JPH0330330B2 - - Google Patents
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- JPH0330330B2 JPH0330330B2 JP4078785A JP4078785A JPH0330330B2 JP H0330330 B2 JPH0330330 B2 JP H0330330B2 JP 4078785 A JP4078785 A JP 4078785A JP 4078785 A JP4078785 A JP 4078785A JP H0330330 B2 JPH0330330 B2 JP H0330330B2
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Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
本発明は局部発振信号を除去し、パルス雑音成
分を検波して受信機のゲートを制御する受信機の
パルス雑音検出回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a pulse noise detection circuit for a receiver that removes local oscillation signals, detects pulse noise components, and controls the gate of the receiver.
[発明の概要]
本発明のパルス雑音検出回路は受信機におい
て、パルス雑音成分検波信号を保持する二つの保
持手段を備え、受信希望信号以外の電波が存在す
るときに起こるビート信号の周期にそれらの保持
手段の出力を切り換え、それらの保持手段を経な
いパルス雑音成分検波信号と上記出力を比較する
ことによつてパルス雑音成分が検出される。[Summary of the Invention] The pulse noise detection circuit of the present invention is provided in a receiver with two holding means for holding pulse noise component detection signals, and the pulse noise detection circuit of the present invention includes two holding means for holding a pulse noise component detection signal, and detects the pulse noise component detection signal in the period of a beat signal that occurs when a radio wave other than the signal desired to be received is present. The pulse noise component is detected by switching the outputs of the holding means and comparing the output with a pulse noise component detection signal that does not pass through these holding means.
[従来の技術]
第5図は従来普通に使用されているパルス雑音
検出回路を含むAM受信機の構成を示すブロツク
図で、図中、はAM受信機部で、はパルス雑
音検出部である。AM受信機部はアンテナ1か
ら入力された電波を増幅する高周波増幅器2、周
波数変換を行なう混合回路3、IF信号を増幅す
る中間周波増幅器4および検波器5から成り、雑
音を除去するゲート回路6を通してオーデイオ信
号が出力される。[Prior Art] Figure 5 is a block diagram showing the configuration of an AM receiver including a pulse noise detection circuit that has been commonly used in the past. In the figure, indicates the AM receiver section, and indicates the pulse noise detection section. . The AM receiver section consists of a high frequency amplifier 2 that amplifies the radio waves input from the antenna 1, a mixing circuit 3 that performs frequency conversion, an intermediate frequency amplifier 4 that amplifies the IF signal, and a detector 5, and a gate circuit 6 that removes noise. The audio signal is output through.
パルス雑音検出部は比較的広帯域となつてい
るIF信号として混合回路3の出力信号を用いる。
この信号を、混合回路3の出力の中に含まれる局
部発振信号のもれを落すためのIFフイルタ7、
増幅器8、検波器9、パルス雑音成分を取り出す
ための帯域通過フイルタ10を通し、スイツチン
グパルスを発生させるためのシユミツトトリガ回
路11を通してスイツチングパルスを作り、ゲー
ト回路6を制御する。帯域通過フイルタ10の帯
域は、オーデイオ信号を取り除き、不要な高域成
分を落すように定められるが、雑音検出に用いて
いるIF信号の帯域が広いために、希望受信信号
以外も含むこととなり、希望受信信号以外の放送
波とのビート信号が帯域通過フイルタ10の出力
に生じ、それがパルス雑音検出を妨害する。 The pulse noise detection section uses the output signal of the mixing circuit 3 as an IF signal having a relatively wide band.
This signal is passed through an IF filter 7 for removing leakage of the local oscillation signal contained in the output of the mixing circuit 3;
A switching pulse is generated through an amplifier 8, a detector 9, a bandpass filter 10 for extracting pulse noise components, and a Schmitt trigger circuit 11 for generating a switching pulse, and the gate circuit 6 is controlled. The band of the band pass filter 10 is determined to remove audio signals and drop unnecessary high-frequency components, but since the IF signal used for noise detection has a wide band, it includes signals other than the desired received signal. A beat signal with a broadcast wave other than the desired received signal occurs at the output of the bandpass filter 10, which interferes with pulse noise detection.
したがつて、第5図に示す従来の方式では、希
望信号以外の電波がその近くに有るときは、パル
ス雑音検出が行なえない欠点がある。 Therefore, the conventional method shown in FIG. 5 has the disadvantage that pulse noise cannot be detected when radio waves other than the desired signal are present nearby.
