, which are the components of the motor drive system, each have a module configuration, and each module is controlled by a card. ing. This allows you to respond to various requests simply by exchanging cards. Furthermore, since the component parts of the motor mechanism constitute modules for each predetermined group, output torque, dimensions, etc. can be easily changed, and various specifications can be flexibly accommodated. ■The external I/F section allows connection to the host controller via any of the serial pulse signal lines, 8-bit microcomputer bus, and analog signal lines. This allows the motor drive system to receive command values from various higher-level controllers, widening the scope of application of the system. ■In the sensor I/toe section, both a magnetic resolver and an optical encoder can be connected. For this reason. Do you put precision first?
Optical encoders or magnetic resolvers can be selected depending on cost considerations, and can be applied to various purposes. ■When using a magnetic resolver and when using an optical encoder, the only difference is the ID card used, and the other components of the system can be shared. This allows the magnetic resolver and the optical encoder to be used in the same module that constitutes the system. ■In an optical encoder, two rows of slits 1 are provided, (difference between the number of outer slits and the number of inner slits) = (number of teeth on the motor rotor}, and in a magnetic resolver, (the difference between the number of outer slits and the number of inner slits) (number of teeth on the rotor) = (number of teeth on the motor rotor) In addition, in the magnetic resolver ID card, a rotation detection signal whose phase is detected and a reference signal whose phase is not modulated are extracted. In ID cards for optical encoders, optical detection signals are extracted from the outer slit and inner slit. Therefore, in any ID card, by measuring the phase difference between the two extracted signals, the rotor in the motor can be detected. By detecting the phase shift between the stator teeth and the stator teeth, it is possible to obtain a signal for commutation control using a common phase difference counter.Furthermore, by accumulating the phase shift, the rotational position of the motor can be determined. The rotation speed of the motor can be detected from the frequency of the phase-modulated output signal of each sensor. From the above, the sensor I/F section calculates the signals for position control, speed control, and commutation control. can be detected simultaneously.
Moreover, signals used for controlling these three types of sensors, a magnetic resolver and an optical encoder, can be detected. ■Systems equipped with an absolute rotational position detection function are equipped with one system that uses an incremental magnetic resolver.
It simply adds an X resolver and its control circuit. This makes it possible to realize an absolute rotational position detection system at low cost. ■In systems using incremental sensors,
Since the origin of the rotational position is detected using the carry of the phase difference counter, the origin can be detected at low cost using an existing counter. As explained above, the motor drive system according to the present invention has many advantages and is effective for application to various uses.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は本発明にかかるモータ・ドライブ・システムの
一実施例の概略楢成図、第２図は本発明にかかるモータ
・ドライブ・システムの一実施例の具体的横成図、第３
図〜第５５図は第２図のシステムの各構成要素の具体的
椙成％Ｊを示した図である． １・・・モータ、２・・・センサ，３・・・上位コント
ローラ、４７・・・主制御部、４８・・・電力制御部、
４００・・・外部Ｉ／Ｆ部、４０１・・・センサＩ／Ｆ
部．第５図 第６図 第８図 第９図 第１０図 第１１図 第１２図 第１９図 第１３図 第１５図 第１６図 第１７図 第１８図 １１８ 第２３図 ２７００ 第２４図 第２６図 ２８７ノ 穿 １２８図 （ａ） 第３３図 ４０４ 第３５図 第３８図 第４７図 Ｅ，。５：モータの回転位置 第５２図FIG. 1 is a schematic diagram of an embodiment of the motor drive system according to the present invention, FIG. 2 is a detailed diagram of an embodiment of the motor drive system according to the present invention, and FIG.
