JPH0347025B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、入力信号のスペクトラムをスクラン
ブルに送出することにより、通信の秘話性を高く
する送信方式に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Field of Industrial Application) The present invention relates to a transmission method that increases the confidentiality of communication by transmitting the spectrum of an input signal in a scrambled manner.

（従来の技術） 第５図ａは、現在使用されているPM変調送信
方式を表わすブロツク図であり、１は入力端子、
２はPM変調器、３は送信アンテナであり、ａは
観測点である。これに秘話機能としてスペクトラ
ムスクランブラを付加した送信方式を第１図ｂに
示す。この形式のものは内航船舶電話等の移動無
線に使用されている。同図において、４は入力端
子、５はスペクトラムスクランブラ、６はPM変
調器、７は送信アンテナであり、ｂ，ｃは観測点
である。(Prior Art) FIG. 5a is a block diagram showing the currently used PM modulation transmission system, in which 1 is an input terminal;
2 is a PM modulator, 3 is a transmitting antenna, and a is an observation point. A transmission system in which a spectrum scrambler is added as a secret function is shown in FIG. 1b. This type is used in mobile radios such as domestic marine telephones. In the figure, 4 is an input terminal, 5 is a spectrum scrambler, 6 is a PM modulator, 7 is a transmitting antenna, and b and c are observation points.

第５図ａ，ｂに示した送信機の送信変調度をそ
れぞれDiv_PMとDiv_EXとする。 Let the transmission modulation degrees of the transmitters shown in FIGS. 5a and 5b be Div _PM and Div _EX , respectively.

Div_PM＝∫^f2 _f1 ²G（）d (1) Div_EX＝∫^f2 _f1 ²S〔Ｇ（）〕d (2) ここにDiv_PMは第１図ａの送信変調度、Div_EXは
第１図ｂの送信変調度、Ｇ（）は入力信号の電
力スペクトラム、Ｓ〔＊〕はスペクトラムスクラ
ンブル、は周波数である。又₁，₂は帯域の
下、上限周波数である。 Div _PM =∫ ^f2 _f1 ² G()d (1) Div _EX =∫ ^f2 _f1 ² S[G()]d (2) Here, Div _PM is the transmit modulation degree of Figure 1 a, and Div _EX is the first In FIG. b, the transmission modulation degree, G() is the power spectrum of the input signal, S[*] is the spectrum scramble, and is the frequency. Also, ₁ and ₂ are the lower and upper limit frequencies of the band.

電話の入力信号は主として音声である。音声の
パワースペクトラムは第２図に示す様な特性を有
しており、その長時間平均はG^（）＝G₀ ^-2と近
似しうる。G₀は定数、又、移動無線電話の場合
の周波数帯域〔₁，₂〕は〔0.3、３〕ｋHzであ
る。 The input signal for a telephone is primarily voice. The power spectrum of speech has characteristics as shown in FIG. 2, and its long-term average can be approximated as G^()=G ₀ ^-2 . G ₀ is a constant, and the frequency band [ ₁ , ₂ ] in the case of a mobile radio telephone is [0.3, 3] kHz.

従来の秘話送信方式の変調度Div_EXが平文送信
時の変調度Div_PMに比較してどれ位増大するかを
知るために、今、Ｓ〔＊〕を単純スペクトラム反
転（以下、単純反転と略称する）S′〔＊〕に限定
する。S′〔＊〕は単純反転を示し、例えばＧ（）
に対しては Ｓ〔Ｇ（）〕＝Ｇ（₀−）、₀＝₁＋₂、
∈
〔₁，₂〕 (3) となる。 In order to find out how much the modulation degree Div _EX of the conventional confidential message transmission method increases compared to the modulation degree Div _PM during plaintext transmission, we will now change S [*] to simple spectrum inversion (hereinafter abbreviated as simple inversion). ) S′ [*]. S′ [*] indicates simple inversion, for example, G()
For, S[G()] = G( ₀ −), ₀ = ₁ + ₂ ,
∈
[ ₁ , ₂ ] (3).

上記条件の下で、式１、２からDiv_PM、Div_EXを
求める。 Under the above conditions, Div _PM and Div _EX are calculated from Equations 1 and 2.

観測点ａに信号G^（）を印加すると、Div_PMは
次の様に与えられる。 When the signal G^() is applied to observation point a, Div _PM is given as follows.

Div_PM＝∫³ _0.3 ²G₀ ^-2d＝2.7G₀ (4) つぎに点ｂに信号G^（）を印加すると、点ｃ
には次の電力スペクトラムを有する信号T_EX（）
が現われる。 Div _PM =∫ ³ _0.3 ² G ₀ ^-2 d=2.7G ₀ (4) Next, when applying signal G^() to point b, point c
The signal T _EX () has the following power spectrum:
appears.

T_EX（）＝S′〔G^（）〕＝G^（₀−） したがつて、従来の第１の例の秘話送信機の変
調度Div_EXは、 Div_EX＝∫³ _0.3 ²T_EX（）d ＝∫³ _0.3 ²G^（₀−）dG^ ＝∫³ _0.3 ²G₀（₀−）^-2d＝20.2G₀(5) と求まる。 T _EX ()=S′[G^()]=G^( ₀ −) Therefore, the modulation degree Div _EX of the conventional secret transmitter in the first example is Div _EX =∫ ³ _0.3 ² T _EX ()d = ∫ ³ _0.3 ² G^ ( ₀ −) dG^ = ∫ ³ _0.3 ² G ₀ ( ₀ −) ^-2 d = 20.2G ₀ (5).

