JPH0328587Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本考案は、例えばオーデイオ装置等に用いる周
波数特性調整回路に関するものである。[Detailed Description of the Invention] [Industrial Field of Application] The present invention relates to a frequency characteristic adjustment circuit used in, for example, audio equipment.

一般に、オーデイオ装置等の音質調整は低域又
は高域を増強したり減衰したりして行なうが、そ
うすると周波数特性の折れ曲がり点の周波数も変
化して調整が難しい。本考案は、低域又は高域の
増強量が減衰量に関係なく周波数特性の折れ曲が
り点の周波数が一定に保持される周波数特性調整
回路を提供しようとするものである。以下、図面
により本考案を具体的に説明する。 Generally, the sound quality of an audio device or the like is adjusted by enhancing or attenuating the low or high frequencies, but this also changes the frequency at the bending point of the frequency characteristics, making adjustment difficult. The present invention aims to provide a frequency characteristic adjustment circuit in which the frequency at the bending point of the frequency characteristic is held constant regardless of the amount of attenuation of the amount of enhancement in the low or high frequency range. Hereinafter, the present invention will be explained in detail with reference to the drawings.

第１図は、周波数特性調整回路の基本的構成を
示すブロツク図である。図において、１は入力端
子、２及び１０はフイルタ、３は入力信号に定数
を掛算する演算回路、４は加算器、５は出力端子
である。この回路において、フイルタ２及び１０
を低域及び高域通過フイルタ、あるいは高域及び
低域通過フイルタとし、その遮断周波数を相等し
い一定値のまま演算回路３の掛算係数を変化させ
たり、フイルタ２及び１０の遮断周波数を掛算係
数と関連して変化させたりすることにより、上記
折れ曲がり点の周波数を変化させることなく低域
又は高域の増強や減衰を行なうことができる。 FIG. 1 is a block diagram showing the basic configuration of a frequency characteristic adjustment circuit. In the figure, 1 is an input terminal, 2 and 10 are filters, 3 is an arithmetic circuit that multiplies an input signal by a constant, 4 is an adder, and 5 is an output terminal. In this circuit, filters 2 and 10
are low-pass and high-pass filters, or high-pass and low-pass filters, and the multiplication coefficient of the arithmetic circuit 3 is changed while keeping the cutoff frequencies at the same constant value, or the cutoff frequencies of filters 2 and 10 are changed by the multiplication coefficient. By changing the frequency in relation to the bending point, it is possible to enhance or attenuate the low frequency range or the high frequency range without changing the frequency at the bending point.

まず、低域を減衰する場合について説明する。
この場合は、フイルタ２及び１０としてそれぞれ
第２図及び第３図に示すような遮断周波数が
１／2πTの高域及び低域通過フイルタを使用する。 First, the case of attenuating the low range will be explained.
In this case, high-pass and low-pass filters with a cutoff frequency of 1/2πT as shown in FIGS. 2 and 3 are used as filters 2 and 10, respectively.

いま、入力信号をe₁とするとフイルタ２の出力e₂
は e₂＝jωT／１＋jωTe₁ …(1) となる。又演算回路３の核算係数をＫとすると演
算回路３の出力信号e₃は、 e₃＝Ｋ／１＋jωTe₁ …(2) となる。したがつて、合成出力信号をe₀をする
と、 e₀＝e₂＋e₃ ＝ｋ１＋jωＴ／ｋ／１＋jωTe₁ …(3) となり、ｋを０＜ｋ≦１の範囲で調整すれば、折
れ曲がり点の周波数が一定の低域減衰特性が得ら
れる。その一例を第４図の周波数特性曲線ａ，
ｂ，ｃ，ｄ（折れ線近似曲線）で示す。曲線ａは
ｋ＝１の場合であり、ｋが１より小さくなるにつ
れて曲線ｂ→ｃ→ｄのようになるが、折れ曲がり
点Ｐの周波数は１／2πTで一定である。Now, if the input signal is e ₁ , the output of filter 2 is e ₂
is e ₂ =jωT/1+jωTe ₁ …(1). Further, when the kernel calculation coefficient of the arithmetic circuit 3 is K, the output signal e ₃ of the arithmetic circuit 3 becomes e ₃ =K/1+jωTe ₁ (2). Therefore, if the composite output signal is e ₀ , then e ₀ = e ₂ + e ₃ = k1 + jωT/k/1 + jωTe ₁ ...(3), and if k is adjusted within the range of 0<k≦1, the bending point can be adjusted. A low-frequency attenuation characteristic with a constant frequency can be obtained. An example of this is the frequency characteristic curve a in Figure 4.
Indicated by b, c, d (broken line approximate curve). Curve a is for k=1, and as k becomes smaller than 1, the curve becomes like b→c→d, but the frequency at the bending point P is constant at 1/2πT.

