JPH0345181A - Control of driving of variable air gap motor - Google Patents
Control of driving of variable air gap motorInfo
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- JPH0345181A JPH0345181A JP1175728A JP17572889A JPH0345181A JP H0345181 A JPH0345181 A JP H0345181A JP 1175728 A JP1175728 A JP 1175728A JP 17572889 A JP17572889 A JP 17572889A JP H0345181 A JPH0345181 A JP H0345181A
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- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
人、 産業上の利用分野
本発明は、モータトルクの最′aI11御が可能でしか
もトルクリップルが少ない可変空隙モータの駆動制御方
法に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of the Invention The present invention relates to a method for controlling the drive of a variable gap motor that allows maximum control of motor torque and reduces torque ripple.
B、 発明の概要
回転子を固定子に磁気吸引させる可変空隙モータにあっ
て、空隙位置信号に基づき正弦波を最適励磁位相角だけ
ずらして最強励磁点を得るようにしたことにより、トル
クリップルが低減された高トルクの可変空隙モータ駆動
が可能となる。B. Summary of the invention In a variable air gap motor that magnetically attracts the rotor to the stator, the torque ripple is reduced by shifting the sine wave by the optimum excitation phase angle based on the air gap position signal to obtain the strongest excitation point. A reduced high torque variable gap motor drive is possible.
C9従来の技術
本願発明者は、低速・高トルク出力を得ることのできる
可変空隙モータ(この名称の由来は後述する)を開発し
ている。ここで可変空隙モータの原理を、第9図を参照
して説明する。同図に示すように、固定設置された円錐
状のステータコーン1の中に円錐状で強磁性材でなるロ
ータコーン2を配置し、しかもロータコーン20頂部を
回転・揺動自在に支持する。更にステータコーンlの周
囲に、電磁石となるコイルC1〜C6を配置しておく。C9 Prior Art The inventor of the present application has developed a variable gap motor (the origin of this name will be described later) that can obtain low speed and high torque output. The principle of the variable gap motor will now be explained with reference to FIG. As shown in the figure, a conical rotor cone 2 made of a ferromagnetic material is disposed in a fixed conical stator cone 1, and the top of the rotor cone 20 is rotatably and swingably supported. Further, coils C1 to C6, which serve as electromagnets, are arranged around the stator cone l.
励磁するコイルをCl−4C2→C3→C4−C3−C
6→C1という如く循環しつつ順次ずらしていくと、ロ
ータコーン2は、励磁されているコイルに吸引されステ
ータコーン1の内周面を転勤する。つまりロータコーン
2は、図中で矢印1方向に接触位置を移動しつつ矢印■
方向に自転する。ロータコーン2の自転速度は接触移動
速度よりもはるかに小さく、この自転速度はステータコ
ーン1の頂角αとロータコーン2の頂角βの差が小さく
なるほど小さくなる。このロータコーン2の自転を外部
出力として取り出すことにより、低速・高トルクモータ
出力のモータを実現できる。このモータでは、ロータコ
ーン2が動くにつれて、ステータコーン1とロータコー
ン2との空隙(ギャップ)が変化していくので、この種
のモータを可変空隙モータと称している。The coil to be excited is Cl-4C2→C3→C4-C3-C
When the rotor cone 2 is sequentially shifted while cycling from 6 to C1, the rotor cone 2 is attracted by the energized coil and moves along the inner circumferential surface of the stator cone 1. In other words, the rotor cone 2 moves its contact position in the direction of arrow 1 in the figure, and
Rotate in the direction. The rotation speed of the rotor cone 2 is much smaller than the contact movement speed, and this rotation speed becomes smaller as the difference between the apex angle α of the stator cone 1 and the apex angle β of the rotor cone 2 becomes smaller. By extracting the rotation of the rotor cone 2 as an external output, a motor with low speed and high torque motor output can be realized. In this motor, as the rotor cone 2 moves, the gap between the stator cone 1 and the rotor cone 2 changes, so this type of motor is called a variable gap motor.
