JPH0347025B2 - - Google Patents
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- JPH0347025B2 JPH0347025B2 JP59187277A JP18727784A JPH0347025B2 JP H0347025 B2 JPH0347025 B2 JP H0347025B2 JP 59187277 A JP59187277 A JP 59187277A JP 18727784 A JP18727784 A JP 18727784A JP H0347025 B2 JPH0347025 B2 JP H0347025B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04K—SECRET COMMUNICATION; JAMMING OF COMMUNICATION
- H04K1/00—Secret communication
- H04K1/04—Secret communication by frequency scrambling, i.e. by transposing or inverting parts of the frequency band or by inverting the whole band
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Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
本発明は、入力信号のスペクトラムをスクラン
ブルに送出することにより、通信の秘話性を高く
する送信方式に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Field of Industrial Application) The present invention relates to a transmission method that increases the confidentiality of communication by transmitting the spectrum of an input signal in a scrambled manner.
(従来の技術)
第5図aは、現在使用されているPM変調送信
方式を表わすブロツク図であり、1は入力端子、
2はPM変調器、3は送信アンテナであり、aは
観測点である。これに秘話機能としてスペクトラ
ムスクランブラを付加した送信方式を第1図bに
示す。この形式のものは内航船舶電話等の移動無
線に使用されている。同図において、4は入力端
子、5はスペクトラムスクランブラ、6はPM変
調器、7は送信アンテナであり、b,cは観測点
である。(Prior Art) FIG. 5a is a block diagram showing the currently used PM modulation transmission system, in which 1 is an input terminal;
2 is a PM modulator, 3 is a transmitting antenna, and a is an observation point. A transmission system in which a spectrum scrambler is added as a secret function is shown in FIG. 1b. This type is used in mobile radios such as domestic marine telephones. In the figure, 4 is an input terminal, 5 is a spectrum scrambler, 6 is a PM modulator, 7 is a transmitting antenna, and b and c are observation points.
第5図a,bに示した送信機の送信変調度をそ
れぞれDivPMとDivEXとする。 Let the transmission modulation degrees of the transmitters shown in FIGS. 5a and 5b be Div PM and Div EX , respectively.
DivPM=∫f2 f1 2G()d (1)
DivEX=∫f2 f1 2S〔G()〕d (2)
ここにDivPMは第1図aの送信変調度、DivEXは
第1図bの送信変調度、G()は入力信号の電
力スペクトラム、S〔*〕はスペクトラムスクラ
ンブル、は周波数である。又1,2は帯域の
下、上限周波数である。 Div PM =∫ f2 f1 2 G()d (1) Div EX =∫ f2 f1 2 S[G()]d (2) Here, Div PM is the transmit modulation degree of Figure 1 a, and Div EX is the first In FIG. b, the transmission modulation degree, G() is the power spectrum of the input signal, S[*] is the spectrum scramble, and is the frequency. Also, 1 and 2 are the lower and upper limit frequencies of the band.
電話の入力信号は主として音声である。音声の
パワースペクトラムは第2図に示す様な特性を有
しており、その長時間平均はG^()=G0 -2と近
似しうる。G0は定数、又、移動無線電話の場合
の周波数帯域〔1,2〕は〔0.3、3〕kHzであ
る。 The input signal for a telephone is primarily voice. The power spectrum of speech has characteristics as shown in FIG. 2, and its long-term average can be approximated as G^()=G 0 -2 . G 0 is a constant, and the frequency band [ 1 , 2 ] in the case of a mobile radio telephone is [0.3, 3] kHz.
従来の秘話送信方式の変調度DivEXが平文送信
時の変調度DivPMに比較してどれ位増大するかを
知るために、今、S〔*〕を単純スペクトラム反
転(以下、単純反転と略称する)S′〔*〕に限定
する。S′〔*〕は単純反転を示し、例えばG()
に対しては
S〔G()〕=G(0−)、0=1+2、
∈
〔1,2〕 (3)
となる。 In order to find out how much the modulation degree Div EX of the conventional confidential message transmission method increases compared to the modulation degree Div PM during plaintext transmission, we will now change S [*] to simple spectrum inversion (hereinafter abbreviated as simple inversion). ) S′ [*]. S′ [*] indicates simple inversion, for example, G()
For, S[G()] = G( 0 −), 0 = 1 + 2 ,
∈
[ 1 , 2 ] (3).
上記条件の下で、式1、2からDivPM、DivEXを
求める。 Under the above conditions, Div PM and Div EX are calculated from Equations 1 and 2.
観測点aに信号G^()を印加すると、DivPMは
次の様に与えられる。 When the signal G^() is applied to observation point a, Div PM is given as follows.
DivPM=∫3 0.3 2G0 -2d=2.7G0 (4)
つぎに点bに信号G^()を印加すると、点c
には次の電力スペクトラムを有する信号TEX()
が現われる。 Div PM =∫ 3 0.3 2 G 0 -2 d=2.7G 0 (4) Next, when applying signal G^() to point b, point c
The signal T EX () has the following power spectrum:
appears.
TEX()=S′〔G^()〕=G^(0−)
したがつて、従来の第1の例の秘話送信機の変
調度DivEXは、
DivEX=∫3 0.3 2TEX()d
=∫3 0.3 2G^(0−)dG^
=∫3 0.3 2G0(0−)-2d=20.2G0(5)
と求まる。 T EX ()=S′[G^()]=G^( 0 −) Therefore, the modulation degree Div EX of the conventional secret transmitter in the first example is Div EX =∫ 3 0.3 2 T EX ()d = ∫ 3 0.3 2 G^ ( 0 −) dG^ = ∫ 3 0.3 2 G 0 ( 0 −) -2 d = 20.2G 0 (5).