第6図はこの問題を解決するために考えられて
いる雑音検出部を示す。AM放送のチヤンネルス
ペースは、9または10kHzである。したがつてビ
ート周波数は9kHzの整数倍となる。それ故、9k
Hzの整数倍の周波数成分を除去するために、遅延
素子12を用いた櫛形フイルタ13が挿入されて
いる。 FIG. 6 shows a noise detector considered to solve this problem. The channel space for AM broadcasting is 9 or 10kHz. Therefore, the beat frequency is an integral multiple of 9kHz. Therefore, 9k
A comb filter 13 using a delay element 12 is inserted to remove frequency components that are integral multiples of Hz.
[発明が解決しようとする課題]
第6図に示す回路ではビート周波数成分は除去
されるが、この遅延素子12の遅延時間は100μs
程度となり、価格が高い欠点があり、実用化され
ていない。[Problems to be Solved by the Invention] In the circuit shown in FIG. 6, the beat frequency component is removed, but the delay time of this delay element 12 is 100 μs.
However, it has the drawback of high price and has not been put into practical use.
本発明の目的は、したがつて、遅延素子を用い
ることなしに、第6図に示す回路を同じ目的を達
することができる。すなわち放送局間のビートに
よる妨害の影響を減少させることができる受信機
のパルス雑音検出回路を提供することである。 The object of the invention is therefore to enable the circuit shown in FIG. 6 to achieve the same object without using delay elements. That is, it is an object of the present invention to provide a pulse noise detection circuit for a receiver that can reduce the influence of interference caused by beats between broadcast stations.
[課題を解決するための手段]
上記目的を達成するために、本発明による受信
機のパルス雑音検出回路は、パルス雑音成分検波
信号を保持する第1および第2の保持手段と、該
第1および第2の保持手段の入力を交互に切り換
える切換え手段と、交互に出力される上記保持手
段の出力から上記パルス雑音成分検波信号を検出
し、上記ゲートを制御するパルス信号を発生する
判定手段とを含むことを要旨とする。[Means for Solving the Problem] In order to achieve the above object, a pulse noise detection circuit for a receiver according to the present invention includes first and second holding means for holding a pulse noise component detected signal; and a switching means for alternately switching the input of the second holding means, and a determining means for detecting the pulse noise component detection signal from the alternately outputted output of the holding means and generating a pulse signal for controlling the gate. The gist is to include the following.
上記第1および第2の保持手段の出力を切り換
える切換え手段、上記切り換え信号発生手段、お
よび判定パルス発生手段は簡単な微分回路を含む
手段によつて置き換えられることができる。 The switching means for switching the outputs of the first and second holding means, the switching signal generating means, and the determination pulse generating means can be replaced by means including a simple differentiating circuit.
[作用]
パルス雑音成分検波信号を保持する手段が放送
局間のビートの周期で切り換えられ、その出力が
一周期遅れのパルス雑音成分検波信号と比較さ
れ、その差だけが問題となるから、放送局間のビ
ートによる妨害の影響を減少させることができ
る。[Function] The means for holding the pulse noise component detection signal is switched at the beat cycle between broadcasting stations, and its output is compared with the pulse noise component detection signal delayed by one cycle, and only the difference becomes a problem. The influence of interference caused by beats between stations can be reduced.
以下に、図面を参照しながら、実施例を用いて
本発明を一層詳細に説明するが、それらは例示に
過ぎず、本発明の枠を越えることなしにいろいろ
な変形や改良があり得ることは勿論である。 Hereinafter, the present invention will be explained in more detail using examples with reference to the drawings, but these are merely illustrative and it is understood that various modifications and improvements may be made without going beyond the scope of the present invention. Of course.
[実施例]
第1図は本発明によるパルス雑音検出回路を含
む受信機の一実施例の構成を示すブロツク図で、
図中、第5図と共通する引用番号は第5図におけ
るものと同じ部分を表す。第2図は第1図に示す
回路の中のいろいろな点における信号波形を示
す。[Embodiment] FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of a receiver including a pulse noise detection circuit according to the present invention.
In the figure, reference numbers common to those in FIG. 5 represent the same parts as in FIG. FIG. 2 shows signal waveforms at various points in the circuit shown in FIG.
