JPH0336930A - 3相変換装置 - Google Patents
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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-
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-
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Abstract
め要約のデータは記録されません。
Description
列に運転されて負荷母線電圧を常に正弦波の所望値に保
持できる3相変換装置に関するものである。
あるインバータについてなされていたが、インバータの
制御が難しく、十分な解明がなされておらず、実用化さ
れていないのが現状である。
864〜865ページに掲載された、用畑隆夫および清
宮忠昭共著の論文“無停電電源装置の一方式パに示され
た従来の変換装置を示すブロック図であり、図において
(1)は直流を交流に変換するインバータ、(2)はこ
のインバータ(1)と並列運転されて負荷に正弦波の交
流電源電圧Vlを供給する交流電源、〈3)は負荷、(
4〉は直流電源電圧VDを供給する直流電源例えば蓄電
池、(5)と(6)はインバータ(1)の出力を低域ろ
波する、それぞれ、インダクタ(L、)とコンデンサ(
C,)、(7)は交流電源(2)と負荷(3〉の間に挿
入され、15%の誘導成分を含むインダクタ(L、)、
(8)は交流電H(2)と負荷(3)およびインバータ
(1〉 と負荷(3)を接続し、負荷(3〉に電源電圧
である母線電圧Voを供給する負荷母線であり、以上は
この従来例の主回路を構成する。以下は制御回路を構成
し、(103)は蓄電池(4)からインバータ(1)に
供給する直流電源電流を検出する電流検出回路(C3,
)、(104)は負荷母線(8〉の母線電圧VCを検出
するE圧検出[ii1路(V、、) 、(1(16)
ハ電流検出回F!8<103)と同様に、蓄電池(4)
の電圧V。を検出する電圧検出回路(VS、) 、(2
04)は交流電源電圧V、とインバータフ1)の出力と
の位相差Δψを検出する位相差検出回路(PC)、(2
05)は、後述する発振器(OSC) (600)と共
に位相同期ループ(PLl、)回路を楕或し、位相差検
出回路(204)により検出されてフィードバックされ
た位相差Δψが入力されると、これを増幅するPLLア
ンプ(P L 1.’)であって、その出力を発振器(
600)に与え、その値に従って発振出力周波数を変化
させてインバータ(1)に制御信号を送出させ、このイ
ンバータ(1) をフィードバック制御するものである
。 <304)は後述するようにインバータ(1)の電
圧を制御する基準値を与える電圧検出回路(VcREF
) 、(310)は、電流検出回路(103)の検出値
と後述する電圧制御アンプから蓄電池(4)の電流を指
示する電流指令値とが入力されると、その差の値により
PLLアンプ(205)に位相差指令値ψ□、を与える
電流制御アンプ(CC2)(311)は電圧検出回路(
106)で検出された蓄電池電圧V。と次に説明する電
圧設定値が入力され、1蓄電池(4)の電流を指示する
電流指令値を与える電圧制御アンプ(VC2) 、(3
12)はこの電圧制御アンプ(311)に上述した電圧
設定値を与える電圧設定回路(V、REF) ”t:”
あル、 (402)、 (404)。
(104)および電圧設定回路(304)と電圧制御ア
ンプ(601)との間、位相差検出回路(204)およ
び電流制御アンプ(310)とPLLアンプ(205)
との間、電流検出回路(103)および電圧制御アンプ
(311)と電流制御アンプ(310)との間、電圧検
出回路(106)および電圧設定回路(312)と電圧
制御アンプ(311)との間に挿入された加減算器、(
600)は上述した発振器(O5C〉、そして(601
)は、電圧設定回路(304)からの電圧設定値と電圧
検出回路(104)で検出した母線電圧(Vc)との差
に従ってインバータ(1)の電圧を制御する、上述した
電圧制御アンプである。
次のようになる。まず、主回路についてみると、N電池
(4)からの直流電圧■。はインバータ〈1〉で交流に
変換され、その出力はインダクタ(5) とコンデンサ
(6)により高調波が除去され、負荷り3)の接続され
た負荷母II (8)に正弦波電圧Vcを供給する。一
方、交流電源〈2〉は、インダクタ(7)を介して負荷
母線〈8〉に接続され、交流電源電圧V、と母線電圧■
。の位相差をΔψとしてsinΔψ に比例する有効電
力を負荷母i!(8)を通して負荷(3)に供給してい
る。この有効電力は負荷(3)の要求する有効電力と蓄
電池(4)への充電電力、およびインバータ(1)の損
失の和に等しい。
204)は交流電源(2)の出力電圧■3とインバータ
(1)の出力電圧との位相差Δψを検出し、これはPL
Lアンプ(205)と発振器(800)で構成されたP
LL回路にフィードバックされる。電圧制御アンプ(3
11)は蓄電池(4)の電圧VDの、電圧検出回路(1
06)による検出値と電圧設定回路(312)の電圧設
定値との差に従って蓄電池〈4〉 を充電する充電電流
の指令値を出力する。電流制御アンプ(310)は、こ
の電流指令値と電流検出回路(103)による、蓄電池
(4)からの直流電流の検出値との差に応じPLLアン