式４，５とを比較すれば明らかになる事である
が、図５に示す様にPM変調器の前に単純反転を
挿入すると、それだけで10log（Div_EX／Div_PM）＝
8.7dB（電力比）の変調度拡大が生じ、送信機の
放射する電波の周波数占有帯域幅が拡大する欠点
が生じる。この占有帯域の拡大を防止するために
は、第３図に示す様に、アツテネータなどを挿入
し送信機への信号の入力レベルを減衰する必要が
有り、これが原因となり送信Ｓ／Ｎを劣化させる
第２の欠点があつた。第３図において、８は入力
端子、９はPM変調器、１０は送信アンテナ、１
１はアツテネータ、１２は単純反転、１３はPM
変調器、１４は送信アンテナであり、９のPM変
調器と１０の送信アンテナは８に入力する信号を
平文でPM送信する送信機を構成し、１１のアツ
テネータと１２の単純反転と１３のPM変調器と
１４の送信アンテナは８に入力信号を単純反転し
秘話暗号化しPM送信する送信機を構成する。 As can be seen by comparing Equations 4 and 5, if a simple inversion is inserted before the PM modulator as shown in Figure 5, 10log(Div _EX /Div _PM ) =
This results in an increase in the modulation depth of 8.7 dB (power ratio), resulting in the disadvantage that the frequency occupied bandwidth of the radio waves emitted by the transmitter is expanded. In order to prevent this expansion of the occupied band, as shown in Figure 3, it is necessary to insert an attenuator or the like to attenuate the input level of the signal to the transmitter, which causes a deterioration of the transmission S/N. There was a second drawback. In Fig. 3, 8 is an input terminal, 9 is a PM modulator, 10 is a transmitting antenna, 1
1 is attenuator, 12 is simple inversion, 13 is PM
The modulator, 14 is a transmitting antenna, the PM modulator 9 and the transmitting antenna 10 constitute a transmitter that transmits the signal input to 8 as a PM in plain text, the attenuator 11, the simple inversion 12, and the PM 13. The modulator and 14 transmitting antennas constitute a transmitter that simply inverts the input signal, encrypts it in secret, and transmits the PM.

単純反転を挿入すると、上に述べた問題が発生
する。この問題を解決した従来の第２の秘話送信
方式が電子通信学会の論文誌（Vol.J64−Ｂ、No.
5p245，1981年５月）に携載されている。この方
式を簡単に説明し、その欠点を明らかにする。 Inserting a simple inversion causes the problems mentioned above. A conventional second secret message transmission method that solved this problem was published in the journal of the Institute of Electronics and Communication Engineers (Vol. J64-B, No.
5p245, May 1981). We will briefly explain this method and highlight its shortcomings.

第４図は従来の方式の第２の実施例を示す。同
図において、１５は入力端子、１６は単純反転、
１７はプレエンフアシス、１８はPM変調器、１
９は送信アンテナであり、ｄとｅは観測点であ
る。 FIG. 4 shows a second embodiment of the conventional system. In the figure, 15 is an input terminal, 16 is a simple inversion,
17 is pre-emphasis, 18 is PM modulator, 1
9 is a transmitting antenna, and d and e are observation points.

第２の実施例は、スペクトラムスクランブルを
単純反転に限り、なおかつ入力信号が電力G〓（）
の場合にのみ送信変調度Div_EXが、平文送信変調
度Div_PMに等しくなる。すなわち １５の入力端子に電力G〓（）なる入力信号を
印加すると、点ｄに単純反転信号、G〓（₀−）
が表われ、つづく１７でプレエンフアシスHp
（）の作用を受け点ｅに電力T〓_EX（）が表われ
る。ここに T〓（）＝Hp（）・G〓（₀−） (6) ただし、G〓（）＝G₀／１＋f²／f_T ²、₁＝0.8kHz(
7) Hp（）＝１＋（f₀−ｆ）²／f_T ²／１＋f²／f_T ² (8) したがつてDiv_EXは Div_EX＝∫³ _0.3 ²T〓_EX（）d ＝∫³ _0.3 ²Hp（）G〓（₀−）d ＝∫³ _0.3 ²１＋（f₀−ｆ）²／f_T ²／１＋f²／f_T ²・
G₀／１＋（f₀−ｆ）²／f_T ²d ＝∫³ _0.3f²G₀／１＋f²／f_T ²df ＝∫³ _0.3 ²G〓（）d (9) となり、たしかにDiv_PMに一致する。しかし、こ
の条件は一般の信号Ｇ（）に対しては、スペク
トラムスクランブルを単純反転に限定しても成立
しない。事実、点ｄの信号はＧ（₀−）となり、
かつ点ｅの信号T〓_EX（）は、 T〓_EX（）＝Hp（）Ｇ（₀−） ＝１＋（f₀−ｆ）²／f_T ²／１＋f²／f_T ²Ｇ（₀−
）(10) となる。したがつてDiv_EXは Div_EX＝∫³ _0.3 ²１＋（f₀−ｆ）²／f_T ²／１＋f²／f_T
²Ｇ（₀−）d(11) ここで₀−＝ｘと変数変換を施せば、d＝−
dxから、式(11)は次の様になる。 In the second embodiment, spectrum scrambling is limited to simple inversion, and the input signal has power G〓()
The transmission modulation degree Div _EX is equal to the plaintext transmission modulation degree Div _PM only if . In other words, when an input signal of power G〓() is applied to the input terminal of 15, a simple inverted signal, G〓( ₀ −), is generated at point d.
appears, followed by pre-emphasis Hp at 17
Under the action of (), the electric power T〓 _EX () appears at point e. Here, T〓()=Hp()・G〓( ₀ −) (6) However, G〓()=G ₀ /1+f ² /f _T ² , ₁ = 0.8kHz(
7) Hp () = 1 + (f ₀ − f) ² /f _T ² /1 + f ² /f _T ² (8) Therefore, Div _EX is Div _EX =∫ ³ _0.3 ² T〓 _EX ()d = ∫ ³ _0.3 ² Hp()G〓( ₀ −)d=∫ ³ _0.3 ² 1+(f ₀ −f) ² /f _T ² /1+f ² /f _T ²・
G ₀ /1+(f ₀ −f) ² /f _T ² d =∫ ³ _0.3 f ² G ₀ /1+f ² /f _T ² df =∫ ³ _0.3 ² G〓()d (9), and it is true that Div _PM matches. However, this condition does not hold true for the general signal G( ) even if the spectrum scrambling is limited to simple inversion. In fact, the signal at point d becomes G( ₀ −),
And the signal T〓 _EX () at point e is T〓 _EX () = Hp () G ( ₀ -) = 1 + (f ₀ - f) ² /f _T ² /1 + f ² /f _T ² G ( ₀ -
)(10). Therefore, Div _EX is Div _EX =∫ ³ _0.3 ² 1+(f ₀ − f) ² /f _T ² /1+f ² /f _T
² G( ₀ −) d(11) Here, if we perform variable conversion as ₀ −=x, d=−
From dx, equation (11) becomes as follows.

