JPH033673A - Power source - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To reduce noise by providing a load circuit in a charging path of a capacitor from a DC power source. CONSTITUTION:A power source is composed of a series circuit of switching elements Q1-Q2 connected to a DC power source E, diodes D1-D2, a capacitor C1 and an inductor L, and supplies a current to a load circuit R2. The circuit R2 is disposed serially in a charging path from the power source E to the capacitor C1. As a result, a large current does not flow.

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、直流電圧をスイッチングして負荷回路に高周
波電圧を供給する電源装置に間するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention is applied to a power supply device that switches a DC voltage and supplies a high frequency voltage to a load circuit.

［従来の技術］ 従来、直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ装置
として、第９図に示すハーフブリッジ回路が提案されて
いる０図中、Ｅは直流電源であり、例えば、商用交流電
源を整流平滑したものや電池電源等よりなる。Ｑ、、Ｑ
、はスイッチング素子であり、例えばバイポーラトラン
ジスタやＭＯＳＦＥＴ等よりなる。Ｄ、、Ｄ２はフライ
ホイールダイオードであり、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ
２に逆並列接続されている。直流電源Ｅの両端には、ス
イッチング素子Ｑ、、Ｑ２の直列回路とコンデンサＣＣ
２の直列回路が並列接続されている。スイッチング素子
Ｑ＋、Ｑｚの接続点とコンデンサＣ，，Ｃ２の接続点の
間には、インダクタＬを介して負荷回路Ｒが接続されて
いる。には駆動回路であり、スイッチング素子Ｑ　ｉ、
　Ｑ　＊に駆動信号を与えて、スイッチング素子Ｑ　２
．　Ｑ　ｔを交互にオン・オフさせる。[Prior Art] Conventionally, a half-bridge circuit shown in Fig. 9 has been proposed as an inverter device for converting DC voltage into high-frequency voltage. Consists of smooth material, battery power, etc. Q,,Q
, is a switching element, and is made of, for example, a bipolar transistor or a MOSFET. D, , D2 are flywheel diodes, and switching elements Q, , Q
2 are connected in antiparallel. A series circuit of switching elements Q, Q2 and a capacitor CC are connected to both ends of the DC power supply E.
Two series circuits are connected in parallel. A load circuit R is connected via an inductor L between a connection point between switching elements Q+ and Qz and a connection point between capacitors C and C2. is a drive circuit, which includes switching elements Q i,
Applying a drive signal to Q*, the switching element Q2
．． Turn Qt on and off alternately.

第１０図はスイッチング素子Ｑ、、Ｑ、の駆動信号の波
形図である。FIG. 10 is a waveform diagram of drive signals for switching elements Q, , Q.

以下、上記回路の動作について説明する。直流電源Ｅに
よってコンデンサＣ１，Ｃ２には（Ｅ／２）の直流電圧
がそれぞれ充電される。The operation of the above circuit will be explained below. A DC power supply E charges the capacitors C1 and C2 with a DC voltage of (E/2), respectively.

（ａ）スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子
Ｑ２がオフになると、直流電源Ｅがらスイッチング素子
Ｑ１、インダクタし、負荷回路Ｒを介してコンデンサＣ
２に電流が流れ、コンデンサＣ２が充電される。また、
コンデンサＣ３の充電電圧を電源として、スイッチング
素子Ｑ１、インダクタし、負荷回路Ｒを介して電流が流
れ、コンデンサＣ５が放電する。(a) When switching element Q1 is turned on and switching element Q2 is turned off, DC power supply E connects switching element Q1, inductor, and capacitor C through load circuit R.
Current flows through C2, charging capacitor C2. Also,
Using the charging voltage of the capacitor C3 as a power source, current flows through the switching element Q1, the inductor, and the load circuit R, and the capacitor C5 is discharged.

（ｂ）次に、スイッチング素子Ｑ　、Ｑ　２が共にオフ
すると、インダクタＬの残留エネルギーによりインダク
タし、負荷回路Ｒ、コンデンサＣ２、ダイオードＤ２を
介して帰還電流が流れ、コンデンサＣ３が充電される。(b) Next, when switching elements Q 1 and Q 2 are both turned off, the residual energy of inductor L acts as an inductor, and a feedback current flows through load circuit R, capacitor C2, and diode D2, and capacitor C3 is charged.