プ(205)に位相差の指令値ψ□、を与える。
電源電圧VIlより適当に遅延され、一方常に蓄電池(
4〉を電圧設定回路(312)が指令する設定電圧で充
電しながら、負荷(3)の要求する有効電力を交流電源
(2)から取るような値として与えられる。
ックされるインバータ(1) fflの位相をインバー
タ(1)の出力から取るようにしているが、図の点線で
示したようにコンデンサ(6〉の端子電圧を与えるよう
にしてもよい、これはこの端子電圧とインバータ(1〉
の出力がほぼ同じ傾向の挙動を示すことによる。
)の設定電圧と電圧検出回路(104)で検出された、
負荷母線(8〉の母t!電圧の検出値との差に応じてイ
ンバータ(1)の出力電圧を制御する。但し、この制御
は電圧の平均値に基づく制御である。
あった。
整流器などの高調波の多い負荷の場合は母線電圧に歪み
を生じた。
設け、正弦波電圧を得るように構成されているので、過
電流に弱く、交流電源電圧が急変したときなどに過大な
横流が生じ、インバータが転流に失敗する恐れが大きか
った。
間に不平衡があるとき、各相の負荷母線電圧を平衡した
3相に確保する方法について全く解明されていなかった
。即ち、全ての相を同様に制御するだけであった。
たもので、母線電圧に歪みを生じることなく、負荷が急
変したときもインバータが正常に動作できる3相変換装
置を得ることを目的とする。
インバータとサイクロコンバータとを組み合わせた方式
など他の方式にも適用できるようにした3相変換装置を
得ることを他の目的とする。
介して負荷に供給する3相交流電源と、直流エネルギー
を供給する直流エネルギー源と、このiiI流エネルギ
ー源に接続されると共に前記負荷母線に対して前記3相
交流電源と並列に接続され、前記負荷母線を介して前記
負荷に前記直流エネルギー源からの直流エネルギーを交
流に変換して供給する3相変換手段とを備え、前記3相
交流電源と前記3相変換手段は前記負荷に供給する交流
電流として、前記負荷の有効、無効、および高調波電力
を分担して供給しており、前記3相変換手段はその楢或
するスイッチング手段により1サイクルの間に複数回の
スイッチングを行い、これにより瞬時電圧制御を行って
なり、更に前記3相交流電源が分担する有効電力に応じ
て負荷母線電圧の前記3相変換手段への制御指令値の、
前記3相交流電源に対する位相を変化させる制御手段を
更に備えこの制御手段は、前記3相交流電源から前記負
荷failに出力された交流の電圧と電流の瞬時値をそ
れぞれ検出する3相交流検出手段と、前記直流エネルギ
ー源に接続され、その電圧と電流を検出する直流エネル
ギー検出手段と、前記3相交流検出手段により検出され
たう相交流電源電圧が入力されると、内蔵の発振手段に
よる同期信号と比較し、それらの位相差が0となるよう
に同期信号を発生する位相同期手段と、前記3相変換手
段に接続さ五、前記3相交流検出手段により検出された
3相変換手段出力電流が極性反転後に入力されると共に
前記3相変換手段出力電流を指令する指令値が入力され
て前記3相変換手段の出力電圧を指令する3相変換手段
出力電圧指令値を前記3相変換手段に出力するt流制御
手段と、この電流制御手段に接続され、この電流制御手
段に入力される前記3相変換器出力電流指令値を制限す
るリミッタ手段と、前記位相同期手段からの同期信号に
同期して前記検出された3相交流信号を3相から2相に
変換する3相/2相変換手段と、2相で表した信号を3
jfjに変換する2相/3相変換手段と、制御信号の係
数を算出する第1および第2の係数演算手段と、出力側
が前記2相/3相変換手段を介して前記リミッタ手段に
接続され、入力側が、前記3相/2相変換手段を介して
前記3相交流検出手段に接続されると共に前記第1およ
び第2の係数演算手段と座標変換手段を介して3相交流
検出手段に接続され、この3相交流検出手段により検出
された負荷母線電圧と負荷電流とから3相/2相変換の
後計算された電力の瞬時値を前記係数演算手段を通して
得られた負Fr母線電圧の位相指令値から得られる負荷
母線電圧指令値と、前記3相交流検出手段からの負荷母
線電圧の極性反転信号とが入力され、前記3相/2相変
換手段および前記リミッタを介して前記電流制御手段に
前記3相変換手段出力電流指令値と出力する電圧制御手
段と、前記直流エネルギー検出手段に入力側が接続され
、前記第2係数演算手段に出力側が接続され、前記直流
エネルギー検出手段からの直流エネルギー源充電電力が
入力され、これを基準値と比較し、前記3相交流検出手
段により検出された負荷電力と共に前記第2係数演算手
段に充電電力を送出し、これにより前記電圧制御手段、
前記電流制御手段を介して前記3相変換手段に前記直流
エネルギー源への充it力をフィードフォワードせしめ
る直流エネルギー源制御手段と、前記3相交流検出手段
と前記第1および第2の係数演算手段の間に挿入され、
前記交流電源電流の、その周波数近傍での電気的振動を
抑制する伝達関数を有する交流電源電流振動抑制手段と
を含んでいる。
グ素子を内蔵して1サイクルの間に複数回のスイッチン
グを行い、3相変換手段の交流出力電流波形を指令値に
追従させ、負荷母線電圧が常に所定の正弦波になるよう
に制御する#また電流制御手段を介して3相変換手段に
、その出力電流指令値を与えると共に、その前段にリミ
ッタ手段を設け、これにより交流電源電圧の急変などに
より生ずる出力過電流を3相変換手段の基本特性により
本質的に防止する。更に、3相変換手段は、(a)負荷