Div_EX＝∫^0.3 ₃（₀−ｘ）² １＋x²／f_T ²／１＋（f₀−ｘ）²／f_T ²ａ（ｘ）（
−dx）(12) 式(12)において積分域を入れ替え−dxをdxと書き
改めると、次式が求まる。Div _EX =∫ ^0.3 ₃ ( ₀ −x) ² 1+x ² /f _T ² /1+(f ₀ −x) ² /f _T ² a(x)(
−dx) (12) In equation (12), if we change the integration domain and rewrite −dx as dx, we can find the following equation.

Div_EX＝∫³ _0.3（₀−ｘ）² １＋x²／f_T ²１＋（f₀−ｘ）²f_T ²Ｇ（ｘ）dx （13） 一方、平文の変調度Div_PMは、次の様にも表現
できる。 Div _EX =∫ ³ _0.3 ( ₀ −x) ² 1+x ² /f _T ² 1+(f ₀ −x) ² f _T ² G(x)dx (13) On the other hand, the plaintext modulation degree Div _PM is as follows. It can also be expressed.

Div_PM＝∫³ _0.3x²G（ｘ）dx （14） 式13と14とを比較すれば、ただちに判る様に、
Div_EXとDiv_PMは任意の入力信号Ｇ（）に対して
常にも成立しない。 Div _PM =∫ ³ _0.3 x ² G(x)dx (14) As can be seen immediately by comparing equations 13 and 14,
Div _EX and Div _PM do not always hold for any input signal G().

第２の実施例は、ある特定の入力信号G〓（）
に関して、かつ単純反転のみを対称とするとき
Div_EXがDiv_PMに一致する。しかし、これは、(1)
一般の入力信号に対して変調度が変化する第１
の欠点を、又 (2) スペクトラムスクランブルとして取りうるの
は単純反転のみである第２の欠点を有する事を
示す。 The second embodiment is based on a certain input signal G〓()
, and when only simple inversion is symmetric
Div _EX matches Div _PM . However, this (1)
The first one whose modulation degree changes with respect to general input signals.
(2) The second drawback is that only simple inversion can be used as spectrum scrambling.

任意のスペクトラムスクランブルは、入力信号
を多数の帯域に分割した後、各帯域の成分を入れ
替える事で実現できる。したがつて、従来の第２
の実施例を適用すると特定の入力信号G〓（）に
対してもスペクトラムスクランブル対応に各帯域
毎に極めて多数のプレエンフアシスを準備する必
要が有る。さらにこれらエンフアシスの特性はス
ペクトラムスクランブル毎に変化させねばなら
ず、実現する事は膨大な費用を要し、経済的に
Div_EXをDiv_PMに一致させる事ができないという第
３の欠点を従来の第２の実施例は有していた。 Arbitrary spectrum scrambling can be achieved by dividing the input signal into a number of bands and then exchanging the components of each band. Therefore, the conventional second
If this embodiment is applied, it is necessary to prepare an extremely large number of pre-emphasis units for each band in order to handle spectrum scrambling even for a specific input signal G(). Furthermore, these emphasis characteristics must be changed for each spectrum scramble, which requires a huge amount of cost and is not economically viable.
The second conventional embodiment had a third drawback of not being able to match Div _EX with Div _PM .

（発明が解決しようとする問題点） 従来の方式が有していた欠点を解決するため
に、任意のスペクトラムスクランブルＳ〔＊〕に
対して、かつ一般の入力信号Ｇ（）に対して変
調度Div_IEが、平文の変調度Div_PMに常に等しく保
ちうる簡単な回路構成の送信方式を提供すること
を目的とする。(Problems to be Solved by the Invention) In order to solve the drawbacks of the conventional method, the modulation factor for arbitrary spectrum scrambling S[*] and for general input signal G() The purpose is to provide a transmission method with a simple circuit configuration that allows Div _IE to always be kept equal to the plaintext modulation degree Div _PM .

（問題点を解決するための手段） 本発明の特徴は、信号入力端から順に微分回路
とスペクトラムスクランブル回路とFM変調回路
とを接続し、PM変調を行なう送信方式にある。(Means for Solving the Problems) The present invention is characterized by a transmission method in which a differentiation circuit, a spectrum scrambling circuit, and an FM modulation circuit are connected in order from a signal input terminal to perform PM modulation.

（作用） スペクトラムスクランブル回路が微分回路と
PM変調回路の間に挿入されることにより、後に
解析結果を示されるごとく、スペクトラムスクラ
ンブルの内容にかかわらず、PM変調出力の変調
度が一定となり、上記目的が達成される。(Function) The spectrum scrambling circuit is a differentiating circuit.
By inserting it between the PM modulation circuits, the modulation degree of the PM modulation output becomes constant regardless of the content of spectrum scrambling, as shown in the analysis results later, and the above objective is achieved.

第１図は本発明の１実施例を示す図であり、２
０は入力端子、２１は微分性回路、２２はスペク
トラムスクランブラ、２３は周波数変調器（FM
変調器）、２４は送信アンテナであり、ｆ，ｇは
観測点である。第１図がPM送信機の特別な構造
を成す事は、スペクトラムスクランブラの機能を
停止させ点ｆとｇとの信号が互いに等しくなる様
にするとき２１の微分性回路と２２のFM変調器
の縦続構造とみなしうる事から理解できよう。こ
こではスペクトラムスクランブラとして、入力信
号と全く同じパワースペクトラムを有する信号を
出力する様なものは除外する事とする。なお、微
分回路とPM変調回路によりPM変調が行なえる
ことは当業者には周知で例えば科学新聞社発行の
（1972.9.30）、「移動通信方式」（渡辺正信著）の
第49頁に記載されている。 FIG. 1 is a diagram showing one embodiment of the present invention, and 2
0 is an input terminal, 21 is a differential circuit, 22 is a spectrum scrambler, 23 is a frequency modulator (FM
24 is a transmitting antenna, and f and g are observation points. The special structure of the PM transmitter shown in Fig. 1 is that when the function of the spectrum scrambler is stopped and the signals at points f and g become equal to each other, the differential circuit 21 and the FM modulator 22 are used. This can be understood from the fact that it can be regarded as a cascading structure. Here, we exclude spectrum scramblers that output a signal having exactly the same power spectrum as the input signal. It is well known to those skilled in the art that PM modulation can be performed using a differential circuit and a PM modulation circuit, for example, as described on page 49 of "Mobile Communication System" (authored by Masanobu Watanabe) published by Kagaku Shinbunsha (September 30, 1972). has been done.

