JPH03291571A - 最大値出力回路及び最小値出力回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明はダイナミックコムフィルタ等の信号演算回路に
用いる最大値及び最小値出力回路に関する。

（従来の技術） 近年のテレビｓｊ面の高品位化に伴いビデオ信号からク
ロマ搬送波を分離するＹ／Ｃ分離方式も。

バンドパスフィルタ、トラップフィルタによる分離から
クロマ信号の水平相関を利用して垂直方向の色のはみ出
し、ドツトな抜善したダイナミックコムフィルタへと移
りつつある。

このダイナミックコムフィルタでの相関検出は主に最大
値及び最小値出力回路を組み合わせた信号演算回路によ
り行われる。このよ５なＹ／Ｃ分離回路の一例として特
開平１−２２２５９３公報がある。

ここで最大値出力回路とは、複数の入力信号のうち、最
もレベルの大きな信号成分を出力する回路であり、最小
値出力回路とは複数の人力信号のうち最もレベルの小さ
い信号成分な出力する回路である。

従来技術について図を参照して説明する。第７図（ａ）
は従来技術の最大値出力回路の回路図であり＃第７図＜
ｂ＞は従来技術の最小値出力回路の回路図である。第８
図は第７図（ａ）の回路の特性図である。まず、最大値
出力＠路について述べると。

第７図（ａ）に表されるよ５に、ｎりｆｉｌ！）ランジ
スタＱｌ、Ｑ２のエミッタは同一の定電流源ｌを介し、
接地されている。また、コレクタは定電圧源Ｖｃｃに接
続されている。トランジスタＱｌ、　Ｑ２は差動増幅回
路を形成しており、入力電圧Ｖｉｎｌ。

Ｖｉｎ２　　カ夫々トランジスタＱｌ、Ｑ２のベースに
印加される。入力電圧Ｖｉｎｌ　　がＶｉｎ２　　Ｋ比
較して大きなとき、トランジスタＱ２は非導通状態にな
’）、Ｑｌのコレクタ・エミッタ間に電流が流れ。

また、入力電圧Ｙｉ　ｎ２　　がＶｉａｌ　　ｔｃ比較
して大きなとき、トランジスタＱ１は非導通状ＩＩ　Ｋ
　ｔｔす、Ｑ２のコレクタ・エミッタ間に電流が流れ、
定電流源とエミッタの間に接続された信号出力端子に出
力電圧Ｖｏｕｔ　　を生じさせる。また、各トランジス
タのベースに印加された入力電圧Ｖｉｎｌ、　Ｖｉｎ２
のうちレベルの犬きた入力端子をＶｍａｘ　　とすると
Ｖｏｕｔは次式で表される。

Ｖｏｕｔ　＝　Ｖｍａｘ　−ｖｆ 態にあり、Ｑｌ、Ｑ２の双方のエミッタ電流の値工 は同比率の参力となりそのときの出力電圧Ｖｏｕｔは次
式で表される。

ただし ｖｆ：導通状態のトランジスタのベース・エミッタ間電
圧 ｈ：定数 ■ｅ：エミッタ戒流 Ｉｓ　：　）ランジスタの飽和電流 出力電圧は第８図に示すように最大入力電圧のＶｒｎａ
ｘ　　にほぼ比例して出力されるが、入力電圧Ｖｉｎｌ
とＶｉ　ｎ２が等しくなるＡ点付近では、トランジスタ
Ｑｌ、Ｑ２ともに導通状態になりＶｍａｘ　　に比例し
たい。そのため入力電圧と出力電圧の間に歪みが生じる
。その歪みの大きさはＶｉｎｌとｖｉｎ２が等しくなる
Ａ点で最大にたり、以下のようになる。