に流れる3相の各相電流とりアクタンス手段に流れる3
相交fl電源からの各相電流との差の電流値と、(b)
負荷母線の3相の各相電圧とこの負荷母線電圧の所望の
3相指令値との偏差を補正する電圧制御手段からの出力
電流指令値との和を電流指令値として入力される。この
うち(a)項は、電流マイナーループを構成する電流制
御手段に関係するが、負荷電流の情報を含んでいるので
、これを3相変換手段が瞬時追従制御することにより、
高調波を含んだ負荷電流を3相変換手段が瞬時に追従し
、負荷母線電圧の歪みが制御される。
た交流電源電流が変化しても直ちに反映されるので、負
荷母線電圧は影響を受けず、定電圧を維持することがで
きる。これら以外の原因による全ての電圧偏差は(b)
項の電圧制御手段の出力である3相変換手段出力電流指
令値により修正され、QR4線電圧が正弦波に保持され
る。
電圧を瞬時値制御したものなので、3相の電源電圧や負
荷電流の不平衡に対して、負荷母線電圧を3相平衡に維
持することができる。
全体回路構成図であり、図において(1)は、例えば高
周波スイッチング素子のフルブリッジ構成から戊り、直
流を任意の電圧と周波数の3相交流vA、’ u 、に
変換する3相変換手段としての高周波PCM (パルス
符号変調〉方式インバータ、(2^〉は3相交流V、、
[いを与える3相交流電源、(3)は負荷、(4)はイ
ンバータ(1)に直流Vo。
3)に電力を供給する直流エネルギー源としての蓄電池
、(5)と〈6〉はインバータ(1)に対してそれぞれ
直列と並列に接続され、インバータ(1)の出力VA、
[[Aから高調波を除去する交流フィルタを構成するイ
ンダクタ(L、〉とコンデンサ(Cp)、(7)は3相
交流電源(2^)と負荷(3〉の間に直列に接続され、
インバータ(1〉を電流制御層変換器とするりアクタン
ス手段としてのインダクタ(L、)、(8)は3相交流
電源(2^)およびインバータ(1)からの電力を負荷
(3)に供給するflR母線、(9)は3相交流電源(
2^〉とインダクタ(7)の間に挿入され、3相交流電
源(2^)の停電時にこれをしゃ断する強制しゃ話形の
静止形スイッチである0以上はこの実施例の主回路を構
成する。また、第1図においては3相をまとめて単結線
図として示したが、この発明は3相を対象とするもので
あり、電圧、電流にはベクトル表示を用いることにし、
その表記については以下で適宜説明する。まず以上の説
明で使用された記号は次のようになる。
充電電流 但し、添字u、v、wはそれぞれ3相交流の成分を表わ
す。
れ、インバータ(1)の出力側に設けられた交流フィル
タに、負荷母線(8〉に、および負荷 (3)の入力側
に結合され、インバータ(1〉からのインバータ出力を
流■1.3相交流電源(2^〉からの交流電源電流I[
、、および負荷り3〉に流入する負荷を流I。
検出回路(CS、)、 ((:S2)、 (CS3)
、(103)は蓄電池(4〉の出力側に結合され、蓄電
池充を電流Ioを検出する直流エネルギー源検出手段と
しての蓄電池充を電流検出回路(CS、’)、(104
)、 (105)は、それぞれ負荷母線(8)および3
相交流電源(2^〉とインダクタ(7)の間に接続され
、それぞれ負荷母線電圧Voおよび3相交流電源電圧V
、の瞬時値を検出する3相交流検出手段としての3相電
圧検出回路(VS、)、 (VS2)、(106)は、
蓄電池(4)の出力側に接続され、蓄電池電圧Voを検
出する直流エネルギー検出手段としての蓄電池電圧検出
回路(VS、) 、 (200)は、3相変換装置の上
述した主回路で検出された電圧、電流が3相交流である
が、制御回路での演算の都合から、後述するように一旦
3相から2相に(このときの座標系をd−92軸座標と
呼び、その成分をd、qで表わすものとする。)変換し
、後述のように係数演夏などを施した後、再び3相に変
換するようにしており、そのときの2相から3相への座
標変換を行う2相/3相変換手段としての2相/3相変
換回路、(201)〜(203)は、それぞれ、3相を
流検出回路(101) 、 3相電圧検出回路<104
) 、 3相電流検出回路(102)にそれぞれ接続さ
れ、2相/3相変換回路(200)とは逆に、3相から
2相への座標変換を行う3相/2相変換手段としての3
相/2相変換回路、(204)〜(207>は位相同期
手段としての位相同期回路を横或し、(204)は、3
相電圧検出回路(105)に接続され、これから交流電
源電圧V8が入力されると共に後段で発生された同期信
号であるカウンタ計数値θが入力され、それらの位相差
Δψを検出する位相差検出回路(PC)、(205)は
、主として比例積分型などの増幅回路で構成され、位相
差検出回路(204)に接続されて位相差Δψが入力さ
れ、′これを増幅し、もって増幅信号を出力する位相同
期回路(PLL) 、 (206)は、この位相同期回
路(205)に接続されて増幅信号が入力され、その大
きさに依存した周波数の信号を出力する電圧/周波数変
換回N(V/F) 、 <207)はこノミ圧/周波数
2換回路(206)に接続され、入力された信号の周波
数を分周した信号をカウンタ計数値θとして出力するカ
ウンタ(COUNT)であり、位相同期回路(205)
はこのカウンタ計数値θと3相交流電aiX(2^)の
位相が同期するように動作し、従ってカウンタ(207
)の計数値θは3相交流電fi(2^)の位相に応じた
値を持ち、このカウンタ計数値θで3相/2相変換回路
(201)〜(203)、2相/3相変換回路(Zoo