式4,5とを比較すれば明らかになる事である
が、図5に示す様にPM変調器の前に単純反転を
挿入すると、それだけで10log(DivEX/DivPM)=
8.7dB(電力比)の変調度拡大が生じ、送信機の
放射する電波の周波数占有帯域幅が拡大する欠点
が生じる。この占有帯域の拡大を防止するために
は、第3図に示す様に、アツテネータなどを挿入
し送信機への信号の入力レベルを減衰する必要が
有り、これが原因となり送信S/Nを劣化させる
第2の欠点があつた。第3図において、8は入力
端子、9はPM変調器、10は送信アンテナ、1
1はアツテネータ、12は単純反転、13はPM
変調器、14は送信アンテナであり、9のPM変
調器と10の送信アンテナは8に入力する信号を
平文でPM送信する送信機を構成し、11のアツ
テネータと12の単純反転と13のPM変調器と
14の送信アンテナは8に入力信号を単純反転し
秘話暗号化しPM送信する送信機を構成する。 As can be seen by comparing Equations 4 and 5, if a simple inversion is inserted before the PM modulator as shown in Figure 5, 10log(Div EX /Div PM ) =
This results in an increase in the modulation depth of 8.7 dB (power ratio), resulting in the disadvantage that the frequency occupied bandwidth of the radio waves emitted by the transmitter is expanded. In order to prevent this expansion of the occupied band, as shown in Figure 3, it is necessary to insert an attenuator or the like to attenuate the input level of the signal to the transmitter, which causes a deterioration of the transmission S/N. There was a second drawback. In Fig. 3, 8 is an input terminal, 9 is a PM modulator, 10 is a transmitting antenna, 1
1 is attenuator, 12 is simple inversion, 13 is PM
The modulator, 14 is a transmitting antenna, the PM modulator 9 and the transmitting antenna 10 constitute a transmitter that transmits the signal input to 8 as a PM in plain text, the attenuator 11, the simple inversion 12, and the PM 13. The modulator and 14 transmitting antennas constitute a transmitter that simply inverts the input signal, encrypts it in secret, and transmits the PM.
単純反転を挿入すると、上に述べた問題が発生
する。この問題を解決した従来の第2の秘話送信
方式が電子通信学会の論文誌(Vol.J64−B、No.
5p245,1981年5月)に携載されている。この方
式を簡単に説明し、その欠点を明らかにする。 Inserting a simple inversion causes the problems mentioned above. A conventional second secret message transmission method that solved this problem was published in the journal of the Institute of Electronics and Communication Engineers (Vol. J64-B, No.
5p245, May 1981). We will briefly explain this method and highlight its shortcomings.
第4図は従来の方式の第2の実施例を示す。同
図において、15は入力端子、16は単純反転、
17はプレエンフアシス、18はPM変調器、1
9は送信アンテナであり、dとeは観測点であ
る。 FIG. 4 shows a second embodiment of the conventional system. In the figure, 15 is an input terminal, 16 is a simple inversion,
17 is pre-emphasis, 18 is PM modulator, 1
9 is a transmitting antenna, and d and e are observation points.
第2の実施例は、スペクトラムスクランブルを
単純反転に限り、なおかつ入力信号が電力G〓()
の場合にのみ送信変調度DivEXが、平文送信変調
度DivPMに等しくなる。すなわち
15の入力端子に電力G〓()なる入力信号を
印加すると、点dに単純反転信号、G〓(0−)
が表われ、つづく17でプレエンフアシスHp
()の作用を受け点eに電力T〓EX()が表われ
る。ここに
T〓()=Hp()・G〓(0−) (6)
ただし、G〓()=G0/1+f2/fT 2、1=0.8kHz(
7)
Hp()=1+(f0−f)2/fT 2/1+f2/fT 2 (8)
したがつてDivEXは
DivEX=∫3 0.3 2T〓EX()d
=∫3 0.3 2Hp()G〓(0−)d
=∫3 0.3 21+(f0−f)2/fT 2/1+f2/fT 2・
G0/1+(f0−f)2/fT 2d
=∫3 0.3f2G0/1+f2/fT 2df
=∫3 0.3 2G〓()d (9)
となり、たしかにDivPMに一致する。しかし、こ
の条件は一般の信号G()に対しては、スペク
トラムスクランブルを単純反転に限定しても成立
しない。事実、点dの信号はG(0−)となり、
かつ点eの信号T〓EX()は、
T〓EX()=Hp()G(0−)
=1+(f0−f)2/fT 2/1+f2/fT 2G(0−
)(10)
となる。したがつてDivEXは
DivEX=∫3 0.3 21+(f0−f)2/fT 2/1+f2/fT
2G(0−)d(11)
ここで0−=xと変数変換を施せば、d=−
dxから、式(11)は次の様になる。 In the second embodiment, spectrum scrambling is limited to simple inversion, and the input signal has power G〓()
The transmission modulation degree Div EX is equal to the plaintext transmission modulation degree Div PM only if . In other words, when an input signal of power G〓() is applied to the input terminal of 15, a simple inverted signal, G〓( 0 −), is generated at point d.
appears, followed by pre-emphasis Hp at 17
Under the action of (), the electric power T〓 EX () appears at point e. Here, T〓()=Hp()・G〓( 0 −) (6) However, G〓()=G 0 /1+f 2 /f T 2 , 1 = 0.8kHz(
7) Hp () = 1 + (f 0 − f) 2 /f T 2 /1 + f 2 /f T 2 (8) Therefore, Div EX is Div EX =∫ 3 0.3 2 T〓 EX ()d = ∫ 3 0.3 2 Hp()G〓( 0 −)d=∫ 3 0.3 2 1+(f 0 −f) 2 /f T 2 /1+f 2 /f T 2・
G 0 /1+(f 0 −f) 2 /f T 2 d =∫ 3 0.3 f 2 G 0 /1+f 2 /f T 2 df =∫ 3 0.3 2 G〓()d (9), and it is true that Div PM matches. However, this condition does not hold true for the general signal G( ) even if the spectrum scrambling is limited to simple inversion. In fact, the signal at point d becomes G( 0 −),
And the signal T〓 EX () at point e is T〓 EX () = Hp () G ( 0 -) = 1 + (f 0 - f) 2 /f T 2 /1 + f 2 /f T 2 G ( 0 -
)(10). Therefore, Div EX is Div EX =∫ 3 0.3 2 1+(f 0 − f) 2 /f T 2 /1+f 2 /f T
2 G( 0 −) d(11) Here, if we perform variable conversion as 0 −=x, d=−
From dx, equation (11) becomes as follows.
DivEX=∫0.3 3(0−x)2
1+x2/fT 2/1+(f0−x)2/fT 2a(x)(
−dx)(12)
式(12)において積分域を入れ替え−dxをdxと書き
改めると、次式が求まる。Div EX =∫ 0.3 3 ( 0 −x) 2 1+x 2 /f T 2 /1+(f 0 −x) 2 /f T 2 a(x)(
−dx) (12) In equation (12), if we change the integration domain and rewrite −dx as dx, we can find the following equation.
