JPH0336930A - ３相変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、３相変換装置に係わり、特に交流電源と並
列に運転されて負荷母線電圧を常に正弦波の所望値に保
持できる３相変換装置に関するものである。

［従来の技術］ 従来から上述したような構成の変換装置は、その代表で
あるインバータについてなされていたが、インバータの
制御が難しく、十分な解明がなされておらず、実用化さ
れていないのが現状である。

第１０図は昭和５２年電気学会全国大会講演論文集、第
８６４〜８６５ページに掲載された、用畑隆夫および清
宮忠昭共著の論文“無停電電源装置の一方式パに示され
た従来の変換装置を示すブロック図であり、図において
（１）は直流を交流に変換するインバータ、（２）はこ
のインバータ（１）と並列運転されて負荷に正弦波の交
流電源電圧Ｖｌを供給する交流電源、〈３）は負荷、（
４〉は直流電源電圧ＶＤを供給する直流電源例えば蓄電
池、（５）と（６）はインバータ（１）の出力を低域ろ
波する、それぞれ、インダクタ（Ｌ、）とコンデンサ（
Ｃ，）、（７）は交流電源（２）と負荷（３〉の間に挿
入され、１５％の誘導成分を含むインダクタ（Ｌ、）、
（８）は交流電Ｈ（２）と負荷（３）およびインバータ
（１〉　と負荷（３）を接続し、負荷（３〉に電源電圧
である母線電圧Ｖｏを供給する負荷母線であり、以上は
この従来例の主回路を構成する。以下は制御回路を構成
し、（１０３）は蓄電池（４）からインバータ（１）に
供給する直流電源電流を検出する電流検出回路（Ｃ３，
）、（１０４）は負荷母線（８〉の母線電圧ＶＣを検出
するＥ圧検出［ｉｉ１路（Ｖ、、）　、（１（１６）　
ハ電流検出回Ｆ！８＜１０３）と同様に、蓄電池（４）
の電圧Ｖ。を検出する電圧検出回路（ＶＳ、）　、（２
０４）は交流電源電圧Ｖ、とインバータフ１）の出力と
の位相差Δψを検出する位相差検出回路（ＰＣ）、（２
０５）は、後述する発振器（ＯＳＣ）　（６００）と共
に位相同期ループ（ＰＬｌ、）回路を楕或し、位相差検
出回路（２０４）により検出されてフィードバックされ
た位相差Δψが入力されると、これを増幅するＰＬＬア
ンプ（Ｐ　Ｌ　１．’）であって、その出力を発振器（
６００）に与え、その値に従って発振出力周波数を変化
させてインバータ（１）に制御信号を送出させ、このイ
ンバータ（１）　をフィードバック制御するものである
。　＜３０４）は後述するようにインバータ（１）の電
圧を制御する基準値を与える電圧検出回路（ＶｃＲＥＦ
）　、（３１０）は、電流検出回路（１０３）の検出値
と後述する電圧制御アンプから蓄電池（４）の電流を指
示する電流指令値とが入力されると、その差の値により
ＰＬＬアンプ（２０５）に位相差指令値ψ□、を与える
電流制御アンプ（ＣＣ２）（３１１）は電圧検出回路（
１０６）で検出された蓄電池電圧Ｖ。と次に説明する電
圧設定値が入力され、１蓄電池（４）の電流を指示する
電流指令値を与える電圧制御アンプ（ＶＣ２）　、（３
１２）はこの電圧制御アンプ（３１１）に上述した電圧
設定値を与える電圧設定回路（Ｖ、ＲＥＦ）　”ｔ：”
あル、　（４０２）、　（４０４）。

（４０５）、　（４０６）は、それぞれ、電圧検出回路
（１０４）および電圧設定回路（３０４）と電圧制御ア
ンプ（６０１）との間、位相差検出回路（２０４）およ
び電流制御アンプ（３１０）とＰＬＬアンプ（２０５）
との間、電流検出回路（１０３）および電圧制御アンプ
（３１１）と電流制御アンプ（３１０）との間、電圧検
出回路（１０６）および電圧設定回路（３１２）と電圧
制御アンプ（３１１）との間に挿入された加減算器、（
６００）は上述した発振器（Ｏ５Ｃ〉、そして（６０１
）は、電圧設定回路（３０４）からの電圧設定値と電圧
検出回路（１０４）で検出した母線電圧（Ｖｃ）との差
に従ってインバータ（１）の電圧を制御する、上述した
電圧制御アンプである。

従来の変換装置は上述したように構成され、その動作は
次のようになる。まず、主回路についてみると、Ｎ電池
（４）からの直流電圧■。はインバータ〈１〉で交流に
変換され、その出力はインダクタ（５）　とコンデンサ
（６）により高調波が除去され、負荷り３）の接続され
た負荷母ＩＩ　（８）に正弦波電圧Ｖｃを供給する。一
方、交流電源〈２〉は、インダクタ（７）を介して負荷
母線〈８〉に接続され、交流電源電圧Ｖ、と母線電圧■
。の位相差をΔψとしてｓｉｎΔψ　に比例する有効電
力を負荷母ｉ！（８）を通して負荷（３）に供給してい
る。この有効電力は負荷（３）の要求する有効電力と蓄
電池（４）への充電電力、およびインバータ（１）の損
失の和に等しい。

次に制御回路は次のように動作する０位相差検出回路（
２０４）は交流電源（２）の出力電圧■３とインバータ
（１）の出力電圧との位相差Δψを検出し、これはＰＬ
Ｌアンプ（２０５）と発振器（８００）で構成されたＰ
ＬＬ回路にフィードバックされる。電圧制御アンプ（３
１１）は蓄電池（４）の電圧ＶＤの、電圧検出回路（１
０６）による検出値と電圧設定回路（３１２）の電圧設
定値との差に従って蓄電池〈４〉　を充電する充電電流
の指令値を出力する。電流制御アンプ（３１０）は、こ
の電流指令値と電流検出回路（１０３）による、蓄電池
（４）からの直流電流の検出値との差に応じＰＬＬアン
プ（２０５）に位相差の指令値ψ□、を与える。

このようにして、インバータ（１）の運転位相は、交流
電源電圧ＶＩｌより適当に遅延され、一方常に蓄電池（
４〉を電圧設定回路（３１２）が指令する設定電圧で充
電しながら、負荷（３）の要求する有効電力を交流電源
（２）から取るような値として与えられる。

なお、ここでは位相差検出回路（２０４）にフィードバ
ックされるインバータ（１）　ｆｆｌの位相をインバー
タ（１）の出力から取るようにしているが、図の点線で
示したようにコンデンサ（６〉の端子電圧を与えるよう
にしてもよい、これはこの端子電圧とインバータ（１〉
の出力がほぼ同じ傾向の挙動を示すことによる。