)の時間ベースを定めることにより、制御回路の時間
軸、従って位相関係が3相交流電源(2^)のものに固
定されることになる。
す。
て、(300)は、インバータ〈1)に接続され、後段
から電圧指令VAが入力されると、これをパルス幅変m
(PIIIN) してインバータ(1)に送出するPW
M回路、(301)は、その出力側がこのPWM回路(
300)に接続され、3相電流検出回路(100)から
インバータ出力電流IIAを加減算器(400)を介し
て受けると共に後段からインバータ出力電流指令値II
Aを受け、インバータ出力電圧指令値V:をPWM回路
(300)に送出する電流制御手段としての電流コント
ローラ(CC,)、(302)は、その出力側が加減算
器(400)を介して電流コントローラ(301)に接
続され、かつその入力側が加減算器(401)を介して
3相電流検出回路(101)に接続されてこれから交流
電源電流Il、の反転した信号を受け、同様に3相電流
検出回路(102)に接続されてこれから負荷電流[L
を受け、更に後段から加減算器(401)および2相/
3相変換回路(200)を介して負荷母線電圧指令値V
eを受け、これらの信号の大きさを制限し、これにより
交流電源電圧■、が急変しても出力に過電流が流れるこ
とがないようにするリミッタ手段としてのリミッタ、(
303)は、その出力側が2相/3相変換回路(200
)に接続され、その入力側が加減算器(402)を介し
て、3相/2相変換回路(202)に接続されてこれか
ら負荷母線電圧指令値VCの極性反転信号を受けると共
に、後段から負荷母線電圧指令値Vcを受け、2相/3
相座標変換回路(200) 、加減算器(40P、リミ
ッタ(302)を介してインバータ出力T4流指令値I
:を電流コントローラ(301)に送出する電圧制御手
段としての電圧コントローラである。なお、電流コント
ローラ(301) 、、 PWM回路(300) 、イ
ンバータ(1) −3相電流検出回路(100)を含む
系は電流マイナーループを形成している。
発生する負荷母線電圧振幅指令値発生回路(VcREF
)であって、このJ″3V:と後段からの負荷母線電
圧位相指令値vcとの積を後述する乗算器により取った
後、後述する加減算器を通して電圧コントローラ(30
3) に負荷母線電圧指令値芯: を送出する。
〜ルで与えられる負荷母線電圧位相指令値VCの2成分
VC,とVc、のうち、3相電流検出回路(101)
、3相/2相変換回路(201) 、後述する除算回路
と[a振動抑制回路からの交流電源電流に係わる信号の
反転信号と、後述する負荷電力PLと蓄電池(4)の充
電に必要な電力Poとの積を後述する第2係数演算手段
を介して得られた負荷電力PLに係わる信号とから得ら
れる上記V、が入力され、・石TTV、、”、”を演算
してVo:“を出力する・η=スフ277 演算器であ
る。 (306)は、上述したように、3相電流検出回
路(101) 、3相/2相変換回路(201)を介し
て与えられる交流電源電流16の成分■□が入力される
と共に、負荷母線電圧振幅指令値発生回路(304)か
らの負荷母線電を与える、後述する除算器の出力に含ま
れる交流電源電流[、の振動を、後述のように伝達間数
G(s)を通して除去し、Vc:ゞの成分であるG(3
)・■、・T−一を出力する交流電源電流振動抑制子3
V。
相電圧検出回路(VS2)(105)に接続されてこれ
から得られた交流電源電圧Voを整流し、上記第2係数
演算手段および後述する停電検出回路にその実効値V、
を供給する整流回路、(308)は上記第2ω L。
)は後述する乗算器により演算された負荷電力P 1.
= V LX [[Lと後述する蓄電池充電電流コント
ローラを介して送出された蓄電池(4)の充電に必要な
電力Poとを入力されて不要な周波数成分を除去して上
記第2係数演算手段に交流電源から供給されるべき電力
Pを送出するフィルタ、(310)は後述する加減算器
を介して蓄電池充電電流検出回路(103)からの蓄電
池光tt流1.の反転信号と次に述べる蓄電池電圧コン
トローラからの充電電流指令値I:とを入力されて上記
充電に必要な電力Poを後述する加算器を介して上記フ
ィルタに送出する上記蓄電池光!@流コントローラ(C
CV)、(311)はこの蓄電池光@電流コントローラ
(310)と共に直流エネルギー源制御手段をfil戒
し、後述する加減算器を介して、蓄電池電圧検出回路(
VS3(106)からの蓄電池電圧Voの反転信号と次
に述べる蓄電池電圧指令値発生回路(V、REF) (
312)からの蓄電池電圧指令値■9とを入力され、こ
れらが一致するように蓄電池充!電流指令値Inを出力
する蓄電池電圧コントローラ、(312)は同様に直流
エネルギー源制御手段を構成する上記の蓄電池電圧指令
値発生回路、(313)は第1係数演算手段を構成し、
負荷母線電圧振幅指令値発生回路(VeREF) (3
04)に接続され、これから出力された負の係数器、(
314)は上記の停電検出回路で、上記整流回路(30
7)の出力である交流電源電圧V、の実効値■、を入力
され、交流電源(2〉が正常のときは次に述べるスイッ
チ(315)をA側に、停電のときはB側に倒し、B側
のときは、上記フィルタ(309)への入力がOになる
ことにより、フィルタ(309)の出力Pがその固有の
時定数でゆるやかに0になるようにするものである。上
記出力PがゆるやかにOになることがら既に述べた負荷
母線電圧位相指令値V:*の成分■。:*もゆるやかに
