JPH0337278B2

JPH0337278B2 -

Info

Publication number: JPH0337278B2
Application number: JP57113041A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Nishino
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1982-06-30
Filing date: 1982-06-30
Publication date: 1991-06-05
Also published as: JPS596776A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、放電灯を調光点灯させる機能を備え
た放電灯点灯装置に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a discharge lamp lighting device having a function of dimming and lighting a discharge lamp.

交流電源を整流し、あるいは整流平滑して得ら
れた直流電源によりインバータ回路を駆動し、こ
のインバータ回路の出力によつて放電灯を点灯さ
せる放電灯点灯装置においては、従来より回路構
成が簡単で安価なことなどの理由から自励自制式
のインバータ装置が用いられている。しかしなが
ら最近においては、他励式のインバータ装置を使
用した場合連続調光機能が得られることなどから
照明器具に対する多機能化や点灯回路の高効率化
などの目的で他励式のインバータ装置を使用する
ことの検討が半導体技術の急激な発展のもとに行
なわれており、またあるいは自励自制式のインバ
ータ装置の場合周波数制御が困難であるのに対し
他励式のインバータ装置の場合、これが比較的容
易に可能な点に着目して赤外線を用いた信号授受
装置（例えばテレビのチヤンネル切替用の赤外線
リモコン装置）への干渉対策の一方法として、他
励式のインバータ装置を使用することが検討され
ている。 In a discharge lamp lighting device, an inverter circuit is driven by a DC power obtained by rectifying or rectifying and smoothing an AC power, and a discharge lamp is lit by the output of this inverter circuit.The circuit configuration is simpler than before. Self-excited and self-limiting inverter devices are used because they are inexpensive and other reasons. However, in recent years, separately excited inverter devices have been used for the purpose of increasing the functionality of lighting equipment and increasing the efficiency of lighting circuits, since continuous dimming function can be obtained when using separately excited inverter devices. Studies have been conducted based on the rapid development of semiconductor technology, and while it is difficult to control the frequency of self-excited and self-limiting inverters, it is relatively easy to control the frequency of separately excited inverters. The use of separately excited inverter devices is being considered as a way to prevent interference with infrared signal exchange devices (for example, infrared remote control devices for changing TV channels), focusing on the possibility of .