次に、低域を増強する場合について説明する。
この場合は、フイルタ２及び１０としてそれぞれ
高域及び低域通過フイルタを用い、この遮断周波
数を上記掛算係数ｋの値に反比例して下げるよう
に（すなわち、遮断周波数が１／2πkTとなるよう に）する。前述と同様にしてフイルタ２の出力信
号e₂、演算回路３の出力信号e₃及び合成出力信号
e₀を求めると、 e₂＝jωkT／１＋jωkTe₁ …(4) e₃＝ｋ／１＋jωkTe₁ …(5) e₀＝e₂＋e₃ ＝ｋ１＋jωT／１＋jωkTe₁ …(6) となり、ｋをｋ≧１の範囲で調整すれば、第４図
の折り線近似曲線ａ，ｅ，ｆ，ｇで示すような低
域増強特性が得られる。曲線ａはｋ＝１の場合で
あり、ｋが１より大きくなるにつれて曲線ｅ→ｆ
→ｇのようになるが、折れ曲がり点ｄの周波数は
１／2πTで一定である。 Next, the case of enhancing the low frequency range will be explained.
In this case, high-pass and low-pass filters are used as filters 2 and 10, respectively, and the cutoff frequency is lowered in inverse proportion to the value of the multiplication coefficient k (that is, the cutoff frequency is 1/2πkT). )do. In the same manner as described above, the output signal e ₂ of the filter 2, the output signal e 3 of the arithmetic circuit ₃ , and the composite output signal
When e ₀ is calculated, e ₂ = jωkT/1+jωkTe ₁ …(4) e ₃ = k/1+jωkTe ₁ …(5) e ₀ = e ₂ +e ₃ = k1+jωT/1+jωkTe ₁ …(6), and k≧ If the adjustment is made within a range of 1, low-frequency enhancement characteristics as shown by folded line approximation curves a, e, f, and g in FIG. 4 can be obtained. Curve a is for k=1, and as k becomes larger than 1, curve e→f
→g, but the frequency at the bending point d is constant at 1/2πT.