DivEX=∫3 0.3(0−x)2
1+x2/fT 21+(f0−x)2fT 2G(x)dx (13)
一方、平文の変調度DivPMは、次の様にも表現
できる。 Div EX =∫ 3 0.3 ( 0 −x) 2 1+x 2 /f T 2 1+(f 0 −x) 2 f T 2 G(x)dx (13) On the other hand, the plaintext modulation degree Div PM is as follows. It can also be expressed.
DivPM=∫3 0.3x2G(x)dx (14)
式13と14とを比較すれば、ただちに判る様に、
DivEXとDivPMは任意の入力信号G()に対して
常にも成立しない。 Div PM =∫ 3 0.3 x 2 G(x)dx (14) As can be seen immediately by comparing equations 13 and 14,
Div EX and Div PM do not always hold for any input signal G().
第2の実施例は、ある特定の入力信号G〓()
に関して、かつ単純反転のみを対称とするとき
DivEXがDivPMに一致する。しかし、これは、(1)
一般の入力信号に対して変調度が変化する第1
の欠点を、又
(2) スペクトラムスクランブルとして取りうるの
は単純反転のみである第2の欠点を有する事を
示す。 The second embodiment is based on a certain input signal G〓()
, and when only simple inversion is symmetric
Div EX matches Div PM . However, this (1)
The first one whose modulation degree changes with respect to general input signals.
(2) The second drawback is that only simple inversion can be used as spectrum scrambling.
任意のスペクトラムスクランブルは、入力信号
を多数の帯域に分割した後、各帯域の成分を入れ
替える事で実現できる。したがつて、従来の第2
の実施例を適用すると特定の入力信号G〓()に
対してもスペクトラムスクランブル対応に各帯域
毎に極めて多数のプレエンフアシスを準備する必
要が有る。さらにこれらエンフアシスの特性はス
ペクトラムスクランブル毎に変化させねばなら
ず、実現する事は膨大な費用を要し、経済的に
DivEXをDivPMに一致させる事ができないという第
3の欠点を従来の第2の実施例は有していた。 Arbitrary spectrum scrambling can be achieved by dividing the input signal into a number of bands and then exchanging the components of each band. Therefore, the conventional second
If this embodiment is applied, it is necessary to prepare an extremely large number of pre-emphasis units for each band in order to handle spectrum scrambling even for a specific input signal G(). Furthermore, these emphasis characteristics must be changed for each spectrum scramble, which requires a huge amount of cost and is not economically viable.
The second conventional embodiment had a third drawback of not being able to match Div EX with Div PM .
(発明が解決しようとする問題点)
従来の方式が有していた欠点を解決するため
に、任意のスペクトラムスクランブルS〔*〕に
対して、かつ一般の入力信号G()に対して変
調度DivIEが、平文の変調度DivPMに常に等しく保
ちうる簡単な回路構成の送信方式を提供すること
を目的とする。(Problems to be Solved by the Invention) In order to solve the drawbacks of the conventional method, the modulation factor for arbitrary spectrum scrambling S[*] and for general input signal G() The purpose is to provide a transmission method with a simple circuit configuration that allows Div IE to always be kept equal to the plaintext modulation degree Div PM .
(問題点を解決するための手段)
本発明の特徴は、信号入力端から順に微分回路
とスペクトラムスクランブル回路とFM変調回路
とを接続し、PM変調を行なう送信方式にある。(Means for Solving the Problems) The present invention is characterized by a transmission method in which a differentiation circuit, a spectrum scrambling circuit, and an FM modulation circuit are connected in order from a signal input terminal to perform PM modulation.
(作用)
スペクトラムスクランブル回路が微分回路と
PM変調回路の間に挿入されることにより、後に
解析結果を示されるごとく、スペクトラムスクラ
ンブルの内容にかかわらず、PM変調出力の変調
度が一定となり、上記目的が達成される。(Function) The spectrum scrambling circuit is a differentiating circuit.
By inserting it between the PM modulation circuits, the modulation degree of the PM modulation output becomes constant regardless of the content of spectrum scrambling, as shown in the analysis results later, and the above objective is achieved.
第1図は本発明の1実施例を示す図であり、2
0は入力端子、21は微分性回路、22はスペク
トラムスクランブラ、23は周波数変調器(FM
変調器)、24は送信アンテナであり、f,gは
観測点である。第1図がPM送信機の特別な構造
を成す事は、スペクトラムスクランブラの機能を
停止させ点fとgとの信号が互いに等しくなる様
にするとき21の微分性回路と22のFM変調器
の縦続構造とみなしうる事から理解できよう。こ
こではスペクトラムスクランブラとして、入力信
号と全く同じパワースペクトラムを有する信号を
出力する様なものは除外する事とする。なお、微
分回路とPM変調回路によりPM変調が行なえる
ことは当業者には周知で例えば科学新聞社発行の
(1972.9.30)、「移動通信方式」(渡辺正信著)の
第49頁に記載されている。 FIG. 1 is a diagram showing one embodiment of the present invention, and 2
0 is an input terminal, 21 is a differential circuit, 22 is a spectrum scrambler, 23 is a frequency modulator (FM
24 is a transmitting antenna, and f and g are observation points. The special structure of the PM transmitter shown in Fig. 1 is that when the function of the spectrum scrambler is stopped and the signals at points f and g become equal to each other, the differential circuit 21 and the FM modulator 22 are used. This can be understood from the fact that it can be regarded as a cascading structure. Here, we exclude spectrum scramblers that output a signal having exactly the same power spectrum as the input signal. It is well known to those skilled in the art that PM modulation can be performed using a differential circuit and a PM modulation circuit, for example, as described on page 49 of "Mobile Communication System" (authored by Masanobu Watanabe) published by Kagaku Shinbunsha (September 30, 1972). has been done.
第1図で21の微分性回路と22のスペクトラ
ムスクランブルの詳細な構造例を第6図と第7図
に示す。 Detailed structural examples of the differential circuit 21 and the spectrum scrambler 22 in FIG. 1 are shown in FIGS. 6 and 7.