次に電圧制御アンプ（６０１）は電圧設定回路（３０４
）の設定電圧と電圧検出回路（１０４）で検出された、
負荷母線（８〉の母ｔ！電圧の検出値との差に応じてイ
ンバータ（１）の出力電圧を制御する。但し、この制御
は電圧の平均値に基づく制御である。

［発明が解決しようとする課題］ 上述したような従来の変換装置では次のような問題点が
あった。

１）母線電圧はその平均値に基づいて制御されるので、
整流器などの高調波の多い負荷の場合は母線電圧に歪み
を生じた。

２）インバータは通常の電圧形インバータにフィルタを
設け、正弦波電圧を得るように構成されているので、過
電流に弱く、交流電源電圧が急変したときなどに過大な
横流が生じ、インバータが転流に失敗する恐れが大きか
った。

３）従来技術では３相の場合に各相の電源電圧と負荷の
間に不平衡があるとき、各相の負荷母線電圧を平衡した
３相に確保する方法について全く解明されていなかった
。即ち、全ての相を同様に制御するだけであった。

この発明は、このような問題点を解決するためになされ
たもので、母線電圧に歪みを生じることなく、負荷が急
変したときもインバータが正常に動作できる３相変換装
置を得ることを目的とする。

更に、この発明は、インバータに限定されることなく、
インバータとサイクロコンバータとを組み合わせた方式
など他の方式にも適用できるようにした３相変換装置を
得ることを他の目的とする。

［課題を解決するための手段］ この発明に係わる３相変換装置は３相交流を負荷母線を
介して負荷に供給する３相交流電源と、直流エネルギー
を供給する直流エネルギー源と、このｉｉＩ流エネルギ
ー源に接続されると共に前記負荷母線に対して前記３相
交流電源と並列に接続され、前記負荷母線を介して前記
負荷に前記直流エネルギー源からの直流エネルギーを交
流に変換して供給する３相変換手段とを備え、前記３相
交流電源と前記３相変換手段は前記負荷に供給する交流
電流として、前記負荷の有効、無効、および高調波電力
を分担して供給しており、前記３相変換手段はその楢或
するスイッチング手段により１サイクルの間に複数回の
スイッチングを行い、これにより瞬時電圧制御を行って
なり、更に前記３相交流電源が分担する有効電力に応じ
て負荷母線電圧の前記３相変換手段への制御指令値の、
前記３相交流電源に対する位相を変化させる制御手段を
更に備えこの制御手段は、前記３相交流電源から前記負
荷ｆａｉｌに出力された交流の電圧と電流の瞬時値をそ
れぞれ検出する３相交流検出手段と、前記直流エネルギ
ー源に接続され、その電圧と電流を検出する直流エネル
ギー検出手段と、前記３相交流検出手段により検出され
たう相交流電源電圧が入力されると、内蔵の発振手段に
よる同期信号と比較し、それらの位相差が０となるよう
に同期信号を発生する位相同期手段と、前記３相変換手
段に接続さ五、前記３相交流検出手段により検出された
３相変換手段出力電流が極性反転後に入力されると共に
前記３相変換手段出力電流を指令する指令値が入力され
て前記３相変換手段の出力電圧を指令する３相変換手段
出力電圧指令値を前記３相変換手段に出力するｔ流制御
手段と、この電流制御手段に接続され、この電流制御手
段に入力される前記３相変換器出力電流指令値を制限す
るリミッタ手段と、前記位相同期手段からの同期信号に
同期して前記検出された３相交流信号を３相から２相に
変換する３相／２相変換手段と、２相で表した信号を３
ｊｆｊに変換する２相／３相変換手段と、制御信号の係
数を算出する第１および第２の係数演算手段と、出力側
が前記２相／３相変換手段を介して前記リミッタ手段に
接続され、入力側が、前記３相／２相変換手段を介して
前記３相交流検出手段に接続されると共に前記第１およ
び第２の係数演算手段と座標変換手段を介して３相交流
検出手段に接続され、この３相交流検出手段により検出
された負荷母線電圧と負荷電流とから３相／２相変換の
後計算された電力の瞬時値を前記係数演算手段を通して
得られた負Ｆｒ母線電圧の位相指令値から得られる負荷
母線電圧指令値と、前記３相交流検出手段からの負荷母
線電圧の極性反転信号とが入力され、前記３相／２相変
換手段および前記リミッタを介して前記電流制御手段に
前記３相変換手段出力電流指令値と出力する電圧制御手
段と、前記直流エネルギー検出手段に入力側が接続され
、前記第２係数演算手段に出力側が接続され、前記直流
エネルギー検出手段からの直流エネルギー源充電電力が
入力され、これを基準値と比較し、前記３相交流検出手
段により検出された負荷電力と共に前記第２係数演算手
段に充電電力を送出し、これにより前記電圧制御手段、
前記電流制御手段を介して前記３相変換手段に前記直流
エネルギー源への充ｉｔ力をフィードフォワードせしめ
る直流エネルギー源制御手段と、前記３相交流検出手段
と前記第１および第２の係数演算手段の間に挿入され、
前記交流電源電流の、その周波数近傍での電気的振動を
抑制する伝達関数を有する交流電源電流振動抑制手段と
を含んでいる。

［作　用］ この発明においては、３相変換手段に高速のスイツチン
グ素子を内蔵して１サイクルの間に複数回のスイッチン
グを行い、３相変換手段の交流出力電流波形を指令値に
追従させ、負荷母線電圧が常に所定の正弦波になるよう
に制御する＃また電流制御手段を介して３相変換手段に
、その出力電流指令値を与えると共に、その前段にリミ
ッタ手段を設け、これにより交流電源電圧の急変などに
より生ずる出力過電流を３相変換手段の基本特性により
本質的に防止する。更に、３相変換手段は、（ａ）負荷
に流れる３相の各相電流とりアクタンス手段に流れる３
相交ｆｌ電源からの各相電流との差の電流値と、（ｂ）
負荷母線の３相の各相電圧とこの負荷母線電圧の所望の
３相指令値との偏差を補正する電圧制御手段からの出力
電流指令値との和を電流指令値として入力される。この
うち（ａ）項は、電流マイナーループを構成する電流制
御手段に関係するが、負荷電流の情報を含んでいるので
、これを３相変換手段が瞬時追従制御することにより、
高調波を含んだ負荷電流を３相変換手段が瞬時に追従し
、負荷母線電圧の歪みが制御される。

また、交流電源電圧が変動した結果、（ａ）項に含まれ
た交流電源電流が変化しても直ちに反映されるので、負
荷母線電圧は影響を受けず、定電圧を維持することがで
きる。これら以外の原因による全ての電圧偏差は（ｂ）
項の電圧制御手段の出力である３相変換手段出力電流指
令値により修正され、ＱＲ４線電圧が正弦波に保持され
る。

更に、本発明による制御は、３相変換手段の各相の電流
電圧を瞬時値制御したものなので、３相の電源電圧や負
荷電流の不平衡に対して、負荷母線電圧を３相平衡に維
持することができる。