高域増強及び減衰特性を得るには、フイルタ２
及び１０としてそれぞれ低域及び高域通過フイル
タを使用すればよい。まず、高域減衰特性は、低
域減衰動性を得るときと同様に、フイルタ２及び
１０の遮断周波数を１／2πTと一定にしｋを０＜ｋ ≦１の範囲で調整することによつて得られる。す
なわち、合成出力信号e₀は、 e₀＝１／１＋jωTe₁＋jωT／１＋jωT・ｋ・e₁ ＝１＋jωkT／１＋jωTe₁ …(7) となる。また、高域増強特性は、低域増強特性を
得るときは反対に、フイルタ２及び１０の遮断周
波数をｋの値に比例して上げるようにした（すな
わち、遮断周波数がｋ／2πTとなるような）フイル タを使用し、ｋをｋ≧１の範囲で調整することに
よつて得られる。すなわち、合成出力信号e₀は、 e₀＝１／１＋jωＴ／ｋe₁＋jωＴ／ｋ／１＋jωＴ／
ｋ・ｋ・e₁ ＝１＋jωT／１＋jωＴ／ｋe₁ …(8) となる。第５図は、このようにして得られる高域
増強及び減衰特性の一例を示す折れ線近似曲線図
である。曲線ａはｋ＝１の場合であり、ｋが１よ
り大きくなるにつれて曲線e′→f′g′のようになり、
ｋが１より小さくなるにつれて曲線b′→c′→d′の
ようになるが、折れ曲がり点Ｑの周波数は１／2πT で一定である。 To obtain high frequency enhancement and attenuation characteristics, filter 2
and 10, respectively, using low-pass and high-pass filters. First, the high-frequency attenuation characteristics are obtained by keeping the cut-off frequencies of filters 2 and 10 constant at 1/2πT and adjusting k in the range of 0<k≦1, as in the case of obtaining the low-frequency attenuation dynamics. can get. That is, the combined output signal e ₀ is e ₀ =1/1+jωTe ₁ +jωT/1+jωT·k·e ₁ =1+jωkT/1+jωTe ₁ (7). In addition, for the high-frequency enhancement characteristic, when obtaining the low-frequency enhancement characteristic, the cutoff frequencies of filters 2 and 10 are raised in proportion to the value of k (in other words, the cutoff frequency is set to k/2πT). ) by using a filter and adjusting k in the range k≧1. That is, the composite output signal e ₀ is e ₀ =1/1+jωT/ke ₁ +jωT/k/1+jωT/
k・k・e ₁ =1+jωT/1+jωT/ke ₁ (8). FIG. 5 is a polygonal approximate curve diagram showing an example of the high frequency enhancement and attenuation characteristics obtained in this manner. Curve a is for k=1, and as k becomes larger than 1, the curve becomes like e'→f'g',
As k becomes smaller than 1, the curve becomes like b'→c'→d', but the frequency at the bending point Q is constant at 1/2πT.