第1図に示すパルス雑音検出部に入力される
IF信号は希望信号の他、これに隣接する放送波
のIF信号および受信機の局部発振信号等も含ま
れる。したがつて、IFフイルタ7によつて局部
発振信号を除くと、希望信号とこれに隣接する複
数の放送波のIF信号が得られる。これを増幅器
8を通し、検波すると検波器9の出力に放送波の
チヤンネルスペース9または10kHzの整数倍のビ
ート信号が生じる。このビート信号はパルス雑音
検出部に入力されるIF信号帯域幅内に入る放送
波が二つ以上の時に発生し、それらの各放送波が
無変調であれば、ビート信号のレベルと周波数は
一定となる。しかし、放送波に振幅変調がある場
合には、ビート信号のレベルは放送波の変調レベ
ルで変化する。しかし、放送波の変調周波数はチ
ヤンネルスペース9または10kHz以下の周波数に
おさえられていることから、ビート信号のレベル
変化の周波数はビート周波数より低い。 Input to the pulse noise detection section shown in Figure 1
The IF signal includes, in addition to the desired signal, an IF signal of an adjacent broadcast wave, a local oscillation signal of the receiver, and the like. Therefore, when the local oscillation signal is removed by the IF filter 7, the desired signal and the IF signals of a plurality of broadcast waves adjacent thereto are obtained. When this is passed through an amplifier 8 and detected, a beat signal of the channel space 9 of the broadcast wave or an integral multiple of 10 kHz is generated at the output of the detector 9. This beat signal is generated when two or more broadcast waves fall within the IF signal bandwidth input to the pulse noise detector, and if each of those broadcast waves is unmodulated, the level and frequency of the beat signal are constant. becomes. However, if the broadcast wave has amplitude modulation, the level of the beat signal changes depending on the modulation level of the broadcast wave. However, since the modulation frequency of the broadcast wave is kept below channel space 9 or 10 kHz, the frequency of the level change of the beat signal is lower than the beat frequency.
したがつて、ビート信号の周波数は一定で、振
幅変化はビート周波数に対してゆつくりとした変
動であると考えることができる。ビート信号が二
つ以上あると、その合成信号は第2図aに示すよ
うに、周期性を持つ形となり、その周期はチヤン
ネルスペースにより、1/9kHzまたは1/10kHz
に等しい最長周期Tとなる。したがつて、放送波
の振幅変調によつてビートの合成信号は若干の振
幅のずれが生ずるものの1/9kHzまたは1/10k
Hzの周期で等しい振幅を繰り返す。 Therefore, it can be considered that the frequency of the beat signal is constant and the amplitude change is a slow fluctuation with respect to the beat frequency. When there are two or more beat signals, the composite signal has periodicity as shown in Figure 2a, and the period is 1/9kHz or 1/10kHz depending on the channel space.
The longest period T is equal to . Therefore, the beat composite signal will be 1/9kHz or 1/10kHz, although there will be some amplitude deviation due to the amplitude modulation of the broadcast wave.
Repeats equal amplitude with a period of Hz.
本発明はこれに着目し、ビートの最長周期Tご
との振幅を比較し、このレベル差が振幅変調によ
る変化以上の値となつた時は、パルス性雑音の混
入として検出を行なうものである。 The present invention focuses on this, and compares the amplitudes for each of the longest beat periods T, and when this level difference exceeds the change due to amplitude modulation, it is detected as pulse noise.
第1図のパルス雑音検出部についてさらに詳
しく説明する。混合回路3から入つた信号はIF
フイルタ7によつて、IF信号が取り出される。
これを増幅器8によつて増幅し、検波器9で検波
すると、その出力にIF信号の振幅成分が得られ
る。この検波信号には希望受信信号のオーデイオ
成分が生じるが、混合器3の出力のパルス雑音検
出信号の周波数帯域が広いので、オーデイオ周波
数成分以上の高い周波数成分も有する。したがつ
て、この検波信号を帯域通過フイルタ10を通
し、オーデイオ信号成分と、IF搬送波成分等の
不要な高い周波数成分を取り除くと、このフイル
タ出力にはパルス性雑音が得られる。しかし隣接
放送波がある場合には、フイルタ10の帯域内の
ビート周波数成分は除けない。第2図aはパルス
性雑音と複数のビート信号がある場合の帯域通過
フイルタ10の出力信号を示す。ビートによる最
長周期をTとすると、振幅Tの周期ごとにP1,
P2,P3,P4…と同一レベルとなる。この時斜線
で示す雑音が時点T2に混入したとすれば、P2は
P′2のレベルとなる。P′2が雑音であるか否かはP1
との比較において判定される。 The pulse noise detection section shown in FIG. 1 will be explained in more detail. The signal input from mixing circuit 3 is IF
The filter 7 extracts the IF signal.