［実施例］ 第１図はこの発明による３相変換装置の一実施例を示す
全体回路構成図であり、図において（１）は、例えば高
周波スイッチング素子のフルブリッジ構成から戊り、直
流を任意の電圧と周波数の３相交流ｖＡ、’　ｕ　、に
変換する３相変換手段としての高周波ＰＣＭ　（パルス
符号変調〉方式インバータ、（２＾〉は３相交流Ｖ、、
［いを与える３相交流電源、（３）は負荷、（４）はイ
ンバータ（１）に直流Ｖｏ。

Ｉｏを供給し、３相交流電源（２＾）の停電時に負荷（
３）に電力を供給する直流エネルギー源としての蓄電池
、（５）と〈６〉はインバータ（１）に対してそれぞれ
直列と並列に接続され、インバータ（１）の出力ＶＡ、
［［Ａから高調波を除去する交流フィルタを構成するイ
ンダクタ（Ｌ、〉とコンデンサ（Ｃｐ）、（７）は３相
交流電源（２＾）と負荷（３〉の間に直列に接続され、
インバータ（１〉を電流制御層変換器とするりアクタン
ス手段としてのインダクタ（Ｌ、）、（８）は３相交流
電源（２＾）およびインバータ（１）からの電力を負荷
（３）に供給するｆｌＲ母線、（９）は３相交流電源（
２＾〉とインダクタ（７）の間に挿入され、３相交流電
源（２＾）の停電時にこれをしゃ断する強制しゃ話形の
静止形スイッチである０以上はこの実施例の主回路を構
成する。また、第１図においては３相をまとめて単結線
図として示したが、この発明は３相を対象とするもので
あり、電圧、電流にはベクトル表示を用いることにし、
その表記については以下で適宜説明する。まず以上の説
明で使用された記号は次のようになる。

ｖ、　　　　　　　　：’ｉｆ、電池電圧ＩＯ＝蓄電池
充電電流 但し、添字ｕ、ｖ、ｗはそれぞれ３相交流の成分を表わ
す。

更に、制御回路の構成は次のようになる。

第１図に・おいて、（１００）〜（１０２）は、それぞ
れ、インバータ（１）の出力側に設けられた交流フィル
タに、負荷母線（８〉に、および負荷　（３）の入力側
に結合され、インバータ（１〉からのインバータ出力を
流■１．３相交流電源（２＾〉からの交流電源電流Ｉ［
、、および負荷り３〉に流入する負荷を流Ｉ。

の瞬時値を検出する３相交流検出手段としての３相電流
検出回路（ＣＳ、）、　（（：Ｓ２）、　（ＣＳ３）　
、（１０３）は蓄電池（４〉の出力側に結合され、蓄電
池充を電流Ｉｏを検出する直流エネルギー源検出手段と
しての蓄電池充を電流検出回路（ＣＳ、’）、（１０４
）、　（１０５）は、それぞれ負荷母線（８）および３
相交流電源（２＾〉とインダクタ（７）の間に接続され
、それぞれ負荷母線電圧Ｖｏおよび３相交流電源電圧Ｖ
、の瞬時値を検出する３相交流検出手段としての３相電
圧検出回路（ＶＳ、）、　（ＶＳ２）、（１０６）は、
蓄電池（４）の出力側に接続され、蓄電池電圧Ｖｏを検
出する直流エネルギー検出手段としての蓄電池電圧検出
回路（ＶＳ、）　、　（２００）は、３相変換装置の上
述した主回路で検出された電圧、電流が３相交流である
が、制御回路での演算の都合から、後述するように一旦
３相から２相に（このときの座標系をｄ−９２軸座標と
呼び、その成分をｄ、ｑで表わすものとする。）変換し
、後述のように係数演夏などを施した後、再び３相に変
換するようにしており、そのときの２相から３相への座
標変換を行う２相／３相変換手段としての２相／３相変
換回路、（２０１）〜（２０３）は、それぞれ、３相を
流検出回路（１０１）　、　３相電圧検出回路＜１０４
）　、　３相電流検出回路（１０２）にそれぞれ接続さ
れ、２相／３相変換回路（２００）とは逆に、３相から
２相への座標変換を行う３相／２相変換手段としての３
相／２相変換回路、（２０４）〜（２０７＞は位相同期
手段としての位相同期回路を横或し、（２０４）は、３
相電圧検出回路（１０５）に接続され、これから交流電
源電圧Ｖ８が入力されると共に後段で発生された同期信
号であるカウンタ計数値θが入力され、それらの位相差
Δψを検出する位相差検出回路（ＰＣ）、（２０５）は
、主として比例積分型などの増幅回路で構成され、位相
差検出回路（２０４）に接続されて位相差Δψが入力さ
れ、′これを増幅し、もって増幅信号を出力する位相同
期回路（ＰＬＬ）　、　（２０６）は、この位相同期回
路（２０５）に接続されて増幅信号が入力され、その大
きさに依存した周波数の信号を出力する電圧／周波数変
換回Ｎ（Ｖ／Ｆ）　、　＜２０７）はこノミ圧／周波数
２換回路（２０６）に接続され、入力された信号の周波
数を分周した信号をカウンタ計数値θとして出力するカ
ウンタ（ＣＯＵＮＴ）であり、位相同期回路（２０５）
はこのカウンタ計数値θと３相交流電ａｉＸ（２＾）の
位相が同期するように動作し、従ってカウンタ（２０７
）の計数値θは３相交流電ｆｉ（２＾）の位相に応じた
値を持ち、このカウンタ計数値θで３相／２相変換回路
（２０１）〜（２０３）、２相／３相変換回路（Ｚｏｏ
　）の時間ベースを定めることにより、制御回路の時間
軸、従って位相関係が３相交流電源（２＾）のものに固
定されることになる。

なお、制御回路で使用される記号は次の通りである。

負荷母線電圧の振幅指令値 二交流電源電圧の振幅 ：負荷電カ ニ充電に必要な電力 ニ交流電源から供給されるべ き電力 ニ蓄電池電圧指令値 ：充電電流指令値 ：出力角周波数 但し、＊は指令値を、八はｄ−ｑ２軸座標系での値を示
す。