Ａ点でのトランジスタＱｌ、Ｑ２は完全導通状トランジ
スタＱ２が完全非導通状態にあると仮定するときの出力
電圧Ｖｏｕｔ’は次式で表される。

そのときの歪み量△Ｖは次式で表される。

△■＝■−■’　＝　ｈ　１１＋ｎ２ となるっ 次に差動増幅回路を用いた最小値出力回路について第７
図（ｂ）を用いて説明する。

ｐｎｐ型トランジスタＱ４１．Ｑ４２　のコレクタは接
地されている。また、エミッタは同一の定電流源工を介
し、定電圧源Ｖｃｃに接続されている。

トランジスタＱ４１．Ｑ４２　は差動増幅回路を形成し
ており、入力電圧Ｖｉｎｌ　、　Ｖｉｎ２が夫々トラン
ジスタＱ４１．Ｑ４２　　のベースに印加される。入力
電圧Ｖｉｎｌ　ｂ”　ｖｉｎ２に比較して小さなとき、
トランジスタＱ４２　　は非導通状態になり、Ｑ４１　
　のコレクタｅエミッタ間に電流が流れ、また、入力電
圧ｖｉｎ２がＶｉｎｌに比較して小さなとき、トランジ
スタＱ４１　　は非導通状ＭＫなり、Ｑ４２のコレクタ
・エミッタ間に電流が流れ、定電流源とエミッタの間に
接続された信号出力端子に出力電圧Ｖｏｕｔを生じさせ
る。また、各トランジスタのベースに印加された入力電
圧Ｖｉｎｌ　、　　Ｖｉｎ２のうちレベルの小さな入力
電圧をＶｍｉｎとするとＶｏｕｔは次式で表される。

Ｖｏｕｔ　＝　Ｖｍｉｎ　−１−ｖｆ 先の最大値出力回路と同様に出力電圧Ｖｏｕｔ　は最小
入力電圧のＶｍｉｎ　　にほぼ比例して出力されるが。

入力電圧ＶｉｎｌとＶｉｎ２が等しくなる時点の前後で
は、トランジスタＱ４１．Ｑ４２　　ともに導通状態に
なりＶｍｉｎ　　に比例しない。そのため入力電圧と出
力電圧の間に歪みが生じる。その歪みの大きさはＶｉｎ
ｌとＶｉｎ２が等しくなるとき最大になり、以下のよう
になる。

トランジスタＱ４１．Ｑ４２　は完全導通状態にあｔ）
、　Ｑ４１．　Ｑ４２　　の双方のエミッタ電流の値は
同工 比率のｔ々となりそのときの出力電圧は次式で表される
。

ただし。

ｖｆ：導通状態のトランジスタのベース・エミッタ間電
圧 ｈ：定数 Ｉｃ：エミッタ電流 Ｉｓ　：　）ランジスタの飽和電流 トランジスタＱ２が完全非導通状態にあると仮定すると
きの出力電圧Ｖｏｕｔ’は次式で表される。

そのときの歪み量ΔＶは次式で表される。

△Ｖ＝■′−■＝　ｈ　＠Ｉｎ２ となる。

（発明が解決しようとするＫＭ） 従来技術の最大値出力回路及び最小値出力回路では二つ
の入力電圧が等しくたるとき１両方のトランジスタが導
通するため、各トランジスタのベースに供給された両方
の信号成分が加算的に出力され、入力レベルの大きい方
、あるいは小さい方のみを出力するという機能が損なわ
れ、出力電圧に歪みが生じる。本発明の目的はこの出力
電圧の歪みを低減し、信号劣化の少たい最大値出力回路
及び最小値出力回路を提供することにある。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段） 本発明の最大値出力回路は各ベースに入力信号の供給を
受け、各エミッタを定電流源を介して基準点電位に接続
した少ｆｔ　くとも二つのｎｐｎ型の差動トランジスタ
からなる差動増幅回路と。

定電圧源に接続され、＠記各差動トランジスタのコレク
タにそれぞれの入力端子を接続し、各出力端子から前記
各差動トランジスタのコレクタ電流と等しい電流を得る
ようにした少なくとも二つのカレントミラー回路と。

前記カレントミラー回路の各出力端子に共通に接続され
た出力信号を取り出すための信号出力端子と。

前記信号出力端子と基準点電位の間に接続された能動的
導通素子とを具備し。

前記各入力信号のうち最大レベルのものを選択して増幅
し、信号出力端子に供給するようにしたことを特徴とす
る。

また２本発明の最小値出力回路は各ベースに入力信号の
供給を受け、各エミッタを定電流源を介して定電圧源に
接続した少なくとも二つのｐｎｐ型の差動トランジスタ
からなる差動増幅回路と。