第１図で２１の微分性回路と２２のスペクトラ
ムスクランブルの詳細な構造例を第６図と第７図
に示す。 Detailed structural examples of the differential circuit 21 and the spectrum scrambler 22 in FIG. 1 are shown in FIGS. 6 and 7.

第６図において、ａが回路構成例を、ｂがボー
デ線図による振幅自乗の周波数応答を示し、Ｃは
静電容量（容量はＣフアラド）Ｒは抵抗（抵抗値
はＲオーム）、₁，₂は帯域の下、上限周波数、
_Cはａの回路の遮断周波数_C＝１／2πRCである。
図６ｂに示す様に帯域内において20dB／decade
の傾きを成す周波数応答を有する回路を、ここで
は微分性回路と総称する。図に示した様に_C＞₂
なる条件を満せば、一次のハイパスフイルタの遮
断域の周波数応答は、微分フイルタのそれに一致
する。又素子値Ｒ，Ｃの若干のずれは_Cの若干の
ずれをまねくものであるが、微分特性そのものに
影響を与える事はなく、たんに信号レベルのわず
かな変動に影響するにとどまる。これは、微分性
回路の製作にあたり、工業的に極めて経済的であ
る事を意味する。 In Fig. 6, a shows an example of the circuit configuration, b shows the frequency response of the squared amplitude according to the Bode diagram, C is the capacitance (the capacitance is C farad), R is the resistance (the resistance value is R ohms), ₁ , ₂ is the lower, upper frequency of the band,
_C is the cutoff frequency _C = 1/2πRC of the circuit of a.
20dB/decade within the band as shown in Figure 6b.
Here, circuits having a frequency response having a slope of are collectively referred to as differential circuits. As shown in the figure, _C > ₂
If the following conditions are satisfied, the frequency response of the cutoff region of the first-order high-pass filter matches that of the differential filter. Further, although a slight deviation in the element values R and C causes a slight deviation in _C , it does not affect the differential characteristics itself, but only affects slight fluctuations in the signal level. This means that the production of the differential circuit is industrially extremely economical.

第７図に、スペクトラムスクランブル手段の一
実現例を示す。第７図において、２５は入力端
子、２６はミキサ、２７は局部発振器、２８はロ
ーパスフイルタ、２９〜３１はスイツチ、３２〜
３４はバンドパスフイルタ、３５〜３７はミキ
サ、３８〜４０は可変周波数局部発振器、４１〜
４３は遮断特性の可変なローパスフイルタ、４４
は加算器、４５は出力端子であり、EA，EB，
…，EPは各々観測点である。入力端子２５に第
８図EAに示す模式的なパワースペクトラムを有
する信号を印加するとき現われるスペクトラムを
第８図EB〜EMに示す。EA〜EMの各点とスペ
クトラムEA〜EMはそれぞれ対応している。 FIG. 7 shows an example of implementation of the spectrum scrambling means. In FIG. 7, 25 is an input terminal, 26 is a mixer, 27 is a local oscillator, 28 is a low-pass filter, 29-31 are switches, 32-
34 is a band pass filter, 35-37 is a mixer, 38-40 is a variable frequency local oscillator, 41-
43 is a low-pass filter with variable cutoff characteristics; 44
is an adder, 45 is an output terminal, EA, EB,
..., EP are observation points. The spectra that appear when a signal having the schematic power spectrum shown in FIG. 8EA is applied to the input terminal 25 are shown in FIGS. 8EB to EM. Each point of EA to EM corresponds to each of the spectra EA to EM.

局部発振器２７の周波数を₀＝₁＋₂に固定
し、ローパスフイルタ２８の遮断周波数を₂に、
バンドパスフイルタ３２〜３４の通過域帯域を
〔₁，₁＋_W〕、〔₁＋_W，₁＋2_W〕、…，〔
₂−
_W，₂〕に設定する。ここに_W ＝（₂−₁）／ｍ；ｍはスペクトラムスクラン
ブルを施す帯域分割数、以下の説明をｍ＝３の場
合について説明するが、他の場合も全く同様であ
り容易に類推できるので説明を省略する。可変周
波数局部発振器の周波数を、３８を２（₁＋_W）、
３９を２（₁＋_W）、４０を2₂−_Wに設定し、可
変カツトオフのローパスフイルタの遮断周波数を
各々４１を₁＋2_W、４２を₁＋_W、４３を₂に
設定し、スイツチ２９をEA側に、３０をEB側
に、３１をEA側に接続する。第８図EAに示すス
ペクトラムを有する信号を入力端子２５に印加す
ると、点EBにはEBに示す様な単純反転した信号
が現われる。バンドパスフイルタ３２〜３４で構
成するフイルタバンクでEA又はEBの信号はいず
れも点線で示す様に３帯域に分割される。EAと
EBにおいて図中の数字１，２，３は入力信号の
帯域に存在していた信号成分を示し、EBに記す
１′，２′，３′の裏文字は、元の成分が反転され
ている事を示す。 The frequency of the local oscillator 27 is fixed to ₀ = ₁ + ₂ , the cutoff frequency of the low-pass filter 28 is set to ₂ ,
The pass bands of the bandpass filters 32 to 34 are [ ₁ , ₁ + _W ], [ ₁ + _W , ₁ +2 _W ], ..., [
₂ −
_W , ₂ ]. Here, _W = ( ₂ - ₁ )/m; m is the number of band divisions to perform spectrum scrambling. The following explanation will be given for the case where m = 3, but the explanation will be given because the other cases are exactly the same and can be easily inferred. omitted. The frequency of the variable frequency local oscillator is 38 to 2 ( ₁ + _W ),
Set 39 to 2 ( ₁ + _W ) and 40 to ₂₂ - _W , and set the cutoff frequencies of the variable cut-off low-pass filters to ₁ + 2 _W for 41, ₁ + _W for 42, and ₂ for 43. Connect to the EA side, 30 to the EB side, and 31 to the EA side. When a signal having the spectrum shown in FIG. 8 EA is applied to the input terminal 25, a simply inverted signal as shown at EB appears at point EB. Each EA or EB signal is divided into three bands by a filter bank composed of bandpass filters 32 to 34 as shown by dotted lines. EA and
In EB, the numbers 1, 2, and 3 in the diagram indicate signal components that existed in the input signal band, and the letters 1', 2', and 3' written in EB are the original components that have been inverted. show something

２９と３２はEAの１の成分を抽出するので出
力としてECのスペクトラムが点ECに現われる。
３８の出力と３２の出力との積をミキサ５０で求
める。ミキサ５０の出力はEDに示す様に両側帯
波スペクトラム構造を有する。この両側帯波のう
ち、下部側帯波のみ４１のローパスフイルタで抽
出すると、点EEにおいてスペクトラムEEが求ま
る。この操作によつて、成分１は反転され、かつ
周波数_Wのみ偏位される。 29 and 32 extract the 1 component of EA, so the spectrum of EC appears at point EC as an output.
The mixer 50 calculates the product of the output of 38 and the output of 32. The output of the mixer 50 has a double-side band spectrum structure as shown in ED. When only the lower sideband wave is extracted by a low-pass filter 41 from among these both-sideband waves, a spectrum EE is obtained at a point EE. By this operation, component 1 is inverted and only frequency _W is shifted.