制御回路は更に次のものから構成される。第１図におい
て、（３００）は、インバータ〈１）に接続され、後段
から電圧指令ＶＡが入力されると、これをパルス幅変ｍ
（ＰＩＩＩＮ）　してインバータ（１）に送出するＰＷ
Ｍ回路、（３０１）は、その出力側がこのＰＷＭ回路（
３００）に接続され、３相電流検出回路（１００）から
インバータ出力電流ＩＩＡを加減算器（４００）を介し
て受けると共に後段からインバータ出力電流指令値ＩＩ
Ａを受け、インバータ出力電圧指令値Ｖ：をＰＷＭ回路
（３００）に送出する電流制御手段としての電流コント
ローラ（ＣＣ，）、（３０２）は、その出力側が加減算
器（４００）を介して電流コントローラ（３０１）に接
続され、かつその入力側が加減算器（４０１）を介して
３相電流検出回路（１０１）に接続されてこれから交流
電源電流Ｉｌ、の反転した信号を受け、同様に３相電流
検出回路（１０２）に接続されてこれから負荷電流［Ｌ
を受け、更に後段から加減算器（４０１）および２相／
３相変換回路（２００）を介して負荷母線電圧指令値Ｖ
ｅを受け、これらの信号の大きさを制限し、これにより
交流電源電圧■、が急変しても出力に過電流が流れるこ
とがないようにするリミッタ手段としてのリミッタ、（
３０３）は、その出力側が２相／３相変換回路（２００
）に接続され、その入力側が加減算器（４０２）を介し
て、３相／２相変換回路（２０２）に接続されてこれか
ら負荷母線電圧指令値ＶＣの極性反転信号を受けると共
に、後段から負荷母線電圧指令値Ｖｃを受け、２相／３
相座標変換回路（２００）　、加減算器（４０Ｐ、リミ
ッタ（３０２）を介してインバータ出力Ｔ４流指令値Ｉ
：を電流コントローラ（３０１）に送出する電圧制御手
段としての電圧コントローラである。なお、電流コント
ローラ（３０１）　、、　ＰＷＭ回路（３００）　、イ
ンバータ（１）　−３相電流検出回路（１００）を含む
系は電流マイナーループを形成している。

更に、（３０４’）は貝荷母線電圧振幅指令値西■二を
発生する負荷母線電圧振幅指令値発生回路（ＶｃＲＥＦ
　）であって、このＪ″３Ｖ：と後段からの負荷母線電
圧位相指令値ｖｃとの積を後述する乗算器により取った
後、後述する加減算器を通して電圧コントローラ（３０
３） に負荷母線電圧指令値芯： を送出する。

（３０５）は、第１係数演算手段を構成し、単位ベクｌ
〜ルで与えられる負荷母線電圧位相指令値ＶＣの２成分
ＶＣ，とＶｃ、のうち、３相電流検出回路（１０１）　
、３相／２相変換回路（２０１）　、後述する除算回路
と［ａ振動抑制回路からの交流電源電流に係わる信号の
反転信号と、後述する負荷電力ＰＬと蓄電池（４）の充
電に必要な電力Ｐｏとの積を後述する第２係数演算手段
を介して得られた負荷電力ＰＬに係わる信号とから得ら
れる上記Ｖ、が入力され、・石ＴＴＶ、、”、”を演算
してＶｏ：“を出力する・η＝スフ２７７　演算器であ
る。　（３０６）は、上述したように、３相電流検出回
路（１０１）　、３相／２相変換回路（２０１）を介し
て与えられる交流電源電流１６の成分■□が入力される
と共に、負荷母線電圧振幅指令値発生回路（３０４）か
らの負荷母線電を与える、後述する除算器の出力に含ま
れる交流電源電流［、の振動を、後述のように伝達間数
Ｇ（ｓ）を通して除去し、Ｖｃ：ゞの成分であるＧ（３
）・■、・Ｔ−一を出力する交流電源電流振動抑制子３
Ｖ。

段としての［、振動抑制回路である。　（３０７）は３
相電圧検出回路（ＶＳ２）（１０５）に接続されてこれ
から得られた交流電源電圧Ｖｏを整流し、上記第２係数
演算手段および後述する停電検出回路にその実効値Ｖ、
を供給する整流回路、（３０８）は上記第２ω　Ｌ。

係数演算手段を構成し、□を演算する係数器、（３０９
）は後述する乗算器により演算された負荷電力Ｐ　１．
＝　Ｖ　ＬＸ　［［Ｌと後述する蓄電池充電電流コント
ローラを介して送出された蓄電池（４）の充電に必要な
電力Ｐｏとを入力されて不要な周波数成分を除去して上
記第２係数演算手段に交流電源から供給されるべき電力
Ｐを送出するフィルタ、（３１０）は後述する加減算器
を介して蓄電池充電電流検出回路（１０３）からの蓄電
池光ｔｔ流１．の反転信号と次に述べる蓄電池電圧コン
トローラからの充電電流指令値Ｉ：とを入力されて上記
充電に必要な電力Ｐｏを後述する加算器を介して上記フ
ィルタに送出する上記蓄電池光！＠流コントローラ（Ｃ
ＣＶ）、（３１１）はこの蓄電池光＠電流コントローラ
（３１０）と共に直流エネルギー源制御手段をｆｉｌ戒
し、後述する加減算器を介して、蓄電池電圧検出回路（
ＶＳ３（１０６）からの蓄電池電圧Ｖｏの反転信号と次
に述べる蓄電池電圧指令値発生回路（Ｖ、ＲＥＦ）　（
３１２）からの蓄電池電圧指令値■９とを入力され、こ
れらが一致するように蓄電池充！電流指令値Ｉｎを出力
する蓄電池電圧コントローラ、（３１２）は同様に直流
エネルギー源制御手段を構成する上記の蓄電池電圧指令
値発生回路、（３１３）は第１係数演算手段を構成し、
負荷母線電圧振幅指令値発生回路（ＶｅＲＥＦ）　（３
０４）に接続され、これから出力された負の係数器、（
３１４）は上記の停電検出回路で、上記整流回路（３０
７）の出力である交流電源電圧Ｖ、の実効値■、を入力
され、交流電源（２〉が正常のときは次に述べるスイッ
チ（３１５）をＡ側に、停電のときはＢ側に倒し、Ｂ側
のときは、上記フィルタ（３０９）への入力がＯになる
ことにより、フィルタ（３０９）の出力Ｐがその固有の
時定数でゆるやかに０になるようにするものである。上
記出力ＰがゆるやかにＯになることがら既に述べた負荷
母線電圧位相指令値Ｖ：＊の成分■。：＊もゆるやかに
なり、インバータ（１）は単独運転に滑らかに移行する
ようになされる。この停電検出回路（３１４）は更に、
既に述べた強制し＋新形の静止形スイッチ（９）を駆動
する次に述べるスイッチ（９）の駆動回路に制御信号を
送出し、スイッチ（９）をオン・オフ制御する。　（３
１５）は上記スイッチ、（３１６）は上記スイッチ（９
）のドライブ回路、更に、（４００）〜（４０６）は既
に述べた加減算器で、（４００）は電流コントローラ（
ＣＣ，＞　（３０１）とリミッタ（３ｏ２）ノ間に挿入
され、（４０１）はリミッタ（３０２）と２相／３相変
換回路の間に、（４０２）は電圧コントローラ（ＶＣ，
）（３０３）と既に述べた第１係数演算手段の出力側の
乗算器と３相／２相変換器（２０２）との間に、（４０
３）　ハｍ　１および第２゛係数演夏手段およびｈ振動
抑制回路（３０６）の間に、（４０４）　４よ既に述べ
た３相／２相変換器（２０３）の出力側の乗算器と直流
エネルギー源制御手段とスイッチ（３１５）との間に、
（４０５）は既に述べた、蓄電池電圧コントローラ（Ｖ
Ｃ，）＜３１１）の出力側に、（４０６）はその入力側
に、それぞれ介在されている。更に、（５００）、　（
５０１）は上述の第２係数演算手段を構成する除算器で
負荷母線電圧の位相指令値Ｖｏの成分Ｖｃ、の導出に使
用され、（５０２）は同様に、既に述べた除算器で、［
、振動抑制回路（３０８）の入力側に挿入され、ＶＣ，
の導出に使用される。（５０３）、　（５０４）は既に
述べた乗算器で、（５０３）は第１係数演算手段と加減
Ｉｔ　ａ　＜４０２　）の間に、　（５０４）は３相／
２相変換器（２０３）と加減算器（４０４）の間に、そ
れぞれ挿入されたものである。