なり、インバータ(1)は単独運転に滑らかに移行する
ようになされる。この停電検出回路(314)は更に、
既に述べた強制し+新形の静止形スイッチ(9)を駆動
する次に述べるスイッチ(9)の駆動回路に制御信号を
送出し、スイッチ(9)をオン・オフ制御する。 (3
15)は上記スイッチ、(316)は上記スイッチ(9
)のドライブ回路、更に、(400)〜(406)は既
に述べた加減算器で、(400)は電流コントローラ(
CC,> (301)とリミッタ(3o2)ノ間に挿入
され、(401)はリミッタ(302)と2相/3相変
換回路の間に、(402)は電圧コントローラ(VC,
)(303)と既に述べた第1係数演算手段の出力側の
乗算器と3相/2相変換器(202)との間に、(40
3) ハm 1および第2゛係数演夏手段およびh振動
抑制回路(306)の間に、(404) 4よ既に述べ
た3相/2相変換器(203)の出力側の乗算器と直流
エネルギー源制御手段とスイッチ(315)との間に、
(405)は既に述べた、蓄電池電圧コントローラ(V
C,)<311)の出力側に、(406)はその入力側
に、それぞれ介在されている。更に、(500)、 (
501)は上述の第2係数演算手段を構成する除算器で
負荷母線電圧の位相指令値Voの成分Vc、の導出に使
用され、(502)は同様に、既に述べた除算器で、[
、振動抑制回路(308)の入力側に挿入され、VC,
の導出に使用される。(503)、 (504)は既に
述べた乗算器で、(503)は第1係数演算手段と加減
It a <402 )の間に、 (504)は3相/
2相変換器(203)と加減算器(404)の間に、そ
れぞれ挿入されたものである。
ンバータ(1)から強制しゃ新形の静止スイッチ(9)
までの部分、および制御回路のPWM回路(300)を
詳細に示すと第3図に示したようになる0図中の結線は
3相で示しである0図示のように、インバータ(1〉は
直列接続のトランジスタQ、、Q、;Qコ、Q、; Q
、、Qsを並列に接続し、それぞれのトランジスタ対に
並列にダイオードD + 、 D t : D z 5
. D 4 ; D s、D、を接続し、それぞれの対
の接続点から、PWM回路(300)の指令パルスに基
づいて3相出力電圧V A、、r V A V I V
A 11.3相出力電流I A11l I AVI
I A11を3波回路のインダクタンスに与え、3
相ブリツジインバータを形式している。これらのトラン
ジスタとダイオードは数にHz組以上高速スイッチング
を可能にし、これにより当該装置は従来のような平均値
制御でなく、瞬時制御を実現している。
動作する。
流電源(2)が正常なときは、強制しゃ新形の静止形ス
イッチ(9)がオンになされ、す°アクタンス回路(イ
ンダクタンスL、)(7)を介して、3相交流電源(2
)から負荷(3)に電力が供給される。インバータ(1
)は3相交流電源(2〉の交流電源電圧V、の変動およ
び負荷(3)の変動に応じて制御回路を介して無効電力
を制御することによりインダクタンスL、(7)の電圧
降下を制御して負荷f!線電圧VCを一定にする。また
、インバータ(1)は、制御回路により、負荷(3)の
高調波電流と逆位相の電流を発生し、負荷〈3)の高調
波による電圧歪を抑制する。更に、インバータ(1)は
、その直流側〈蓄電池〈4〉〉への電力(充!電力)を
制御回路により制御され、蓄電池(4〉の充電電流と電
圧を所定の値に制御する。これにより交流電源側〈イン
バータ(1)の出力側〉には高調波が流れないようにす
ることができる。異常時、例えば3相交流電源(2〉が
停電のときは、インバータ(1)はこれを、制御回路を
介して瞬時に検出し、強制しゃ断形の静止スイッチ(9
)をオフにし、これによりNt池(4)の電力を用いて
単独運転する。
を検出し、インバータ(1)を3相交流電源(2〉に同
期させ、強制しゃ断形の静止形スイッチ(9)をオンに
することにより、3相交流電源(2)を常時運転に移行
させる。
いて説明する。第4[Zは電流コントローラ301の詳
細回路図であり、図において(301c)、 (400
m>、 (400b)は加減算器、(301m) 。
力電流[Aの瞬時値制御は3相座標上で行われる。
成分I av、 I AV+ I AyはI Au
+ I Av=−■い、を満たすので、いずれか2相、
例えばI Au。
。このため、第9図ではIAwは省略しである。
を加減算器(400a)で求め、その差を比例積分型な
どの増幅回路(301a)で増幅し、これをPWM回路
(300)の指令値とすることによりI AuはI A
vに追従するように制御される。■相も同様に制御され
る。W相のPWM回路(300)への指令値は、U相、
■相のPWM指令値VA:l VA′:を加減算器(3
01c)に与えることによりV AニーVA: VA
:として与えられる。
圧制御系について詳細に説明する。この電圧制御系は第
5図に示したように、主として電圧コントローラ303
からなり、これに負荷母線(8〉側からの3相/2相変
換回路(202)が接続され、またインバータ(1)側
に2相/3相変換回路(200)とリミッタ(302)
が接続されている。この電圧コントローラ(303)で
は負荷母線電圧Vcの瞬時値制御はd−q2軸座標上で
行っている。即ち、3相座標上の負荷母線電圧vcを3
相/2相変換回路(202’)によりd−q2軸座標上
の信号VCに変換している。逆に、電圧コントローラ(
303>からの出力は3相/2相変換回路(200)に