（ｃ）次に、スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチン
グ素子Ｑ２がオンになると、直流電源Ｅからコンデンサ
Ｃ１、負荷回路Ｒ、インダクタし、スイッチング素子Ｑ
２を介して電流が流れ、コンデンサＣ３が充電される。(c) Next, when the switching element Q1 is turned off and the switching element Q2 is turned on, the DC power supply E is connected to the capacitor C1, the load circuit R, and the inductor, and the switching element Q
Current flows through C2 and charges capacitor C3.

また、コンデンサＣ２の充電電圧を電源として、負荷回
路Ｒ、インダクタし、スイッチング素子Ｑ２を介して電
流が流れ、コンデンサＣ２が放電する。Further, using the charging voltage of the capacitor C2 as a power source, a current flows through the load circuit R, the inductor, and the switching element Q2, and the capacitor C2 is discharged.

（ｄ）次に、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ２が共にオフす
ると、インダクタＬの残留エネルギーによりインダクタ
し、ダイオードＤ３、コンデンサＣ１、負荷回路Ｒを介
して帰還電流が流れ、コンデンサＣが充電される。(d) Next, when switching elements Q, Q2 are both turned off, the residual energy of inductor L acts as an inductor, and a feedback current flows through diode D3, capacitor C1, and load circuit R, and capacitor C is charged.

以下、上記の過程（ａ）〜（ｄ）を繰り返し、負荷回路
Ｒには高周波交流電流が流れる。Thereafter, the above steps (a) to (d) are repeated, and a high frequency alternating current flows through the load circuit R.

［発明が解決しようとする課題］ ところで、上記の動作説明は理想的な回路構成に関する
ものであり、実際の回路構成では、プリント基板のパタ
ーン上のインダクタンス分により若干具なる動作となる
。特に、スイッチング周波数が高くなるにつれて、この
ようなプリント基板のパターン上のインダクタンス分が
無視できなくなる。[Problems to be Solved by the Invention] By the way, the above description of the operation relates to an ideal circuit configuration, and in an actual circuit configuration, the operation will be slightly specific depending on the inductance on the pattern of the printed circuit board. In particular, as the switching frequency increases, the inductance on the printed circuit board pattern cannot be ignored.

第１１図は上記回路をプリント基板上に実際に構成した
場合の等価回路であり、プリント基板のパターン上のイ
ンダクタンス分り、〜Ｌ４を含んでいる。これらのイン
ダクタンス分り、〜Ｌ、に流れる電流は、スイッチング
動作に伴って断続されるので、残留エネルギーにより帰
還電流を発生する。FIG. 11 shows an equivalent circuit when the above circuit is actually constructed on a printed circuit board, and includes an inductance .about.L4 on the pattern of the printed circuit board. Since the current flowing through these inductances, ˜L, is interrupted in accordance with the switching operation, a feedback current is generated due to residual energy.

例えば、スイッチング素子Ｑ１がオンしているときには
、直流電源Ｅからインダクタンス分Ｌ１、スイッチング
素子Ｑ１、インダクタし、負荷回路Ｒ、コンデンサＣ２
、インダクタンス分Ｌ　＜　、　Ｌ　ｓを介して電流が
流れる。この状態からスイッチング素子Ｑ１がオフする
と、インダクタンス分り、、Ｌ。For example, when the switching element Q1 is on, the inductance L1 from the DC power supply E, the switching element Q1, the inductor, the load circuit R, and the capacitor C2.
, a current flows through the inductance L<, Ls. When the switching element Q1 is turned off from this state, the inductance becomes L.

に関しては図示された方向の電圧を発生し、電流を流し
続けようとする。このため、第１１図の矢印に示すよう
に、直流電源Ｅからインダクタンス分Ｌ　＋　、　Ｌ　
２、コンデンサＣ，，Ｃ２、インダクタンス分Ｌ　４　
、　Ｌ　ｙを介して電流Ｉ′が流れる。この電流Ｉ′は
負荷回路Ｒに流れることはないので、全く無駄な電流で
ある。しかも、スイッチング素子Ｑ１のオフ動作に伴い
急峻に変化するので、高い周波数成分を含み、インダク
タンス分り、〜Ｌ４及びコンデンサＣ，，Ｃ，等のＬＣ
成分によって振動や共振を発生しやすい。In this case, a voltage is generated in the direction shown in the figure, and the current continues to flow. Therefore, as shown by the arrow in FIG. 11, the inductance L + , L
2. Capacitor C,, C2, inductance L 4
, Ly flows through the current I'. Since this current I' does not flow through the load circuit R, it is a completely useless current. Moreover, since it changes sharply with the off operation of switching element Q1, it contains high frequency components, and the inductance, ~L4 and capacitors C, , C, etc.
Vibration and resonance are likely to occur depending on the components.