ここで、第１図に示した当該装置の主回路部分、即ちイ
ンバータ（１）から強制しゃ新形の静止スイッチ（９）
までの部分、および制御回路のＰＷＭ回路（３００）を
詳細に示すと第３図に示したようになる０図中の結線は
３相で示しである０図示のように、インバータ（１〉は
直列接続のトランジスタＱ、、Ｑ、；Ｑコ、Ｑ、；　Ｑ
、、Ｑｓを並列に接続し、それぞれのトランジスタ対に
並列にダイオードＤ　＋　、　Ｄ　ｔ　：　Ｄ　ｚ　５
．　Ｄ　４　；　Ｄ　ｓ、Ｄ、を接続し、それぞれの対
の接続点から、ＰＷＭ回路（３００）の指令パルスに基
づいて３相出力電圧Ｖ　Ａ、、ｒ　Ｖ　Ａ　Ｖ　Ｉ　Ｖ
　Ａ　１１．３相出力電流Ｉ　Ａ１１ｌ　　Ｉ　ＡＶＩ
　　Ｉ　Ａ１１を３波回路のインダクタンスに与え、３
相ブリツジインバータを形式している。これらのトラン
ジスタとダイオードは数にＨｚ組以上高速スイッチング
を可能にし、これにより当該装置は従来のような平均値
制御でなく、瞬時制御を実現している。

上記のようにｔｌｉ戒された３相変換装置は次のように
動作する。

まず動作の概要について説明すると、常時、即ち３相交
流電源（２）が正常なときは、強制しゃ新形の静止形ス
イッチ（９）がオンになされ、す°アクタンス回路（イ
ンダクタンスＬ、）（７）を介して、３相交流電源（２
）から負荷（３）に電力が供給される。インバータ（１
）は３相交流電源（２〉の交流電源電圧Ｖ、の変動およ
び負荷（３）の変動に応じて制御回路を介して無効電力
を制御することによりインダクタンスＬ、（７）の電圧
降下を制御して負荷ｆ！線電圧ＶＣを一定にする。また
、インバータ（１）は、制御回路により、負荷（３）の
高調波電流と逆位相の電流を発生し、負荷〈３）の高調
波による電圧歪を抑制する。更に、インバータ（１）は
、その直流側〈蓄電池〈４〉〉への電力（充！電力）を
制御回路により制御され、蓄電池（４〉の充電電流と電
圧を所定の値に制御する。これにより交流電源側〈イン
バータ（１）の出力側〉には高調波が流れないようにす
ることができる。異常時、例えば３相交流電源（２〉が
停電のときは、インバータ（１）はこれを、制御回路を
介して瞬時に検出し、強制しゃ断形の静止スイッチ（９
）をオフにし、これによりＮｔ池（４）の電力を用いて
単独運転する。

３相交流電源が復電したときは、制御回路により、これ
を検出し、インバータ（１）を３相交流電源（２〉に同
期させ、強制しゃ断形の静止形スイッチ（９）をオンに
することにより、３相交流電源（２）を常時運転に移行
させる。

次に、動作の詳細は以下のようになる。

先ず、電流制御系としての電流コントローラ３０１につ
いて説明する。第４［Ｚは電流コントローラ３０１の詳
細回路図であり、図において（３０１ｃ）、　（４００
ｍ＞、　（４００ｂ）は加減算器、（３０１ｍ）　。

（３０１ｂ）は増幅回路である。インバータ（１〉の出
力電流［Ａの瞬時値制御は３相座標上で行われる。

第３図に示したように、インバータ出力電流［Ａの３構
成分Ｉ　ａｖ、　　Ｉ　ＡＶ＋　　Ｉ　ＡｙはＩ　Ａｕ
＋　Ｉ　Ａｖ＝−■い、を満たすので、いずれか２相、
例えばＩ　Ａｕ。

Ｉ　ＡＶを制御すれば全ての成分を制御したことになる
。このため、第９図ではＩＡｗは省略しである。

Ｕ相のインバータ出力＠流指令値ＩＡごと上記工□の差
を加減算器（４００ａ）で求め、その差を比例積分型な
どの増幅回路（３０１ａ）で増幅し、これをＰＷＭ回路
（３００）の指令値とすることによりＩ　ＡｕはＩ　Ａ
ｖに追従するように制御される。■相も同様に制御され
る。Ｗ相のＰＷＭ回路（３００）への指令値は、Ｕ相、
■相のＰＷＭ指令値ＶＡ：ｌ　ＶＡ′：を加減算器（３
０１ｃ）に与えることによりＶ　ＡニーＶＡ：　　ＶＡ
：として与えられる。

次に、上記電流制御系に対してメジャーループをなす電
圧制御系について詳細に説明する。この電圧制御系は第
５図に示したように、主として電圧コントローラ３０３
からなり、これに負荷母線（８〉側からの３相／２相変
換回路（２０２）が接続され、またインバータ（１）側
に２相／３相変換回路（２００）とリミッタ（３０２）
が接続されている。この電圧コントローラ（３０３）で
は負荷母線電圧Ｖｃの瞬時値制御はｄ−ｑ２軸座標上で
行っている。即ち、３相座標上の負荷母線電圧ｖｃを３
相／２相変換回路（２０２’）によりｄ−ｑ２軸座標上
の信号ＶＣに変換している。逆に、電圧コントローラ（
３０３＞からの出力は３相／２相変換回路（２００）に
より再び３相座標上に変換される。この３相／２相変換
回路（２０２）は、位相同期手段（２０４）〜（２０７
）からの出力を発生する正弦波発生回路（２０２ａ）と
乗算器（２０２ｂ）〜（２０２ｇ）と加算器（２０２ｈ
）、　（２０２ｉ）から構成され、次に示す演算を行う
。