When this is amplified by the amplifier 8 and detected by the detector 9, the amplitude component of the IF signal is obtained as its output. This detected signal contains the audio component of the desired received signal, but since the pulse noise detection signal output from the mixer 3 has a wide frequency band, it also contains higher frequency components than the audio frequency component. Therefore, when this detected signal is passed through a band pass filter 10 to remove unnecessary high frequency components such as audio signal components and IF carrier wave components, pulse noise is obtained in the output of this filter. However, if there is an adjacent broadcast wave, the beat frequency component within the band of the filter 10 cannot be removed. FIG. 2a shows the output signal of the bandpass filter 10 in the presence of pulse noise and a plurality of beat signals. If the longest period due to a beat is T, then for each period of amplitude T, P 1 ,
The level is the same as P 2 , P 3 , P 4 , etc. At this time, if the noise shown by diagonal lines is mixed in at time T 2 , P 2 becomes
The level becomes P′ 2 . Whether P′ 2 is noise or not is determined by P 1
Judgment is made in comparison with
クロツク発生器14は、第2図bに示すよう
に、Tの周期でΔTのパルス幅を持つ信号S2を出
力する。これをフリツプフロツプ15で分周し、
第2図eに示すS5のパルスを得、スイツチSW2制
御する。さらにS5の信号を反転器16によつて反
転し、S3の信号を得る。S3の信号はスイツチSW1
を制御し、S3が“H”の時スイツチSW1を制御
し、S3が“H”の時スイツチSW1をa側に、S3が
“L”の時はスイツチSW1をb側にする。 The clock generator 14 outputs a signal S2 having a period of T and a pulse width of ΔT, as shown in FIG. 2b. This is divided by flip-flop 15,
Obtain the pulse S5 shown in Fig. 2e and control the switch SW2 . Furthermore, the signal of S5 is inverted by the inverter 16 to obtain the signal of S3 . S 3 signal is switch SW 1
When S3 is "H", it controls switch SW1 , and when S3 is "H", switch SW1 is set to the a side, and when S3 is "L", switch SW1 is set to the b side. Make it.
スイツチSW1がa側からb側に移る時、コンデ
ンサC1はb側に移る直前のS1のレベルをコンデ
ンサC2に保持し、b側からa側に移る時はa側
に移る直前のS1のレベルを保持する。 When switch SW1 moves from side A to side B, capacitor C1 holds the level of S1 immediately before moving to side B in capacitor C2 , and when switching from side B to side A, the level of S1 immediately before moving to side A is held in capacitor C2. Maintain the level of S 1 .
スイツチSW1の制御信号S3はTの周期で“H”
と“L”を繰返し、T1で“H”、T2で“L”、T3
で“H”…の変化となる。したがつて、スイツチ
SW1のa側の出力、すなわちコンデンサC1で得
られる信号S4は第2図dに示す信号となる。すな
わち時点T2において第2図aに示すS1の信号の
P′2のレベルがv2が保持され、時点T3までコンデ
ンサC1で保たれる。一方スイツチSW2はS5によ
て制御されるが、S5が“H”の時、スイツチSW2
はb′側、“L”の時a′側に設定される。S5は、第
2図eに示すように、時点T1で“L”、時点T2で
“H”、時点T3で“L”…となり、時点T1では
a′側で、コンデンサC2の電圧レベルをスイツチ
SW2から出力される。コンデンサC2の電圧レベ
ルはスイツチSW1によつて時点T1直前のレベル
P1の電圧v1に保持されており、この電圧をスイツ
チSW2が出力する。 The control signal S3 of switch SW1 is “H” with a period of T.
and “L” repeatedly, “H” at T 1 , “L” at T 2 , and “L” at T 3
Then, it changes to "H"... Therefore, the switch
The output on the a side of SW 1 , that is, the signal S 4 obtained from the capacitor C 1 becomes the signal shown in FIG. 2d. That is, at time T 2 , the signal S 1 shown in FIG.
The level of P′ 2 is maintained at v 2 and is maintained on capacitor C 1 until time T 3 . On the other hand, switch SW 2 is controlled by S 5 , but when S 5 is “H”, switch SW 2
is set on the b' side, and when it is "L", it is set on the a' side. As shown in Fig. 2e, S5 becomes "L" at time T1 , "H" at time T2 , "L" at time T3 , etc., and at time T1
On the a′ side, switch the voltage level of capacitor C 2 .
Output from SW 2 . The voltage level of capacitor C 2 is set by switch SW 1 to the level just before time T 1 .
The voltage of P1 is held at v1 , and this voltage is output by switch SW2 .