第１２図はインダクタンス分り、〜Ｌ、の値の変化によ
って、第１１図に示す電流■゛を含む入力電流Ｉｉｎが
、どのように変化するかを示すグラフである。２横軸の
インダクタンス比は、プリント基板上の成る長さのパタ
ーンによるインダクタンス分を１としてインダクタンス
分の大きさを表している。第１２図から明らかなように
、インダクタンス分が変化することにより、コンデンサ
Ｃ，，Ｃ２等の容量成分との共振状態、振動状態が変化
するため、入力電流Ｉｉｎも変化し、インダクタンス分
の値によっては強い共振電流が流れ、大きな入力電流Ｉ
ｉｎが流れてしまう、故に、回路内で発生するノイズ成
分が増大して、外部の機器へ悪影響を与えたり、大きな
共振電流が流れることによって、回路部品の信頼性の低
下等の問題を招いていた。FIG. 12 is a graph showing how the input current Iin, including the current Iin shown in FIG. 11, changes as the value of the inductance, ~L, changes. The inductance ratio on the two horizontal axes represents the magnitude of the inductance, with the inductance due to the length pattern on the printed circuit board taken as 1. As is clear from Fig. 12, as the inductance changes, the resonance state and vibration state with the capacitance components such as capacitors C, C2, etc. change, so the input current Iin also changes, depending on the value of the inductance. A strong resonant current flows, and a large input current I
As a result, the noise components generated within the circuit increase, which may have a negative impact on external equipment, or cause a large resonant current to flow, causing problems such as a decrease in the reliability of circuit components. Ta.

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、ハーフブリッジ式のインバータ
回路を用いた電源装置において、配線のインダクタンス
成分と回路内の容量成分とで生じる共振電流に起因する
不都合を解消することにある。The present invention has been made in view of the above points, and its purpose is to reduce the resonance caused by the inductance component of the wiring and the capacitance component in the circuit in a power supply device using a half-bridge type inverter circuit. The purpose is to eliminate inconveniences caused by electric current.

［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第１
図に示すように、交互にオン・オフされる一対のスイッ
チング素子Ｑ、、Ｑ２の直列回路を直流電源Ｅに並列的
に接続し、直流電源Ｅと並列的に接続されるコンデンサ
Ｃ１を備え、前記直流電源Ｅ又はコンデンサＣＩの直流
電圧をスイッチング素子Ｑ　３．　Ｑ　２を介して高周
波電圧に変換し、この高周波電圧を負ＩＷ回路Ｒに供給
する電源装置において、前記負荷回路Ｒを少なくとも直
流電源ＥからコンデンサＣ１への充電経路中に直列的に
挿入したことを特徴とするものである。[Means for Solving the Problems] In the present invention, in order to solve the above problems, the first
As shown in the figure, a series circuit of a pair of switching elements Q, Q2 that are turned on and off alternately is connected in parallel to a DC power source E, and a capacitor C1 is connected in parallel to the DC power source E. The DC voltage of the DC power supply E or the capacitor CI is connected to the switching element Q3. In the power supply device that converts the high-frequency voltage into a high-frequency voltage via Q2 and supplies this high-frequency voltage to the negative IW circuit R, the load circuit R is inserted in series at least in the charging path from the DC power supply E to the capacitor C1. It is characterized by:

［作用］ 本発明にあっては、このように、少なくとも直流電源Ｅ
からコンデンサＣ７への充電経路中に負荷回路Ｒを配し
たので、この経路中に流れる電流は負荷回路Ｒにより減
衰され、強い共振電流や振動電流が流れることはない。[Function] In the present invention, as described above, at least the DC power source E
Since the load circuit R is disposed in the charging path from the capacitor C7 to the capacitor C7, the current flowing in this path is attenuated by the load circuit R, and a strong resonant current or oscillating current does not flow.