第6図において、aが回路構成例を、bがボー
デ線図による振幅自乗の周波数応答を示し、Cは
静電容量(容量はCフアラド)Rは抵抗(抵抗値
はRオーム)、1,2は帯域の下、上限周波数、
Cはaの回路の遮断周波数C=1/2πRCである。
図6bに示す様に帯域内において20dB/decade
の傾きを成す周波数応答を有する回路を、ここで
は微分性回路と総称する。図に示した様にC>2
なる条件を満せば、一次のハイパスフイルタの遮
断域の周波数応答は、微分フイルタのそれに一致
する。又素子値R,Cの若干のずれはCの若干の
ずれをまねくものであるが、微分特性そのものに
影響を与える事はなく、たんに信号レベルのわず
かな変動に影響するにとどまる。これは、微分性
回路の製作にあたり、工業的に極めて経済的であ
る事を意味する。 In Fig. 6, a shows an example of the circuit configuration, b shows the frequency response of the squared amplitude according to the Bode diagram, C is the capacitance (the capacitance is C farad), R is the resistance (the resistance value is R ohms), 1 , 2 is the lower, upper frequency of the band,
C is the cutoff frequency C = 1/2πRC of the circuit of a.
20dB/decade within the band as shown in Figure 6b.
Here, circuits having a frequency response having a slope of are collectively referred to as differential circuits. As shown in the figure, C > 2
If the following conditions are satisfied, the frequency response of the cutoff region of the first-order high-pass filter matches that of the differential filter. Further, although a slight deviation in the element values R and C causes a slight deviation in C , it does not affect the differential characteristics itself, but only affects slight fluctuations in the signal level. This means that the production of the differential circuit is industrially extremely economical.
第7図に、スペクトラムスクランブル手段の一
実現例を示す。第7図において、25は入力端
子、26はミキサ、27は局部発振器、28はロ
ーパスフイルタ、29〜31はスイツチ、32〜
34はバンドパスフイルタ、35〜37はミキ
サ、38〜40は可変周波数局部発振器、41〜
43は遮断特性の可変なローパスフイルタ、44
は加算器、45は出力端子であり、EA,EB,
…,EPは各々観測点である。入力端子25に第
8図EAに示す模式的なパワースペクトラムを有
する信号を印加するとき現われるスペクトラムを
第8図EB〜EMに示す。EA〜EMの各点とスペ
クトラムEA〜EMはそれぞれ対応している。 FIG. 7 shows an example of implementation of the spectrum scrambling means. In FIG. 7, 25 is an input terminal, 26 is a mixer, 27 is a local oscillator, 28 is a low-pass filter, 29-31 are switches, 32-
34 is a band pass filter, 35-37 is a mixer, 38-40 is a variable frequency local oscillator, 41-
43 is a low-pass filter with variable cutoff characteristics; 44
is an adder, 45 is an output terminal, EA, EB,
..., EP are observation points. The spectra that appear when a signal having the schematic power spectrum shown in FIG. 8EA is applied to the input terminal 25 are shown in FIGS. 8EB to EM. Each point of EA to EM corresponds to each of the spectra EA to EM.
局部発振器27の周波数を0=1+2に固定
し、ローパスフイルタ28の遮断周波数を2に、
バンドパスフイルタ32〜34の通過域帯域を
〔1,1+W〕、〔1+W,1+2W〕、…,〔
2−
W,2〕に設定する。ここにW
=(2−1)/m;mはスペクトラムスクラン
ブルを施す帯域分割数、以下の説明をm=3の場
合について説明するが、他の場合も全く同様であ
り容易に類推できるので説明を省略する。可変周
波数局部発振器の周波数を、38を2(1+W)、
39を2(1+W)、40を22−Wに設定し、可
変カツトオフのローパスフイルタの遮断周波数を
各々41を1+2W、42を1+W、43を2に
設定し、スイツチ29をEA側に、30をEB側
に、31をEA側に接続する。第8図EAに示すス
ペクトラムを有する信号を入力端子25に印加す
ると、点EBにはEBに示す様な単純反転した信号
が現われる。バンドパスフイルタ32〜34で構
成するフイルタバンクでEA又はEBの信号はいず
れも点線で示す様に3帯域に分割される。EAと
EBにおいて図中の数字1,2,3は入力信号の
帯域に存在していた信号成分を示し、EBに記す
1′,2′,3′の裏文字は、元の成分が反転され
ている事を示す。 The frequency of the local oscillator 27 is fixed to 0 = 1 + 2 , the cutoff frequency of the low-pass filter 28 is set to 2 ,
The pass bands of the bandpass filters 32 to 34 are [ 1 , 1 + W ], [ 1 + W , 1 +2 W ], ..., [
2 −
W , 2 ]. Here, W = ( 2 - 1 )/m; m is the number of band divisions to perform spectrum scrambling. The following explanation will be given for the case where m = 3, but the explanation will be given because the other cases are exactly the same and can be easily inferred. omitted. The frequency of the variable frequency local oscillator is 38 to 2 ( 1 + W ),
Set 39 to 2 ( 1 + W ) and 40 to 22 - W , and set the cutoff frequencies of the variable cut-off low-pass filters to 1 + 2 W for 41, 1 + W for 42, and 2 for 43. Connect to the EA side, 30 to the EB side, and 31 to the EA side. When a signal having the spectrum shown in FIG. 8 EA is applied to the input terminal 25, a simply inverted signal as shown at EB appears at point EB. Each EA or EB signal is divided into three bands by a filter bank composed of bandpass filters 32 to 34 as shown by dotted lines. EA and
In EB, the numbers 1, 2, and 3 in the diagram indicate signal components that existed in the input signal band, and the letters 1', 2', and 3' written in EB are the original components that have been inverted. show something
29と32はEAの1の成分を抽出するので出
力としてECのスペクトラムが点ECに現われる。
38の出力と32の出力との積をミキサ50で求
める。ミキサ50の出力はEDに示す様に両側帯
波スペクトラム構造を有する。この両側帯波のう
ち、下部側帯波のみ41のローパスフイルタで抽
出すると、点EEにおいてスペクトラムEEが求ま
る。この操作によつて、成分1は反転され、かつ
周波数Wのみ偏位される。 29 and 32 extract the 1 component of EA, so the spectrum of EC appears at point EC as an output.