以上の動作から、スイツチSW1はコンデンサ
C1およびC2にS1の信号レベルを保持させ、スイ
ツチSW2はこの保持されたレベルを取り出す。こ
の結果、S1のT1,T2,T3…の時点におけるP1,
P′2,P3…の各レベルは夫々Tの時間だけ保持さ
れてスイツチSW2から出力されることとなる。比
較器17はスイツチSW2の出力とS1の信号比較を
行なう。S2のΔTはパルス幅が非常に小さけれ
ば、Tの時点におけるP1のレベルはT1以後入力
れてくるT1からT2までの信号S1と、あるいはT2
の時点におけるP′2のレベルはT2以後入力されて
くるT2からT3までの信号S1と比較器17で比較
することができる。この結果時点T2の瞬間では
スイツチSW2から出力されるT1の時点のP1のレ
ベルとT2の時点のP′2のレベルがT3の瞬間ではT2
の時点のP′2のレベルとT3の時点のP3のレベルが
比較器17によつて比較されると見なすことがで
きる。 From the above operation, switch SW 1 is a capacitor.
C1 and C2 are made to hold the signal level of S1 , and switch SW2 takes out this held level. As a result, P 1 at the time of T 1 , T 2 , T 3 ... of S 1 ,
Each level of P' 2 , P 3 . . . is held for a time T and output from the switch SW 2 . Comparator 17 compares the output of switch SW2 and the signal of S1 . If the pulse width of S 2 is very small, the level of P 1 at time T will be different from the signal S 1 from T 1 to T 2 input after T 1, or T 2
The level of P' 2 at the time point can be compared by the comparator 17 with the signal S 1 from T 2 to T 3 inputted after T 2 . As a result, at the instant of time T2 , the level of P1 at the time of T1 output from switch SW2 and the level of P'2 at the time of T2 are equal to T2 at the instant of T3 .
It can be considered that the level of P' 2 at time T 3 and the level of P 3 at time T 3 are compared by comparator 17 .
第2図において時点T1のP1のレベルv1はT2ま
で保持された比較器17の一方の入力に与えられ
る。同時に比較器17の他方の入力としてS1が与
えられており、v1と時点T2のS1のP′2のレベル
(v2)を時点T2の直前で知ることができ、このv1
と時点T2のS1のP′2のレベル(v2)を時点T2直前
のΔTの時間で比較される。ΔTが非常に小さけ
れば、ほぼ時点T2でのv1とP′2(=v2)を比較する
ことができ、この時v1とP′2(=v2)のレベル差が
大きい時、第2図gに示す判定パルスS2が発生す
る。なお、スイツチSW2の出力と信号S1との比較
は、時点T2においてスイツチSW2の出力信号は
v1であり、S1の信号がV2であるので、v1とv2と
の比較と等価である。 In FIG. 2, the level v 1 of P 1 at time T 1 is applied to one input of comparator 17, which is held until T 2 . At the same time, S 1 is given as the other input of the comparator 17, and the level (v 2 ) of P′ 2 of S 1 at v 1 and time T 2 can be known just before time T 2 , and this v 1
and the level of P′ 2 (v 2 ) of S 1 at time T 2 are compared at the time ΔT immediately before time T 2 . If ΔT is very small, it is possible to compare v 1 and P' 2 (= v 2 ) almost at time T 2 , and at this time, when the level difference between v 1 and P' 2 (= v 2 ) is large, , a determination pulse S2 shown in FIG. 2g is generated. Note that the comparison between the output of switch SW 2 and signal S 1 shows that at time T 2 , the output signal of switch SW 2 is
Since v 1 and the signal of S 1 is V 2 , it is equivalent to comparing v 1 and v 2 .
この動作は、第1図の比較器17とSW3で行な
われる。すなわちS1の信号とスイツチSW2からの
出力信号を比較器17で比較し、その出力をS2の
号が“H”の時だけオンとなるスイツチSW3を通
し、ΔTの時間における判定出力S7が得られる。
したがつて、S7はTだけ互いに時間のずれた二つ
の信号間レベル差が大きい時はパルス性雑音と判
定し、“H”となり、レベル差が小さい時はパル
ス性雑音の混入のない“L”としてパルス性雑音
の検出を行なうことができる。 This operation is performed by comparator 17 and SW 3 in FIG. In other words, the signal of S 1 and the output signal from switch SW 2 are compared by comparator 17, and the output is passed through switch SW 3 , which is turned on only when the signal of S 2 is "H", and the judgment output at the time of ΔT. S 7 is obtained.
Therefore, when the level difference between two signals that are time-shifted by T is large, S7 is determined to be pulse noise and becomes "H", and when the level difference is small, it is determined that there is no pulse noise mixed in. Pulse noise can be detected by setting the signal to L''.