［実施例１］ 第１図は本発明の第１実施例の回路図である。[Example 1] FIG. 1 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention.

以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅには
、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ２の直列回路が並列接続さ
れている。スイッチング素子ＱＩ、Ｑ２はバイポーラト
ランジスタよりなり、ダイオードＤ　＋　、　Ｄ　２を
それぞれ逆並列接続されている。スイッチング素子Ｑ　
１．　Ｑ　２がパ’１７−Ｍ０ＳＦＥＴＪ：’）なる場
合には、ダイオードＤ　＋　、　Ｄ　２はスイッチング
素子の内部に寄生する逆並列ダイオードにより代用する
ことができる。スイッチング素子Ｑ、、Ｑ２の直列回路
の両端には、コンデンサＣＩを介して負荷回路Ｒが接続
されている。コンデンサＣ１と負荷回路Ｒの接続点と、
スイッチング素子Ｑ、、Ｑ２の接続点の間には、インダ
クタＬが接続されている。The circuit configuration will be explained below. A series circuit of switching elements Q, Q2 is connected to the DC power supply E in parallel. The switching elements QI and Q2 are made of bipolar transistors, and have diodes D + and D 2 connected in antiparallel, respectively. Switching element Q
1. When Q 2 becomes a par'17-M0SFETJ:'), the diodes D + and D 2 can be replaced by anti-parallel diodes parasitic inside the switching element. A load circuit R is connected to both ends of the series circuit of switching elements Q, Q2 via a capacitor CI. A connection point between capacitor C1 and load circuit R,
An inductor L is connected between the connection points of the switching elements Q, Q2.

本実施例にあっては、直流電源ＥからコンデンサＣ１へ
の充電電流が流れる経路中に負荷回路Ｒが直列的に挿入
されている。このため、上述の第１１図の矢印で示した
ような電流Ｉ゛が流れようとしても、この電流は負荷回
路Ｒにより減衰される。したがって、プリント基板のパ
ターン上のインダクタンス分Ｌ　１．　Ｌ　２がコンデ
ンサＣ１と共振しても、その共振電流は減衰し、大きな
電流は流れない。In this embodiment, a load circuit R is inserted in series in a path through which a charging current flows from a DC power supply E to a capacitor C1. Therefore, even if a current I' as indicated by the arrow in FIG. 11 above attempts to flow, this current is attenuated by the load circuit R. Therefore, the inductance L on the printed circuit board pattern is 1. Even if L2 resonates with capacitor C1, the resonant current is attenuated and no large current flows.

［実施例２］ 第２図は本発明の第２実施例の回路図である。[Example 2] FIG. 2 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention.

本実施例にあっては、第９図に示す回路構成において、
インダクタＬと負荷回路Ｒとの直列回路をインダクタし
のみに置き換えると共に、各コンデンサＣ，，Ｃ２に負
荷回路Ｒ，，Ｒ，をそれぞれ直列的に接続したものであ
る。各スイッチング素子Ｑ１゜Ｑ２に供給される駆動信
号は、第１０図に示す波形と同じである。各スイッチン
グ素子Ｑ、、Ｑ２が交互にオンされることによって、コ
ンデンサＣ＋　。In this embodiment, in the circuit configuration shown in FIG.
The series circuit of an inductor L and a load circuit R is replaced with an inductor only, and a load circuit R, , R, is connected in series to each capacitor C, , C2. The drive signal supplied to each switching element Q1-Q2 has the same waveform as shown in FIG. By alternately turning on each switching element Q, , Q2, the capacitor C+.

Ｃ２には直流電源Ｅから所定の直流電圧が充電される。C2 is charged with a predetermined DC voltage from a DC power supply E.

第３図（ａ）〜（ｄ）は本実施例の動作波形図である。FIGS. 3(a) to 3(d) are operational waveform diagrams of this embodiment.

以下、同図を参照しながら、本実施例の動作について説
明する。The operation of this embodiment will be described below with reference to the same figure.