The mixer 50 calculates the product of the output of 38 and the output of 32. The output of the mixer 50 has a double-side band spectrum structure as shown in ED. When only the lower sideband wave is extracted by a low-pass filter 41 from among these both-sideband waves, a spectrum EE is obtained at a point EE. By this operation, component 1 is inverted and only frequency W is shifted.
第2の成分2は、30と33の機能により、先
ず反転した2′を抽出した後、ミキサ36が局部
発振器39の出力で変調し両側帯波を生成し、こ
のうち下部側帯波のみを42で抽出して、スペク
トラムEHへ変形される。この間成分2を周波数
Wのみ下方へ偏位する操作が実行される。 The second component 2 first extracts the inverted 2' by the functions of 30 and 33, and then the mixer 36 modulates it with the output of the local oscillator 39 to generate both sidebands, of which only the lower sideband is 42 is extracted and transformed into spectrum EH. During this time, the frequency of component 2 is
An operation is performed in which only W is shifted downward.
最後の成分3を、31と34でEJに示す様に
抽出した後、成分3と局部発振器40の出力とで
ミキサ37において変調しEKを得、変調波の下
部側帯波のみを抽出しELを求める。かかる操作
によつて、成分3は自分の帯域内において反転さ
れる。 After extracting the last component 3 as shown in EJ at 31 and 34, it is modulated by component 3 and the output of local oscillator 40 in mixer 37 to obtain EK, and only the lower sideband of the modulated wave is extracted to obtain EL. demand. By this operation, component 3 is inverted within its own band.
点EEとEHとELのおける3信号の和を、44
の加算器で求め合成すれば、点EMにEMに示す
スペクトラムを有する信号が求まる。 The sum of the three signals at points EE, EH, and EL is 44
By calculating and synthesizing with an adder, a signal having a spectrum shown at EM at point EM is obtained.
入力信号であるスペクトラムEAとスペクトラ
ムスクランブラの出力であるスペクトラムEMと
を比較すれば、合成分はスイツチ29〜31の状
態(2m個)と、局部発振器38〜40とローパス
フイルタ41〜43との状態(m!)とにより、
2m・m!通りのスクランブルパターンを生じる。 Comparing the spectrum EA, which is the input signal, and the spectrum EM, which is the output of the spectrum scrambler, the composite component is the state of switches 29 to 31 (2 m pieces), local oscillators 38 to 40, and low-pass filters 41 to 43. Due to the state (m!) of
2 m・m! Resulting in a street scrambling pattern.
スクランブルされたスペクトラムを有する信号
を元のスペクトラムを有する信号に戻す機能が、
スペクトラム・デスクランブルである。スペクト
ラム・デスクランブル機能を実行するスペクトラ
ムスクランブラは第7図と同様な構造で実現でき
る。スペクトラム・デスクランブラにおいては、
EMにおける成分1(元の成分2)をWだけ上方
へ偏位し、成分2(元の全分1′)を反転しWの
み下方へ偏位し、成分3(元の成分3′)を罰反
転する操作が実行される。このためには、第7図
のスイツチ29をEB側に、スイツチ30をEA側
に、スイツチ31をED側に接続し、局部発振器
38〜40の周波数を、次の様に設立する。38
は21+3Wに、39は2(1+W)に、40は2
(1+2W)とする。さらに41〜43のローパス
フイルタの遮断周波数を、41においては2に、
42においては1+Wに、43においては1+
2Wに、各々設定する事でデスクランブル機能が
実現できる。 The function of returning a signal with a scrambled spectrum to a signal with the original spectrum is
This is spectrum descrambling. A spectrum scrambler that performs the spectrum descrambling function can be realized with a structure similar to that shown in FIG. In the spectrum descrambler,
Component 1 (original component 2) in EM is shifted upward by W , component 2 (original total 1') is inverted, only W is shifted downward, and component 3 (original component 3') is A penalty reversal operation is performed. For this purpose, switch 29 in FIG. 7 is connected to the EB side, switch 30 to the EA side, and switch 31 to the ED side, and the frequencies of the local oscillators 38 to 40 are established as follows. 38
is 2 1 + 3 W , 39 is 2 ( 1 + W ), 40 is 2
( 1 + 2 W ). Furthermore, the cutoff frequency of the low pass filters 41 to 43 is set to 2 in 41,
1 + W in 42, 1 + W in 43
Descrambling function can be realized by setting each to 2 W.
第5図の本発明の秘話送信方式の送信変調度に
議論を戻す。入力端子20に音声等の任意の信号
G()を印加すると、点fには21の微分性回
路の作用を受けた信号の電力2G()が現われ
る。つづいて、22のスペクトラムスクランブラ
に2G()は入力され、スクランブルされS
〔2G()〕なるスペクトラムを有する信号が点
gに現われる。ここにS〔*〕は任意なスペクト
ラムスクランブル機能を意味する。したがつて
FM送信機の変調度DivIEは入力信号の電力によつ
て与えられるので、
DivIE=∫f2 f1S〔2G()〕d (15)
となる。式15の被積分関数がS〔2G()〕であ
り、2S〔2G()〕でないのは、変調器がFM変
調器である事による。もしPM変調器を用いれ
ば、式15の被積分関数は2S〔2G()〕となる事
に注意されたい。式15のDivIEが、同一入力信号
を平文のままPM送信する場合の変調度DivPMに
一致する事を証明する。 The discussion returns to the transmission modulation degree of the confidential transmission system of the present invention shown in FIG. When an arbitrary signal G() such as voice is applied to the input terminal 20, the power 2 G() of the signal affected by the differential circuit 21 appears at point f. Next, 2G () is input to 22 spectrum scramblers, scrambled and S
A signal with a spectrum of [ 2 G()] appears at point g. Here, S[*] means an arbitrary spectrum scrambling function. Therefore
Since the modulation degree Div IE of the FM transmitter is given by the power of the input signal, Div IE =∫ f2 f1 S[ 2 G()]d (15). The reason why the integrand in Equation 15 is S[ 2 G()] and not 2 S[ 2 G()] is because the modulator is an FM modulator. Note that if a PM modulator is used, the integrand in Equation 15 becomes 2 S [ 2 G ()]. Prove that Div IE in Equation 15 matches the modulation degree Div PM when the same input signal is transmitted as PM in plain text.