なお、上述したように、スイツチSW2の出力と
S1の信号とを比較器17で比較しているが、ΔT
以外の時点ではビート信号の周期が異なるため、
異なる周期での信号レベルを比較することにな
る。このため比較器出力は、スイツチSW2の出力
レベルと信号S1との大きなレベル差を出力するこ
ととなり、雑音によつて生じたレベル差なのか否
か判定が不正確となる。 Furthermore, as mentioned above, the output of switch SW 2 and
Comparator 17 compares the signal of S 1 with ΔT
Since the period of the beat signal is different at other times,
Signal levels at different periods will be compared. Therefore, the comparator outputs a large level difference between the output level of the switch SW 2 and the signal S 1 , making it inaccurate to determine whether the level difference is caused by noise.
しかし、ビート信号の周期に同期した周期が、
スイツチSW2での出力と信号S1を比較すれば、、
雑音がなければ両者はほぼ同一レベルで、雑音が
両者いずれかに加われば同一レベルとならない。 However, the period synchronized with the period of the beat signal is
Comparing the output of switch SW 2 and signal S 1 , we get:
If there is no noise, both will be at almost the same level, but if noise is added to either of them, they will not be at the same level.
比較器17はこのレベル差を出力するSW3と信
号S2の設けたのは、ΔT以外の時点ではビート信
号の周期の異なる信号レベルを比較出力するた
め、たとえ、両者のレベル差があつたとしても雑
音によるものとは限らないことになるため、比較
器出力でシユミツトトリガ回路11を駆動させる
ことは不適当(誤動作の原因)となる。このた
め、雑音の有無が精度よく判定されてから時点
ΔTでの両者の比較信号を使用するためにSW3と
S2を設ける必要がある。 The reason why the comparator 17 is provided with SW 3 and signal S 2 to output this level difference is that at times other than ΔT, the signal levels with different periods of the beat signal are compared and output, so even if there is a level difference between the two, Even if the noise is caused by noise, it is not necessarily caused by noise, so it is inappropriate to drive the Schmitt trigger circuit 11 with the comparator output (causing malfunction). For this reason, SW 3 and
It is necessary to provide S 2 .
またΔTの目的及び作用は次の通りである。 The purpose and function of ΔT are as follows.
ビートの最長周期Tにおいて、周期前後のレベ
ル比較を行なうため正確に周期Tごとの瞬時レベ
ルを扱わなければならない。周期Tの時間のずれ
た信号レベルを比較判定させた場合、ビート信号
の振幅変動が含まれてしまうため、雑音の判定精
度が劣化してしまう。したがつて、精度よく周期
Tの前後のレベル差を求めるためにΔTを設定す
る。ΔTは比較器を含むシユミツトトリガ回路1
1までの応答速度が早ければ短くできる。 In order to compare the levels before and after the beat in the longest period T of the beat, it is necessary to accurately handle the instantaneous level for each period T. If the signal levels shifted by the period T are compared and determined, the amplitude fluctuation of the beat signal will be included, and the noise determination accuracy will deteriorate. Therefore, ΔT is set in order to accurately determine the level difference before and after the period T. ΔT is Schmitt trigger circuit 1 including comparator
If the response speed up to 1 is fast, it can be shortened.
ΔTが小さいほど、精度よい周期Tの前後のレ
ベル差を比較することができる。 The smaller ΔT is, the more accurately the level difference before and after the period T can be compared.
第2図に示すように一つのパルス性雑音の混入
によりS7が“H”となる判定パルスは二つ発生す
るが、このパルス間隔はTとなる。この時間T
は、ビートの最低周波数を10kHzとすれば、
0.1msであり、第1図の受信機1のゲート回路6
における雑音除去に必要なスイツチング時間(約
0.3〜0.5ms)より短い。したがつてS7の信号はシ
ユミツトトリガ回路11から成るスイツチングパ
ルス発生回路によつて0.3〜0.5ms程度に広げられ
る。この状態を第2図のg,hに示す。 As shown in FIG. 2, two determination pulses in which S7 becomes "H" are generated due to the inclusion of one pulse noise, and the pulse interval is T. This time T
If the lowest frequency of the beat is 10kHz, then
0.1ms, and the gate circuit 6 of receiver 1 in Fig. 1
Switching time required to eliminate noise (approx.
0.3~0.5ms) shorter. Therefore, the signal of S7 is expanded to about 0.3 to 0.5 ms by the switching pulse generating circuit consisting of the Schmitt trigger circuit 11. This state is shown in g and h of FIG.
以上のようにビート信号が混入していても、パ
ルス性雑音が精度よく見出される。 As described above, even if a beat signal is mixed, pulse noise can be detected with high accuracy.