（ａ）まず、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチン
グ素子Ｑ２がオフのときには、第３図（ａ）に示すよう
に、スイッチング素子Ｑ、を介してインダクタしに電流
ｉＬが流れる。この電流１．は、コンデンサＣＩの放電
により負荷回路Ｒ１に流れる電流１１と、直流電源Ｅか
ら負荷回路Ｒ２を介してコンデンサＣ２を充電する電流
１２よりなる。(a) First, when the switching element Q1 is on and the switching element Q2 is off, a current iL flows into the inductor via the switching element Q, as shown in FIG. 3(a). This current 1. is composed of a current 11 flowing into the load circuit R1 due to discharge of the capacitor CI, and a current 12 charging the capacitor C2 from the DC power supply E via the load circuit R2.

（ｂ）次に、スイッチング素子Ｑ　１．　Ｑ　２が共に
オフになると、第３図（ｂ）に示すように、ダイオード
Ｄ２を介してインダクタしに電流ｉｏｚが流れる。この
電流ｉｏｚは、インダクタＬの残留エネルギーにより負
荷回路Ｒ１とコンデンサＣ１を介して直流電源Ｅに帰還
される電流ｊ、と、インダクタＬの残留エネルギーによ
り負荷回路Ｒ２を介してコンデンサＣ２を充電する電流
１２よりなる。(b) Next, switching element Q1. When both Q2 are turned off, a current ioz flows into the inductor via the diode D2, as shown in FIG. 3(b). This current ioz includes a current j that is fed back to the DC power supply E through the load circuit R1 and the capacitor C1 due to the residual energy of the inductor L, and a current that charges the capacitor C2 through the load circuit R2 due to the residual energy of the inductor L. Consists of 12.

（ｃ）次に、スイッチング素子Ｑ、がオフ、スイッチン
グ素子Ｑ２がオンになると、第３図（ｃ）に示すように
、スイッチング素子Ｑ２を介してインダクタしに電流ｉ
Ｌが流れる。この電流ｉＬは、直流電源Ｅから負荷回路
Ｒ１を介してコンデンサＣＩを充電する電流１１と、コ
ンデンサＣ２の放電により負荷回路Ｒ２に流れる電流１
２よりなる。(c) Next, when the switching element Q is turned off and the switching element Q2 is turned on, a current i flows into the inductor via the switching element Q2, as shown in FIG. 3(c).
L flows. This current iL includes a current 11 that charges the capacitor CI from the DC power supply E via the load circuit R1, and a current 1 that flows to the load circuit R2 due to discharge of the capacitor C2.
Consists of 2.

（ｄ）次に、スイッチング素子Ｑ　＋　、　Ｑ　２が共
にオフになると、第３図（、（）に示すように、ダイオ
ードＤ、を介してインダクタしに電流ｉＤ１が流れる。(d) Next, when switching elements Q + and Q 2 are both turned off, a current iD1 flows through the inductor via the diode D, as shown in FIG.

この電流ｉｏ、は、インダクタＬの残留エネルギーによ
り負荷回路Ｒ，を介してコンデンサＣ１を充電する電流
１１と、インダクタＬの残留エネルギーによりコンデン
サＣ２と負荷回路Ｒ１を介して直Ｎａｔ源Ｅに帰還され
る電流１２よりなる。This current io, is a current 11 that charges the capacitor C1 via the load circuit R, due to the residual energy of the inductor L, and a current 11 that charges the capacitor C1 via the load circuit R, due to the residual energy of the inductor L, and is directly fed back to the Nat source E via the capacitor C2 and the load circuit R1. It consists of a current 12.

上記の動作説明は理想的な回路構成に関するものであり
、実際の回路構成では、プリント基板のパターン上のイ
ンダクタンス分により若干具なる動作となる。特に、ス
イッチング周波数が高くなるにつれて、このようなプリ
ント基板のパターン上のインダクタンス分が無視できな
くなる。The above description of the operation relates to an ideal circuit configuration, and in an actual circuit configuration, the operation will be slightly specific depending on the inductance on the pattern of the printed circuit board. In particular, as the switching frequency increases, the inductance on the printed circuit board pattern cannot be ignored.