Figures 55 to 55 are diagrams showing specific % J of each component of the system shown in Figure 2. DESCRIPTION OF SYMBOLS 1... Motor, 2... Sensor, 3... Upper controller, 47... Main control part, 48... Power control part,
400...External I/F section, 401...Sensor I/F
Department. Figure 5 Figure 6 Figure 8 Figure 9 Figure 10 Figure 11 Figure 12 Figure 19 Figure 13 Figure 15 Figure 16 Figure 17 Figure 18 Figure 118 Figure 23 2700 Figure 24 Figure 26 287 No. 128 (a) Fig. 33 404 Fig. 35 Fig. 38 Fig. 47 E,. 5: Motor rotation position Fig. 52

Claims (24)

【特許請求の範囲】[Claims] （１）モータをフィードバック制御するシステムにおい
て、 指令信号を発生する上位コントローラの種類に応じて複
数のインタフェイスが設けられた外部インタフェイス部
と、 前記モータの回転を検出するセンサのインタフェイスが
設けられたセンサインタフェイス部と、前記外部インタ
フェイス部から受けた指令信号と前記センサインタフェ
イス部から受けた検出信号をもとにモータをフィードバ
ック制御するための制御信号を発生する主制御部と、 この制御信号に従って電流増幅を行い、増幅電流をモー
タのコイルに供給する電力制御部、を有し、前記外部イ
ンタフェイス部、センサインタフェイス部、主制御部お
よび電力制御部は切り分けられてカードで構成されたモ
ジュール構成になっていることを特徴とするモータ・ド
ライブ・システム。(1) In a system that performs feedback control of a motor, an external interface section is provided with a plurality of interfaces depending on the type of upper controller that generates command signals, and a sensor interface that detects the rotation of the motor is provided. a main control unit that generates a control signal for feedback controlling the motor based on a command signal received from the external interface unit and a detection signal received from the sensor interface unit; It has a power control section that amplifies current according to this control signal and supplies the amplified current to the coil of the motor, and the external interface section, sensor interface section, main control section, and power control section are separated into cards. A motor drive system characterized by having a modular configuration. （２）前記モータは、先端に複数の歯が形成された突極
が設けられたステータと、この歯と対向する位置に複数
の歯が形成されたロータを有し、磁界発生手段としては
コイルと永久磁石の両方を用い、各構成部品は所定のま
とまり毎に組み立てが完成したモジュール構成になって
いることを特徴とする特許請求の範囲（１）項記載のシ
ステム。(2) The motor has a stator provided with a salient pole with a plurality of teeth formed at its tip, and a rotor with a plurality of teeth formed at a position facing the stator, and the magnetic field generating means is a coil. 2. The system according to claim 1, wherein the system uses both a permanent magnet and a permanent magnet, and each component has a modular structure in which the assembly is completed in predetermined groups. （３）前記モータは、胴部の部材に長さの異なるものを
用いるだけで積み重ねるコアの数を変えて出力トルクを
変えられることを特徴とする特許請求の範囲（１）項記
載のシステム。(3) The system according to claim (1), wherein the output torque of the motor can be changed by changing the number of stacked cores simply by using body members of different lengths. （４）前記センサは磁気レゾルバであることを特徴とす
る特許請求の範囲（１）項記載のシステム。(4) The system according to claim (1), wherein the sensor is a magnetic resolver. （５）前記磁気レゾルバは、位相変調型で、ロータはモ
ータのロータと結合されていて歯数はモータのロータの
歯数と同数で、ロータとステータは２枚のロータ板とス
テータ板を重ね合わせたダブルコア構造のものまたはロ
ータ板とステータ板は１枚であるシングルコア構造のも
ので、ステータ板に設けられた突極には２相コイルが巻
かれ、各相のコイルの両端電圧を加減算して１相の位相
変調された検出信号を出力するものであることを特徴と