以上の実施例においてはパルス性雑音の判定パ
ルスS7を得るために第1図に示す比較器とスイツ
チSW3を用いているが、比較器とスイツチを用い
ない方法も考えられる。 In the above embodiment, the comparator and switch SW3 shown in FIG. 1 are used to obtain the pulse S7 for determining pulse noise, but a method that does not use the comparator and switch is also conceivable.
第2図d,fのS4,S6は、コンデンサC1,C2
の端子信号である。雑音がなければP1,P2,P3
共同一レベルであるが、
雑音が入つてきている場合、時点T3において
S4にv2のレベルからP3のレベルv1な急激な信号変
化が発生し、S6には時点T2においてv1からP′2の
レベルv2に急激な信号変化が発生する。雑音が入
力されなければこのような信号変化は発生しな
い。したがつてS4,S6を微分回路を介して取り出
し、その出力を合成すれば、雑音により生じた急
激な信号変化に対応する前記S7と等価な雑音判定
信号が得られる。 S 4 and S 6 in Figure 2 d and f are capacitors C 1 and C 2
This is the terminal signal of If there is no noise, P 1 , P 2 , P 3
At the same level, but with noise coming in, at time T 3
At S 4 , an abrupt signal change occurs from the level v 2 to the level v 1 of P 3 , and at time T 2 , at S 6 , an abrupt signal change occurs from v 1 to the level v 2 of P′ 2 . Such signal changes will not occur unless noise is input. Therefore, by taking out S 4 and S 6 through a differentiating circuit and combining their outputs, a noise judgment signal equivalent to the above-mentioned S 7 corresponding to a sudden signal change caused by noise can be obtained.
第3図はこの動作を行なう回路のブロツク図
で、図中、18および19は微分回路で、第1図
と共通する記号は第1図におけるものと同じ部分
を表す。すなわち第2図fおよびdに示す信号S6
およびS4を微分回路それぞれ19および18で微
分する。この出力を合成するとS′7となり、スイ
ツチングパルス発生回路11で、正および負の信
号変化が入力された時Tよりも広いパルスを発生
させるようにすれば、第4図a,bに示すよう
に、S′7からS′8のスイツチングパルスを作ること
ができる。 FIG. 3 is a block diagram of a circuit that performs this operation. In the figure, 18 and 19 are differential circuits, and symbols common to those in FIG. 1 represent the same parts as in FIG. That is, the signal S 6 shown in FIG. 2 f and d
and S 4 are differentiated by differentiating circuits 19 and 18, respectively. Combining these outputs yields S' 7 , and if the switching pulse generation circuit 11 generates a pulse wider than T when positive and negative signal changes are input, the result will be as shown in Figure 4 a and b. Thus, a switching pulse of S′ 7 to S′ 8 can be created.
[発明の効果]
以上説明した通り、本発明によれば、遅延素子
など高価な素子を用いることなしに、ビート信号
が混入しても小さなパルス性雑音まで検出するこ
とができる。[Effects of the Invention] As described above, according to the present invention, even small pulse noise can be detected even when a beat signal is mixed in, without using expensive elements such as delay elements.
第1図は本発明によるパルス雑音検出回路を含
む受信機の構成を示すブロツク図、第2図は第1
図に示す回路の中のいろいろな点における信号波
形を示す図、第3図は判定パルス発生回路の一変
形のブロツク図、第4図は第3図に示す回路の中
のいろいろな点における信号波形を示す図、第5
図は従来のパルス雑音検出回路を含むAM受信機
の構成を示すブロツク図、第6図は改良された従
来のパルス雑音検出部のブロツク図である。
1……アンテナ、2……高周波増幅器、3……
混合回路、4……中間周波増幅器、5……検波
器、6……ゲート回路、7……IFフイルタ、8
……増幅器、9……検波器、10……帯域通過フ
イルタ、11……シユミツトトリガ回路、12…
…遅延素子、13……櫛形フイルタ、14……ク
ロツク発生器、15……フリツプフロツプ、16
……反転器、17……比較器、18,19……微
分回路。
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a receiver including a pulse noise detection circuit according to the present invention, and FIG.
Figure 3 is a block diagram of a modification of the judgment pulse generation circuit; Figure 4 is a diagram showing signal waveforms at various points in the circuit shown in Figure 3; Figure 4 is a diagram showing signal waveforms at various points in the circuit shown in Figure 3; Diagram showing waveforms, 5th
This figure is a block diagram showing the configuration of an AM receiver including a conventional pulse noise detection circuit, and FIG. 6 is a block diagram of an improved conventional pulse noise detection section. 1...Antenna, 2...High frequency amplifier, 3...