第２の成分２は、３０と３３の機能により、先
ず反転した２′を抽出した後、ミキサ３６が局部
発振器３９の出力で変調し両側帯波を生成し、こ
のうち下部側帯波のみを４２で抽出して、スペク
トラムEHへ変形される。この間成分２を周波数
_Wのみ下方へ偏位する操作が実行される。 The second component 2 first extracts the inverted 2' by the functions of 30 and 33, and then the mixer 36 modulates it with the output of the local oscillator 39 to generate both sidebands, of which only the lower sideband is 42 is extracted and transformed into spectrum EH. During this time, the frequency of component 2 is
An operation is performed in which only _W is shifted downward.

最後の成分３を、３１と３４でEJに示す様に
抽出した後、成分３と局部発振器４０の出力とで
ミキサ３７において変調しEKを得、変調波の下
部側帯波のみを抽出しELを求める。かかる操作
によつて、成分３は自分の帯域内において反転さ
れる。 After extracting the last component 3 as shown in EJ at 31 and 34, it is modulated by component 3 and the output of local oscillator 40 in mixer 37 to obtain EK, and only the lower sideband of the modulated wave is extracted to obtain EL. demand. By this operation, component 3 is inverted within its own band.

点EEとEHとELのおける３信号の和を、４４
の加算器で求め合成すれば、点EMにEMに示す
スペクトラムを有する信号が求まる。 The sum of the three signals at points EE, EH, and EL is 44
By calculating and synthesizing with an adder, a signal having a spectrum shown at EM at point EM is obtained.

入力信号であるスペクトラムEAとスペクトラ
ムスクランブラの出力であるスペクトラムEMと
を比較すれば、合成分はスイツチ２９〜３１の状
態（2^m個）と、局部発振器３８〜４０とローパス
フイルタ４１〜４３との状態（ｍ！）とにより、
2^m・ｍ！通りのスクランブルパターンを生じる。 Comparing the spectrum EA, which is the input signal, and the spectrum EM, which is the output of the spectrum scrambler, the composite component is the state of switches 29 to 31 (2 ^m pieces), local oscillators 38 to 40, and low-pass filters 41 to 43. Due to the state (m!) of
2 ^m・m! Resulting in a street scrambling pattern.

スクランブルされたスペクトラムを有する信号
を元のスペクトラムを有する信号に戻す機能が、
スペクトラム・デスクランブルである。スペクト
ラム・デスクランブル機能を実行するスペクトラ
ムスクランブラは第７図と同様な構造で実現でき
る。スペクトラム・デスクランブラにおいては、
EMにおける成分１（元の成分２）を_Wだけ上方
へ偏位し、成分２（元の全分１′）を反転し_Wの
み下方へ偏位し、成分３（元の成分３′）を罰反
転する操作が実行される。このためには、第７図
のスイツチ２９をEB側に、スイツチ３０をEA側
に、スイツチ３１をED側に接続し、局部発振器
３８〜４０の周波数を、次の様に設立する。３８
は2₁＋3_Wに、３９は２（₁＋_W）に、４０は２
（₁＋2_W）とする。さらに４１〜４３のローパス
フイルタの遮断周波数を、４１においては₂に、
４２においては₁＋_Wに、４３においては₁＋
2_Wに、各々設定する事でデスクランブル機能が
実現できる。 The function of returning a signal with a scrambled spectrum to a signal with the original spectrum is
This is spectrum descrambling. A spectrum scrambler that performs the spectrum descrambling function can be realized with a structure similar to that shown in FIG. In the spectrum descrambler,
Component 1 (original component 2) in EM is shifted upward by _W , component 2 (original total 1') is inverted, only _W is shifted downward, and component 3 (original component 3') is A penalty reversal operation is performed. For this purpose, switch 29 in FIG. 7 is connected to the EB side, switch 30 to the EA side, and switch 31 to the ED side, and the frequencies of the local oscillators 38 to 40 are established as follows. 38
is 2 ₁ + 3 _W , 39 is 2 ( ₁ + _W ), 40 is 2
( ₁ + 2 _W ). Furthermore, the cutoff frequency of the low pass filters 41 to 43 is set to ₂ in 41,
₁ + _W in 42, ₁ + W in 43
Descrambling function can be realized by setting each to 2 _W.

第５図の本発明の秘話送信方式の送信変調度に
議論を戻す。入力端子２０に音声等の任意の信号
Ｇ（）を印加すると、点ｆには２１の微分性回
路の作用を受けた信号の電力²G（）が現われ
る。つづいて、２２のスペクトラムスクランブラ
に²G（）は入力され、スクランブルされＳ
〔²G（）〕なるスペクトラムを有する信号が点
ｇに現われる。ここにＳ〔＊〕は任意なスペクト
ラムスクランブル機能を意味する。したがつて
FM送信機の変調度Div_IEは入力信号の電力によつ
て与えられるので、 Div_IE＝∫^f2 _f1Ｓ〔²G（）〕d (15) となる。式15の被積分関数がＳ〔²G（）〕であ
り、²S〔²G（）〕でないのは、変調器がFM変
調器である事による。もしPM変調器を用いれ
ば、式15の被積分関数は²S〔²G（）〕となる事
に注意されたい。式15のDiv_IEが、同一入力信号
を平文のままPM送信する場合の変調度Div_PMに
一致する事を証明する。 The discussion returns to the transmission modulation degree of the confidential transmission system of the present invention shown in FIG. When an arbitrary signal G() such as voice is applied to the input terminal 20, the power ² G() of the signal affected by the differential circuit 21 appears at point f. Next, ^2G () is input to 22 spectrum scramblers, scrambled and S
A signal with a spectrum of [ ² G()] appears at point g. Here, S[*] means an arbitrary spectrum scrambling function. Therefore
Since the modulation degree Div _IE of the FM transmitter is given by the power of the input signal, Div _IE =∫ ^f2 _f1 S[ ² G()]d (15). The reason why the integrand in Equation 15 is S[ ² G()] and not ² S[ ² G()] is because the modulator is an FM modulator. Note that if a PM modulator is used, the integrand in Equation 15 becomes ² S [ ² G ()]. Prove that Div _IE in Equation 15 matches the modulation degree Div _PM when the same input signal is transmitted as PM in plain text.