上述した原理に基づき回転する可変空隙モータの従来例
を、第10図を基に説明する。A conventional example of a variable gap motor that rotates based on the above-mentioned principle will be explained with reference to FIG. 10.
同図に示すようにシャフト10は、ラジアル細受11を
介してフレーム12に支持されており、シャフト10に
は、特殊軸受(詳細構造は後述)13を介して2つのロ
ータコーン14f)を備えられている。このロータコー
ン14には、磁束を通しやすくするためのコア14mが
備えられている。特殊軸受13は、ロータコーン14の
軸方向への揺動は許容するが、周方向へはロータコーン
14をシャフト10とともに一体に回転させる機能を有
する。ステータ15はフレーム12に固定されて2つの
ロータコーン14の間に位置する。このステータ15に
は、周方向に沿い複数のコイル(電磁石)が配置されて
いる。またステータ15の両端には、ロータコーン14
が転勤するためのステータコーン16が固定されている
。As shown in the figure, the shaft 10 is supported by a frame 12 via a radial support 11, and the shaft 10 is equipped with two rotor cones 14f via special bearings (detailed structure will be described later) 13. It is being This rotor cone 14 is provided with a core 14m for facilitating the passage of magnetic flux. The special bearing 13 allows the rotor cone 14 to swing in the axial direction, but has the function of rotating the rotor cone 14 together with the shaft 10 in the circumferential direction. The stator 15 is fixed to the frame 12 and located between the two rotor cones 14. A plurality of coils (electromagnets) are arranged in the stator 15 along the circumferential direction. Further, rotor cones 14 are provided at both ends of the stator 15.
A stator cone 16 for the transfer of workers is fixed.
前記特殊輪受13は、第11図に分解図で、また第12
図に断面図で示すように、インナ円筒13mと1ウタ円
筒13bと球体13cを主要部品としている。インナ円
筒13aの外周面及びアウタ円筒13bの内周面には、
位置合せして周方向に複数の半球凹部13dが形成され
ており、この半球凹部13d内に球体13cが入るよう
になっている。そして、インナ円筒13aがシャフト1
0に固定され、アウタ円fi13bがロータコーン14
に固定される。かくして、ロータコーン14の回転がシ
ャフト10に伝わり、しかもロータコーン14が軸方向
に揺動できる。The special wheel support 13 is shown in an exploded view in FIG.
As shown in the cross-sectional view in the figure, the main components are an inner cylinder 13m, an outer cylinder 13b, and a sphere 13c. On the outer peripheral surface of the inner cylinder 13a and the inner peripheral surface of the outer cylinder 13b,
A plurality of hemispherical recesses 13d are formed in the circumferential direction in alignment, and the sphere 13c is inserted into the hemispherical recesses 13d. Then, the inner cylinder 13a is connected to the shaft 1.
0, and the outer circle fi13b is fixed to the rotor cone 14.
Fixed. In this way, the rotation of the rotor cone 14 is transmitted to the shaft 10, and the rotor cone 14 can swing in the axial direction.
上記構成の可変空隙モータでは、ステータ15のコイル
の励磁を順次周方向にずらしていくと、励磁されている
コイルにロータコーン14が吸引されてロータコーン1
4がステータコーン16に接しつつ回転する。そしてロ
ータコーン14の自転がシャフト10(と伝わり、シャ
フト回転が外部出力となる。In the variable air gap motor having the above configuration, when the excitation of the coils of the stator 15 is sequentially shifted in the circumferential direction, the rotor cone 14 is attracted to the excited coils, and the rotor cone 14 is attracted to the excitation coils.
4 rotates while contacting the stator cone 16. The rotation of the rotor cone 14 is transmitted to the shaft 10, and the shaft rotation becomes an external output.
D、 発明が解決しようとする課題
前述した可変空隙モータにあっては、回転子の駆動に当
り固定子に対する回転子の最小空隙位置の検出が必要に
なる。そして、この最小空隙位置を検出してその位置の
磁極を励磁しても回転子のトルクとしては所望のものが
忰られない。D. Problems to be Solved by the Invention In the variable gap motor described above, when driving the rotor, it is necessary to detect the minimum gap position of the rotor with respect to the stator. Even if this minimum air gap position is detected and the magnetic pole at that position is excited, the desired torque of the rotor cannot be obtained.