式15を再載する DivIE=∫f2 f1S〔2G()〕d(15) 式15を積分の定義に戻り書き改める。 Reprint Equation 15Div IE =∫ f2 f1 S[ 2 G()]d(15) Return to the definition of integral and rewrite Equation 15.
DivIE=
lim
Δf→0N
〓i=1
S〔i2G(i)〕Δf (15)′
ただし、Δ=2−1/N
式15′においてインデツクスIを1からNまで
若番順にただ1度のみすべてのiについて加算す
るときDivIEの値が求まる。すなわち、
DivIE=
lim
Δf→0
〓i
∈IS〔i2G(i)〕Δ (15)″
ただし I={1、2、…、N}
ここでスペクトラム・スクランブル/デスクラ
ンブルを少し詳しく考える。帯域〔1,2〕を無
限に細かく分割してゆくと、任意のスクランブ
ル/デスクランブルは第9図に示す様に、bに示
すパワースペクトラム2G()と、aに示すパ
ワースペクトラムS〔2G()〕の各分割した帯
域成分の周波数軸上の入れ替えと見なす事ができ
る。もしスペクトラムスクランブルS〔*〕の成
分のおおきさが変化するならば、それはスペクト
ラムスクランブルと呼ぶ事ができず、一般に周波
軸上での成分の入れ替え操作をスペクトラム・ス
クランブル/デスクランブルと呼ぶものである。Div IE = lim Δf→ 0N 〓 i=1 S〔i 2 G(i)〕Δf (15)′ However, Δ= 2 − 1 /N In Equation 15′, index I is set to just 1 from 1 to N in ascending order. When adding only degrees for all i, the value of Div IE is found. That is, Div IE = lim Δf→ 0 〓 i ∈ I S〔i 2 G(i)〕Δ (15)″ where I={1, 2, …, N} Here, let us explain spectrum scrambling/descrambling in a little more detail. Think about it.If you divide the band [ 1 , 2 ] into infinitely small parts, arbitrary scrambling/descrambling will produce the power spectrum 2G () shown in b and the power spectrum S shown in a, as shown in Figure 9. It can be regarded as the permutation of each divided band component of [ 2 G()] on the frequency axis.If the magnitude of the component of spectrum scrambling S [*] changes, it can be called spectrum scrambling. First, the operation of exchanging components on the frequency axis is generally called spectrum scrambling/descrambling.
第9a図において、無限に細分化した帯域成分
を抽出し、スクランブルする以前の周波数位置に
切りばる。この切りばりをすべてのインデツクス
i∈について実行すると第9図b図に示す、ス
クランブル前のパワースペクトラムが忠実に実現
できる。すなわち、式15″において加算をインデ
ツクスの若順番に実行しても、すべてのインデツ
クスをただ1度のみ加算しても、DivIEの値が等
しい事が知れる。 In FIG. 9a, infinitely subdivided band components are extracted and cut to the frequency position before scrambling. If this cutting is performed for all indexes iε, the power spectrum before scrambling shown in FIG. 9b can be faithfully realized. In other words, it can be seen that even if addition is performed in order of decreasing index in Equation 15'', even if all indexes are added only once, the values of Div IE are the same.
すなわち、
DivIE=
lim
Δf→0 i
∈Ii2G(i)Δ (16)
と記述できる。式16を積分定義式を用いて書き改
めれば、
DivIE=∫f2 f1 2G()d≡DivPM (16)′
となり、任意の入力G()と、任意のスクラン
ブルS〔*〕に対して常にDivIE=DivPMである事
が明らかになる。 That is, it can be written as Div IE = lim Δf→ 0 i ∈ I i 2 G(i)Δ (16). If we rewrite Equation 16 using the integral definition formula, we get Div IE =∫ f2 f1 2 G()d≡Div PM (16)′, and for any input G() and any scramble S[*] On the other hand, it becomes clear that Div IE = Div PM .
次に本発明の送信方式を用いて、本出願人によ
つて既に開示している受信方式と組み合わせる
と、通話品質を劣化させる事と効果的に秘話通信
システムが構築できる事と示す。 Next, it will be shown that when the transmission method of the present invention is combined with the reception method already disclosed by the applicant, it is possible to effectively construct a confidential communication system without degrading the call quality.
第10図は、本出願人によつて既に開示した受
信方式の1実施例(特願昭58−179395)であり、
50は受信アンテナ、51はPM復調器、52は
微分性回路、53はスペクトラム・スクランブ
ラ、54は積分性回路であり、DA,DB,DCは
観測点である。 FIG. 10 shows an embodiment of the reception method already disclosed by the applicant (Japanese Patent Application No. 179395/1985),
50 is a receiving antenna, 51 is a PM demodulator, 52 is a differential circuit, 53 is a spectrum scrambler, 54 is an integral circuit, and DA, DB, and DC are observation points.
第11図は、同じく本出願人によつて開示した
受信方式であり、第10図の方式と同一作用をな
すがより経済的効果を増大したものであり、56
は受信アンテナ、57はFM復調器、58はスペ
クトラムスクランブラ、59は積分性回路であ
り、DD,DEは観測点である。52の微分性回路
は本発明の第5図の21のそれと同様な回路であ
り、53と58のスペクトラムスクランブラは同
じく第5図の本発明の22と同様な回路であり、
54と59の積分性回路の詳細な実施例を第12
図に示す。 FIG. 11 shows a reception method also disclosed by the applicant, which has the same effect as the method shown in FIG. 10, but has a greater economical effect.
is a receiving antenna, 57 is an FM demodulator, 58 is a spectrum scrambler, 59 is an integral circuit, and DD and DE are observation points. The differential circuit 52 is a circuit similar to that of 21 in FIG. 5 of the present invention, and the spectrum scramblers 53 and 58 are also circuits similar to 22 of the present invention in FIG.
Detailed examples of integral circuits 54 and 59 are shown in the 12th section.
As shown in the figure.