式15を再載する Div_IE＝∫^f2 _f1Ｓ〔²G（）〕d(15) 式15を積分の定義に戻り書き改める。 Reprint Equation 15Div _IE =∫ ^f2 _f1 S[ ² G()]d(15) Return to the definition of integral and rewrite Equation 15.

Div_IE＝ lim Δf→_0N 〓ⁱ⁼¹ Ｓ〔i²G（i）〕Δf (15)′ ただし、Δ＝₂−₁／Ｎ 式15′においてインデツクスＩを１からＮまで
若番順にただ１度のみすべてのｉについて加算す
るときDiv_IEの値が求まる。すなわち、 Div_IE＝ lim Δf→₀ 〓ⁱ ∈^IＳ〔i²G（i）〕Δ （15）″ ただし Ｉ＝｛１、２、…、Ｎ｝ ここでスペクトラム・スクランブル／デスクラ
ンブルを少し詳しく考える。帯域〔₁，₂〕を無
限に細かく分割してゆくと、任意のスクランブ
ル／デスクランブルは第９図に示す様に、ｂに示
すパワースペクトラム²G（）と、ａに示すパ
ワースペクトラムＳ〔²G（）〕の各分割した帯
域成分の周波数軸上の入れ替えと見なす事ができ
る。もしスペクトラムスクランブルＳ〔＊〕の成
分のおおきさが変化するならば、それはスペクト
ラムスクランブルと呼ぶ事ができず、一般に周波
軸上での成分の入れ替え操作をスペクトラム・ス
クランブル／デスクランブルと呼ぶものである。Div _IE = lim Δf→ _0N 〓 ⁱ⁼¹ S〔i ² G(i)〕Δf (15)′ However, Δ= ₂ − ₁ /N In Equation 15′, index I is set to just 1 from 1 to N in ascending order. When adding only degrees for all i, the value of Div _IE is found. That is, Div _IE = lim Δf→ ₀ 〓 ⁱ ∈ ^I S〔i ² G(i)〕Δ (15)″ where I={1, 2, …, N} Here, let us explain spectrum scrambling/descrambling in a little more detail. Think about it.If you divide the band [ ₁ , ₂ ] into infinitely small parts, arbitrary scrambling/descrambling will produce the power spectrum ^2G () shown in b and the power spectrum S shown in a, as shown in Figure 9. It can be regarded as the permutation of each divided band component of [ ² G()] on the frequency axis.If the magnitude of the component of spectrum scrambling S [*] changes, it can be called spectrum scrambling. First, the operation of exchanging components on the frequency axis is generally called spectrum scrambling/descrambling.

第９ａ図において、無限に細分化した帯域成分
を抽出し、スクランブルする以前の周波数位置に
切りばる。この切りばりをすべてのインデツクス
ｉ∈について実行すると第９図ｂ図に示す、ス
クランブル前のパワースペクトラムが忠実に実現
できる。すなわち、式15″において加算をインデ
ツクスの若順番に実行しても、すべてのインデツ
クスをただ１度のみ加算しても、Div_IEの値が等
しい事が知れる。 In FIG. 9a, infinitely subdivided band components are extracted and cut to the frequency position before scrambling. If this cutting is performed for all indexes iε, the power spectrum before scrambling shown in FIG. 9b can be faithfully realized. In other words, it can be seen that even if addition is performed in order of decreasing index in Equation 15'', even if all indexes are added only once, the values of Div _IE are the same.

すなわち、 Div_IE＝ lim Δf→₀ ⁱ ∈^Ii²G（i）Δ (16) と記述できる。式16を積分定義式を用いて書き改
めれば、 Div_IE＝∫^f2 _f1 ²G（）d≡Div_PM (16)′ となり、任意の入力Ｇ（）と、任意のスクラン
ブルＳ〔＊〕に対して常にDiv_IE＝Div_PMである事
が明らかになる。 That is, it can be written as Div _IE = lim Δf→ ₀ ⁱ ∈ ^I i ² G(i)Δ (16). If we rewrite Equation 16 using the integral definition formula, we get Div _IE =∫ ^f2 _f1 ² G()d≡Div _PM (16)′, and for any input G() and any scramble S[*] On the other hand, it becomes clear that Div _IE = Div _PM .

次に本発明の送信方式を用いて、本出願人によ
つて既に開示している受信方式と組み合わせる
と、通話品質を劣化させる事と効果的に秘話通信
システムが構築できる事と示す。 Next, it will be shown that when the transmission method of the present invention is combined with the reception method already disclosed by the applicant, it is possible to effectively construct a confidential communication system without degrading the call quality.

第１０図は、本出願人によつて既に開示した受
信方式の１実施例（特願昭58−179395）であり、
５０は受信アンテナ、５１はPM復調器、５２は
微分性回路、５３はスペクトラム・スクランブ
ラ、５４は積分性回路であり、DA，DB，DCは
観測点である。 FIG. 10 shows an embodiment of the reception method already disclosed by the applicant (Japanese Patent Application No. 179395/1985),
50 is a receiving antenna, 51 is a PM demodulator, 52 is a differential circuit, 53 is a spectrum scrambler, 54 is an integral circuit, and DA, DB, and DC are observation points.

第１１図は、同じく本出願人によつて開示した
受信方式であり、第１０図の方式と同一作用をな
すがより経済的効果を増大したものであり、５６
は受信アンテナ、５７はFM復調器、５８はスペ
クトラムスクランブラ、５９は積分性回路であ
り、DD，DEは観測点である。５２の微分性回路
は本発明の第５図の２１のそれと同様な回路であ
り、５３と５８のスペクトラムスクランブラは同
じく第５図の本発明の２２と同様な回路であり、
５４と５９の積分性回路の詳細な実施例を第１２
図に示す。 FIG. 11 shows a reception method also disclosed by the applicant, which has the same effect as the method shown in FIG. 10, but has a greater economical effect.
is a receiving antenna, 57 is an FM demodulator, 58 is a spectrum scrambler, 59 is an integral circuit, and DD and DE are observation points. The differential circuit 52 is a circuit similar to that of 21 in FIG. 5 of the present invention, and the spectrum scramblers 53 and 58 are also circuits similar to 22 of the present invention in FIG.
Detailed examples of integral circuits 54 and 59 are shown in the 12th section.
As shown in the figure.