換言すれば、最小空隙位置と最強励磁位置との間の位相
角を変えることにより、発生トルクが変化し、この位相
角を適当な一定値とすることにより、最も高トルクが得
られろことになる。In other words, by changing the phase angle between the minimum air gap position and the strongest excitation position, the generated torque changes, and by setting this phase angle to an appropriate constant value, the highest torque can be obtained. Become.
このように最小空隙位置と最強励磁位置との位相角を持
たせてトルクを得る必要がある。In this way, it is necessary to obtain torque by providing a phase angle between the minimum gap position and the strongest excitation position.
一方、固定子の巻線の励磁は、最小空隙位置信号に基づ
き得られた矩形波電流1ζて行なわれるものであり、例
えば前述の6極では120°の矩形波励磁電流により励
磁を行なっている。On the other hand, the stator winding is excited by a rectangular wave current 1ζ obtained based on the minimum air gap position signal. For example, in the above-mentioned 6 poles, excitation is performed by a 120° rectangular wave excitation current. .
ところが、120°方形波wi流による可変空隙モータ
のm御では、@転子の接触位置の移動により空隙が連続
的に変化するのに対し、方形波の一定値の電流のため出
力トルクに励磁電流周波数の6倍のトルクリップルが生
ずる。そして、このトルクリップルにより安定した出力
トルクが得られないという問題を生する。However, in the control of a variable air gap motor using a 120° square wave current, the air gap changes continuously due to the movement of the contact position of the trochanter, but due to the constant value of the square wave current, the output torque cannot be excited. A torque ripple of 6 times the current frequency occurs. This torque ripple causes a problem that stable output torque cannot be obtained.
そこで本発明は、高トルクを得るため一定の励磁位相角
を得ろと同時にトルクリップルを抑えろようにした可変
空隙モータの駆動制御方法を提供する。Accordingly, the present invention provides a drive control method for a variable air gap motor, which is capable of obtaining a constant excitation phase angle in order to obtain high torque, and at the same time suppressing torque ripple.
E。E.
amを解決するための手段
上述の目的を達成する本発明は、空隙位置信号の最小値
を基準として、励mia流である正弦波での最強励磁点
を最適励磁位相角だけずらしたことを基本とする。The present invention, which achieves the above-mentioned object, is based on the fact that the strongest excitation point in the sine wave, which is the excited mia flow, is shifted by the optimum excitation phase angle, based on the minimum value of the air gap position signal. shall be.
F。F.
作 用
正弦波駆動によってトルクリップルが抑えられると共に
最適励磁位相角を採ることにより回転子の高トルクが得
られる。Torque ripple is suppressed by the sine wave drive, and high rotor torque can be obtained by selecting the optimum excitation phase angle.
ここで、第6図ないし第8図にて駆動制御の原理を述べ
る。第6図は6極のモータの平面を示し、N極、S極そ
れぞれ3個のWi極が割り当てられ、例えばコイルC1
が通電されると共にコイルC6,C2にも通電されて、
磁fi tl)に対し磁極(61,(2)に磁束が通る
。この場合、第6図の如く磁極(4)にて回転子が吸引
されている状態で、次に反時計方向に沿って吸引状態(
接触状態)が移動させるとした場合、コイルC3の通電
を中心として磁極(3)を中心にat極(2)、(4)
を正弦波半波で励磁することになる。すなわち、励磁が
反時計方向に順に移り替ることになる。かかる各磁極に
おけるコイルの通電状態を第8図に示す。Here, the principle of drive control will be described with reference to FIGS. 6 to 8. FIG. 6 shows a plane of a six-pole motor, and three Wi poles are assigned to each of the N and S poles, for example, coil C1
is energized, and the coils C6 and C2 are also energized,
Magnetic flux passes through the magnetic pole (61, (2)) with respect to the magnetic flux (fi tl). In this case, as shown in Figure 6, with the rotor being attracted by the magnetic pole (4), the magnetic flux passes along the counterclockwise direction. Suction state (
If the contact state) is moved, the at poles (2), (4) are moved around the magnetic pole (3) with the energization of the coil C3 as the center.
is excited by a half-sine wave. That is, the excitation is sequentially shifted in a counterclockwise direction. FIG. 8 shows the energized state of the coil at each magnetic pole.