第１図は上述のような要請に基き構成された従
来の他励式のインバータ装置を用いた放電灯点灯
装置の構成例を示し、第２図はこの第１図回路に
使用するベース駆動回路１の具体回路例を、第３
図イ，ロのａ，ｂはこれら第１図、第２図回路の
動作説明図を夫々示している。この第１図回路に
おいて、商用電源Vsと電源スイツチＳと整流ブ
リツジ２と平滑用のコンデンサC₀とより成る直
流電源３を形成し、この直流電源３によつて主ト
ランジスタTr₁，Tr₂と出力トランスT₀と主トラ
ンジスタTr₁，Tr₂を駆動する為のベース駆動回
路１とより成るインバータ回路４が動作する。出
力トランスT₀の二次側にはチヨークコイルCH₁
を介してランプＬが接続されまた、ランプＬのフ
イラメントは各々予熱回路へ接続される。（予熱
回路は図示を省略）ここで、前述したベース駆動
回路１は、例えば第２図に示したような構成を有
し、直流電源３、抵抗R₁，R₂とコンデンサC₁，
C₂とインバータ５，６とより成る無安定マルチ
バイブレータ回路７のほか、フリツプフロツプ
８、アンドゲート９，１０、電界効果トランジス
タ（以下FET₁，FET₂という）、抵抗R₃〜R₈、コ
ンデンサC₃，C₄、ダイオードD₁，D₂、パルスト
ランスPT₁，PT₂などにより構成され、その出力
端ａ，ｂには、第３図イのａ，ｂに示すような駆
動信号が得られる。すなわち第１図回路において
電源スイツチＳが投入されると整流ブリツジ２及
びコンデンサC₀によつて直流電源が形成される
と同時に、第２図に示したようなベース駆動回路
１によつて主トランジスタTr₁，Tr₂が交互にオ
ン、オフするように駆動され、従つてセンタータ
ツプ付き出力トランスT₀の１次巻線に交互に電
流が流れるのでその２次巻線には、ランプＬを始
動、点灯する為のインバータ出力が得られる。な
おチヨークコイルCH₁はランプＬの安定要素であ
る。また、この場合の主トランジスタTr₁，Tr₂
のコレクタ電圧v_c及びコレクタ電流i_cの波形は第
３図ロのａ，ｂに示す通りであり、コレクタ電圧
v_cが矩形波、コレクタ電流i_cが三角波となつてv_c
×i_cで表わされるスイツチング損失が大きいとい
う欠点を有する。 FIG. 1 shows a configuration example of a discharge lamp lighting device using a conventional separately excited inverter device constructed based on the above-mentioned requirements, and FIG. 2 shows a base drive circuit 1 used in the circuit shown in FIG. A specific circuit example of
Figures a and b in Figures A and B show diagrams for explaining the operation of the circuits in Figures 1 and 2, respectively. In the circuit shown in FIG. 1, a DC power supply 3 is formed by a commercial power supply Vs, a power switch S, a rectifier bridge 2, and a smoothing capacitor _C0 , and this DC power supply 3 operates main transistors Tr ₁ , Tr ₂ and the like. An inverter circuit 4 consisting of an output transformer T ₀ and a base drive circuit 1 for driving the main transistors Tr ₁ and Tr ₂ operates. A chiyoke coil CH ₁ is installed on the secondary side of the output transformer T ₀ .
via which the lamps L are connected, and the filaments of the lamps L are each connected to a preheating circuit. (The preheating circuit is not shown.) Here, the base drive circuit 1 described above has a configuration as shown in FIG. 2, for example, and includes a DC power supply 3, resistors R ₁ and R ₂ and a capacitor C ₁
In addition to the astable multivibrator circuit 7 consisting of C ₂ and inverters 5 and 6, a flip-flop 8, AND gates 9 and 10, field effect transistors (hereinafter referred to as FET ₁ and FET ₂ ), resistors R ₃ to R ₈ , and a capacitor C ₃ , _C4 , diodes _D1 , _D2 , pulse transformers _PT1 , _PT2, etc., and drive signals as shown in a and b in Fig. 3A are obtained at the output terminals a and b. . That is _, when the power switch S is turned on in the circuit shown in FIG. Tr ₁ and Tr ₂ are driven to turn on and off alternately, and current alternately flows through the primary winding of the center-tapped output transformer T ₀ , so the lamp L is connected to the secondary winding. Inverter output for starting and lighting can be obtained. Note that the chiyoke coil CH ₁ is a stabilizing element of the lamp L. In addition, the main transistors Tr ₁ and Tr ₂ in this case
The waveforms of the collector voltage v _c and collector current i _c are as shown in a and b in Figure 3 (b), and the collector voltage
v _c is a square wave, collector current i _c is a triangular wave, and v _c
It has the disadvantage that the switching loss represented by xi _c is large.

第４図及び第５図は第１図に示した従来例にお
ける「スイツチング損失が大きい」という問題点
を解消した夫々別の従来例である。 4 and 5 are different conventional examples that solve the problem of "large switching loss" in the conventional example shown in FIG. 1.

すなわち第４図及び第５図の両回路は第１図の
回路構成に、チヨークコイルCH₂及びコンデンサ
C₅を追加したものであり、チヨークコイルCH₂を
十分大きくすると第６図ａに示すようにコレクタ
電流i_cは矩形波となり、またコンデンサC₅とチヨ
ークコイルCH₂の共振効果によつてコレクタ電圧
v_cは正弦波（半波）となるので、主トランジスタ
Tr₁，Tr₂のスイツチング損失を減らすことがで
きる。なお第４図回路と第５図回路とは同様な動
作を行なうものであり、またこれら回路中のベー
ス駆動回路１は第２図に示した例と同様なもので
ある。また第４図及び第５図においてチヨークコ
イルCH₃は調光用限流要素の例として挿入された
ものであつて、このチヨークコイルCH₃には並列
に調光スイツチSWが接続されており、この調光
スイツチSWを開いたとき調光状態となり、調光
スイツチSWを閉じると全点灯状態になる。 In other words, both the circuits in FIGS. 4 and 5 have the circuit configuration shown in _FIG .
If the capacitor C ₅ and the capacitor coil CH ₂ are made sufficiently large, the collector current i _c becomes a rectangular wave as shown in Figure 6a, and the collector voltage increases due to the resonance effect of the capacitor C ₅ and the capacitor coil CH ₂ .
Since v _c is a sine wave (half wave), the main transistor
Switching loss of Tr ₁ and Tr ₂ can be reduced. Note that the circuit of FIG. 4 and the circuit of FIG. 5 perform similar operations, and the base drive circuit 1 in these circuits is similar to the example shown in FIG. 2. In addition, in FIGS. 4 and 5, a light control coil CH ₃ is inserted as an example of a current limiting element for dimming, and a dimmer switch SW is connected in parallel to this light control coil CH ₃ . When the light switch SW is opened, the light is dimmed, and when the light switch SW is closed, the light is fully lit.