第４図は上記回路をプリント基板上に実際に構成した場
合の等価回路であり、プリント基板のパターン上のイン
ダクタンス分Ｌｌ〜Ｌ４を含んでいる。これらのインダ
クタンス分し、〜Ｌ、に流れる電流は、スイッチング動
作に伴って断続されるので、残留エネルギーにより帰還
電流を発生する。FIG. 4 shows an equivalent circuit when the above circuit is actually constructed on a printed circuit board, and includes inductances L1 to L4 on the pattern of the printed circuit board. Since the current flowing through these inductances and ~L is interrupted in accordance with the switching operation, a feedback current is generated due to residual energy.

例えば、スイッチング素子Ｑ＋がオンしているときには
、直流電源Ｅからインダクタンス分Ｌ１、スイッチング
素子Ｑ１．インダクタし、負荷回路Ｒ２、コンデンサＣ
３、インダクタンス分り、、Ｌ。For example, when switching element Q+ is on, inductance L1 is transferred from DC power supply E to switching element Q1. Inductor, load circuit R2, capacitor C
3. Inductance, L.

を介して電流が流れる。この状態からスイッチング素子
Ｑ１がオフすると、インダクタンス分Ｌ１゜し、に関し
ては図示された方向の電圧を発生し、電流を流し続けよ
うとする。このため、第４図の矢印に示すように、直流
電源Ｅからインダクタンス分Ｌ　＋　、　Ｌ　ｔ、コン
デンサＣ，、負荷回路Ｒ，，Ｒ，、コンデンサＣ２、イ
ンダクタンス分り、、Ｌ、を介して電流Ｉが流れる。し
かるに、本実施例では、この電流Ｉは負荷回路Ｒ，，Ｒ
２を介して流れるので、全く無駄な電流となるわけでは
ない、また、負荷回路Ｒ，，Ｒ，の存在により、前記電
流■が減衰されるので、インダクタンス分り、〜Ｌ、と
コンデンサＣ１，Ｃ２等のＬＣ共振作用による共振電流
や振動電流が大きく増大することはない。Current flows through. When the switching element Q1 is turned off from this state, an inductance L1° is generated, and a voltage is generated in the direction shown in the figure, so that the current continues to flow. Therefore, as shown by the arrow in Fig. 4, current flows from the DC power source E through the inductance portions L + , L t, the capacitor C, the load circuit R, , R, the capacitor C2, and the inductance portion , L. I flows. However, in this embodiment, this current I is connected to the load circuits R, , R
2, so the current is not wasted at all. Furthermore, the current (2) is attenuated by the presence of the load circuits R, , R, so that the inductance, ~L, and the capacitors C1, C2 The resonant current and oscillating current due to the LC resonance effect will not increase significantly.

第５図はインダクタンス分Ｌ１〜Ｌ、の値の変化によっ
て、第４図に示す電流Ｉを含む入力電流Ｉｉｎが、どの
ように変化するかを示すグラフである。FIG. 5 is a graph showing how the input current Iin including the current I shown in FIG. 4 changes as the values of the inductances L1 to L change.

横軸のインダクタンス比は、プリント基板上の成る長さ
のパターンによるインダクタンス分を１としてインダク
タンス分の大きさを表している。第５図から明らかなよ
うに、インダクタンス分が変化することにより、従来例
では、入力電流Ｉｉｎも変化し、インダクタンス分の値
によっては強い共振電流が流れ、大きな入力電流ｆｉｎ
が流れてしまうが、本発明では、入力電流Ｉｉｎは殆ど
変化しない、故に、本発明ではプリント基板のパターン
上のインダクタンス成分の影響を受けることがなく、大
きな共振電流が流れることがないので、ノイズ成分の増
大を防止でき、回路部品の信頼性の向上が可能となる。The inductance ratio on the horizontal axis represents the magnitude of the inductance, with the inductance due to the length pattern on the printed circuit board taken as 1. As is clear from FIG. 5, in the conventional example, as the inductance changes, the input current Iin also changes, and depending on the value of the inductance, a strong resonant current flows, resulting in a large input current fin.
However, in the present invention, the input current Iin hardly changes.Therefore, in the present invention, it is not affected by the inductance component on the pattern of the printed circuit board, and a large resonant current does not flow, so that noise is reduced. It is possible to prevent an increase in components and improve the reliability of circuit components.

［実施例３］ 第６図は本発明の第３実施例の回路図である。[Example 3] FIG. 6 is a circuit diagram of a third embodiment of the present invention.