そして、このコイルC1〜C6を通電するための回路が
第7図であり、いわゆるパワートランジスタを用いた2
象限チ一ツバ回路を6個備えてコイルC1〜C6を正弦
半波だけ通流させるものである。ここで” ■f1は電
流検出器による検出電流を指し、第8図のI□〜!、に
示すIoと同じものである。FIG. 7 shows a circuit for energizing the coils C1 to C6, which uses so-called power transistors.
Six quadrant chip circuits are provided, and only a half-sine wave is passed through the coils C1 to C6. Here, ``(f1)'' refers to the current detected by the current detector, and is the same as Io shown in I□~! in FIG.
G。G.
実施例
ここで、第1図ないし第5図を参照して本発明の詳細な
説明する。第1図は速度制御に応用した全体構成図であ
り、可変空隙モータによる速度制御回路を示している。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The present invention will now be described in detail with reference to FIGS. 1-5. FIG. 1 is an overall configuration diagram applied to speed control, and shows a speed control circuit using a variable gap motor.
すなわち、可変空隙モータへの速度指令と、可変空隙モ
ータへの速度検出#(パルスエンコーダ)PEのF/V
変換された出力と、が加え合せ点Aにて加えられ、PI
増幅後トルク指令(振幅指令)I7.として制御回路C
NTに出力される。この制御回路CNTでは、モータM
からの位置検出器PSの信号により正弦波の励磁位相角
の最a制御を行なうものである。ここで、位置検出器P
Sはコンデンサに高周波をかけてインピーダンス変化を
開窓したり、回転子接触面に圧電素子を取付けることで
形成されろ。In other words, the speed command to the variable gap motor and the F/V of the speed detection # (pulse encoder) PE to the variable gap motor.
The converted output and are added at the summing point A, and PI
Post-amplification torque command (amplitude command) I7. as control circuit C
Output to NT. In this control circuit CNT, motor M
The excitation phase angle of the sine wave is controlled to the maximum by the signal from the position detector PS. Here, the position detector P
S may be formed by applying a high frequency to the capacitor to change its impedance by opening the window, or by attaching a piezoelectric element to the contact surface of the rotor.
このうち、fril+御回路CNTば第2図に示す構成
を有し、ここでは6個の検出器PSを用いて空隙位置信
号GCI〜GC6を得ており、この空隙位置信号を変換
器Tにてr、、 I、、 ICからなる正弦波駆動電流
位相指令を作り換えている。Among these, the fril+ control circuit CNT has the configuration shown in FIG. r,, I,, The sine wave drive current phase command consisting of IC is rewritten.
この作り換えに当っては、第3図に示す回路により第4
図に示すタイムチャートの如く検出器psの各信号GC
1〜GC6を基礎として励磁位相角だけずれた正弦波を
得ている。In this modification, the fourth
Each signal GC of the detector ps as shown in the time chart shown in the figure.
A sine wave shifted by the excitation phase angle is obtained based on GC1 to GC6.
第3図の変換器Tの基礎となる原理を若干説明するに、
検出器にて固定子と回転子との空隙長を検出し、この信
号にて励磁電流指令を作成すれば、励磁位相角δを任意
の値に制#可能となる。To briefly explain the principle underlying the transducer T shown in Fig. 3,
By detecting the air gap length between the stator and rotor with a detector and creating an excitation current command using this signal, it becomes possible to control the excitation phase angle δ to an arbitrary value.
ここで、空隙長lはφを位相角とすると次式で表わされ
る。Here, the gap length l is expressed by the following equation, where φ is the phase angle.
1=A−Bcaoφ(A)B、A、Bは定数)φ=ω【
で、ωは励磁角周波数である。1=A−Bcaoφ(A)B, A, and B are constants)φ=ω[
where ω is the excitation angular frequency.