より再び3相座標上に変換される。この3相/2相変換
回路(202)は、位相同期手段(204)〜(207
)からの出力を発生する正弦波発生回路(202a)と
乗算器(202b)〜(202g)と加算器(202h
)、 (202i)から構成され、次に示す演算を行う
。
線電圧の2構成分vc:、 Vceの差が電圧コントロ
ーラ(303)の入力側の加減算器(402a)で求め
られ、その差が電圧コントローラ(303>の比例積分
形などの増幅回路(303a)、 (303b)で増幅
される。
変換回路(Zoo )で3相座標上の信号Jc、、 J
cvに変換される、この2相/3相変換回路(200)
は、上記カウンタ(207)の計数値θがら を発生する正弦波発生回路(200a)と乗算器(20
0b)〜(200e〉と加算器(200h)、 (20
0i>から構成され、次の演算を行う。
Jcu+ I C−1、)を作成し、これに電流指令値
リミッタ回路(302a)で制限を加え電流指令値■^
:を形成し、電流コントローラ(301)側に出力する
。■相に関しても同様に処理される。この電圧制御系で
は、増幅回路(303a)、 (303b)は比例積分
型などで構成され、負荷母線電圧指令値V、、:。
c4がそれぞれ一致するようにインバータ出力電流指令
値[:を調整する。この出力電流指令値1:を受けた電
流マイナーループとしての電流制御系では電流を指令値
、即ち[:に瞬時に追従させているのでQcxと90が
一致するように制御される。
(315)がA側の場合の電圧指令値の作成方法につい
て説明する。この電圧指令値は3相交流電源(2〉から
供給される電力Pから求められる。
a’J ! n ωt、負荷母線(8)のUIl電圧
がVcu =’jV cs i n ((Al を−φ
)=4Vc(9inωtcosφ−cosωtsinφ
〉で与えられるとすると、3相交流電源(2〉からイン
ダクタンス(L、)(7)を介して負荷母線(8)に流
入するU相電流■、5およびU相電力P1は次のように
なる。
。
線り8〉に流入する電力PP=3P、=3・145゛ ωL、5illφ となる、かくして、所要電力Pと負荷母線電圧の振幅指
令値V二が与えられれば、次の式から、交流電源電圧V
、に対する負荷母線電圧VCの遅れ角φが求められる。
同期したd−q2軸上で与えられるので、負荷母線電圧
指令値Qcxは次のようになる。
8)、 (313)、除算器(500)、 (501)
、および乗算器(503)により実行される。所要電力
Pは負荷電力P5と蓄電池(4)の充電電力Poの相で
与えられる。負荷電力PLは次の演算を乗算器(504
)で行うことにより得られる。
I C@ + Vca 、I anこのときの蓄電池
〈4〉の充電電力P。は直流エネルギー制御手段から求
められるが、これについては既に説明しであるのでここ
では省略する。蓄電池(4〉の不要な放電をできる限り
回避するため、蓄電池電圧に変化が生じてから制御する
のではなく、上記の位相遅れφを負荷電力PLと交流電
源電圧V、に応じて速かにフィードフォワード制御がな
される。但し、この制御をあまり速くすると、負荷母線
電圧Vaの位相が急変することになるので、0.1 秒
程度のフィルタ(309)により位相の変化率を抑える
ようになされる。
制手段としての交流電源電流「1の振動抑制回路(30
6)について説明する。第6図は交流電源電流f、と交
流電源電圧Q、および負荷母線電圧Qcの関係を示す回
路図である0図においてR11はインダクタンスLm(
7)が持つ抵抗値で、非常に小さく を満足する。ここで、インダクタンスL、(7)への印
加電圧をQ、、=O,−QeとしてVIlc、からQ、
への伝達関数を求めると次のようになる。
源(2)の周波数を60 Hzとすると、=2π ・
60=377 となる、Rsは小さいので、このブロックは振動回路を
形成する。従って、このInの振動を抑制するには、第
7図に示したような制御による仮想的な抵抗Rを設けれ
ばよい0例えば、L、が20%のときにS = 0.7
とするには、R= 19.4%。
した構成を想定しているので、上記の抵抗Rによる電圧
降下が3相交流電源(2)との電力分担制御にとり外乱
として作用する。そこで60Hzの振動周波数近傍に対
してのみ抵抗特性を示し、それ以外では抵抗特性を示さ
ない伝達間数G (s)を与えるようにする。第8図は
そのような構成を示す回路図で、これによれば3相交流
電源(2〉 との電力分担制御を妨げずにI Bqの振
動の抑制することができる。また第9図はこのG (s
)のゲイン特性を示す特性図である。第1図においては
、■、を除算器(502)にまり西V二で除算し、その
後I[、振動抑制口i (306)にこれを入力してい
るが、それは、この信号が乗算器(503)で’3 V
c倍されるため、予め一/′3V二で除算しておがな
ければならないことによる。[a振動抑制のため仮想的
な抵抗Rをq軸にのみ設けるようにしたが、これは次の
2つの理由による。
え合わせて積分することにより得られる。従って、■、
の振動が抑制されれば、■□は交流電源で安定している
こと、またVe4は制御されているので振動成分を持た
ないことから、■。
抗を設けると、V e* 2+ V c:” = 1が
成立しなくなり、負荷母線電圧指令値が一定にならない
。
になった場合について説明する。この場合は、停電検出
回路(314)がそれを瞬時に検出し、ドライブ回路(
316)を通して強制しゃ断形の静止形スイッチ(9〉