Mixing circuit, 4... Intermediate frequency amplifier, 5... Detector, 6... Gate circuit, 7... IF filter, 8
...Amplifier, 9...Detector, 10...Band pass filter, 11...Schmitt trigger circuit, 12...
...Delay element, 13...Comb filter, 14...Clock generator, 15...Flip-flop, 16
...Inverter, 17... Comparator, 18, 19... Differentiating circuit.
Claims (1)
除去し、パルス雑音成分を検波して、受信機のゲ
ートを制御するパルス雑音検出回路において、 パルス雑音成分検波信号を保持する第1および
第2の保持手段、 該第1および第2の保持手段の入力を交互に切
り換える切換え手段、および 交互に出力される上記保持手段の出力からパル
ス雑音成分検波信号を検出し、上記ゲートを制御
するパルス信号を発生する判定手段、 を含み、 上記判定手段が、 上記第1および第2の保持手段の出力を切り換
える切換え手段、 上記第1の保持手段の入力が接続されていると
き上記第2の保持手段の出力が接続され、 上記第2の保持手段の入力が接続されていると
き上記第1の保持手段の出力が接続されるように
交互に上記入出力を制御する切換え信号発生手
段、および 交互に出力される上記保持手段の出力信号と上
記パルス雑音成分検波信号とを比較することによ
り上記パルス信号を発生する判定パルス発生手段
から成ることを特徴とする受信機のパルス雑音検
出回路。 2 受信機においてIF信号より局部発振信号を
除去し、パルス雑音成分を検波して、受信機のゲ
ートを制御するパルス雑音検出回路において、 パルス雑音成分検波信号を保持する第1および
第2の保持手段、 該第1および第2の保持手段の入力を交互に切
り換える切換え手段、および 交互に出力される上記保持手段の出力からパル
ス雑音成分検波信号を検出し、上記ゲートを制御
するパルス信号を発生する判定手段、 を含むと共に上記交互に出力される上記保持手段
の出力を夫々微分する微分回路を備え、該微分回
路出力を合成することにより上記パルス信号を発
生するようになつていることを特徴とする受信機
のパルス雑音検出回路。[Claims] 1. In a pulse noise detection circuit that removes the local oscillation signal from the IF signal in the receiver, detects the pulse noise component, and controls the gate of the receiver, a first and second holding means, a switching means for alternately switching the inputs of the first and second holding means, and a pulse noise component detection signal detected from the alternately outputted outputs of the holding means, and detecting a pulse noise component detection signal from the output of the holding means, and determining means for generating a pulse signal to control, the determining means comprising: switching means for switching the outputs of the first and second holding means; when the input of the first holding means is connected, the first holding means; switching signal generating means for alternately controlling the input and output so that the output of the second holding means is connected, and when the input of the second holding means is connected, the output of the first holding means is connected; , and a determination pulse generating means for generating the pulse signal by comparing the output signal of the holding means and the pulse noise component detection signal that are alternately output. . 2. In the pulse noise detection circuit that removes the local oscillation signal from the IF signal in the receiver, detects the pulse noise component, and controls the gate of the receiver, the first and second holding circuits hold the pulse noise component detected signal. means, switching means for alternately switching the inputs of the first and second holding means, and detecting a pulse noise component detection signal from the alternately outputted outputs of the holding means, and generating a pulse signal for controlling the gate. and a differentiating circuit for differentiating the alternately output outputs of the holding means, and generating the pulse signal by synthesizing the outputs of the differentiating circuits. A pulse noise detection circuit for a receiver.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4078785A JPS61200722A (en) | 1985-03-01 | 1985-03-01 | Pulse noise detecting circuit for am receiver |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4078785A JPS61200722A (en) | 1985-03-01 | 1985-03-01 | Pulse noise detecting circuit for am receiver |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61200722A JPS61200722A (en) | 1986-09-05 |
JPH0330330B2 true JPH0330330B2 (en) | 1991-04-30 |
Family
ID=12590329
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4078785A Granted JPS61200722A (en) | 1985-03-01 | 1985-03-01 | Pulse noise detecting circuit for am receiver |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS61200722A (en) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0526662B1 (en) * | 1991-02-27 | 1997-05-14 | Fujitsu Ten, Ltd. | Circuit for sensing pulse-like noise in am receiver |
US7676204B2 (en) | 2007-05-10 | 2010-03-09 | Freescale Semiconductor, Inc. | Radio receiver having ignition noise detector and method therefor |
-
1985
- 1985-03-01 JP JP4078785A patent/JPS61200722A/en active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS61200722A (en) | 1986-09-05 |
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