この結果、次式を得る。As a result, the following equation is obtained.
−A
〜φ=二φ=chtz−’ (!・−A)B
B
すなわち、位相角φはコサインの変化をとる。-A ~φ=2φ=chtz-' (!・-A)B
B That is, the phase angle φ takes a cosine change.
ここにおいて、磁極の最強励磁位置と最小空隙位置のな
す位相角δと出力トルクとの間には、−例として第5図
に示す関係がある。Here, the relationship between the phase angle δ formed between the strongest excitation position of the magnetic pole and the minimum air gap position and the output torque is shown in FIG. 5 as an example.
したがって、励磁位相角δを最大トルクの点に常に一定
に制御すれば、モータの出力最大トルクを引き出すこと
ができる。Therefore, if the excitation phase angle δ is always controlled to be constant at the maximum torque point, the maximum output torque of the motor can be extracted.
乙の結果、検出器により位相角φを求め、これを励磁位
相角δ分だけ進めた位相で当該コイルを励磁することに
より、δの最適制御ができる。As a result of (B), optimal control of δ can be achieved by determining the phase angle φ using the detector and exciting the coil at a phase that is advanced by the excitation phase angle δ.
変換器Tでは検出位置信号から正弦波励磁電流I、、
I、、 Icを得るものであるが、第3図において
はコイルC1につき説明するが、検出信号GCIをA/
D変換してディジタル量l、を擾る。この場合、前掲の
式にて11よりφを演算しても良いが、ここでは、予め
匂とφとの関係をテーブルデータとしROMに記憶して
おく。このため、4.が判明すると位相角φ′を求めろ
ことができる。The converter T generates a sinusoidal excitation current I, , from the detected position signal.
Although the coil C1 will be explained in Fig. 3, the detection signal GCI is converted to A/
D conversion is performed to obtain a digital quantity l. In this case, φ may be calculated using the above equation 11, but here, the relationship between the odor and φ is stored in advance in the ROM as table data. For this reason, 4. Once we know, we can find the phase angle φ'.
ROMではOからπまでの位相しか判別できないので、
1を微分して比較器CPに入力し傾きを1、又は−1の
符号に表わし、掛算器Xに入れることにより位相角φを
O〜2πまで求めろことができる。Since ROM can only determine the phase from O to π,
By differentiating 1 and inputting it to the comparator CP, expressing the slope as a sign of 1 or -1, and inputting it to the multiplier X, it is possible to obtain the phase angle φ from O to 2π.
更ζこ、加え合せ点十にて!&適な励磁位相角指令δ1
を加え、励磁電流の位相θを求め、ROMテーブルから
θにより、第4図に示すように!、=(6)θ、Ib−
(6)(θ−120”)。This is the addition of 10 points! & Appropriate excitation phase angle command δ1
, calculate the phase θ of the excitation current, and use θ from the ROM table as shown in Figure 4! , = (6) θ, Ib-
(6) (θ-120”).
I e== C60(θ+120@)が得られる。すな
わち、第4図において例えばコイルC1の空隙位置信号
lを検出し、この19にて(ト)φを求め、この慟φ信
号(こ励磁位相角δだけずらして電流1.を求め■、よ
り120”ずらしてI、Ieを求めるものである。I e== C60(θ+120@) is obtained. That is, in FIG. 4, for example, the air gap position signal l of the coil C1 is detected, (g) φ is determined in step 19, and the current 1 is determined by shifting the excitation phase angle δ. I and Ie are calculated by shifting 120''.
かかる方式によればδ1を任意に設定でき運転中の変更
も可能であるため、最適な励磁位相角にオートチューニ
ングできる。According to this method, δ1 can be set arbitrarily and can be changed during operation, so that automatic tuning to the optimum excitation phase angle is possible.
さて、第3図に示す変換器Tからの出力信号I、、11
Icは、掛算器Xに入り、トルク(振幅)指令■(r
により振幅が変えられ理想整流WRECにてたとえば電
流’jrP IF5に分離されろ。そして、この電流
!11〜If8は、PI開回路比較器CP、2象限チ璽
ツバ回路を有する各電流1ti制御回路に入力され、最
適な励磁位相角となるよう励磁電流を制御する。Now, the output signal I, , 11 from the converter T shown in FIG.
Ic enters the multiplier X, and the torque (amplitude) command ■(r
The amplitude is changed by the current rectifier WREC and separated into a current 'jrP IF5, for example. And this current! 11 to If8 are input to each current 1ti control circuit having a PI open-circuit comparator CP and a two-quadrant chisel circuit, and control the excitation current to obtain the optimum excitation phase angle.
なお、前述の第3図に示す位相角δ1を一定値にセット
すると、励ili電流の振幅lfrのみで出力トルクを
制御でき、直流機と同様な回路構成で速度制御が可能と
なる。If the phase angle δ1 shown in FIG. 3 is set to a constant value, the output torque can be controlled only by the amplitude lfr of the excitation current, and the speed can be controlled with a circuit configuration similar to that of a DC machine.
■。■.
発明の詳細
な説明したように本発明によれば、励磁位相角を最適値
におくことができて最大トルク点で安定した運転が可能
となり、また正弦波半波による励磁のため方形波に比べ
てトルクリップルを低減できる。As described in detail, according to the present invention, the excitation phase angle can be set at an optimal value, allowing stable operation at the maximum torque point, and because the excitation is performed by a half-sine wave, it is possible to can reduce torque ripple.
第1図は速度制御のための全体構成図、第2図は一実施
例のための制御回路構成図、第3図は第2図の変換器T
の一回路間、第4図は変換ilTにわけろタイムチャー
ト、第5図は励磁位相角とトルクとの特性線図、第6図
〜第8図は駆動のための原理説明図、第9図〜第12図
は可変空隙モータの原理説明図である。
図 中、
CNTは制御回路、
psは位置検出益、
GCI〜GC6は空隙位置検出信号、
1、、 I、、 Ieば励磁電流位相指令、I、I〜
■F6は励磁電流である。
特 許 出 願 人
株式会社 明 電 舎
代 理 人Figure 1 is an overall configuration diagram for speed control, Figure 2 is a control circuit configuration diagram for one embodiment, and Figure 3 is the converter T shown in Figure 2.
Figure 4 is a time chart for conversion ILT, Figure 5 is a characteristic diagram of excitation phase angle and torque, Figures 6 to 8 are diagrams explaining the principle of driving, Figure 9 Figures 1 to 12 are explanatory diagrams of the principle of the variable gap motor. In the figure, CNT is a control circuit, ps is a position detection gain, GCI to GC6 are air gap position detection signals, 1, I, Ie are exciting current phase commands, I, I to
■F6 is an exciting current. Patent applicant Meidensha Co., Ltd. Agent
Claims (1)
し、正弦波電流にて固定子の各磁極を励磁するに当り、
上記空隙位置信号を基準として最適励磁位相角だけずら
して最強励磁点を得るようにしたことを特徴とする可変
空隙モータの駆動制御方法。A detector detects the air gap position signal of the rotor with respect to the stator, and when exciting each magnetic pole of the stator with a sine wave current,
A drive control method for a variable air gap motor, characterized in that the air gap position signal is shifted by an optimum excitation phase angle as a reference to obtain the strongest excitation point.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1175728A JPH0345181A (en) | 1989-07-10 | 1989-07-10 | Control of driving of variable air gap motor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1175728A JPH0345181A (en) | 1989-07-10 | 1989-07-10 | Control of driving of variable air gap motor |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0345181A true JPH0345181A (en) | 1991-02-26 |
Family
ID=16001201
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1175728A Pending JPH0345181A (en) | 1989-07-10 | 1989-07-10 | Control of driving of variable air gap motor |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0345181A (en) |
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-
1989
- 1989-07-10 JP JP1175728A patent/JPH0345181A/en active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1445456A2 (en) | 2003-02-10 | 2004-08-11 | Nissan Motor Co., Ltd. | Combustion control system for internal combustion engine |
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