をオフにすると共にスイッチ(315)をB側に切り替
える。このため、フィルタ(309)の入力はφとなり
、■c、はフィルタ(309)の時定数に従ってゆるや
かにφになる。また、位相同期手段(204)〜(20
6)は3相交流電源(2)がしゃ断されても自走可能に
構成されたものが使用される。
荷母線電圧に急激な変化を与えることなしに、蓄電池(
4)から負荷(3)に安定な電力が供給される。3相交
流電源(2)が復電したときは、停電検出回路(314
)がこれを検出し、位相同期手段(204)〜(206
)が3相交流電源(2)の位相と同期した後に、強制し
ゃ断形の静止形スイッチ(9〉がオンにされ、スイッチ
(315)がA11lになされる。かくして、3相交流
電源(2〉の復電時には、負荷母線電圧の大きな急変な
しに3相交流電源(2)がフィルタ(309)の時定数
に従ってゆるやかに有効電力を供給する。
1)を使用する例について説明したが、第10(a)図
に示したよ−うな高周波中間リンク形3相変換器でも同
様の動作を期待できる。この方式は、インバータ゛(7
05)で発生された高周波の単相電源を第10(b)図
に示したような自己消弧形素子による3台のサイクロコ
ンバータ(701)、 (702)、 (703)を使
用して低周波電力に変換し、インダクタンス(706)
、 (707)、 (708)およびコンデンサ(70
9) 。
波の正弦波を得るものである。この場合は、第1r2I
に示したインバータ(1)の制御回路と同じものを構成
し、そのPWM回路の各相出力、例えばU相出力の後に
振分は回路を設け、インバータ出力の極性に応じて同期
させ、第10(b)図のQl、Q2にPWM回路の出力
を振り分けることで、U相出力として第1図のインバー
タ(1)の場合と同じ波形を与えることができる。
ことなく、電流指令値に追従できるものであれば、種々
の3相変換器に適用することができる。
御と電圧コントローラとは共にアナログ制御に従うもの
として説明したが、これ以外にディジタル制御あるいヒ
ステリシスコンパレータ方式など種々の制御方式によっ
ても同様の動作を期待できる。
ーラは3相座標上で、負荷母線電圧コントローラはd−
q2軸座標上で動作するように構成されたが、各コント
ローラはいずれの座標上でも動作するように構成するこ
とができる。
6を介して負荷母線に接続されたが、インダクタンスの
代りにコンデンサを用いても同様の効果を期待できる。
り負荷母線電圧の位相が適当に遅れることにより、交流
電源から所望の電力を得ていたが、コンデンサを使用し
た場合は、交流電源の位相より負荷母線電圧の位相が適
当に進むことにより、所望の電力を交流電源がら得るこ
とができる。
電電源装置)について説明したが、蓄電池の代りに太陽
電池を使用してもよく、この場合は光発電システムに応
用することができる。その場合、第1図に示した直流電
力の指令値PDを太陽電池の発生電力に応じて変化させ
るようにすればよい、これは燃料電池発電システムにも
同様に適用できる。更に、蓄電池を除去し、直流回路に
はコンデンサのみを設け、インバータが、無効電力と高
調波の制御を行ない、交流電源の瞬断を補償するアクテ
ィブフィルタとして動作させても、上記実施例の原理、
構成をそのまま適用することができる。
インバータとして説明したが、エネルギー源を他の交流
電源とし、変換器をサイクロコンバータとしても同様の
効果を期待できる。
るために、「、のq軸成分を検出して負荷母線電圧指令
値を得る例について説明したが、q軸成分の代りにd軸
成分による構成を使用しても同様の効果を期待できる。
動抑制機能を重視するようなシステムにおいては、[會
のd、q軸の青成分をフィードバックし、振動抑制回路
を2つ設けるようにすれげによい。
エネルギー源と3相変換手段とを備え、負荷に供給する
有効、無効、および高調波電力を3相交流電源と3相変
換手段とで分担する3相変換装置において、前記3相変
換手段は、その構成するスイッチング手段により1サイ
クルの間に複数回のスイッチングを行い、これにより瞬
時電圧制御を行うように構成し、更に前記3相交流電源
が分担する有効電力に応じて負荷母線電圧の3相変換手
段への制御指令値の3相交流電源に対する位相を変化さ
せる制御手段を設け、この制御手段を、3相交流電源、
3相変換手段、直流エネルギー源の出力電圧、を流を検
出する検出手段と、3相から2相に、2相から3相に交
流電源の座標軸を変換し制御演算を簡略にする座標変換
手段と、この座標変換手段を交流電源に同期して動作さ
せる位相同期手段と、3相変換手段への制御指令値の係
数を演算する係数演算手段と、以上の部材を介して3相
変換手段の出力電流指令値を作成する電圧制御手段と、
この電圧制御手段からの前記出力電流指令値を制限する
リミッタ手段と、このリミッタ手段の出力から3相変換
手段の出力電圧指令値を作成する電流制御手段と、3相
交流電源の出力電流の振動を抑制する振動抑制手段とで
構成することにより、負荷の高調波による母線電圧の歪
みを除去し、過電流による3相変換手段の故障を回避で
き、電源電圧が変動しても速かに補償を行い負荷母線へ
の影響を十分低減させることができ、更に電源電圧と負
荷電流の3相不平衡に対しても瞬時に効果的に対応制御
することができる効果があり、従来方式の問題点を根本
的に解消できる効果がある。
第2図は第1図の実施例の主要回路部を示す回路図、第
3図は第1図の実施例の電流コントローラの原理を示す
概略回路図、第4図は、同様に第1図の実施例の電圧コ