第６図は、本考案による高域音質調整回路の一
例を示す回路図である。フイルタ２及び１０はそ
れぞれ低域及び高域通過フイルタである。C₁，
C₂はコンデンサ及びその容量値、ｒ，R₁，R₂は
抵抗器及びその抵抗値、Ｙ，ＺはＸと連動の可変
抵抗器及びその抵抗値を示し、C₁R₁＝C₂R₂とな
る様に定める。本例にあつては、低域及び高域通
過フイルタ２及び１０の遮断周波数は、それぞれ
１／2πC₁（R₁Ｙ）及び１／2πC₂（R₂Ｚ）となり、
ｋは Ｘ／ｒに等しい。連動可変抵抗器Ｘ，Ｙ及びＺは、 例えば第７図のように構成する。図に示すよう
に、可変抵抗器Ｘの左側部分の全抵抗値はｒで、
可変抵抗器Ｙ及びＺのこれに対応する部分は開放
となるようにする。第７図において、高域減衰の
場合は０＜ｋ≦１すなわち０＜Ｘ≦ｒの範囲で調
整するが、このときは、第７図の実線矢印の如く
可変抗器Ｙ及びＺの摺動子は開放されＹ＝Ｚ＝∞
であるからフイルタ１０及び２の遮断周波数は
１／2πC₁R₁（＝１／2πC₂R₂）で一定となり、折れ曲が り点の周波数も１／2πC₁R₁（＝１／2πC₂R₂）で一定と なる。また、高域増強の場合はｋ≧１すなわちＸ
≧ｒの範囲で調整するが、このときは、フイルタ
２及び１０の遮断周波数１／2πC₁（R₁Ｙ）及び １／2πC₂（R₂Ｚ）をｋ／2πC₁R₁及びｋ／2πC₂R₂と
すれば よく、このためにR₁Ｙ＝R₁／ｋ及びR₂Ｚ＝ R₂／ｋ、すなわちＹ＝R₁／ｋ−１及びＺ＝R₂／ｋ−１と
す る必要がある。いま、第７図においてＸ≧ｒの範
囲で調整する場合、図に示す中間点Ｄと一点鎖線
矢印との間の抵抗ｘ部分の抵抗値をｘとすると、
ｋ＝Ｘ／ｒ＝ｘ／ｒ＋１となる。一方、Ｚ＝R₂／ｋ−１
な る条件よりｋ＝R₂／Ｚ＋１を得る。よつて、両式よ りR₂／Ｚ＝ｘ／ｒすなわちxZ＝rR₂なる関係を得る。同 様にして、ｋ＝R₂／Ｙ＋１となりxY＝rRとすれば よい。したがつて、この関係を維持するように可
変抵抗器Ｘ，Ｙ及びＺを構成すれば、遮断周波数
をｋ／2πC₁R₁とすることができ、折れ曲がり点の周 波数は１／2πC₁R₁で一定となる。 FIG. 6 is a circuit diagram showing an example of a high frequency sound quality adjustment circuit according to the present invention. Filters 2 and 10 are low-pass and high-pass filters, respectively. _C1 ,
C ₂ is a capacitor and its capacitance value, r, R ₁ and R ₂ are resistors and their resistance values, Y and Z are variable resistors linked to X and their resistance values, and C ₁ R ₁ = C ₂ R ₂ . In this example, the cutoff frequencies of the low-pass and high-pass filters 2 and 10 are 1/2πC ₁ (R ₁ Y) and 1/2πC ₂ (R ₂ Z), respectively.
k is equal to X/r. The interlocking variable resistors X, Y, and Z are configured as shown in FIG. 7, for example. As shown in the figure, the total resistance value of the left part of variable resistor X is r,
The corresponding portions of variable resistors Y and Z are left open. In Fig. 7, in the case of high-frequency attenuation, adjustment is made within the range of 0<k≦1, that is, 0<X≦r.In this case, the sliding of variable resistors Y and Z is The child is released and Y=Z=∞
Therefore, the cutoff frequency of filters 10 and 2 is constant at 1/2πC ₁ R ₁ (=1/2πC ₂ R ₂ ), and the frequency at the bending point is also 1/2πC ₁ R ₁ (=1/2πC ₂ R ₂ ). becomes constant. In addition, in the case of high frequency enhancement, k≧1, that is, X
Adjust within the range of ≧r. In this case, cutoff frequencies 1/2πC ₁ (R ₁ Y) and 1/2πC ₂ (R ₂ Z) of filters 2 and 10 are set to k/2πC ₁ R ₁ and k/2πC ₂ R ₂ , and therefore it is necessary to set R ₁ Y=R ₁ /k and R ₂ Z= R ₂ /k, that is, Y=R ₁ /k-1 and Z=R ₂ /k-1. There is. Now, when adjusting in the range of X≧r in Fig. 7, let x be the resistance value of the resistance x portion between the intermediate point D and the dashed-dotted line arrow shown in the figure.
k=X/r=x/r+1. On the other hand, Z=R ₂ /k−1
From the condition, k=R ₂ /Z+1 is obtained. Therefore, from both equations, we obtain the relationship R ₂ /Z=x/r, that is, xZ=rR ₂ . Similarly, k=R ₂ /Y+1 and xY=rR. Therefore, if the variable resistors X, Y, and Z are configured to maintain this relationship, the cutoff frequency can be set to k/2πC ₁ R ₁ , and the frequency at the bending point is 1/2πC ₁ R ₁ becomes constant.