本実施例にあっては、第４図に示す回路において、負荷
回路Ｒ，，Ｒ，とじて放電灯Ｌａ、、Ｉ、ａ２を接続し
たものである０図中、Ｂはバランサであり、一方の放電
灯が先に点灯した場合にミそのランプ電流により他方の
放電灯の両端電圧を増加させて、他方の放電灯も点灯さ
せるためのトランスである。In this embodiment, in the circuit shown in Fig. 4, discharge lamps La, , I, and a2 are connected to load circuits R, , R, and B in Fig. 4 is a balancer; This is a transformer that when one discharge lamp is lit first, the voltage across the other discharge lamp is increased by the lamp current, and the other discharge lamp is also lit.

各放電灯Ｌａｄ、Ｌａ２の非電源側には、それぞれ予熱
電流通電用のコンデンサＣｓ　、　Ｃ４が逆並列接続さ
れている。また、本実施例にあっては、商用交流電源Ａ
ＣをダイオードブリッジＤＢにより全波整流し、コンデ
ンサＣ０により平滑して、直流電源Ｅとしている。その
他の回路構成及び動作については、第４図に示す回路と
同様である。Capacitors Cs and C4 for supplying preheating current are connected in antiparallel to the non-power side of each of the discharge lamps Lad and La2, respectively. In addition, in this embodiment, commercial AC power supply A
C is full-wave rectified by a diode bridge DB and smoothed by a capacitor C0 to provide a DC power source E. Other circuit configurations and operations are similar to the circuit shown in FIG. 4.

なお、本実施例においては、予熱時には放電灯Ｌａｄ、
Ｌａｗの放電路が高インピーダンス状態となり、予熱用
のコンデンサＣ３、Ｃ４を介して共振電流が流れること
になるが、この場合においても、放電灯Ｌａ、、Ｌａ２
の各フィラメントが電流の減衰要素として作用するので
、インダクタンス分Ｌ〜Ｌ４とコンデンサＣ８〜Ｃ４の
共振作用により大きな共振電流が流れることはない。In addition, in this embodiment, during preheating, the discharge lamps Lad,
The discharge path of Law becomes a high impedance state, and a resonant current flows through the preheating capacitors C3 and C4, but even in this case, the discharge lamps La, La2
Since each filament acts as a current attenuation element, a large resonant current will not flow due to the resonance effect of the inductances L to L4 and the capacitors C8 to C4.

［実施例４］ 第７図は本発明の第４実施例の回路図である。[Example 4] FIG. 7 is a circuit diagram of a fourth embodiment of the present invention.

本実施例にあっては、第４図に示す回路において、コン
デンサＣ２をインダクタＬと直列に接続したものである
。その結果として、負荷回路Ｒ，，Ｒ２に流れる電流波
形は異なることになるが、直流電源ＥからコンデンサＣ
，，Ｃ２への充電経路中に負荷回路Ｒ，，Ｒ２が直列的
に挿入されているため、インダクタンス分り、〜Ｌ、に
よる共振電流は負荷回路Ｒ１，Ｒｚにより減衰される１
本実施例の回路動作については、第４図に示す回路と基
本的に同じであるので、重複する説明は省略する。In this embodiment, the capacitor C2 is connected in series with the inductor L in the circuit shown in FIG. As a result, the current waveforms flowing through the load circuits R, , R2 will be different, but from the DC power supply E to the capacitor C.
,, Since the load circuits R,, R2 are inserted in series in the charging path to C2, the resonant current due to the inductance, ~L, is attenuated by the load circuits R1, Rz.
The circuit operation of this embodiment is basically the same as that of the circuit shown in FIG. 4, so redundant explanation will be omitted.

［実施例５］ 第８図は本発明の第５実施例の回路図である。[Example 5] FIG. 8 is a circuit diagram of a fifth embodiment of the present invention.

本実施例にあっては、第４図に示す回路において、イン
ダクタＬと直列に負荷回路Ｒ３を接続したものである。In this embodiment, a load circuit R3 is connected in series with the inductor L in the circuit shown in FIG.