第１２ａ図は、回路構造を、同ｂ図はボーデ線
図で示した周波数応答である。同図において、
R′は抵抗値R′オームの抵抗、C′は容量C′フアラド
の静電容量、₁，₂は帯域の下、上限周波数、_c
はａの１次のローパスフイルタの遮断周波数であ
り_c＝１／2πR′C′である。図に示す様に_C＜₁な
る条件を満すとき、１次のローパスフイルタの遮
断特性は積分フイルタの特性に正しく一致する。
素子値R′，C′のバラツキは、遮断周波数_Cの若干
の変動を生じるが、積分性特性（−20dB／
decade）には影響を与えずフイルタ出力の信号
レベルの若干なバラツキとなるにとどまる。 FIG. 12a shows the circuit structure, and FIG. 12b shows the frequency response as a Bode diagram. In the same figure,
R′ is the resistance with resistance value R′ ohms, C′ is the capacitance with capacitance C′ farad, ₁ and ₂ are the lower and upper frequency of the band, _c
is the cutoff frequency of the first-order low-pass filter of a, and _c = 1/2πR'C'. As shown in the figure, when the condition _C < ₁ is satisfied, the cutoff characteristics of the first-order low-pass filter exactly match the characteristics of the integral filter.
Variations in the element values R' and C' cause a slight variation in the cutoff frequency _C , but the integral characteristic (-20 dB/
This does not affect the signal level of the filter output and causes only slight variations in the signal level of the filter output.

第１図の本発明方式と第１０／第１１図の受信
方式とを組み合せ秘話通信を実施する方法の例を
簡単に述べる。 An example of a method for performing confidential communication by combining the method of the present invention shown in FIG. 1 and the reception method shown in FIGS. 10/11 will be briefly described.

２２のスクランブルパターンを別途何らかの方
法で受信側に告知する。このパターンが秘話鍵に
なるので、この告知を通信相手以外に知られない
ように注意するか、あるいはパターンをコード化
し、このコードを公開鍵方式等を利用して暗号化
し送信する。何らかの方式で告知されたスクラン
ブルパターンに基づきスペクトラムを元に戻すデ
スクランブルパターンを生成し、このパターンに
従い５３又は５８のスペクトラムスクランブラの
機能を設定する。もちろんスペクトラム・スクラ
ンブルパターンを告知する代りに、スペクトラ
ム・デスクランブルパターンを告知する方法も考
えられるが容易に類推できる範疇である。 22 scramble patterns are separately notified to the receiving side by some method. Since this pattern becomes a secret key, care must be taken not to make this announcement known to anyone other than the communication partner, or the pattern is encoded, and this code is encrypted using a public key method or the like and sent. A descrambling pattern for restoring the spectrum is generated based on the scramble pattern notified by some method, and the function of the spectrum scrambler 53 or 58 is set according to this pattern. Of course, instead of announcing the spectrum scrambling pattern, a method of announcing the spectrum descrambling pattern can also be considered, but this is a category that can be easily deduced.

以上の操作により５３又は５８の機能をS^-1
〔＊〕と表現できるように設定できる。 By the above operations, the functions of 53 or 58 can be set to S ^-1.
It can be set so that it can be expressed as [*].

２３のFM変調器の入力信号の電力がＳ〔²G
（）〕であるので、２３から送信される電波を受
信するとき、電波伝播路に雑音と歪み発生源が存
在しないと仮定すれば点DDにはFM復調出力と
してＳ〔²G（）〕、点DAにはPM復調出力として
^-2S〔²G（）〕なる電力を有する信号が現われ
る。 The power of the input signal of 23 FM modulator is S[ ² G
()], so when receiving the radio wave transmitted from 23, assuming that there are no noise and distortion sources in the radio wave propagation path, the FM demodulation output at point DD is S[ ² G()], Point DA has PM demodulation output.
A signal with a power of ^-2 S [ ² G ()] appears.

第１０図においては、つづいて点DBには復調
出力の微分：²｛^-2S〔²G（）〕｝＝Ｓ〔²G（
）〕
が、点DCにはこのデスクランブル出力：S^-1｛Ｓ
〔²G（）〕｝＝²G（）が、出力端子５５にはデ
スクランブル出力の積分：^-2｛²G（）｝＝Ｇ
（）が現われる。したがつて、第１図と第１０
図の送信方式と受信方式とを組み合せれば送信の
入力端子２０の印加信号が正しく出力端子５５に
再生される事が知れる。電波伝播路に雑音発生源
が含まれるフエージングチヤネルの場合に、PM
復調の雑音スペクトラムが積分性の周波数特性を
有しているので、復調出力を微分し雑音を平坦な
特性にした後、デスクランブルし、しかる後に、
再度積分しPM復調の雑音特性に等しく保つ事
は、前の出願（特願昭58−179395）と全く等し
い。それゆえ、第１０図の方式も、前記出願と同
一にフエージング雑音による通話品質の劣化を防
止する能力を有する事が理解できる。 In Fig. 10, point DB shows the differential of the demodulated output: ² { ^-2 S[ ² G()]}=S[ ² G(
)〕
However, this descrambled output at point DC: S ^-1 {S
[ ² G ()] = ² G (), but the output terminal 55 has the integral of the descrambled output: ^-2 { ² G ()} = G
() appears. Therefore, Figures 1 and 10
It can be seen that by combining the transmission method and reception method shown in the figure, the signal applied to the transmission input terminal 20 can be correctly reproduced at the output terminal 55. In the case of a fading channel where a noise source is included in the radio wave propagation path, PM
Since the demodulated noise spectrum has integral frequency characteristics, the demodulated output is differentiated to make the noise flat, then descrambled, and then
Integrating again and keeping it equal to the noise characteristics of PM demodulation is exactly the same as in the previous application (Japanese Patent Application No. 179395/1982). Therefore, it can be understood that the system shown in FIG. 10 also has the ability to prevent deterioration of speech quality due to fading noise, as in the above-mentioned application.