する特許請求の範囲（４）項記載のシステム。(5) The magnetic resolver is of a phase modulation type, the rotor is connected to the rotor of the motor, the number of teeth is the same as the number of teeth of the rotor of the motor, and the rotor and stator are formed by overlapping two rotor plates and a stator plate. The rotor plate and stator plate are combined into a double core structure or a single core structure in which the rotor plate and stator plate are one piece.A two-phase coil is wound around the salient poles provided on the stator plate, and the voltages across the coils of each phase are added and subtracted. 4. The system according to claim 4, wherein the system outputs a one-phase phase-modulated detection signal. （６）前記磁気レゾルバは、ロータが１回転する毎に検
出信号の位相が０゜から３６０゜まで変化する１Ｘレゾ
ルバとロータが１／ｎ回転する毎に検出信号の位相が０
゜から３６０゜まで変化するｎＸレゾルバ（ｎは整数）
を組合わせたものであり、前記１Ｘレゾルバの検出信号
により１／ｎ回転を分解能としてモータの回転位置を検
出し、前記ｎＸレゾルバの検出信号により検出した１／
ｎ回転内におけるモータの回転位置を検出してモータの
絶対回転位置を求める検出回路を具備したことを特徴と
する特許請求の範囲（４）項記載のシステム。(6) The magnetic resolver has a 1X resolver in which the phase of the detection signal changes from 0° to 360° every time the rotor rotates once, and a 1X resolver in which the phase of the detection signal changes from 0° to 360° every time the rotor rotates 1/n.
nX resolver that changes from ° to 360 ° (n is an integer)
The rotational position of the motor is detected using the detection signal of the 1X resolver with a resolution of 1/n rotation, and the rotational position of the motor is detected using the detection signal of the nX resolver.
4. The system according to claim 4, further comprising a detection circuit that detects the rotational position of the motor within n rotations to determine the absolute rotational position of the motor. （７）前記検出回路は、 前記１ＸレゾルバおよびｎＸレゾルバの検出信号の位相
をパルスでカウントする１ＸカウンタおよびｎＸカウン
タと、 前記１Ｘカウンタのカウントから１／ｎ回転を分解能と
してモータの回転位置を検出し、前記ｎＸカウンタのカ
ウントから検出した１／ｎ回転内におけるモータの回転
位置を検出し、これらの検出値を合成してモータの絶対
回転位置を求める合成回路と、 前記合成回路またはｎＸカウンタの出力を選択的に帰還
するスイッチと、 前記合成回路で求めた絶対回転位置を基準位置としてイ
ンクリメンタルな位置指令値を発生する位置指令部と、 モータが停止しているときは、前記スイッチに合成回路
の出力を帰還させるとともにこの出力を前記位置指令部
に与えて絶対回転位置を検出し、モータが回転している
ときは、前記スイッチにｎＸレゾルバの出力を帰還させ
、位置指令部が発生する位置指令値によりモータの回転
位置をインクリメンタル方式でフィードバック制御する
位置制御部、 を具備したことを特徴とする特許請求の範囲第（６）項
記載のシステム。(7) The detection circuit includes a 1X counter and an nX counter that count the phases of the detection signals of the 1X resolver and nX resolver in pulses, and detects the rotational position of the motor with a resolution of 1/n rotation from the count of the 1X counter. and a synthesis circuit that detects the rotational position of the motor within 1/n rotation detected from the count of the nX counter and synthesizes these detected values to obtain the absolute rotational position of the motor; a switch that selectively feeds back the output; a position command unit that generates an incremental position command value using the absolute rotational position determined by the synthesis circuit as a reference position; and when the motor is stopped, the synthesis circuit is connected to the switch. This output is fed back to the position command section to detect the absolute rotational position, and when the motor is rotating, the output of the nX resolver is fed back to the switch to determine the position generated by the position command section. 6. The system according to claim 6, further comprising: a position control section that performs feedback control of the rotational position of the motor in an incremental manner based on a command value. （８）前記ｎＸレゾルバのロータの歯数は前記モータの
ロータの歯数と同数であってｎＸレゾルバの検出信号を
もとにモータを転流制御することを特徴とする特許請求