また、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ２として、逆並列ダイ
オードを内蔵したパワーＭＯ３ＦＥＴを使用しているの
で、逆並列ダイオードＤＤ２は省略している。なお、イ
ンダクタしに２次巻線を設けて、この２次巻線に負荷回
路Ｒコを接続しても構わない。Furthermore, since power MO3FETs with built-in anti-parallel diodes are used as the switching elements Q, Q2, the anti-parallel diode DD2 is omitted. Note that a secondary winding may be provided in the inductor and the load circuit R may be connected to this secondary winding.

［発明の効果］ 本発明によれば、交互にオン・オフされる一対のスイッ
チング素子の直列回路を直流電源に並列的に接続し、直
流電源と並列的に接続されるコンデンサを備え、前記直
流電源又はコンデンサの直流電圧をスイッチング素子を
介して高周波電圧に変換し、この高周波電圧を負荷回路
に供給する電源装置において、前記負荷回路を少なくと
も直流電源からコンデンサへの充電経路中に直列的に挿
入したので、配線のインダクタンス分と回路内のコンデ
ンサを含む容量成分とで生じる共ｆｉ電流や振動電流が
流れても、前記負荷回路の存在により電流が減衰するの
で、大きな電流が流れることはなくなり、これにより、
電源装置のノイズを低減でき、回路部品の信頼性を向上
させることができるという効果がある。[Effects of the Invention] According to the present invention, a series circuit of a pair of switching elements that are turned on and off alternately is connected in parallel to a DC power supply, and a capacitor is connected in parallel to the DC power supply, and the DC In a power supply device that converts DC voltage of a power supply or a capacitor into a high-frequency voltage via a switching element and supplies this high-frequency voltage to a load circuit, the load circuit is inserted in series at least in a charging path from the DC power supply to the capacitor. Therefore, even if a common fi current or oscillating current generated by the inductance of the wiring and the capacitance component including the capacitor in the circuit flows, the current is attenuated by the presence of the load circuit, so a large current will no longer flow. This results in
This has the effect of reducing noise in the power supply and improving the reliability of circuit components.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図は本発明
の第２実施例の回路図、第３図（ａ）乃至（ｄ）は同上
の動作説明のための回路図、第４図は同上の等価回路図
、第５図は同上の動作説明図、第６図は本発明の第３実
施例の回路図、第７図は本発明の第４実施例の回路図、
第８図は本発明の第５実施例の回路図、第９図は従来例
の回路図、第１０図は同上の動作波形図、第１１図は同
上の等価回路図、第１２図は同上の動作説明図である。 Ｅは直流電源、Ｃ，、Ｃ２はコンデンサ、Ｋは駆動回路
、Ｑ、、Ｑ、はスイッチング素子、Ｒ１，Ｒ２は負荷回
路である。 第１図FIG. 1 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention, and FIGS. 3(a) to (d) are circuit diagrams for explaining the operation of the same. , FIG. 4 is an equivalent circuit diagram of the same as above, FIG. 5 is an operation explanatory diagram of the same as above, FIG. 6 is a circuit diagram of a third embodiment of the present invention, and FIG. 7 is a circuit diagram of a fourth embodiment of the present invention. ,
Fig. 8 is a circuit diagram of the fifth embodiment of the present invention, Fig. 9 is a circuit diagram of a conventional example, Fig. 10 is an operation waveform diagram of the same as the above, Fig. 11 is an equivalent circuit diagram of the same as the above, and Fig. 12 is the same as the above. FIG. E is a DC power supply, C, C2 are capacitors, K is a drive circuit, Q, Q are switching elements, and R1, R2 are load circuits. Figure 1

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] （１）交互にオン・オフされる一対のスイッチング素子
の直列回路を直流電源に並列的に接続し、直流電源と並
列的に接続されるコンデンサを備え、前記直流電源又は
コンデンサの直流電圧をスイッチング素子を介して高周
波電圧に変換し、この高周波電圧を負荷回路に供給する
電源装置において、前記負荷回路を少なくとも直流電源
からコンデンサへの充電経路中に直列的に挿入したこと
を特徴とする電源装置。(1) A series circuit of a pair of switching elements that are turned on and off alternately is connected in parallel to a DC power supply, and a capacitor is connected in parallel to the DC power supply, and the DC voltage of the DC power supply or the capacitor is switched. A power supply device that converts a high-frequency voltage through an element and supplies this high-frequency voltage to a load circuit, characterized in that the load circuit is inserted in series at least in a charging path from a DC power source to a capacitor. .