一方、第１１図においては、FM復調出力Ｓ
〔²G（）〕は、ただちにデスクランブルされ、
点DEには信号S^-1｛Ｓ〔²G（）〕｝＝²G（）が
現
われる。デスクランブルされた信号は、最後に積
分され、^-2｛²G（）｝＝Ｇ（）となり、第１０
図の再生信号に全く等しい信号が出力端子６０に
現われる。 On the other hand, in Fig. 11, the FM demodulation output S
[ ² G()] is immediately descrambled and
A signal S ^-1 {S[ ² G ()} = ² G () appears at point DE. The descrambled signal is finally integrated, ^-2 { ² G()}=G(), and the 10th
A signal appears at the output terminal 60 which is exactly the same as the reproduced signal shown.

以上、説明した様に、本方式と既に開示した方
式と組み合せる時、効果的に秘話通信システムが
実現される効果が期待できる。 As explained above, when this method is combined with the already disclosed methods, it can be expected that a confidential communication system will be effectively realized.

（発明の効果） 以上説明したように本発明の方式は、以下の効
果を有する。(Effects of the Invention) As explained above, the system of the present invention has the following effects.

１ 任意のスペクトラムスクランブルＳ〔＊〕を
用いても、任意の入力信号Ｇ（）に対して、
変調度Div_IEを、常に平文送信時の変調度Div_PM
に等しく保つ事ができる。1 Even if an arbitrary spectrum scramble S[*] is used, for an arbitrary input signal G(),
The modulation degree Div _IE is always the modulation degree Div _PM when sending plaintext.
can be kept equal to

２ 送信変調度をDiv_PMと等しく保つ事ができる
ので、従来の第１の例に比較して送信SN比を
約9dB改善できる。2. Since the transmit modulation degree can be kept equal to Div _PM , the transmit SN ratio can be improved by about 9 dB compared to the first conventional example.

３ 送信装置が、微分性回路とスペクトラム・ス
クランブラとPM変調器のみで構成でき、装置
が簡単でかつ最も経済的に実現できる。3. The transmitting device can be configured with only a differential circuit, a spectrum scrambler, and a PM modulator, making the device simple and most economical.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は本発明の１実施例を示す図、第２図は
音声電力のスペクトラムの長時間平均を示す図、
第３図は平文用PM送信方式と従来の第１例との
最大変調度を等しく保つ方法を示す図、第４図は
従来の秘話送信方式の第２の実施例を示す図、第
５図ａ及びｂは従来のPM送信方式及び秘話通信
方式の第１の例を示す図、第６図ａ及びｂは微分
性回路を示す図、第７図はスペクトラムスクラン
ブラの１実施例を示す図、第８図は第７図の観測
点におけるスペクトラムを示す図、第９図はスペ
クトラムスクランブル操作を示す図、第１０図と
第１１図は、本発明と組み合せると秘話通信シス
テムを効果的に構成できる受信方式の実施例を示
す図、第１２図ａ及びｂは積分性回路を示す図で
ある。 １，４，８，１５，２０は送信方式の入力端
子、２，６，９，１３，１８はPM変調器、３，
７，１０，１４，１９，２４は送信アンテナ、
５，１２，１６は単純反転、１１はアツテネー
タ、１７はプレエンフアシス回路、２１，５２は
微分性回路、２２，５３，５８はスペクトラム・
スクランブラ、２３はFM変調器、Ｒ，R′は抵
抗、Ｃ，C′は静電容量、２５はスペクトラム・ス
クランブラの入力端子、２６，３５，３６，３７
はミキサ、２７，３８，３９，４０は局部発振
器、２８，４１，４２，４３はローパスフイル
タ、２９，３０，３１はスイツチ、３２，３３，
３４はバンドパスフイルタ、４４は加算器、４５
はスペクトラム・スクランブラの出力端子、５
０，５６は受信アンテナ、５１はPM変調器、５
４，５９は積分性回路、５５，６０は出力端子、
５７はFM復調器。 FIG. 1 is a diagram showing one embodiment of the present invention, FIG. 2 is a diagram showing a long-term average of the spectrum of audio power,
Fig. 3 is a diagram showing a method of keeping the maximum modulation degree equal between the plaintext PM transmission method and the first conventional example, Fig. 4 is a diagram showing the second embodiment of the conventional confidential message transmission method, and Fig. 5 6a and b are diagrams showing a first example of a conventional PM transmission system and a confidential communication system, FIGS. 6a and b are diagrams showing a differential circuit, and FIG. 7 is a diagram showing one embodiment of a spectrum scrambler. , Fig. 8 shows the spectrum at the observation point in Fig. 7, Fig. 9 shows the spectrum scrambling operation, and Figs. FIGS. 12a and 12b are diagrams illustrating an integral circuit. 1, 4, 8, 15, 20 are input terminals of the transmission system, 2, 6, 9, 13, 18 are PM modulators, 3,
7, 10, 14, 19, 24 are transmitting antennas,
5, 12, 16 are simple inverters, 11 is an attenuator, 17 is a pre-emphasis circuit, 21, 52 is a differential circuit, 22, 53, 58 is a spectrum controller.
Scrambler, 23 is FM modulator, R, R' are resistors, C, C' are capacitors, 25 is input terminal of spectrum scrambler, 26, 35, 36, 37
is a mixer, 27, 38, 39, 40 is a local oscillator, 28, 41, 42, 43 is a low-pass filter, 29, 30, 31 is a switch, 32, 33,
34 is a band pass filter, 44 is an adder, 45
is the output terminal of the spectrum scrambler, 5
0, 56 is a receiving antenna, 51 is a PM modulator, 5
4 and 59 are integral circuits, 55 and 60 are output terminals,
57 is an FM demodulator.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １ 信号入力端から順次縦続に接続された、微分
回路と、スペクトラムスクランブル回路と、周波
数変調回路（FM）とを有し、送信すべき入力信
号に対してスペクトラムスクランブルを施した位
相（PM）変調を行う事を特徴とするスペクトラ
ムスクランブル送信方式。1 Phase (PM) modulation in which a differential circuit, a spectrum scrambling circuit, and a frequency modulation circuit (FM) are sequentially connected in cascade from the signal input terminal, and spectrum scrambling is performed on the input signal to be transmitted. A spectrum scrambling transmission method that performs the following.