基準点電位に接続され、前記各差動トランジスタのコレ
クタにそれぞれの入力端子を接続し、各出力端子から前
記各差動トランジスタのコレクタ電流と等しい電流を得
るようにした少なくとも二つのカレントミラー回路と。

前記各カレントミラー回路の出力端子に共通に接続され
た出力信号を取り出すための信号出力端子と。

前記信号出力端子と定電圧源の間に接続された能動的導
通素子とを具備し。

前記各入力信号のうち最小レベルのものを選択して増幅
し、信号出力端子に供給するようにしたことを特徴とす
る。

（作用） 各差動トランジスタのコレクタに各カレントミラー回路
の入力端子を接続し、各カレントミラー回路の出力端子
と各差動トランジスタのエミッタとの間に能動的導通素
子を接続し、各カレントミラー回路の出力端子と能動的
導通素子との間に信号出力端子を接続することにより、
入力信号に対して出力信号が比例するようにたる。

（実施例） 本発明の最大値出力回路の第一の実施例について第１図
及び第３図を参照して説明する。

差動増ａｌｌ路を形成するｎｐｎｌｌトランジスタＱｌ
、Ｑ２は従来技術と同様に入力電圧％’ｉｎｌ　。

Ｖｉｎ２がベースに印加され、エミッタは定電流源Ｉを
介して接地している。

トランジスタＱｌ、Ｑ２のコレクタは夫々ダイオード接
続されたｐ　ｎ　Ｉ）ｍｌトラ／ジスタＱ４゜Ｑ５のベ
ース及びコレクタにＩＩ続され、トランジスタＱ４．Ｑ
５のエミッタは夫々抵抗器８１゜ａ２を介して定電圧源
Ｖ＝ｃに接ｆ＆されている。ｐｎ　ｐ　Ｗ　）ランジス
タＱ６．Ｑ７のベースハ夫々トランジスタＱ４．Ｑ５の
ベース及びコレクタに！ｊｋ続され、コレクタはともに
信号出力端子と接続され、工くツタはともに抵抗器８３
を介して定電圧１１Ｖｃｃに＊ａされている。トランジ
スタＱ４及びＱ６とＱ５及びＱ７は夫々カレントミラー
回路を形成している。トランジスタＱ４．Ｑ５のベース
はカレントミラー回路の入力端子であり、トランジスタ
Ｑ６．Ｑ７のコレクタは出力端子となる。

ｐｎｐｍトランジスタＱ３のエミッタはトランジスタＱ
６．Ｑ７のコレクタと信号出力端子に接続され、ベース
はトランジスタＱｌ、Ｑ２のエミッタと接続され、コレ
クタは接地している。

入力４圧ＶｉｎｌがＶｉｎ２　Ｋ対して大きなとぎトラ
ンジスタＱｌが導通し、トランジスタＱ４．Ｑ６が導通
し、更にトランジスタＱ３が導通する。

このときの出力電圧Ｖｏａｔ　は次式で表される。

Ｖｏｕｔ　＝　Ｖｉｎｌ　−Ｖｆｌ　＋　Ｖｔ３−　■
ただし。

ｖｆｌ：トランジスタＱｌのベース・エミッタ間電圧値 Ｖｔ３　：　）　、Ｆ　７シスタＱ３のベース・エミプ
タ間電圧値 また、入力電圧Ｖｉｎ２がＶｔｎ１に対して大きたとき
トランジスタＱ２が導通し、トランジスタＱ５．Ｑ７が
導通し、更にトランジスタＱ３が導通する。このときの
出力電圧Ｖｏｕｔ　　は次式で表される。

Ｖｏｕｔ　＝　Ｖｉｎ２−　Ｖｔ２　＋　Ｖｔ３　・−
・・■ただし。

Ｖｔ２　：　トランジスタＱ２のベース・エミッタ間電
圧値 Ｖｔ３：トランジスタＱ３のベース・エミッタ間電圧値 ここで、Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ，Ｌとすると、カレントミラー
回路の性質から Ｖｉｎｌ　）　Ｖｉｎ２のとぎ、　　Ｖｍａｘ　＝　Ｖ
ｉｎｌＩ３・Ｒ３＝Ｉ　１　＠ａＬ ここで、■式は とたり。