かくてこの第４図回路において、調光スイツチ
SWを閉じて全点灯させたとき、コンデンサC₅の
静電容量とインバータ回路４のその出力側回路を
も含むインダクタンス分とが並列共振するように
してあるため、主トランジスタTr₁，Tr₂のコレ
クタ電流i_c及びコレクタ電圧v_cの各波形は第６図
ａに示すようなものとなり、スイツチング損失の
少ない状態で安定にランプＬを点灯することがで
きる。ところが調光スイツチSWを開いてチヨー
クコイルCH₃をランプ８の回路に直列に挿入接続
した調光状態においては、それまでコンデンサ
C₅の静電容量に対して並列共振状態にあつたイ
ンバータ回路４のインダクタンス分がチヨークコ
イルCH₃の追加によつて増加するが、ベース駆動
回路１側からは常に一定の周波数のベース入力が
主トランジスタTr₁，Tr₂に与えられることにな
るため、回路は上記共振状態から外れることにな
る。この結果主トランジスタTr₁，Tr₂のコレク
タ電圧v_c及びコレクタ電流i_cは第６図ｂに示すよ
うな波形となり、特にコレクタ電流i_cは大きな尖
頭値を持つようになつて主トランジスタTr₁，
Tr₂を電流破壊に至らせるおそれがあり、またス
イツチング損失もかなり大きく、熱破壊を生じる
おそれもある。 Thus, in this circuit of Figure 4, the dimmer switch
When the SW is closed and all lights are turned on, the capacitance of the capacitor C ₅ and the inductance of the inverter circuit 4 including its output side circuit resonate in parallel, so the main transistors Tr ₁ and Tr ₂ The waveforms of the collector current i _c and the collector voltage v _c become as shown in FIG. 6a, and the lamp L can be stably lit with little switching loss. However, in the dimming state when the dimmer switch SW is opened and the chiyoke coil CH ₃ is inserted and connected in series to the lamp 8 circuit, the capacitor is
The inductance of the inverter circuit 4, which was in a parallel resonance state with respect to the capacitance of C ₅ , increases due to the addition of the chiyoke coil CH ₃ , but the base input from the base drive circuit 1 side always has a constant frequency. Since the current is applied to the transistors Tr ₁ and Tr ₂ , the circuit is removed from the above-mentioned resonance state. As a result, the collector voltage v _c and collector current _i _c of the main transistors Tr ₁ and Tr ₂ have waveforms as shown in FIG. ₁ ,
There is a possibility that Tr ₂ may be destroyed by current, and the switching loss is also quite large, and there is a possibility that thermal breakdown may occur.

第７図は第５図従来例回路の等価回路図であつ
て、第５図回路と同一の回路部分には同一の記
号、番号が付してあり、またL₁，L₂は出力トラ
ンスT₀の１次側インダクタンス、L₃は同２次側
インダクタンスを示す。かくてこの第５図（第７
図）の従来例回路は、上述の第４図従来例回路と
全く同様にして動作し、主トランジスタTr₁，
Tr₂のコレクタ電圧v_c及びコレクタ電流i_cは、全
点灯時に第６図ａのように、調光点灯時には同図
ｂのように夫々変化するものである。なおこれら
従来例回路において、全点灯時と調光点灯時とで
コレクタ電圧v_cとコレクタ電流i_cとが、このよう
に大きく変化する理由については、不明確な部分
が多いが一応次のように説明できるものである。 FIG. 7 is an equivalent circuit diagram of the conventional example circuit shown in FIG. 5, in which circuit parts that are the same as those in the circuit shown _in _FIG . ₀ indicates the primary inductance, and L ₃ indicates the secondary inductance. Thus, this figure 5 (7
The conventional circuit shown in FIG. 4 operates in exactly the same manner as the conventional circuit shown in _FIG .
The collector voltage v _c and collector current i _c of Tr ₂ change as shown in FIG. 6 a during full lighting and as shown in FIG. 6 b during dim lighting. In these conventional circuits, the reason why the collector voltage v _c and collector current i _c change so much between full lighting and dimmed lighting is largely unclear, but it is as follows. This can be explained as follows.