第12a図は、回路構造を、同b図はボーデ線
図で示した周波数応答である。同図において、
R′は抵抗値R′オームの抵抗、C′は容量C′フアラド
の静電容量、1,2は帯域の下、上限周波数、c
はaの1次のローパスフイルタの遮断周波数であ
りc=1/2πR′C′である。図に示す様にC<1な
る条件を満すとき、1次のローパスフイルタの遮
断特性は積分フイルタの特性に正しく一致する。
素子値R′,C′のバラツキは、遮断周波数Cの若干
の変動を生じるが、積分性特性(−20dB/
decade)には影響を与えずフイルタ出力の信号
レベルの若干なバラツキとなるにとどまる。 FIG. 12a shows the circuit structure, and FIG. 12b shows the frequency response as a Bode diagram. In the same figure,
R′ is the resistance with resistance value R′ ohms, C′ is the capacitance with capacitance C′ farad, 1 and 2 are the lower and upper frequency of the band, c
is the cutoff frequency of the first-order low-pass filter of a, and c = 1/2πR'C'. As shown in the figure, when the condition C < 1 is satisfied, the cutoff characteristics of the first-order low-pass filter exactly match the characteristics of the integral filter.
Variations in the element values R' and C' cause a slight variation in the cutoff frequency C , but the integral characteristic (-20 dB/
This does not affect the signal level of the filter output and causes only slight variations in the signal level of the filter output.
第1図の本発明方式と第10/第11図の受信
方式とを組み合せ秘話通信を実施する方法の例を
簡単に述べる。 An example of a method for performing confidential communication by combining the method of the present invention shown in FIG. 1 and the reception method shown in FIGS. 10/11 will be briefly described.
22のスクランブルパターンを別途何らかの方
法で受信側に告知する。このパターンが秘話鍵に
なるので、この告知を通信相手以外に知られない
ように注意するか、あるいはパターンをコード化
し、このコードを公開鍵方式等を利用して暗号化
し送信する。何らかの方式で告知されたスクラン
ブルパターンに基づきスペクトラムを元に戻すデ
スクランブルパターンを生成し、このパターンに
従い53又は58のスペクトラムスクランブラの
機能を設定する。もちろんスペクトラム・スクラ
ンブルパターンを告知する代りに、スペクトラ
ム・デスクランブルパターンを告知する方法も考
えられるが容易に類推できる範疇である。 22 scramble patterns are separately notified to the receiving side by some method. Since this pattern becomes a secret key, care must be taken not to make this announcement known to anyone other than the communication partner, or the pattern is encoded, and this code is encrypted using a public key method or the like and sent. A descrambling pattern for restoring the spectrum is generated based on the scramble pattern notified by some method, and the function of the spectrum scrambler 53 or 58 is set according to this pattern. Of course, instead of announcing the spectrum scrambling pattern, a method of announcing the spectrum descrambling pattern can also be considered, but this is a category that can be easily deduced.
以上の操作により53又は58の機能をS-1
〔*〕と表現できるように設定できる。 By the above operations, the functions of 53 or 58 can be set to S -1.
It can be set so that it can be expressed as [*].
23のFM変調器の入力信号の電力がS〔2G
()〕であるので、23から送信される電波を受
信するとき、電波伝播路に雑音と歪み発生源が存
在しないと仮定すれば点DDにはFM復調出力と
してS〔2G()〕、点DAにはPM復調出力として
-2S〔2G()〕なる電力を有する信号が現われ
る。 The power of the input signal of 23 FM modulator is S[ 2 G
()], so when receiving the radio wave transmitted from 23, assuming that there are no noise and distortion sources in the radio wave propagation path, the FM demodulation output at point DD is S[ 2 G()], Point DA has PM demodulation output.
A signal with a power of -2 S [ 2 G ()] appears.
第10図においては、つづいて点DBには復調
出力の微分:2{-2S〔2G()〕}=S〔2G(
)〕
が、点DCにはこのデスクランブル出力:S-1{S
〔2G()〕}=2G()が、出力端子55にはデ
スクランブル出力の積分:-2{2G()}=G
()が現われる。したがつて、第1図と第10
図の送信方式と受信方式とを組み合せれば送信の
入力端子20の印加信号が正しく出力端子55に
再生される事が知れる。電波伝播路に雑音発生源
が含まれるフエージングチヤネルの場合に、PM
復調の雑音スペクトラムが積分性の周波数特性を
有しているので、復調出力を微分し雑音を平坦な
特性にした後、デスクランブルし、しかる後に、
再度積分しPM復調の雑音特性に等しく保つ事
は、前の出願(特願昭58−179395)と全く等し
い。それゆえ、第10図の方式も、前記出願と同
一にフエージング雑音による通話品質の劣化を防
止する能力を有する事が理解できる。 In Fig. 10, point DB shows the differential of the demodulated output: 2 { -2 S[ 2 G()]}=S[ 2 G(
)〕
However, this descrambled output at point DC: S -1 {S
[ 2 G ()] = 2 G (), but the output terminal 55 has the integral of the descrambled output: -2 { 2 G ()} = G
() appears. Therefore, Figures 1 and 10
It can be seen that by combining the transmission method and reception method shown in the figure, the signal applied to the transmission input terminal 20 can be correctly reproduced at the output terminal 55. In the case of a fading channel where a noise source is included in the radio wave propagation path, PM
Since the demodulated noise spectrum has integral frequency characteristics, the demodulated output is differentiated to make the noise flat, then descrambled, and then
Integrating again and keeping it equal to the noise characteristics of PM demodulation is exactly the same as in the previous application (Japanese Patent Application No. 179395/1982). Therefore, it can be understood that the system shown in FIG. 10 also has the ability to prevent deterioration of speech quality due to fading noise, as in the above-mentioned application.
一方、第11図においては、FM復調出力S
〔2G()〕は、ただちにデスクランブルされ、
点DEには信号S-1{S〔2G()〕}=2G()が
現
われる。デスクランブルされた信号は、最後に積
分され、-2{2G()}=G()となり、第10
図の再生信号に全く等しい信号が出力端子60に
現われる。 On the other hand, in Fig. 11, the FM demodulation output S
[ 2 G()] is immediately descrambled and
A signal S -1 {S[ 2 G ()} = 2 G () appears at point DE. The descrambled signal is finally integrated, -2 { 2 G()}=G(), and the 10th
A signal appears at the output terminal 60 which is exactly the same as the reproduced signal shown.
以上、説明した様に、本方式と既に開示した方
式と組み合せる時、効果的に秘話通信システムが
実現される効果が期待できる。 As explained above, when this method is combined with the already disclosed methods, it can be expected that a confidential communication system will be effectively realized.
(発明の効果)
以上説明したように本発明の方式は、以下の効
果を有する。(Effects of the Invention) As explained above, the system of the present invention has the following effects.