Ｖｉｎ２）　Ｖｉｎｌのとき、　　Ｖｍａｘ　＝　Ｖｉ
ｎ２Ｉ３・ＦＬ３＝Ｉ２・Ｒ，Ｌ 同様に、■式は とたる。

抵抗器ＲＬ、ＦＬ３の抵抗値は定数であり、出力電圧は
最大値Ｖｍａｘ　　に比例するので、第３図に示すよう
に歪みを生じない。

最大値出力回路の第二の実施例について第２図と第３図
を参照して説明する。

第２図の第１図と同じ符号を付したものについては同じ
機能を有するものとする。

本実施例の回路はトランジスタＱ６．Ｑ７のコレクタと
信号出力端子にアノードを接続し、カソードを定電流源
を介して接地したダイオードＤを設けたものである。

本回路では、ダイオードＤが先の実施例のトランジスタ
Ｑ３と同様に機能するので、■式が成り立ち、出力電圧
が最大値Ｖｍａｘ　　に比例するので。

第３図に示すように歪みを生じない。

次に、最小値出力回路の第一の実施例について。

第４図と第６図を参照して説明する。

差動増幅回路を形成するｐｎｐ型トランジスタＱ４１．
Ｑ４２　は従来技術と同様に入力電圧Ｖｉｎｌ　。

Ｖｉｎ２　　がベースに印加され、エミッタは定電流源
■を介して定電圧ｉｌｌ　Ｖｃｃ　ｆＣｌｌ絖されてい
る。

トランジスタＱ４１．Ｑ４２　　のコレクタは夫々ダイ
オード接続されたｎｐｎ型ト２ノジスタＱ４４゜Ｑ４５
　　のべ〜ス及びコレクタに接続され、トランジスタＱ
４４．Ｑ４５　　の工ζツタは夫々抵抗器ａ１゜ａ２を
介して接地されている。、ｎｐｎＷト、７／ジスタＱ４
６．Ｑ４７　　のベースは夫々ト２ンジスタＱ４４．Ｑ
４５　　のベース及びコレクタに接続され。

エミッタはともに抵抗器Ｂ３を介して接地し、コレクタ
はともにトランジスタＱ４３　　のエミッタと信号出力
端子ＫＩ！続されている。トランジスタＱ４４　及びＱ
４６とＱ４５　及びＱ４７　は夫々カレントζチー回路
を形成している。トランジスタＱ４４゜Ｑ４５　　のベ
ースはカレントミラー回路の入力端子であり、トランジ
スタＱ４６．Ｑ４７　　のコレクタは出力端子となる。

ｎｐｎ型トランジスタＱ４３　のエミッタはトランジス
タＱ４６．Ｑ４７　のコレクタと信号出力端子に！［Ｉ
続され、ベースはトランジスタＱ４１．Ｑ４２のエミッ
タと接続され、コレクタは定電圧源Ｖｃｃと接続されて
いる。

入力電圧ＶｉｎｌがＶｉｎ２に対して小さｋときトラン
ジスタＱ４１　　が導通し、トランジスタＱ４４゜Ｑ４
６　　が導通し、更にトランジスタＱ４３　　が導通す
る。このときの出力電圧Ｖｏｕｔ　　は次式で表される
。

Ｖｏｕｔ　＝　ｖｉｎｌ　＋　ｖｆ４１−　Ｖｆ４３−
−■ただし。

Ｖ４４１：　）う／ジスタＱ４１　　のベース・エミッ
タ間電圧値 Ｖｆ４３　：　）　ランジスタＱ４３　のベース・エミ
ッタ間電圧値 また、入力ε圧Ｖｉｎ２がＶｉｎｌ　Ｋ対して小さなと
きトランジスタＱ４２　　が導通し、トランジスタＱ４
５．Ｑ４７　　が導通し、更にトランジスタＱ４３が導
通する。このときの出力電圧Ｖｏｕｔ　　は次式で表さ
れる。