の範囲第（６）項記載のシステム。(8) The number of teeth of the rotor of the nX resolver is the same as the number of teeth of the rotor of the motor, and commutation control of the motor is performed based on the detection signal of the nX resolver. The system described in section 6). （９）前記センサは光学式エンコーダであることを特徴
とする特許請求の範囲（１）項記載のシステム。(9) The system according to claim (1), wherein the sensor is an optical encoder. （１０）前記光学式エンコーダは、位相変調型のロータ
リーエンコーダであつて、符号板は前記モータのロータ
と結合され、この符号板の円周方向に沿って２列にスリ
ット列が形成され内側スリットと外側スリットの個数差
はモータのロータの歯数と同数になつていて、各スリッ
ト列に対向する位置にスリットの１ピッチ内に複数個の
フォトダイオードが配列されたフォトダイオードアレイ
がそれぞれ設置され、これらのフォトダイオードの光検
出信号を走査することによって回転検出信号を得るもの
であることを特徴とする特許請求の範囲第（９）項記載
のシステム。(10) The optical encoder is a phase modulation type rotary encoder, and the code plate is coupled to the rotor of the motor, and two slit rows are formed along the circumferential direction of the code plate. The difference in the number of outer slits is the same as the number of teeth on the motor rotor, and a photodiode array in which a plurality of photodiodes are arranged within one pitch of the slits is installed at a position facing each slit row. The system according to claim 9, wherein the rotation detection signal is obtained by scanning the photodetection signals of these photodiodes. （１１）前記センサとして磁気レゾルバまたは光学式エ
ンコーダが選択可能であることを特徴とする特許請求の
範囲（１）項記載のシステム。(11) The system according to claim (1), wherein a magnetic resolver or an optical encoder can be selected as the sensor. （１２）前記センサインタフェイス部は複数種類のセン
サが選択的に接続可能であることを特徴とする特許請求
の範囲第（１）項記載のシステム。(12) The system according to claim (1), wherein the sensor interface section is capable of selectively connecting a plurality of types of sensors. （１３）前記センサインタフェイス部は、センサとして
磁気レゾルバと光学式エンコーダが選択的に接続可能で
、前記光学式エンコーダの外側スリットと内側スリット
に対向配置したフォトダイオードアレイの光検出信号を
取り出す光学式エンコーダ用ＩＤカードと、前記磁気レ
ゾルバのロータの回転によって位相変調された信号と位
相変調されない基準信号を取り出す磁気レゾルバ用ＩＤ
カードと、センサとして光学式エンコーダが接続された
場合は光学式エンコーダ用ＩＤカードで取り出した２つ
の信号の位相差をカウントし、磁気レゾルバが接続され
た場合は磁気レゾルバ用ＩＤカードで取り出した２つの
信号の位相差をカウントする位相差カウンタを有するこ
とを特徴とする特許請求の範囲（１）項記載のシステム
。(13) The sensor interface section can be selectively connected to a magnetic resolver and an optical encoder as sensors, and is an optical system for extracting light detection signals from a photodiode array arranged opposite to the outer slit and inner slit of the optical encoder. an ID card for a magnetic resolver that extracts a phase-modulated signal and a reference signal that is not phase-modulated by the rotation of the rotor of the magnetic resolver;
If an optical encoder is connected to the card and an optical encoder as a sensor, the phase difference between the two signals taken out by the optical encoder ID card is counted, and if a magnetic resolver is connected, the two signals taken out by the magnetic resolver ID card are counted. 2. The system according to claim 1, further comprising a phase difference counter that counts a phase difference between two signals. （１４）前記主制御部は、前記位相差カウンタのカウン
トからモータのロータとステータの歯の位相ずれを求め
このずれからモータの転流制御のための信号を算出する
転流演算手段を有することを特徴とする特許請求の範囲
第（１３）項記載のシステム。(14) The main control unit has commutation calculation means for determining a phase shift between the teeth of the rotor and stator of the motor from the count of the phase difference counter and calculating a signal for commutation control of the motor from this shift. The system according to claim (13), characterized in that: （１５）前記主制御部は、前記位相差カウンタのカウン
トを積算してモータの回転位置を算出する位置演算手段
を有することを特徴とする特許請求の範囲第（１３）項
記載のシステム。(15) The system according to claim (13), wherein the main control section has a position calculation means that calculates the rotational position of the motor by integrating the counts of the phase difference counter. （１６）前記主制御部は、前記前記２つのＩＤカードの
一方で取り出した位相変調された信号の周波数からモー
タの回転速度を検出する速度検出手段を有することを特
徴とする特許請求の範囲（１３）項記載のシステム。(16) The main control unit includes speed detection means for detecting the rotational speed of the motor from the frequency of the phase-modulated signal taken out from one of the two ID cards. 13) The system described in section 13). （１７）前記主制御部は、前記外部インタフェイス部を
経由して与えられた位置指令信号と前記位置演算手段の
演算結果をもとにモータの回転位置をフィードバック制
御する位置制御部を有することを特徴とする特許請求の
範囲第（１３）項記載のシステム。(17) The main control unit may include a position control unit that performs feedback control of the rotational position of the motor based on the position command signal applied via the external interface unit and the calculation result of the position calculation means. The system according to claim (13), characterized in that: （１８）前記主制御部は、前記外部インタフェイス部を
経由して与えられた速度指令信号と前記速度検出手段の
検出信号をもとにモータの回転速度をフィードバック制
御する速度制御部を有することを特徴とする特許請求の
範囲第（１３）項記載のシステム。(18) The main control section may include a speed control section that performs feedback control of the rotational speed of the motor based on a speed command signal given via the external interface section and a detection signal from the speed detection means. The system according to claim (13), characterized in that: （１９）前記位相差カウンタはモータのロータの歯のｎ
ピッチ分（ｎは整数）の位相差をカウントしたところで
桁上がりを生じるものであるとともに、前記主制御部は
位相差カウンタの桁上がりから前記モータのロータとス
テータの歯の位相が一致する回転位置の原点を検出する
原点検出手段を有することを特徴とする特許請求の範囲
第（１３）項記載のシステム。(19) The phase difference counter is the number of teeth of the rotor of the motor.
A carry occurs when the phase difference of the pitch (n is an integer) is counted, and the main control unit determines the rotational position where the phases of the rotor and stator teeth of the motor match from the carry of the phase difference counter. 14. The system according to claim 13, further comprising an origin detecting means for detecting an origin. （２０）前記センサインタフェイス部は、前記位相差カ
ウンタのカウントと前記ＩＤカードで取り出した位相変
調された信号により、モータの位置制御、速度制御およ
び転流制御に用いる信号を同時に取り出すことを特徴と
する特許請求の範囲（１３）項記載のシステム。(20) The sensor interface unit simultaneously extracts signals used for position control, speed control, and commutation control of the motor based on the count of the phase difference counter and the phase-modulated signal extracted by the ID card. The system according to claim (13). （２１）前記センサインタフェイス部は、前記磁気レゾ
ルバ用ＩＤカードで取り出した２つの信号または前記光
学式エンコーダ用ＩＤカードで取り出した２つの信号の
位相差を共通の位相差カウンタで計測することによつて
、磁気レゾルバと光学式エンコーダの２種類のセンサに
ついて、モータの位置制御、速度制御および転流制御に
用いる信号を同時に取り出すことを特徴とする特許請求
の範囲（１３）項記載のシステム。(21) The sensor interface section measures the phase difference between the two signals taken out by the magnetic resolver ID card or the two signals taken out by the optical encoder ID card using a common phase difference counter. Therefore, the system according to claim (13), characterized in that signals used for motor position control, speed control, and commutation control are simultaneously extracted from two types of sensors, a magnetic resolver and an optical encoder. （２２）前記外部インタフェイス部の複数のインタフェ
イスに接続される上位コントローラは、通信回線、シリ
アルパルス信号線、アナログ信号線およびｎビットマイ
コンバス（ｎは整数）を介して指令信号を送出するもの
であることを特徴とする特許請求の範囲（１）項記載の
システム。(22) The upper controller connected to the plurality of interfaces of the external interface unit sends command signals via a communication line, a serial pulse signal line, an analog signal line, and an n-bit microcomputer bus (n is an integer). The system according to claim (1), characterized in that the system is: （２３）前記主制御部は、前記モータの位置制御系の固
有振動数、主制御部内に設けられた速度制御部のＤＣゲ
インおよび主制御部内に設けられた位置制御部にある積
分器の出力の積分リミッタ値と、これらの値に応じた最
適な制御パラメータを対応させたゲインテーブルを有す
ることを特徴とする特許請求の範囲（１）項記載のシス
テム。(23) The main control unit controls the natural frequency of the position control system of the motor, the DC gain of the speed control unit provided in the main control unit, and the output of an integrator in the position control unit provided in the main control unit. 2. The system according to claim 1, further comprising a gain table that associates integral limiter values of and optimal control parameters according to these values. （２４）モータをフィードバック制御するシステムにお
いて、 指令信号を発生する上位コントローラの種類に応じて複
数のインタフェイスが設けられた外部インタフェイス部
と、 前記モータの回転を検出するセンサのインタフェイスが
設けられたセンサインタフェイス部と、前記外部インタ
フェイス部から受けた指令信号と前記センサインタフェ
イス部から受けた検出信号をもとにモータをフィードバ
ック制御するための制御信号を発生するとともに、前記
モータの位置制御系の固有振動数、主制御部内に設けら
れた速度制御部のＤＣゲインおよび主制御部内に設けら
れた位置制御部にある積分器の出力の積分リミッタ値と
、これらの値に応じた最適な制御パラメータを対応させ
たゲインテーブルを有する主制御部と、 この制御信号に従って電流増幅を行い、増幅電流をモー
タのコイルに供給する電力制御部と、所定の範囲内で固
有振動数、ＤＣゲインおよび積分リミッタ値が複数段階
に設定され設定された固有振動数、ＤＣゲインおよび積
分リミッタ値の少なくとも１つをもとに前記ゲインテー
ブルから最適な制御パラメータを読み出し、前記主制御
部の制御に用いる固有振動数設定スイッチ、ＤＣゲイン
設定スイッチおよび積分リミッタ値設定スイッチを有す
るチューニング部、 を有し、前記外部インタフェイス部、センサインタフェ
イス部、主制御部および電力制御部は切り分けられてカ
ードで構成されたモジュール構成になつていることを特
徴とするモータ・ドライブ・システム。(24) In a system that performs feedback control of a motor, an external interface section is provided with a plurality of interfaces depending on the type of the upper controller that generates the command signal, and a sensor interface that detects the rotation of the motor is provided. generates a control signal for feedback controlling the motor based on the command signal received from the sensor interface section, the command signal received from the external interface section, and the detection signal received from the sensor interface section. The natural frequency of the position control system, the DC gain of the speed control section provided in the main control section, the integral limiter value of the integrator output in the position control section provided in the main control section, and the A main control section that has a gain table that corresponds to the optimum control parameters; a power control section that amplifies current according to this control signal and supplies the amplified current to the motor coil; Gains and integral limiter values are set in multiple stages, and optimal control parameters are read from the gain table based on at least one of the set natural frequency, DC gain, and integral limiter value, and the optimal control parameters are read out for control of the main control section. a tuning section having a natural frequency setting switch, a DC gain setting switch, and an integral limiter value setting switch; A motor drive system characterized by having a modular configuration.