1 任意のスペクトラムスクランブルS〔*〕を
用いても、任意の入力信号G()に対して、
変調度DivIEを、常に平文送信時の変調度DivPM
に等しく保つ事ができる。1 Even if an arbitrary spectrum scramble S[*] is used, for an arbitrary input signal G(),
The modulation degree Div IE is always the modulation degree Div PM when sending plaintext.
can be kept equal to
2 送信変調度をDivPMと等しく保つ事ができる
ので、従来の第1の例に比較して送信SN比を
約9dB改善できる。2. Since the transmit modulation degree can be kept equal to Div PM , the transmit SN ratio can be improved by about 9 dB compared to the first conventional example.
3 送信装置が、微分性回路とスペクトラム・ス
クランブラとPM変調器のみで構成でき、装置
が簡単でかつ最も経済的に実現できる。3. The transmitting device can be configured with only a differential circuit, a spectrum scrambler, and a PM modulator, making the device simple and most economical.
第1図は本発明の1実施例を示す図、第2図は
音声電力のスペクトラムの長時間平均を示す図、
第3図は平文用PM送信方式と従来の第1例との
最大変調度を等しく保つ方法を示す図、第4図は
従来の秘話送信方式の第2の実施例を示す図、第
5図a及びbは従来のPM送信方式及び秘話通信
方式の第1の例を示す図、第6図a及びbは微分
性回路を示す図、第7図はスペクトラムスクラン
ブラの1実施例を示す図、第8図は第7図の観測
点におけるスペクトラムを示す図、第9図はスペ
クトラムスクランブル操作を示す図、第10図と
第11図は、本発明と組み合せると秘話通信シス
テムを効果的に構成できる受信方式の実施例を示
す図、第12図a及びbは積分性回路を示す図で
ある。
1,4,8,15,20は送信方式の入力端
子、2,6,9,13,18はPM変調器、3,
7,10,14,19,24は送信アンテナ、
5,12,16は単純反転、11はアツテネー
タ、17はプレエンフアシス回路、21,52は
微分性回路、22,53,58はスペクトラム・
スクランブラ、23はFM変調器、R,R′は抵
抗、C,C′は静電容量、25はスペクトラム・ス
クランブラの入力端子、26,35,36,37
はミキサ、27,38,39,40は局部発振
器、28,41,42,43はローパスフイル
タ、29,30,31はスイツチ、32,33,
34はバンドパスフイルタ、44は加算器、45
はスペクトラム・スクランブラの出力端子、5
0,56は受信アンテナ、51はPM変調器、5
4,59は積分性回路、55,60は出力端子、
57はFM復調器。
FIG. 1 is a diagram showing one embodiment of the present invention, FIG. 2 is a diagram showing a long-term average of the spectrum of audio power,
Fig. 3 is a diagram showing a method of keeping the maximum modulation degree equal between the plaintext PM transmission method and the first conventional example, Fig. 4 is a diagram showing the second embodiment of the conventional confidential message transmission method, and Fig. 5 6a and b are diagrams showing a first example of a conventional PM transmission system and a confidential communication system, FIGS. 6a and b are diagrams showing a differential circuit, and FIG. 7 is a diagram showing one embodiment of a spectrum scrambler. , Fig. 8 shows the spectrum at the observation point in Fig. 7, Fig. 9 shows the spectrum scrambling operation, and Figs. FIGS. 12a and 12b are diagrams illustrating an integral circuit. 1, 4, 8, 15, 20 are input terminals of the transmission system, 2, 6, 9, 13, 18 are PM modulators, 3,
7, 10, 14, 19, 24 are transmitting antennas,
5, 12, 16 are simple inverters, 11 is an attenuator, 17 is a pre-emphasis circuit, 21, 52 is a differential circuit, 22, 53, 58 is a spectrum controller.
Scrambler, 23 is FM modulator, R, R' are resistors, C, C' are capacitors, 25 is input terminal of spectrum scrambler, 26, 35, 36, 37
is a mixer, 27, 38, 39, 40 is a local oscillator, 28, 41, 42, 43 is a low-pass filter, 29, 30, 31 is a switch, 32, 33,
34 is a band pass filter, 44 is an adder, 45
is the output terminal of the spectrum scrambler, 5
0, 56 is a receiving antenna, 51 is a PM modulator, 5
4 and 59 are integral circuits, 55 and 60 are output terminals,
57 is an FM demodulator.
Claims (1)
回路と、スペクトラムスクランブル回路と、周波
数変調回路(FM)とを有し、送信すべき入力信
号に対してスペクトラムスクランブルを施した位
相(PM)変調を行う事を特徴とするスペクトラ
ムスクランブル送信方式。1 Phase (PM) modulation in which a differential circuit, a spectrum scrambling circuit, and a frequency modulation circuit (FM) are sequentially connected in cascade from the signal input terminal, and spectrum scrambling is performed on the input signal to be transmitted. A spectrum scrambling transmission method that performs the following.
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18727784A JPS6166431A (en) | 1984-09-08 | 1984-09-08 | Spectrum scramble reception system |
DE8484306657T DE3482363D1 (en) | 1983-09-30 | 1984-09-28 | RADIO TRANSMITTER SYSTEM FOR A PHASE-MODULATED SIGNAL. |
EP84306657A EP0139496B1 (en) | 1983-09-30 | 1984-09-28 | A radio transmission system for a phase modulation signal |
US07/119,231 US4799257A (en) | 1983-09-30 | 1987-11-05 | Wireless transmission system for PM modulation signal |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP18727784A JPS6166431A (en) | 1984-09-08 | 1984-09-08 | Spectrum scramble reception system |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6166431A JPS6166431A (en) | 1986-04-05 |
JPH0347025B2 true JPH0347025B2 (en) | 1991-07-18 |
Family
ID=16203179
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP18727784A Granted JPS6166431A (en) | 1983-09-30 | 1984-09-08 | Spectrum scramble reception system |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6166431A (en) |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6074741A (en) * | 1983-09-30 | 1985-04-27 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Spectrum scramble transmission system |
-
1984
- 1984-09-08 JP JP18727784A patent/JPS6166431A/en active Granted
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6074741A (en) * | 1983-09-30 | 1985-04-27 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Spectrum scramble transmission system |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS6166431A (en) | 1986-04-05 |
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