Ｖｏｕｔ　＝　Ｖｉｎ２　＋　Ｖｆ４２−　Ｖｆ４３　
−■ただし。

Ｖｆ４２　：　）　ｔンジスタＱ４２　　のベース・エ
ミッタ関電圧値 Ｖｆ４３　：　トランジスタＱ４３　のベース・エミッ
タ間電圧値 ここで、ａｘ　＝ＦＬ２＝ａＬとするとカレントミラー
回路の性質から Ｖｉａｌ　）　Ｖｉｎ２のとぎ、　　Ｖｍｉｎ　＝　Ｖ
ｉｎｌ工３・Ｒ３＝１１・ＦＬＬ ここで、０式は とたり。

Ｖｉｎ２　）　Ｖｉｎｌのとき、　　Ｖｍｔｎ　＝　Ｖ
ｉｎ２Ｉ３−Ｒ３＝Ｉ２−ｔ’ＬＬ 同様に、■式は となる。

抵抗器ＲＬ、Ｒ３は定数であり、出力電圧は最小値Ｖｍ
ｉｎ　ＩＩＣ比例するので、第６図に示すように歪みを
生じたい。

最小値出力回路の第二の実施例について第５図と第６図
を参照して説明する。

ｔｓ５図において第４図と同じ符号を付したものについ
ては同じ機能を有するものとする。

本実施例の回路はトランジスタＱ４６．Ｑ４７　　のコ
レクタと信号出力端子にカソードを＊ａし、アノードを
定電流源Ｉを介して定電圧源Ｖｃｃに接続したダイオー
ドＤを設げたものである。

本回路では、ダイオードＤが先の実施例のトランジスタ
Ｑ４３　　と同様に機能するので、■式が成り立ち、出
力電圧は最小値Ｖｍｉｎ　　に比例するので。

第６！Ｉｇに示すように歪みを生じない。

〔発明の効果〕

本発明は以上のよ５な構成によって夜数の人力信号のう
ち最大もしくは最小レベルの入力信号成分のみを忠実に
出力として再現することができ。

歪みの少ない最大値及び最小値出力回路を提供す第１図
、第２図は本発明の最大値出力回路の実施例、第３図は
第１図、第２図の特性図である。

第４図、第５図は本発明の最小値出力回路の実施例、第
６図は第４図、第５図の特性図、第７図（ａ）は従来技
術の最大値出力回路、第７図（ｂ）は従来技術の最小値
出力回路、第８図は第７図Ｃ２）の特性図である。

Ｑｌ、Ｑ２．Ｑ４１．Ｑ４２・・・・　差動トランジス
タ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）各ベースに入力信号の供給を受け、各エミッタを
   定電流源を介して基準点電位に接続した少なくとも二つ
   のｎｐｎ型の差動トランジスタからなる差動増幅回路と
   、 定電圧源に接続され、前記各差動トランジスタのコレク
   タにそれぞれの入力端子を接続し、各出力端子から前記
   各差動トランジスタのコレクタ電流と等しい電流を得る
   ようにした少なくとも二つのカレントミラー回路と、 前記カレントミラー回路の各出力端子に共通に接続され
   た出力信号を取り出すための信号出力端子と、 前記信号出力端子と基準点電位の間に接続された能動的
   導通素子とを具備し、 前記各入力信号のうち最大レベルのものを選択して増幅
   し、信号出力端子に供給することを特徴とした最大値出
   力回路。
2. （２）各ベースに入力信号の供給を受け、各エミッタを
   定電流源を介して定電圧源と接続した少なくとも二つの
   ｐｎｐ型の差動トランジスタからなる差動増幅回路と、 基準点電位に接続され、前記各差動トランジスタのコレ
   クタにそれぞれの入力端子を接続し、各出力端子から前
   記各差動トランジスタのコレクタ電流と等しい電流を得
   るようにした少なくとも二つのカレントミラー回路と、 前記カレントミラー回路の各出力端子に共通に接続され
   た出力信号を取り出すための信号出力端子と、 前記信号出力端子と定電圧源の間に接続された能動的導
   通素子とを具備し、 前記各入力信号のうち最小レベルのものを選択して増幅
   し、信号出力端子に供給することを特徴とした最小値出
   力回路。