第８図は、第６図における可変抵抗器Ｙと抵抗
器R₁との並列回路及び可変抵抗器Ｚと抵抗器R₂
との並列回路のかわりに用いることの出来る可変
抵抗器Y′及びZ′を示す接続図である。本例は、抵
抗器R₁及びR₂を可変抵抗器Y′及びZ′に含めて構
成したもので、中間点Ｄと端子Ｂとの間の全抵抗
値をそれぞれR₁及びR₂とする。この場合は第６
図の抵抗器R₁及びR₂は不要である。高域減衰の
場合に０＜ｋ≦１すなわち０＜Ｘ≦ｒの範囲で調
整するときは、Y′＝R₂及びZ′＝R₂で、第６図の
フイルタ１０及び２の遮断周波数は１／2πC₂R₂（＝ １／2πC₁R₁）となり、折れ曲がり点の周波数も １／2πC₂R₂（＝１／2πC₁R₁）で一定になる。また、高 域増強の場合はｋ≧１すなわち、Ｘ≧ｒの範囲で
調整すればばよく、このときは、抵抗Y′＝R₁／ｋ及 びZ′＝R₂／ｋすなわちｋ＝R₁／Y′＝R₂／Z′となるよ
うにす れば、フイルタ２及び１０の遮断周波数は
ｋ／2πC₁R₁（＝ｋ／2πC₂R₂）となり、折れ曲がり周波 数は１／2πC₁R₁（＝１／2πC₂R₂）で一定となる。この 場合、第８図において抵抗ｘ部分の抵抗値をｘと
すると、ｋ＝ｒ＋ｘ／ｒ＝１＋ｘ／ｒとなるから、R₁／
Y′ ＝R₂／Z′＝１＋ｘ／ｒなる関係を保持すればよいこと になる。 Figure 8 shows a parallel circuit of variable resistor Y and resistor R ₁ and variable resistor Z and resistor R ₂ in Figure 6.
FIG. 2 is a connection diagram showing variable resistors Y' and Z' that can be used in place of a parallel circuit with. In this example, resistors R ₁ and R ₂ are included in variable resistors Y' and Z', and the total resistance values between intermediate point D and terminal B are R ₁ and R ₂ , respectively. . In this case, the sixth
Resistors R ₁ and R ₂ shown in the figure are not required. In the case of high-frequency attenuation, when adjusting in the range 0<k≦1, that is, 0<X≦r, Y'=R ₂ and Z'=R ₂ , and the cutoff frequencies of filters 10 and 2 in Fig. 6 are 1/2πC ₂ R ₂ (=1/2πC ₁ R ₁ ), and the frequency at the bending point also becomes constant at 1/2πC ₂ R ₂ (=1/2πC ₁ R ₁ ). In addition, in the case of high frequency enhancement, it is only necessary to adjust within the range of k≧1, that is, X≧r, and in this case, the resistance Y'=R ₁ /k and Z'=R ₂ /k, that is, k=R ₁ / If Y'=R ₂ /Z', the cutoff frequency of filters 2 and 10 will be k/2πC ₁ R ₁ (=k/2πC ₂ R ₂ ), and the bending frequency will be 1/2πC ₁ R ₁ ( = 1/2πC ₂ R ₂ ). In this case, if the resistance value of the resistor x portion in FIG. 8 is x, k=r+x/r=1+x/r, so R ₁ /
It is sufficient to maintain the relationship Y'=R ₂ /Z'=1+x/r.

なお第６図において反転増幅器７の出力を反転
器８によつて反転するかわりに、フイルタ回路２
の出力を反転器により反転して反転増幅器７の出
力に加えてもよい。即ち第５図において、反転器
８を除いてこの部分を短絡し、かわりに反転器８
をフイルタ２と加算器４の間に入れてもよい。こ
の様にしても上述と同様の低域増強・減衰特性が
得られる。 In FIG. 6, instead of inverting the output of the inverting amplifier 7 by the inverter 8, the filter circuit 2
The output may be inverted by an inverter and added to the output of the inverting amplifier 7. That is, in FIG. 5, this part is short-circuited except for the inverter 8, and the inverter 8 is connected instead.
may be placed between the filter 2 and the adder 4. Even in this manner, the same low frequency enhancement/attenuation characteristics as described above can be obtained.

上述のように、高域調整の場合は、それぞれ低
域及び高域通過フイルタを使用するので、適当な
スイツチにより低域の場合と高域の場合とで両フ
イルタを切換えるような構成にしてもよい。かよ
うなスイツチは、容易に構成しうるので図示及び
説明を省略する。また、フイルタの出力インピー
ダンスが演算回路（増幅器を含む。）の利得に影
響するときは、フイルタの後段に緩衝増幅器を挿
入する。 As mentioned above, in the case of high-frequency adjustment, low-pass and high-pass filters are used, so it is possible to use an appropriate switch to switch between both filters for low and high frequencies. good. Since such a switch can be easily constructed, illustration and description thereof will be omitted. Furthermore, when the output impedance of the filter affects the gain of the arithmetic circuit (including an amplifier), a buffer amplifier is inserted after the filter.