但し、 次に、この３相／２相変換回路（２０２）からの負荷母
線電圧の２構成分ｖｃ：、　Ｖｃｅの差が電圧コントロ
ーラ（３０３）の入力側の加減算器（４０２ａ）で求め
られ、その差が電圧コントローラ（３０３＞の比例積分
形などの増幅回路（３０３ａ）、　（３０３ｂ）で増幅
される。

これらの増幅信゛号Ｊ　ＣＱ＋　Ｊ’Ｃｄが２相／３相
変換回路（Ｚｏｏ　）で３相座標上の信号Ｊｃ、、　Ｊ
ｃｖに変換される、この２相／３相変換回路（２００）
は、上記カウンタ（２０７）の計数値θがら を発生する正弦波発生回路（２００ａ）と乗算器（２０
０ｂ）〜（２００ｅ〉と加算器（２００ｈ）、　（２０
０ｉ＞から構成され、次の演算を行う。

演算結果のＪ。１Ｊ０．は加減算器（４０１ｍ）にて（
Ｊｃｕ＋　Ｉ　Ｃ−１、）を作成し、これに電流指令値
リミッタ回路（３０２ａ）で制限を加え電流指令値■＾
：を形成し、電流コントローラ（３０１）側に出力する
。■相に関しても同様に処理される。この電圧制御系で
は、増幅回路（３０３ａ）、　（３０３ｂ）は比例積分
型などで構成され、負荷母線電圧指令値Ｖ、、：。

Ｖｃ：とフィードバックされた負荷母線電圧Ｖａ４、Ｖ
ｃ４がそれぞれ一致するようにインバータ出力電流指令
値［：を調整する。この出力電流指令値１：を受けた電
流マイナーループとしての電流制御系では電流を指令値
、即ち［：に瞬時に追従させているのでＱｃｘと９０が
一致するように制御される。

次に、３相交流電源（２）が正常のとき、即ちスイッチ
（３１５）がＡ側の場合の電圧指令値の作成方法につい
て説明する。この電圧指令値は３相交流電源（２〉から
供給される電力Ｐから求められる。

今、３相交流電源〈２〉のＵｌ電圧がＶｌ。−’２　Ｖ
　ａ’Ｊ　！　ｎ　ωｔ、負荷母線（８）のＵＩｌ電圧
がＶｃｕ　＝’ｊＶ　ｃｓ　ｉ　ｎ　（（Ａｌ　を−φ
）＝４Ｖｃ（９ｉｎωｔｃｏｓφ−ｃｏｓωｔｓｉｎφ
〉で与えられるとすると、３相交流電源（２〉からイン
ダクタンス（Ｌ、）（７）を介して負荷母線（８）に流
入するＵ相電流■、５およびＵ相電力Ｐ１は次のように
なる。

１　ｈ＝　Ｌ　、　Ｓ　（ｖ　ｉｖ　ａ、）ｄｔ！」　
。

ｃｏｓφ＝ＶＬＳ１ｎφ ｐ、＝〒５ｏｖｃｖ− Ｉ　　ａｕｄｉ 従って、 （Ｌ、）（７） −Ｖ、％ユｓｉｎ＜６ ωＬ。

３相交流電源（２）からインダクタンスを介して負荷母
線り８〉に流入する電力ＰＰ＝３Ｐ、＝３・１４５゛ ωＬ、５ｉｌｌφ となる、かくして、所要電力Ｐと負荷母線電圧の振幅指
令値Ｖ二が与えられれば、次の式から、交流電源電圧Ｖ
、に対する負荷母線電圧ＶＣの遅れ角φが求められる。

この実施例においては電圧指令値は交流電源電圧［ｓと
同期したｄ−ｑ２軸上で与えられるので、負荷母線電圧
指令値Ｑｃｘは次のようになる。

この演算が第１および第２係数演算手段の係数器（３０
８）、　（３１３）、除算器（５００）、　（５０１）
、および乗算器（５０３）により実行される。所要電力
Ｐは負荷電力Ｐ５と蓄電池（４）の充電電力Ｐｏの相で
与えられる。負荷電力ＰＬは次の演算を乗算器（５０４
）で行うことにより得られる。

Ｐ　Ｌ＝Ｖ６Ｘ　Ｍ　Ｌ−Ｑｃｘ　ｉ’Ｌ＝　Ｖａ、＋
　Ｉ　Ｃ＠　＋　Ｖｃａ　、Ｉ　ａｎこのときの蓄電池
〈４〉の充電電力Ｐ。は直流エネルギー制御手段から求
められるが、これについては既に説明しであるのでここ
では省略する。蓄電池（４〉の不要な放電をできる限り
回避するため、蓄電池電圧に変化が生じてから制御する
のではなく、上記の位相遅れφを負荷電力ＰＬと交流電
源電圧Ｖ、に応じて速かにフィードフォワード制御がな
される。但し、この制御をあまり速くすると、負荷母線
電圧Ｖａの位相が急変することになるので、０．１　秒
程度のフィルタ（３０９）により位相の変化率を抑える
ようになされる。

次に当該制御回路で特に重要となる交流電源電流振動抑
制手段としての交流電源電流「１の振動抑制回路（３０
６）について説明する。第６図は交流電源電流ｆ、と交
流電源電圧Ｑ、および負荷母線電圧Ｑｃの関係を示す回
路図である０図においてＲ１１はインダクタンスＬｍ（
７）が持つ抵抗値で、非常に小さく を満足する。ここで、インダクタンスＬ、（７）への印
加電圧をＱ、、＝Ｏ，−ＱｅとしてＶＩｌｃ、からＱ、
への伝達関数を求めると次のようになる。

このときの固有周波数ω。と減衰係数Ｓは、３相交流電
源（２）の周波数を６０　Ｈｚとすると、＝２π　・　
６０＝３７７ となる、Ｒｓは小さいので、このブロックは振動回路を
形成する。従って、このＩｎの振動を抑制するには、第
７図に示したような制御による仮想的な抵抗Ｒを設けれ
ばよい０例えば、Ｌ、が２０％のときにＳ　＝　０．７
　　とするには、Ｒ＝　１９．４％。

ω、＝　１．４ωとなる。

しかし、負荷母線電圧Ｑ：の作成においては第６図に示
した構成を想定しているので、上記の抵抗Ｒによる電圧
降下が３相交流電源（２）との電力分担制御にとり外乱
として作用する。そこで６０Ｈｚの振動周波数近傍に対
してのみ抵抗特性を示し、それ以外では抵抗特性を示さ
ない伝達間数Ｇ　（ｓ）を与えるようにする。第８図は
そのような構成を示す回路図で、これによれば３相交流
電源（２〉　との電力分担制御を妨げずにＩ　Ｂｑの振
動の抑制することができる。また第９図はこのＧ　（ｓ
）のゲイン特性を示す特性図である。第１図においては
、■、を除算器（５０２）にまり西Ｖ二で除算し、その
後Ｉ［、振動抑制口ｉ　（３０６）にこれを入力してい
るが、それは、この信号が乗算器（５０３）で’３　Ｖ
　ｃ倍されるため、予め一／′３Ｖ二で除算しておがな
ければならないことによる。［ａ振動抑制のため仮想的
な抵抗Ｒをｑ軸にのみ設けるようにしたが、これは次の
２つの理由による。