ントローラの原理を示す概略回路図、第5図、第6図、
第7図は第1図の実施例の交流電源電流の振動を抑制す
る原理を示した回路図、第8図は振動抑制に際して使用
される伝達関数のゲインを示す特性図、第9図は第1図
の実施例の3相変換手段の実施例を示す回路図、第10
図は従来の変換装置を示すブロック図である。 図において、(1)は3相変換手段としてのインバータ
、(2^)は3相交流電源、(3〉は負荷、(4〉は直
流エネルギー源としての蓄電池、(5)、 (13)は
3波手段を構成するインダクタとコンデンサ、(7)は
りアクタンス手段としてのインダクタ、(8〉は負荷母
線、(100)〜(102)、 (104)、 (10
5)は3相交流検出手段としての3相電流検出回路、3
相電圧検出回路、(103)、 (106)は直流エネ
ルギー源検出手段としての蓄電池充電@流検出回路、M
電池電圧検出回路4 (200)は2相/3相変換手段
としての2相/3相変換回路、(201)〜(203)
は3相/2相変換手段としての3相/2相変換回路、(
204)〜(207)は位相同期手段としての位相同期
回路、(301)は電流制御手段としての電流コントロ
ーラ、(302)はリミッタ手段としてのリミッタ、(
303)は電圧制御手段としての電圧コントローラ、<
305)、 (313)は第1係数演算手段、(308
)、 <500)。 (501)は第2係数演算手段、(306)は振動抑制
手段としての[[a振動抑制回路、(310)〜(31
2)は直流エネルギー源制御手段である。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。 箒 図 箒2図 30( 箒5図 形6図 Cd ■cd 淋9図 招IQの 9上〃b 手 続 補 正 書 平成2 年8 月16日
Claims (1)
- 3相交流を負荷母線を介して負荷に供給する3相交流
電源と直流エネルギーを供給する直流エネルギー源と、
この直流エネルギー源に接続されると共に前記負荷母線
に対して前記3相交流電源と並列に接続され、前記負荷
母線を介して前記負荷に前記直流エネルギー源からの直
流エネルギーを交流に変換して供給する3相変換手段と
を備え、前記3相交流電源と前記3相変換手段は前記負
荷に供給する交流電流として、前記負荷の有効、無効、
および高調波電力を分担して供給しており、前記3相変
換手段はその構成するスイッチング手段により1サイク
ルの間に複数回のスイッチングを行い、これにより瞬時
電圧制御を行ってなり、更に前記3相交流電源が分担す
る有効電力に応じて負荷母線電圧の前記3相変換手段へ
の制御指令値の、前記3相交流電源に対する位相を変化
させる制御手段を更に備えこの制御手段は、前記3相交
流電源から前記負荷母線に出力された交流の電圧と電流
の瞬時値をそれぞれ検出する3相交流検出手段と、前記
直流エネルギー源に接続され、その電圧と電流を検出す
る直流エネルギー検出手段と、前記3相交流検出手段に
より検出された3相交流電源電圧が入力されると、内蔵
の発振手段による同期信号と比較し、それらの位相差が
0となるように同期信号を発生する位相同期手段と、前
記3相変換手段に接続され、前記3相交流検出手段によ
り検出された3相変換手段出力電流が極性反転後に入力
されると共に前記3相変換手段出力電流を指令する指令
値が入力されて前記3相変換手段の出力電圧を指令する
3相変換手段出力電圧指令値を前記3相変換手段に出力
する電流制御手段と、この電流制御手段に接続され、こ
の電流制御手段に入力される前記3相変換器出力電流指
令値を制限するリミッタ手段と、前記位相同期手段から
の同期信号に同期して前記検出された3相交流信号を3
相から2相に変換する3相/2相変換手段と、2相で表
した信号を3相に変換する2相/3相変換手段と、制御
信号の係数を算出する第1および第2の係数演算手段と
、出力側が前記2相/3相変換手段を介して前記リミッ
タ手段に接続され、入力側が、前記3相/2相変換手段
を介して前記3相交流検出手段に接続されると共に前記
第1および第2の係数演算手段と座標変換手段を介して
3相交流検出手段に接続され、この3相交流検出手段に
より検出された負荷母線電圧と負荷電流とから3相/2
相変換の後計算された電力の瞬時値を前記係数演算手段
を通して得られた負荷母線電圧の位相指令値から得られ
る負荷母線電圧指令値と、前記3相交流検出手段からの
負荷母線電圧の極性反転信号とが入力され、前記3相/
2相変換手段および前記リミッタを介して前記電流制御
手段に前記3相変換手段出力電流指令値と出力する電圧
制御手段と、前記直流エネルギー検出手段に入力側が接
続され、前記第2係数演算手段に出力側が接続され、前
記直流エネルギー検出手段からの直流エネルギー源充電
電力が入力され、これを基準値と比較し、前記3相交流
検出手段により検出された負荷電力と共に前記第2係数
演算手段に充電電力を送出し、これにより前記電圧制御
手段、前記電流制御手段を介して前記3相変換手段に前
記直流エネルギー源への充電電力をフィードフォワード
せしめる直流エネルギー源制御手段と、前記3相交流検
出手段と前記第1および第2の係数演算手段の間に挿入
され、前記交流電源電流の、その周波数近傍での電気的
振動を抑制する伝達関数を有する交流電源電流振動抑制
手段とを含むことを特徴とする3相変換装置。
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