即ちまず全点灯時において、第７図等価回路か
らも明らかなように、コンデンサC₅とインバー
タ回路４のインダクタンス分L₁〜L₃とが並列共
振状態にあるので、電圧共振型として作動し、主
トランジスタTr₁，Tr₂のコレクタ電圧v_cは正弦
波（半波）なるものであり、またコレクタ電流に
ついては、インダクタンスCH₂が十分大きい場合
回路が定電流性となることから矩形波になつてい
ると考えられるものであつて、これらの動作は自
励式インバータにおける定電流プツシユプルイン
バータの場合と同様である。次に調光点灯時にお
いては、調光スイツチSWをひらくことによりラ
ンプＬの回路に直列にインダクタンスCH₃が挿入
されることになるため、第７図等価回路における
インダクタンスL₃が実質的に増加することにな
り、この回路自体が持つ共振周波数が低下してベ
ース駆動回路１から供給されるベース駆動信号の
周波数と異つてくるため、回路は共振点を外れる
ことになる。ところがこの第５図（第７図）の回
路は、回路構成上あくまでも電圧共振型の回路で
あり、主トランジスタTr₁，Tr₂のコレクタ電圧
v_cは周期の長い正弦波（半波）となろうとする。
しかるにこの共振によるコレクタ電圧v_cがゼロク
ロスに至る前に主トランジスタTr₁，Tr₂のベー
スに駆動信号が入つてこれらの主トランジスタ
Tr₁，Tr₂がオンするので、出力トランスT₀に蓄
積されたエネルギが十分コンデンサC₅に伝達さ
れず、コンデンサC₅の電位が低いため、主トラ
ンジスタTr₁，Tr₂オン時にコンデンサC₅の不足
電圧分を充電するための電流が主トランジスタ
Tr₁，Tr₂に流れる。これによりコレクタ電流i_c波
形の尖頭部を生じると考えられるものである。こ
こで明らかなように、回路のインダクタンスを変
化させる場合は、コンデンサC₅の容量も変化さ
せ、常に共振状態を維持させるようにすれば、上
述の問題は解消されるが、装置の大型化、複雑化
などの課題も多いものである。 That is, when all lights are on, as is clear from the equivalent circuit in FIG. 7, the capacitor C ₅ and the inductance portions L ₁ to _{L 3} of the inverter circuit 4 are in a parallel resonance state, so it operates as a voltage resonance type. The collector voltage v _c of the main transistors Tr ₁ and Tr ₂ is a sine wave (half wave), and the collector current becomes a square wave because the circuit becomes constant current if the inductance CH ₂ is large enough. These operations are similar to those of a constant current push-pull inverter in a self-excited inverter. Next, when lighting is dimmed, opening the dimmer switch SW inserts inductance CH ₃ in series with the circuit of lamp L, so inductance L ₃ in the equivalent circuit in Figure 7 substantially increases. As a result, the resonant frequency of this circuit itself decreases and becomes different from the frequency of the base drive signal supplied from the base drive circuit 1, so that the circuit deviates from the resonance point. However, the circuit shown in Fig. 5 (Fig. 7) is a voltage resonance type circuit in terms of its circuit configuration, and the collector voltage of the main transistors Tr ₁ and Tr ₂ is
v _c tends to be a sine wave (half wave) with a long period.
However, before the collector voltage v _c due to this resonance reaches zero cross, a drive signal enters the bases of the main transistors Tr ₁ and Tr ₂ , and these main transistors
Since Tr ₁ and Tr ₂ are turned on, the energy stored in the output transformer T ₀ is not sufficiently transferred to the capacitor C ₅ and the potential of the capacitor C ₅ is low, so when the main transistors Tr ₁ and Tr ₂ are turned on, the capacitor C ₅ The current to charge the undervoltage of the main transistor
Flows to Tr ₁ and Tr ₂ . This is thought to cause the peak of the collector current i _c waveform. As is clear here, when changing the inductance of the circuit, the above problem can be solved by changing the capacitance of capacitor C ₅ so as to always maintain a resonant state, but this will increase the size of the device and There are also many issues such as increased complexity.

本発明は、上述の点に鑑みて提供したものであ
つて、放電灯の全点灯時における主トランジスタ
のスイツチング損失を大幅に改善し、しかも、調
光点灯時において過電流による主トランジスタの
破壊や損失増大、異常発熱等の不都合を生じるこ
とがないようにした放電灯点灯装置を提供するこ
とを目的としたものである。 The present invention has been provided in view of the above-mentioned points, and it significantly improves the switching loss of the main transistor when the discharge lamp is fully lit, and also prevents the destruction of the main transistor due to overcurrent when dimming the lamp. The object of the present invention is to provide a discharge lamp lighting device that does not cause inconveniences such as increased loss and abnormal heat generation.

以下本発明の一実施例を図面により詳述する。
第８図ａは本発明の一実施例回路を示すものであ
つて、同図ｂはその等価回路を示すものである。
この第８図ａの実施例回路にあつては、第４図又
は第５図の従来例に対してコンデンサC₅の接続
位置を変更し、チヨークコイルCH₂の出力トラン
スT₀1次巻線接続端と直流電源３のマイナス端と
の間にコンデンサC₅を接続したものであり、こ
のコンデンサC₅とインバータ回路４をその入力
側から見たときのインダクタンス分とにより、ベ
ース駆動回路１出力周波数に対して並列共振を行
なわせるようにしたものである。第９図イ，ロは
夫々全点灯時及び調光点灯時の動作説明図であつ
て、同図中ａは主トランジスタTr₁の、ｂは主ト
ランジスタTr₂の夫々コレクタ電圧v_c及びコレク
タ電流i_cを示すものである。 An embodiment of the present invention will be described in detail below with reference to the drawings.
FIG. 8a shows a circuit according to an embodiment of the present invention, and FIG. 8b shows an equivalent circuit thereof.
In the embodiment circuit of FIG. 8a, the connection position of the capacitor _C5 is changed from the conventional example of FIG. 4 or 5, and the output transformer _T0 of the chiyoke coil _CH2 is connected to the A capacitor C ₅ is connected between the terminal and the negative terminal of the DC power supply 3, and the output frequency of the base drive circuit 1 is determined by this capacitor C ₅ and the inductance when the inverter circuit 4 is viewed from its input side. It is designed to cause parallel resonance to occur. Figures 9A and 9B are explanatory diagrams of the operation during full lighting and dimmed lighting, respectively, in which a is the collector voltage v _c and collector current of the main transistor Tr ₁ and b is the main transistor Tr ₂ , respectively. It shows i _c .

かくてこの第８図実施例の回路にあつては、電
源スイツチＳを投入すると、整流ブリツジ２とコ
ンデンサC₀とによつて直流電源３が形成され、
チヨークコイルCH₂及び出力トランスT₀の１次
巻線を介して主トランジスタTr₁，Tr₂のコレク
タ・エミツタ間に直流電圧が印加される。またこ
れと同時にベース駆動回路１が動作し、主トラン
ジスタTr₁，Tr₂を交互にオン、オフするので、
出力トランスT₀の１次巻線には交互に電流が流
れるため、２次巻線に出力を生じ、チヨークコイ
ルCH₁を安定器としてランプＬが点灯する。なお
チヨークコイルCH₃を調光スイツチSWで短絡す
ると全点灯、また調光スイツチSWを開くと調光
点灯することになる。しかしてこのような一連の
動作において、コンデンサC₅の静電容量をイン
バータ回路４の入力側より見たインダクタンス分
と共振状態になるように設定してあるため、調光
スイツチSWがオンの状態、すなわち全点灯時の
主トランジスタTr₁，Tr₂のコレクタ電圧波形は
第９図イのａ，ｂのようになる。すなわちコレク
タ電圧v_cが正弦波（半波）、コレクタ電流i_cが三
角波の頂部がゆるやかになつたような波形とな
り、主トランジスタTr₁，Tr₂のスイツチング損
失がかなり少なくなる。この状態で調光スイツチ
SWを開いて調光点灯にすると、上記コレクタ電
圧、電流v_c，i_c波形は第９図ロのａ，ｂのように
なり、第６図ｂに示した従来例における波形と比
較してコレクタ電流i_c波形の大きな尖頭部がなく
なつているので、主トランジスタTr₁，Tr₂が電
流破壊する恐れがなくなり、また調光点灯の為、
コレクタ電流i_cが少ないので、スイツチング損失
も少なく、従つて全点灯、調光点灯とも安定に点
灯することができるものである。 Thus, in the circuit of the embodiment of FIG. 8, when the power switch S is turned on, a DC power source 3 is formed by the rectifying bridge 2 and the capacitor _C0 ,
A DC voltage is applied between the collectors and emitters of the main transistors Tr ₁ and Tr ₂ via the choke coil CH ₂ and the primary winding of the output transformer T ₀ . At the same time, the base drive circuit 1 operates and turns on and off the main transistors Tr ₁ and Tr ₂ alternately.
Since current alternately flows through the primary winding of the output transformer T ₀ , an output is generated in the secondary winding, and the lamp L is lit using the chiyoke coil CH ₁ as a ballast. In addition, if you short-circuit CH ₃ with the dimmer switch SW, all lights will be on, and if you open the dimmer switch SW, the lights will be dimmed. However, in this series of operations, the capacitance of the capacitor _C5 is set to resonate with the inductance seen from the input side of the inverter circuit 4, so the dimmer switch SW is on. That is, the collector voltage waveforms of the main transistors Tr ₁ and Tr ₂ when fully lit are as shown in a and b in FIG. 9A. That is, the collector voltage v _c has a sine wave (half wave), and the collector current i _c has a waveform like a triangular wave with a gentle top, and the switching loss of the main transistors Tr ₁ and Tr ₂ is considerably reduced. In this state, turn on the dimmer switch.
When the SW is opened to dim the lighting, the collector voltage, current v _c , i _c waveforms become as shown in a and b in Figure 9 (b), compared with the waveforms in the conventional example shown in Figure 6 (b). Since there is no longer a large peak in the collector current _IC waveform, there is no risk of current destruction in the main transistors Tr ₁ and Tr ₂ , and for dimming lighting,
Since the collector current _ic is small, switching loss is also small, and therefore stable lighting can be achieved in both full lighting and dimmed lighting.

即ち第８図実施例の回路において、コンデンサ
C₅と、インバータ回路４をその入力端よりみた
インダクタンス分とが主トランジスタTr₁，Tr₂
を含んだ形で共振回路を形成しているため、調光
スイツチSWを閉じた全点灯時においては回路が
共振動作をし、主トランジスタTr₁，Tr₂のコレ
クタ電圧v_cは正弦波（半波）となり、またコレク
タ電流i_cは第３図ロのａ，ｂに示したような三角
波電流がチヨークトランスCH₂及びコンデンサC₅
のフイルタ効果によつてその頂部が丸められ、図
示のような波形になつたと考えられる。一方調光
スイツチSWを開いた調光時にあつては、第８図
ｂの等価回路におけるインダクタンスL₃が増加
するので、回路の共振周波数が低下してベース駆
動回路１の周波数と異なることになつて共振点を
外れる。しかし前述の第４図、第５図の従来例の
場合にはこのときコンデンサC₅と主トランジス
タTr₁，Tr₂とが直列構成となつているため、上
述のように共振点を外れたとき主トランジスタ
Tr₁，Tr₂にコンデンサC₅の充電々流が流れてい
たのに対し、この第８図実施例のものの場合、コ
ンデンサC₅は主トランジスタTr₁，Tr₂と並列構
成となるため、主トランジスタTr₁，Tr₂に鋭い
尖頭電流が流れるようなことがないものである。 That is, in the circuit of the embodiment shown in FIG.
C ₅ and the inductance when looking at the inverter circuit 4 from its input terminal are the main transistors Tr ₁ and Tr ₂
Since _a _resonant _circuit is formed by including wave), and the collector current i _c is a triangular wave current as shown in a and b in Figure 3 ( _b _).
It is thought that the top of the waveform was rounded by the filter effect, resulting in the waveform shown in the figure. On the other hand, when dimming with the dimmer switch SW open, the inductance _L3 in the equivalent circuit of FIG. 8b increases, so the resonant frequency of the circuit decreases and becomes different from the frequency of the base drive circuit 1. the resonance point. However, in the case of the conventional examples shown in FIGS. 4 and 5, the capacitor C ₅ and the main transistors Tr ₁ and Tr ₂ are connected in series, so that when the resonance point is deviated from the main transistor
Whereas the charging current of the capacitor _C5 flows through Tr ₁ and Tr ₂ , in the case of the embodiment of FIG. 8, the capacitor C ₅ is configured in parallel with the main transistors Tr ₁ and Tr ₂ , so This prevents sharp peak currents from flowing through the transistors Tr ₁ and Tr ₂ .

第１０図は本発明の別の実施例を示し、前述の
第８図実施例が主トランジスタTr₁，Tr₂2個によ
るプツシユプル型の構成であつたのに対し、主ト
ランジスタTr₁1個により多励式のインバータ回
路４を構成した場合の例である。また第１１図
ａ，ｂは第１０図実施例回路に対応する従来回路
の基本回路図及びその等価回路図であり、第１２
図ａ，ｂは第１０図実施例回路の基本回路図及び
その等価回路図である。この第１１図から明らか
なように、従来例回路の場合、共振用のコンデン
サC₅がインダクタンス分L₁，L₃に対して並列接
続されており、しかもこのコンデンサC₅に対し
て直列に主トランジスタTr₁が接続された構成と
なつているため、インダクタンス分L₃が変化し
て並列共振状態から外れたとき、コンデンサC₅
による尖頭電流が主トランジスタTr₁に流れ込む
ことが予想されるのである。これに対し第１０図
の実施例回路にあつては、第１２図ａの基本回路
図及び同図ｂの等価回路図からも明らかなよう
に、インダクタンス分L₁，L₃に対し直列に主ト
ランジスタTr₁を接続した回路に対し並列にコン
デンサC₅が接続されており、調光スイツチSWを
開いて調光状態にし回路共振状態から外れたよう
な場合においても、コンデンサC₅の充電電流が
尖頭電流として主トランジスタTr₁に流れるおそ
れがなく、主トランジスタTr₁の尖頭電流値を大
幅に低減し得るものである。 FIG _. 10 shows _another embodiment of the present invention, _in contrast to the above-described embodiment of FIG. This is an example in which a multi-excitation type inverter circuit 4 is configured. 11a and 11b are basic circuit diagrams and equivalent circuit diagrams of conventional circuits corresponding to the embodiment circuit of FIG.
Figures a and b are a basic circuit diagram of the embodiment circuit of Figure 10 and its equivalent circuit diagram. As is clear from Fig. 11, in the conventional circuit, the resonance capacitor _C5 is connected in parallel to the inductances _L1 and _L3 , and the main circuit is connected in series with the capacitor _C5. Since the transistor Tr ₁ is connected, when the inductance L ₃ changes and the parallel resonance state is removed, the capacitor C ₅
It is expected that the peak current due to the current will flow into the main transistor _Tr1 . On the other hand, in the example circuit of FIG. 10, as is clear from the basic circuit diagram of FIG. _12a and the equivalent circuit diagram of _FIG . Capacitor C ₅ is connected in parallel to the circuit to which transistor Tr ₁ is connected, and even if the dimmer switch SW is opened to dim and the circuit goes out of resonance, the charging current of capacitor C ₅ will be There is no risk that a peak current will flow to the main transistor Tr ₁ , and the peak current value of the main transistor Tr ₁ can be significantly reduced.

なお本発明においては、第１３図中破線で示す
ような各位置に、サージ吸収や、波形整形用、始
動補償用、雑音低減用等の各種コンデンサＣの１
個もしくは複数個を接続しても良いものであり、
この場合においても本発明における前述の動作に
は何らの影響も与えられず、夫々のコンデンサを
設けた趣旨による動作が不加されることになる。 In the present invention, one of various capacitors C for surge absorption, waveform shaping, starting compensation, noise reduction, etc. is installed at each position as shown by the broken line in FIG.
It is possible to connect one or more
Even in this case, the above-described operation of the present invention is not affected in any way, and the operation based on the purpose of providing each capacitor is not added.

本発明は上述のように、直流電流と、この直流
電源に出力トランスの１次側が接続され、この出
力トランスの１次側に設けられた主トランジスタ
が所定の周波数でオン・オフ駆動され、出力トラ
ンスの２次側に高周波の出力電圧が出力されるイ
ンバータ回路と、このインバータ回路と上記直流
電源との間に介挿されるインダクタンス素子と、
上記出力トランスの２次側に限流要素を介して接
続される放電灯と、上記限流要素と並列に接続さ
れ全点灯時に閉じ、調光時に開く調光スイツチと
を具備して成る放電灯点灯装置において、上記イ
ンダクタンス素子の出力端とインバータ回路の入
力端との接続点と、他方の直流電源端との間にコ
ンデンサを接続し、このコンデンサの容量と全点
灯時にインバータ回路に含まれるインダクタンス
分とを上記所定の周波数に対して並列共振させる
ようにしたものであるから、放電灯の全点灯時に
おいては、インバータ回路の入力側から見たイン
ダクタンス分とコンデンサの容量とで並列共振し
て、主トランジスタのスイツチング損失を大幅に
低減することができ、しかも、放電灯の調光時に
おいては、主トランジスタとコンデンサとは並列
構成となつているため、主トランジスタに大きな
尖頭電流が流れることがなくなり、そのため、過
電流による主トランジスタの破壊、或いは過電流
に起因する主トランジスタの損失増大及び異常発
熱の発生等を極く簡単な回路構成で防止でき、信
頼性の向上及び高効率化を図ることができるとい
う効果を奏するものである。 As described above, the present invention connects a DC current and the primary side of an output transformer to this DC power supply, and the main transistor provided on the primary side of the output transformer is turned on and off at a predetermined frequency, and the output an inverter circuit that outputs a high-frequency output voltage to the secondary side of the transformer; an inductance element inserted between the inverter circuit and the DC power supply;
A discharge lamp comprising: a discharge lamp connected to the secondary side of the output transformer via a current-limiting element; and a dimmer switch connected in parallel with the current-limiting element, which closes when fully lit and opens when dimming. In the lighting device, a capacitor is connected between the connection point between the output end of the inductance element and the input end of the inverter circuit and the other DC power supply end, and the capacitance of this capacitor and the inductance included in the inverter circuit when fully lit are Since the inductance and capacitance are made to resonate in parallel with the above-mentioned predetermined frequency, when the discharge lamp is fully lit, the inductance seen from the input side of the inverter circuit and the capacitance of the capacitor resonate in parallel. , it is possible to significantly reduce the switching loss of the main transistor, and when the discharge lamp is dimmed, the main transistor and capacitor are configured in parallel, so a large peak current flows through the main transistor. As a result, damage to the main transistor due to overcurrent, increased loss of the main transistor due to overcurrent, and occurrence of abnormal heat generation can be prevented with an extremely simple circuit configuration, improving reliability and efficiency. This has the effect that it is possible to achieve the desired results.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は従来例の回路図、第２図はベース駆動
回路の回路図、第３図イ，ロは第１図、第２図回
路の動作説明図、第４図及び第５図は夫々異なる
別の従来例の回路図、第６図ａ，ｂは第４図、第
５図の従来例回路の動作説明図、第７図は第５図
従来例回路の等価回路図、第８図ａ，ｂは夫々本
発明一実施例の回路図及びその等価回路図、第９
図イ，ロは夫々第８図回路の動作説明図、第１０
図は本発明の別の実施例の回路図、第１１図ａ，
ｂは夫々第１０図実施例に対応する従来例回路の
基本回路図及びその等価回路図、第１２図ａ，ｂ
は夫々第１０図実施例回路の基本回路図の基本回
路図及びその等価回路図、第１３図は本発明のさ
らに別の実施例の回路図であり、１はベース駆動回路、３は直流電源、４はイン
バータ回路、Tr₁，Tr₂は主トランジスタ、CH₂
はインダクタンス素子（チヨークコイル）、C₅は
コンデンサ、SWは調光スイツチ、CH₃は限流要
素として設けたチヨークコイルである。 Fig. 1 is a circuit diagram of a conventional example, Fig. 2 is a circuit diagram of a base drive circuit, Fig. 3 A and B are Fig. 1, Fig. 2 is an explanatory diagram of the operation of the circuit, Fig. 4 and Fig. 5 are respectively Circuit diagrams of different conventional examples, FIG. 6 a and b are operation explanatory diagrams of the conventional example circuits of FIGS. 4 and 5, FIG. 7 is an equivalent circuit diagram of the conventional example circuit of FIG. 5, and FIG. 8 a and b are a circuit diagram of one embodiment of the present invention and its equivalent circuit diagram, No. 9
Figures A and B are diagrams for explaining the operation of the circuit in Figure 8 and Figure 10, respectively.
The figure is a circuit diagram of another embodiment of the present invention, FIG. 11a,
b is a basic circuit diagram and its equivalent circuit diagram of a conventional example circuit corresponding to the embodiment in FIG. 10, and FIG. 12 a, b, respectively.
10 is a basic circuit diagram of the basic circuit diagram of the embodiment circuit and its equivalent circuit diagram, respectively, and FIG. 13 is a circuit diagram of yet another embodiment of the present invention, 1 is a base drive circuit, 3 is a DC power supply , 4 is an inverter circuit, Tr ₁ and Tr ₂ are main transistors, CH ₂
is an inductance element (chiyoke coil), C ₅ is a capacitor, SW is a dimmer switch, and CH ₃ is a chiyoke coil provided as a current limiting element.

Claims

【特許請求の範囲】[Claims]

１直流電源と、この直流電源に出力トランスの
１次側が接続され、この出力トランスの１次側に
設けられた主トランジスタが所定の周波数でオ
ン・オフ駆動され、出力トランスの２次側に高周
波の出力電圧が出力されるインバータ回路と、こ
のインバータ回路と上記直流電源との間に介挿さ
れるインダクタンス素子と、上記出力トランスの
２次側に限流要素を介して接続される放電灯と、
上記限流要素と並列に接続され全点灯時に閉じ、
調光時に開く調光スイツチとを具備して成る放電
灯点灯装置において、上記インダクタンス素子の
出力端とインバータ回路の入力端との接続点と、
他方の直流電源端との間にコンデンサを接続し、
このコンデンサの容量と全点灯時にインバータ回
路に含まれるインダクタンス分とを上記所定の周
波数に対して並列共振させたことを特徴とする放
電灯点灯装置。1. A DC power supply and the primary side of an output transformer are connected to this DC power supply, and the main transistor provided on the primary side of this output transformer is turned on and off at a predetermined frequency, and a high frequency signal is applied to the secondary side of the output transformer. an inverter circuit from which an output voltage of
Connected in parallel with the above current limiting element and closed when fully lit.
In a discharge lamp lighting device comprising a dimmer switch that opens during dimming, a connection point between the output end of the inductance element and the input end of the inverter circuit;
Connect a capacitor between the other DC power supply terminal,
A discharge lamp lighting device characterized in that the capacitance of the capacitor and the inductance included in the inverter circuit during full lighting are caused to resonate in parallel with respect to the predetermined frequency.