（ａ）第６図の主回路モデルに示したように、■。

はωＬ　−Ｉ　ｓ−、Ｖ　Ｂ４．　Ｖ　ｅ−の成分を加
え合わせて積分することにより得られる。従って、■、
の振動が抑制されれば、■□は交流電源で安定している
こと、またＶｅ４は制御されているので振動成分を持た
ないことから、■。

の振動は抑制される。

（ｂ）１．、、Ｉｓｑ共に振動抑制のために仮想的な抵
抗を設けると、Ｖ　ｅ＊　２＋　Ｖ　ｃ：”　＝　１が
成立しなくなり、負荷母線電圧指令値が一定にならない
。

さて次に、３相交流電源〈２〉が異常状態、例えば停電
になった場合について説明する。この場合は、停電検出
回路（３１４）がそれを瞬時に検出し、ドライブ回路（
３１６）を通して強制しゃ断形の静止形スイッチ（９〉
をオフにすると共にスイッチ（３１５）をＢ側に切り替
える。このため、フィルタ（３０９）の入力はφとなり
、■ｃ、はフィルタ（３０９）の時定数に従ってゆるや
かにφになる。また、位相同期手段（２０４）〜（２０
６）は３相交流電源（２）がしゃ断されても自走可能に
構成されたものが使用される。

これにより、３相交流電源（２）が停電したときも、負
荷母線電圧に急激な変化を与えることなしに、蓄電池（
４）から負荷（３）に安定な電力が供給される。３相交
流電源（２）が復電したときは、停電検出回路（３１４
）がこれを検出し、位相同期手段（２０４）〜（２０６
）が３相交流電源（２）の位相と同期した後に、強制し
ゃ断形の静止形スイッチ（９〉がオンにされ、スイッチ
（３１５）がＡ１１ｌになされる。かくして、３相交流
電源（２〉の復電時には、負荷母線電圧の大きな急変な
しに３相交流電源（２）がフィルタ（３０９）の時定数
に従ってゆるやかに有効電力を供給する。

なお、上記実施例では３相変換手段としてインバータ〈
１）を使用する例について説明したが、第１０（ａ）図
に示したよ−うな高周波中間リンク形３相変換器でも同
様の動作を期待できる。この方式は、インバータ゛（７
０５）で発生された高周波の単相電源を第１０（ｂ）図
に示したような自己消弧形素子による３台のサイクロコ
ンバータ（７０１）、　（７０２）、　（７０３）を使
用して低周波電力に変換し、インダクタンス（７０６）
、　（７０７）、　（７０８）およびコンデンサ（７０
９）　。

（７１０）、　（７１１）によるフィルタを通して低周
波の正弦波を得るものである。この場合は、第１ｒ２Ｉ
に示したインバータ（１）の制御回路と同じものを構成
し、そのＰＷＭ回路の各相出力、例えばＵ相出力の後に
振分は回路を設け、インバータ出力の極性に応じて同期
させ、第１０（ｂ）図のＱｌ、Ｑ２にＰＷＭ回路の出力
を振り分けることで、Ｕ相出力として第１図のインバー
タ（１）の場合と同じ波形を与えることができる。

このように、この発明は電圧形インバータに限定される
ことなく、電流指令値に追従できるものであれば、種々
の３相変換器に適用することができる。

更に、上記実施例においては、１を流マイナルーブの制
御と電圧コントローラとは共にアナログ制御に従うもの
として説明したが、これ以外にディジタル制御あるいヒ
ステリシスコンパレータ方式など種々の制御方式によっ
ても同様の動作を期待できる。

また上記実施例では、３相変換器の出力＠流コンＩ−ロ
ーラは３相座標上で、負荷母線電圧コントローラはｄ−
ｑ２軸座標上で動作するように構成されたが、各コント
ローラはいずれの座標上でも動作するように構成するこ
とができる。

更に上記実施例では、３相交流電源がインダクタンス上
６を介して負荷母線に接続されたが、インダクタンスの
代りにコンデンサを用いても同様の効果を期待できる。

即ち、インダクタンスの場合は、３相交流電源の位相よ
り負荷母線電圧の位相が適当に遅れることにより、交流
電源から所望の電力を得ていたが、コンデンサを使用し
た場合は、交流電源の位相より負荷母線電圧の位相が適
当に進むことにより、所望の電力を交流電源がら得るこ
とができる。

また、上記実施例では、蓄電池を使用したＵＰＳ（無停
電電源装置）について説明したが、蓄電池の代りに太陽
電池を使用してもよく、この場合は光発電システムに応
用することができる。その場合、第１図に示した直流電
力の指令値ＰＤを太陽電池の発生電力に応じて変化させ
るようにすればよい、これは燃料電池発電システムにも
同様に適用できる。更に、蓄電池を除去し、直流回路に
はコンデンサのみを設け、インバータが、無効電力と高
調波の制御を行ない、交流電源の瞬断を補償するアクテ
ィブフィルタとして動作させても、上記実施例の原理、
構成をそのまま適用することができる。

また上記実施例では、エネルギー源を蓄電池、変換器を
インバータとして説明したが、エネルギー源を他の交流
電源とし、変換器をサイクロコンバータとしても同様の
効果を期待できる。

更に上記実施例では、交流電源電流［、の振動を抑制す
るために、「、のｑ軸成分を検出して負荷母線電圧指令
値を得る例について説明したが、ｑ軸成分の代りにｄ軸
成分による構成を使用しても同様の効果を期待できる。

また、負荷母線電圧の定電圧発生機能よりも、１．の振
動抑制機能を重視するようなシステムにおいては、［會
のｄ、ｑ軸の青成分をフィードバックし、振動抑制回路
を２つ設けるようにすれげによい。

［発明の効果］ この発明は以上説明したとおり、３相交流電源と、直流
エネルギー源と３相変換手段とを備え、負荷に供給する
有効、無効、および高調波電力を３相交流電源と３相変
換手段とで分担する３相変換装置において、前記３相変
換手段は、その構成するスイッチング手段により１サイ
クルの間に複数回のスイッチングを行い、これにより瞬
時電圧制御を行うように構成し、更に前記３相交流電源
が分担する有効電力に応じて負荷母線電圧の３相変換手
段への制御指令値の３相交流電源に対する位相を変化さ
せる制御手段を設け、この制御手段を、３相交流電源、
３相変換手段、直流エネルギー源の出力電圧、を流を検
出する検出手段と、３相から２相に、２相から３相に交
流電源の座標軸を変換し制御演算を簡略にする座標変換
手段と、この座標変換手段を交流電源に同期して動作さ
せる位相同期手段と、３相変換手段への制御指令値の係
数を演算する係数演算手段と、以上の部材を介して３相
変換手段の出力電流指令値を作成する電圧制御手段と、
この電圧制御手段からの前記出力電流指令値を制限する
リミッタ手段と、このリミッタ手段の出力から３相変換
手段の出力電圧指令値を作成する電流制御手段と、３相
交流電源の出力電流の振動を抑制する振動抑制手段とで
構成することにより、負荷の高調波による母線電圧の歪
みを除去し、過電流による３相変換手段の故障を回避で
き、電源電圧が変動しても速かに補償を行い負荷母線へ
の影響を十分低減させることができ、更に電源電圧と負
荷電流の３相不平衡に対しても瞬時に効果的に対応制御
することができる効果があり、従来方式の問題点を根本
的に解消できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明の一実施例を示す全体回路構成図、
第２図は第１図の実施例の主要回路部を示す回路図、第
３図は第１図の実施例の電流コントローラの原理を示す
概略回路図、第４図は、同様に第１図の実施例の電圧コ
ントローラの原理を示す概略回路図、第５図、第６図、
第７図は第１図の実施例の交流電源電流の振動を抑制す
る原理を示した回路図、第８図は振動抑制に際して使用
される伝達関数のゲインを示す特性図、第９図は第１図
の実施例の３相変換手段の実施例を示す回路図、第１０
図は従来の変換装置を示すブロック図である。 図において、（１）は３相変換手段としてのインバータ
、（２＾）は３相交流電源、（３〉は負荷、（４〉は直
流エネルギー源としての蓄電池、（５）、　（１３）は
３波手段を構成するインダクタとコンデンサ、（７）は
りアクタンス手段としてのインダクタ、（８〉は負荷母
線、（１００）〜（１０２）、　（１０４）、　（１０
５）は３相交流検出手段としての３相電流検出回路、３
相電圧検出回路、（１０３）、　（１０６）は直流エネ
ルギー源検出手段としての蓄電池充電＠流検出回路、Ｍ
電池電圧検出回路４　（２００）は２相／３相変換手段
としての２相／３相変換回路、（２０１）〜（２０３）
は３相／２相変換手段としての３相／２相変換回路、（
２０４）〜（２０７）は位相同期手段としての位相同期
回路、（３０１）は電流制御手段としての電流コントロ
ーラ、（３０２）はリミッタ手段としてのリミッタ、（
３０３）は電圧制御手段としての電圧コントローラ、＜
３０５）、　（３１３）は第１係数演算手段、（３０８
）、　＜５００）。 （５０１）は第２係数演算手段、（３０６）は振動抑制
手段としての［［ａ振動抑制回路、（３１０）〜（３１
２）は直流エネルギー源制御手段である。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。 箒 図 箒２図 ３０（ 箒５図 形６図 Ｃｄ ■ｃｄ 淋９図 招ＩＱの ９上〃ｂ 手 続 補 正 書 平成２ 年８ 月１６日

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 　３相交流を負荷母線を介して負荷に供給する３相交流
   電源と直流エネルギーを供給する直流エネルギー源と、
   この直流エネルギー源に接続されると共に前記負荷母線
   に対して前記３相交流電源と並列に接続され、前記負荷
   母線を介して前記負荷に前記直流エネルギー源からの直
   流エネルギーを交流に変換して供給する３相変換手段と
   を備え、前記３相交流電源と前記３相変換手段は前記負
   荷に供給する交流電流として、前記負荷の有効、無効、
   および高調波電力を分担して供給しており、前記３相変
   換手段はその構成するスイッチング手段により１サイク
   ルの間に複数回のスイッチングを行い、これにより瞬時
   電圧制御を行ってなり、更に前記３相交流電源が分担す
   る有効電力に応じて負荷母線電圧の前記３相変換手段へ
   の制御指令値の、前記３相交流電源に対する位相を変化
   させる制御手段を更に備えこの制御手段は、前記３相交
   流電源から前記負荷母線に出力された交流の電圧と電流
   の瞬時値をそれぞれ検出する３相交流検出手段と、前記
   直流エネルギー源に接続され、その電圧と電流を検出す
   る直流エネルギー検出手段と、前記３相交流検出手段に
   より検出された３相交流電源電圧が入力されると、内蔵
   の発振手段による同期信号と比較し、それらの位相差が
   ０となるように同期信号を発生する位相同期手段と、前
   記３相変換手段に接続され、前記３相交流検出手段によ
   り検出された３相変換手段出力電流が極性反転後に入力
   されると共に前記３相変換手段出力電流を指令する指令
   値が入力されて前記３相変換手段の出力電圧を指令する
   ３相変換手段出力電圧指令値を前記３相変換手段に出力
   する電流制御手段と、この電流制御手段に接続され、こ
   の電流制御手段に入力される前記３相変換器出力電流指
   令値を制限するリミッタ手段と、前記位相同期手段から
   の同期信号に同期して前記検出された３相交流信号を３
   相から２相に変換する３相／２相変換手段と、２相で表
   した信号を３相に変換する２相／３相変換手段と、制御
   信号の係数を算出する第１および第２の係数演算手段と
   、出力側が前記２相／３相変換手段を介して前記リミッ
   タ手段に接続され、入力側が、前記３相／２相変換手段
   を介して前記３相交流検出手段に接続されると共に前記
   第１および第２の係数演算手段と座標変換手段を介して
   ３相交流検出手段に接続され、この３相交流検出手段に
   より検出された負荷母線電圧と負荷電流とから３相／２
   相変換の後計算された電力の瞬時値を前記係数演算手段
   を通して得られた負荷母線電圧の位相指令値から得られ
   る負荷母線電圧指令値と、前記３相交流検出手段からの
   負荷母線電圧の極性反転信号とが入力され、前記３相／
   ２相変換手段および前記リミッタを介して前記電流制御
   手段に前記３相変換手段出力電流指令値と出力する電圧
   制御手段と、前記直流エネルギー検出手段に入力側が接
   続され、前記第２係数演算手段に出力側が接続され、前
   記直流エネルギー検出手段からの直流エネルギー源充電
   電力が入力され、これを基準値と比較し、前記３相交流
   検出手段により検出された負荷電力と共に前記第２係数
   演算手段に充電電力を送出し、これにより前記電圧制御
   手段、前記電流制御手段を介して前記３相変換手段に前
   記直流エネルギー源への充電電力をフィードフォワード
   せしめる直流エネルギー源制御手段と、前記３相交流検
   出手段と前記第１および第２の係数演算手段の間に挿入
   され、前記交流電源電流の、その周波数近傍での電気的
   振動を抑制する伝達関数を有する交流電源電流振動抑制
   手段とを含むことを特徴とする３相変換装置。