なお、各可変抵抗器としては多数の固定抵抗器
の中から必要な抵抗値のものを切換スイツチによ
り選択する様なものでもよいことはもち論であ
る。 It goes without saying that each variable resistor may be one in which a desired resistance value is selected from among a large number of fixed resistors by means of a changeover switch.

以上説明したとおり、本考案によれば、高域の
増強量や減衰量に関係なく周波数特性の折れ曲が
り点の周波数が一定に保たれる周波数特性調整回
路を得ることができ、音質の調整が容易になる利
点がある。 As explained above, according to the present invention, it is possible to obtain a frequency characteristic adjustment circuit in which the frequency at the bending point of the frequency characteristic is kept constant regardless of the amount of enhancement or attenuation in the high frequency range, making it easy to adjust the sound quality. There are advantages to becoming

なお、本考案は、上述の実施例に限らず、実用
新案登録請求の範囲に記載した考案の要旨を逸脱
しない範囲内において種々の変形・変更をしうる
ものである。 It should be noted that the present invention is not limited to the above-described embodiments, and can be modified and changed in various ways without departing from the gist of the invention as set forth in the claims for utility model registration.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は本考案の基本的構成を示すブロツク
図、第２図及び第３図は本考案に用いるフイルタ
特性の一例を示す線図、第４図は低域減衰及び増
強特性を示す線図、第５図は高域減衰及び増強特
性を示す線図、第６図は本考案による高域音質調
整回路の例を示す略式回路図、第７図及び第８図
はその連動可変抵抗器を示す接続図である。 １……入力端子、２……抵抗通過フイルタ、３
……演算回路、４……加算器、５……出力端子、
Ｘ，Ｙ，Ｚ，Y′及びZ′……遮断周波数可変手段、
１０……高域通過フイルタである。 Fig. 1 is a block diagram showing the basic configuration of the present invention, Figs. 2 and 3 are diagrams showing an example of filter characteristics used in the invention, and Fig. 4 is a diagram showing low-frequency attenuation and enhancement characteristics. , Fig. 5 is a diagram showing high-frequency attenuation and enhancement characteristics, Fig. 6 is a schematic circuit diagram showing an example of a high-frequency sound quality adjustment circuit according to the present invention, and Figs. 7 and 8 are diagrams showing the interlocking variable resistor. FIG. 1...Input terminal, 2...Resistance passing filter, 3
...Arithmetic circuit, 4...Adder, 5...Output terminal,
X, Y, Z, Y' and Z'...cutoff frequency variable means,
10...High pass filter.

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】[Scope of utility model registration request] 共通の入力信号が印加される高域通過フイルタ
及び低域通過フイルタと、上記高域通過フイルタ
の出力に可変になされた係数Ｋを掛算する演算手
段と、上記演算手段の出力と上記低域通過フイル
タの出力とを加算する手段とを有し、上記係数Ｋ
が０＜Ｋ≦１のときは上記両フイルタの遮断周波
数を略一定とし、上記係数ＫがＫ≧１のときは上
記両フイルタの遮断周波数をＫの値に比例して変
化させる遮断周波数可変手段を設けることを特徴
とする周波数特性調整回路。 a high-pass filter and a low-pass filter to which a common input signal is applied; an arithmetic means for multiplying the output of the high-pass filter by a variable coefficient K; and an output of the arithmetic means and the low-pass filter. and means for adding the output of the filter, and the coefficient K
When the coefficient K is 0<K≦1, the cutoff frequencies of the two filters are kept substantially constant, and when the coefficient K is K≧1, the cutoff frequencies of the two filters are varied in proportion to the value of K. A frequency characteristic adjustment circuit comprising: