JPH03264867A - Method and device for processing digital signal - Google Patents
Method and device for processing digital signalInfo
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はディジタル信号処理方法及びその装置に係り、
特に、電力系統などの交流信号をディジタル信号に変換
し、変換されたディジタル信号から交流信号の電気量を
検出するに好適なディジタル信号処理方法及びその装置
に関する。[Detailed Description of the Invention] [Field of Industrial Application] The present invention relates to a digital signal processing method and an apparatus thereof;
In particular, the present invention relates to a digital signal processing method and apparatus suitable for converting an alternating current signal from a power system or the like into a digital signal and detecting the electrical quantity of the alternating current signal from the converted digital signal.
従来、電力系統における保護装置として日立評論Ｖｏ１
．６１Ｎα１１に記載されているように、電力計等の交
流信号を変成器を介してアナログフィルタに入力し、ア
ナログフィルタの出力信号をディジタル信号に変換し、
変換されたディジタル信号から交流信号の電気量、例え
ば送電線の電流及び電圧を算出し、この算出結果に基づ
いて事故点等を検出し、事故点近傍の遮断器を引き離す
ようにする装置が提案されている。Conventionally, Hitachi Review Vol. 1 was used as a protection device in power systems.
．． As described in 61Nα11, an AC signal from a wattmeter, etc. is input to an analog filter via a transformer, and the output signal of the analog filter is converted to a digital signal.
A device has been proposed that calculates the electrical quantity of an alternating current signal, such as the current and voltage of a power transmission line, from the converted digital signal, detects a fault point, etc. based on the calculation results, and disconnects the circuit breaker near the fault point. has been done.
又この種の装置を適用した電力用制御装置としては、昭
和６２年電気学会全国大会９４６第１２００頁〜１２０
１頁に示されているような電圧−無効電力制御装置が知
られている。In addition, as a power control device to which this type of device is applied, the 1986 National Conference of the Institute of Electrical Engineers of Japan 946, pp. 1200-120
A voltage-reactive power control device as shown on page 1 is known.
一方、電力制御装置などを駆動するに際しては、電力系
統の交流信号の実効値を検出することが行われており、
交流信号の実効値を検出するに際して、交流信号をフィ
ルタに入力して交流信号の高調波成分を減衰させ、フィ
ルタの出力信号から交流信号の周波数を検出し、検出し
た周波数に基づいてフィルタの出力信号のゲインを補正
し、補正された信号を基に交流信号の実効値を算出する
方法が採用されている。この方法によれば、交流信号の
周波数が変動してもフィルタの出力信号が一定レベルに
なるように補正されるため、周波数の変動に合せて実効
値を求めることができる。On the other hand, when driving a power control device, etc., the effective value of the AC signal of the power system is detected.
When detecting the effective value of an AC signal, the AC signal is input to a filter to attenuate the harmonic components of the AC signal, the frequency of the AC signal is detected from the output signal of the filter, and the output of the filter is determined based on the detected frequency. A method is adopted in which the gain of the signal is corrected and the effective value of the AC signal is calculated based on the corrected signal. According to this method, even if the frequency of the AC signal varies, the output signal of the filter is corrected to be at a constant level, so that the effective value can be determined in accordance with the frequency variation.
しかしながら、上記従来技術においては、以下に示すよ
うに入力フィルタの特性について充分な配慮がされてお
らず、交流信号の周波数が変動すると交流信号の電気量
を正確に求めることができない場合がある。However, in the above-mentioned conventional technology, sufficient consideration is not given to the characteristics of the input filter as described below, and if the frequency of the AC signal changes, it may not be possible to accurately determine the amount of electricity of the AC signal.
（１） 入力フィルタをアナログフィルタで構成して
いるため、素子のバラツキ、経年変化による特性劣化、
チャネル間のバラツキが生じる。(1) Since the input filter is composed of an analog filter, it is susceptible to element variations, characteristic deterioration due to aging,
Variations between channels occur.
（２）入力信号を６００止（または、７２０止：基本波
の電気角３０°）でサンプリングしているため、高精度
に周波数を求めるには複雑なアルゴリズムを実行する必
要があり、多くの演算ユニットを追加する必要がある。(2) Since the input signal is sampled at 600 degrees (or 720 degrees: the electrical angle of the fundamental wave is 30 degrees), it is necessary to execute a complex algorithm to obtain the frequency with high precision, which requires many calculations. Need to add more units.
（３）入力フィルタのゲイン特性が固定であるため、入
力信号の周波数が変動した場合、ゲイン補正処理が必要
である。(3) Since the gain characteristics of the input filter are fixed, gain correction processing is required when the frequency of the input signal changes.
（４）交流信号の周波数が変動した場合、変動した交流
信号の基本波を充分に減衰させることができず、実効値
の検出誤差が大きくなる。(4) When the frequency of the AC signal fluctuates, the fundamental wave of the fluctuated AC signal cannot be sufficiently attenuated, and the detection error of the effective value increases.
本発明の目的は、交流信号の周波数が変動しても交流信
号の電気量を正確に求めることができるディジタル信号
処理方法、ディジタル信号処理装置、ディジタル処理装
置を適用した電力系統用電圧・無効電力制御装置及びデ
ィジタルマルチメータを提供することにある。The purpose of the present invention is to provide a digital signal processing method, a digital signal processing device, and a voltage/reactive power processing system for electric power systems using the digital processing device, which can accurately determine the electrical quantity of an alternating current signal even if the frequency of the alternating current signal fluctuates. An object of the present invention is to provide a control device and a digital multimeter.
上記目的を達成するために、本発明は、第１の方法とし
て、交流信号をサンプリングしてディジタル信号に変換
し、このディジタル信号にゲイン可変型ディジタルフィ
ルタによるフィルタ処理を施し、ディジタルフィルタの
出力信号から交流信号の電気量を求めるに際して、ディ
ジタルフィルタの出力信号から交流信号の周波数を検出
し、検出した周波数に応じてディジタルフィルタのゲイ
ン特性を調整するディジタル信号処理方法を採用したも
のである。In order to achieve the above object, the present invention, as a first method, samples an alternating current signal, converts it into a digital signal, performs filter processing on this digital signal using a variable gain digital filter, and converts the output signal of the digital filter into a digital signal. This method employs a digital signal processing method in which the frequency of the AC signal is detected from the output signal of the digital filter and the gain characteristics of the digital filter are adjusted according to the detected frequency when determining the electrical quantity of the AC signal from the output signal of the digital filter.
第２の方法として、交流信号をサンプリングしてディジ
タル信号に変換し、このディジタル信号にゲイン可変型
ディジタルフィルタによるフィルタ処理を施し、ディジ
タルフィルタの出方信号がら交流信号の電気量を求める
に際して、ディジタルフィルタの出力信号から交流信号
の周波数を検出し、検出した周波数とディジタルフィル
タの設定周波数とを一致させるためのフィルタ係数を算
出し、算出したフィルタ係数に従ってディジタルフィル
タのゲイン特性を調整するディジタル信号処理方法を採
用したものである。The second method is to sample the AC signal and convert it into a digital signal, and then apply filter processing to this digital signal using a variable gain digital filter.When determining the electrical quantity of the AC signal from the output signal of the digital filter, Digital signal processing that detects the frequency of the AC signal from the output signal of the filter, calculates a filter coefficient to match the detected frequency with the set frequency of the digital filter, and adjusts the gain characteristics of the digital filter according to the calculated filter coefficient. This method was adopted.
第３の方法として、交流信号をサンプリングしてディジ
タル信号に変換し、このディジタル信号にゲイン可変型
ディジタルフィルタによるフィルタ処理を施し、ディジ
タルフィルタの出方信号から交流信号の電気量を求める
に際して、ディジタルフィルタの出力信号から交流信号
の周波数を検出し、検出した周波数とディジタルフィル
タの設定周波数とを一致させるためのフィルタ係数を、
指定の周波数に対応して予め設定されたフィルタ係数群
の中から検出周波数を基に選択し、選択したフィルタ係
数に従ってディジタルフィルタのゲイン特性を調整する
ディジタル信号処理方法を採用したものである。The third method is to sample an AC signal and convert it into a digital signal, and then apply filter processing to this digital signal using a variable gain digital filter. The frequency of the AC signal is detected from the output signal of the filter, and the filter coefficient is set to match the detected frequency with the set frequency of the digital filter.
This method employs a digital signal processing method in which a detection frequency is selected from among a group of filter coefficients set in advance corresponding to a designated frequency, and the gain characteristics of the digital filter are adjusted in accordance with the selected filter coefficient.
第４の方法として、交流信号をサンプリングしてディジ
タル信号に変換し、このディジタル信号にゲイン可変型
ディジタルフィルタによるフィルタ処理を施し、ディジ
タルフィルタの出力信号から交流信号の電気量を求める
に際して、前記ディジタルフィルタ信号をゲイン固定型
ディジタルフィルタに入力してフィルタ処理を施し、こ
のディジタルフィルタの出力信号から交流信号の周波数
を検出し、検出した周波数とゲイン可変型ディジタルフ
ィルタの設定周波数とを一致させるためのフィルタ係数
を算出し、算出したフィルタ係数に従ってゲイン可変型
ディジタルフィルタのゲイン特性を調整するディジタル
信号処理方法を採用したものである。As a fourth method, an alternating current signal is sampled and converted into a digital signal, and this digital signal is subjected to filter processing using a variable gain digital filter. The filter signal is input to a fixed gain type digital filter, filter processing is performed, the frequency of the AC signal is detected from the output signal of this digital filter, and the detected frequency is matched with the set frequency of the variable gain type digital filter. This method employs a digital signal processing method that calculates filter coefficients and adjusts the gain characteristics of a variable gain digital filter according to the calculated filter coefficients.
第１乃至第４の方法のうち１の方法を含む第５の方法と
して、ゲイン可変型ディジタルフィルタの出力信号のう
ち交流信号の基本周波数に対する信号のゲインを一定値
に補正し、補正した信号から電気量を求めるディジタル
信号処理方法を採用したものである。As a fifth method that includes one of the first to fourth methods, the gain of the signal with respect to the fundamental frequency of the AC signal is corrected to a constant value among the output signals of the variable gain digital filter, and the gain of the signal with respect to the fundamental frequency of the AC signal is corrected to a constant value. This method employs a digital signal processing method to determine the amount of electricity.
第１乃至第５の方法のうちｌの方法を含む第６の方法と
して、交流信号の電気量として、ゲイン可変型ディジタ
ルフィルタの出力信号から交流信号のピーク値を検出し
、検出したピーク値から交流信号の実効値を算出するデ
ィジタル信号処理方法を採用したものである。As a sixth method including method 1 of the first to fifth methods, the peak value of the AC signal is detected from the output signal of a variable gain digital filter as the electrical quantity of the AC signal, and the peak value is calculated from the detected peak value. This method employs a digital signal processing method that calculates the effective value of an AC signal.
第１の装置として、交流信号をサンプリングしてホール
ドするサンプリングホールド手段と、サンプリングホー
ルド手段によりホールドされた信号をディジタル信号に
変換するアナログディジタル変換手段と、前記ディジタ
ル信号にフィルタ処理を施して特定の周波数成分のディ
ジタル信号を抽出するゲイン可変型ディジタルフィルタ
手段と、ディジタルフィルタ手段の出力信号から交流信
号の周波数を検出する周波数検出手段と、周波数検出手
段の検出出力に基づいてディジタルフィルタ手段のゲイ
ン特性を調整するゲイン調整壬段と、ディジタルフィル
タ手段の出力信号から交流信号の電気量を算出する電気
量算出手段とを有するディジタル信号処理装置を構成し
たものである。The first device includes sampling and holding means for sampling and holding an alternating current signal, analog-to-digital conversion means for converting the signal held by the sampling and holding means into a digital signal, and filter processing on the digital signal to obtain a specific signal. variable gain digital filter means for extracting digital signals of frequency components; frequency detection means for detecting the frequency of the alternating current signal from the output signal of the digital filter means; and gain characteristics of the digital filter means based on the detection output of the frequency detection means. The digital signal processing device is configured to include a gain adjustment stage for adjusting the output signal, and an electrical quantity calculating means for calculating the electrical quantity of the AC signal from the output signal of the digital filter means.
第２の装置として、交流信号をサンプリングしてホール
ドするサンプリングホールド手段と、サンプリングホー
ルド手段によりホールドされた信号をディジタル信号に
変換するアナログディジタル変換手段と、前記ディジタ
ル信号にフィルタ処理を施して特定の周波数成分のディ
ジタル信号を検出するゲイン可変型ディジタルフィルタ
手段と、ディジタルフィルタ手段の出力信号から交流信
号の周波数を検出する周波数検出手段と、周波数検出手
段の検出出力に基づいてディジタルフィルタ手段の設定
周波数とを一致させるためのフィルタ係数を検出するフ
ィルタ係数算出手段と、フィルタ係数算出手段の算出に
よるフィルタ係数に従ってディジタルフィルタ手段のゲ
イン特性を調整するゲイン調整手段と、ディジタルフィ
ルタ手段の出力信号から交流信号の電気量を算出する電
気量算出手段とを有するディジタル信号処理装置を構成
したものである。The second device includes sampling and holding means for sampling and holding an alternating current signal, analog-to-digital conversion means for converting the signal held by the sampling and holding means into a digital signal, and filter processing on the digital signal to obtain a specific signal. variable gain digital filter means for detecting digital signals of frequency components; frequency detection means for detecting the frequency of the alternating current signal from the output signal of the digital filter means; and a set frequency of the digital filter means based on the detection output of the frequency detection means. filter coefficient calculation means for detecting a filter coefficient for matching the filter coefficients; gain adjustment means for adjusting the gain characteristic of the digital filter means according to the filter coefficient calculated by the filter coefficient calculation means; This configuration constitutes a digital signal processing device having a quantity of electricity calculation means for calculating the quantity of electricity.
第４の装置として、電力系統の交流信号をディジタル信
号に変換し、変換されたディジタル信号から交流信号の
電気量として交流信号の実効値を検出すると共に、交流
信号の無効電力を求め、これらの電気量を目標値に適合
させるように電力制御機器を制御する電力系統用の電圧
・無効電力制御装置において、電力系統の交流信号をデ
ィジタル信号に変換する手段として、第１又は第２の装
置を有する電力系統用電圧・無効電力制御装置を構成し
たものである。The fourth device converts the AC signal of the power system into a digital signal, detects the effective value of the AC signal as the electrical quantity of the AC signal from the converted digital signal, and calculates the reactive power of the AC signal. In a voltage/reactive power control device for a power system that controls a power control device so as to adapt the amount of electricity to a target value, the first or second device is used as a means for converting an alternating current signal of the power system into a digital signal. This is a configuration of a voltage/reactive power control device for a power system.
第４の装置として、交流信号をディジタル信号に変換し
、変換されたディジタル信号から交流信号の電気量とし
て交流信号の実効値を検出し、検出した実効値を表示す
るディジタルマルチメータにおいて、交流信号をディジ
タル信号に変換する手段として、第１又は第２の装置を
有するディジタルマルチメータを構成したものである。The fourth device is a digital multimeter that converts an AC signal into a digital signal, detects the effective value of the AC signal as the electrical quantity of the AC signal from the converted digital signal, and displays the detected effective value. This is a digital multimeter having a first or second device as a means for converting the signal into a digital signal.
ディジタルフィルタの出力信号から交流信号の周波数を
検出し、検出周波数に合せてディジタルフィルタのゲイ
ン特性を調整するようにしたため、交流信号の周波数が
変動しても交流信号の高調波成分を常に除去することが
でき、ディジタルフィルタの出力信号から交流信号の正
確な電気量を求めることが可能となる。The frequency of the AC signal is detected from the output signal of the digital filter, and the gain characteristics of the digital filter are adjusted according to the detected frequency, so harmonic components of the AC signal are always removed even if the frequency of the AC signal fluctuates. This makes it possible to obtain an accurate electrical quantity of the AC signal from the output signal of the digital filter.
以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説明する。 Hereinafter, one embodiment of the present invention will be described based on the drawings.
第１図において、アダプティブディジタルフィルタ１ａ
はゲイン可変型のフィルタとして構成されており、交流
信号をサンプリングしてホールドするサンプリングホー
ルダの出力信号をディジタル信号に変換するアナログデ
ィジタル変換器からの出力信号が入力されている。ディ
ジタルフィルタｌａは入力されたディジタル信号にフィ
ルタ処理を施し、ディジタル信号成分の中から特定の周
波数成分の信号を抽出し、抽出した信号をピーク値検出
処理部１ｂと周波数検出処理部１ｄに出力するようにな
っている。フィルタ１ａの出力信号から交流信号のピー
ク値を検出するに際しては、フィルタ１ａの出力信号を
半サイクル毎の最大値を検出することによっても求まる
が１本実施例においては、サンプリング位相の影響を無
くすために、次の（１）式に従ってピーク値Ｖを求める
こととしている。In FIG. 1, an adaptive digital filter 1a
is configured as a variable gain filter, and receives an output signal from an analog-to-digital converter that converts the output signal of a sampling holder that samples and holds an AC signal into a digital signal. The digital filter la performs filter processing on the input digital signal, extracts a signal of a specific frequency component from among the digital signal components, and outputs the extracted signal to the peak value detection processing section 1b and the frequency detection processing section 1d. It looks like this. When detecting the peak value of the AC signal from the output signal of the filter 1a, it can also be found by detecting the maximum value of the output signal of the filter 1a every half cycle, but in this embodiment, the influence of the sampling phase is eliminated. Therefore, the peak value V is determined according to the following equation (1).
但し、
Ｖａ、Ｖｂ：連続した任意の２点のサンプル値ω：入方
角周波数 Δｔ：サンプリング間隔ピーク値検出処理
部１ｂの出力信号は実効値算出演算部１ｃに入力される
。この演算部ＩＣにおいては、ピーク値Ｖを基に次の（
２）式に従って実効値Ｖｒｍｓを算出するようになって
いる。However, Va, Vb: Sample values at any two consecutive points ω: Incoming angular frequency Δt: Sampling interval The output signal of the peak value detection processing unit 1b is input to the effective value calculation calculation unit 1c. In this calculation unit IC, the following (
2) The effective value Vrms is calculated according to the formula.
環部１ｄに入力されており、この処理部１ｄにおいて交
流信号の周波数が検出される。この検出結果を基に、フ
ィルタ係数算出処理部１ｅにおいて、検出周波数がディ
ジタルフィルタ１ａの中心周波数（ゲインがｇｏ）とな
るようなフィルタ係数が算出されるようになっている。The frequency of the AC signal is input to the ring section 1d, and the frequency of the AC signal is detected in this processing section 1d. Based on this detection result, the filter coefficient calculation processing section 1e calculates a filter coefficient such that the detected frequency becomes the center frequency (gain is go) of the digital filter 1a.
そして算出されたフィルタ係数に従ってディジタルフィ
ルタ１ａのゲイン特性が調整されるようになっている。Then, the gain characteristics of the digital filter 1a are adjusted according to the calculated filter coefficients.
例えば、第２図に示されてるように、電力系統から取り
込んだ入力信号の周波数が特性２ａで示されるような場
合、交流信号の基本周波数とディジタルフィルタ１ａの
零点周波数ｆｏとが一致するようにフィルタ係数が算出
される。そして、交流信号の周波数がｆＯからｆｏ’に
変動した場合、検出周波数ｆｏ’ に応じてフィルタ係
数が算出され、このフィルタ係数に従ってディジタルフ
ィルタ１ａのゲイン特性が調整される。即ち、特性２ｂ
に示されるようなフィルタ特性となり、交流信号の周波
数が変動しても交流信号の高調波成分（第２、第３．第
４・・・・・・）を充分に減衰させることができる。こ
のためディジタルフィルタ１ａに入力される交流信号の
ゲイン（出力−人力の比）を常に一定にすることができ
る。従ってディジタルフィルタ１ａの出力信号から実効
値を求めれば、周波数の変動によらず実効値を高精度に
求めることが可能となる。For example, as shown in Fig. 2, when the frequency of the input signal taken in from the power system is shown by characteristic 2a, the fundamental frequency of the AC signal and the zero point frequency fo of the digital filter 1a should match. Filter coefficients are calculated. When the frequency of the AC signal changes from fO to fo', a filter coefficient is calculated according to the detected frequency fo', and the gain characteristic of the digital filter 1a is adjusted according to this filter coefficient. That is, characteristic 2b
The filter characteristics are as shown in , and even if the frequency of the AC signal changes, the harmonic components (second, third, fourth, etc.) of the AC signal can be sufficiently attenuated. Therefore, the gain (ratio of output to human power) of the AC signal input to the digital filter 1a can always be kept constant. Therefore, by determining the effective value from the output signal of the digital filter 1a, it becomes possible to determine the effective value with high accuracy regardless of frequency fluctuations.
次に、アダプティブディジタルフィルタ１ａの具体的構
成及び動作について説明する。Next, the specific configuration and operation of the adaptive digital filter 1a will be explained.
第３図は、ディジタルフィルタの代表的なブロック概念
構成を示す。第３図の（ａ）はＩＩＲ形（Ｉｎｆｉｎｉ
ｔｅ−ｅｘｔｅｎｔ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅ５ｐｏｎｓ
ｅフイルタ、（ｂ）はＦＩＲ形（Ｆｉｎｉｔｅ−ｅｘｔ
ｅｎｔ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅ５−ｐｏｎｓｅ）フィル
タである。FIG. 3 shows a typical block conceptual configuration of a digital filter. Figure 3 (a) shows the IIR type (Infini type).
te-extent Impulse Re5pons
e-filter, (b) is FIR type (Finite-ext
ent Impulse Re5-ponse) filter.
同図（ａ）において、Ｘｎは入力信号３ａは各々係数ブ
ロックであり、Ｋはゲイン係数、Ａ工。In the same figure (a), Xn is a coefficient block of the input signal 3a, K is a gain coefficient, and A-factor.
Ａ、、Ｂ１およびＢ２はフィルタ係数である。３ｂは遅
延ブロックであり、信号Ｗｎを周期Ｔの１時刻分遅延す
るブロック（Ｗｎ−１）と、同様に２時刻分遅延するブ
ロック（Ｗｎ−２）とがある。A, , B1 and B2 are filter coefficients. 3b is a delay block, which includes a block (Wn-1) that delays the signal Wn by one time period T, and a block (Wn-2) that similarly delays the signal Wn by two times.
３Ｃは加算ブロック、Ｙｎはフィルタ出力データである
。3C is an addition block, and Yn is filter output data.
図から判るように、図の構成において、フィルタ係数を
設計することにより、次式（３）、（４）（５）、（６
）、（７）に示す各種のフィルタを実現できる。As can be seen from the figure, by designing the filter coefficients in the configuration shown, the following equations (3), (4), (5), (6
), (7) can be realized.
（ローパスフィルタ） （バンドパスフィルタ） （バイパスフィルタ） （ノツチフィルタ） ここで、ｒ＝２・ｃｏｓ２πｆｏ−Ｔ Ｔ：サンプリング周期 ｆＯ：阻止周波数 （オールパスフィルタ） 同図を演算式で示すとへ次式表わされる。(low pass filter) (bandpass filter) (Bypass filter) (Notchi filter) Here, r=2・cos2πfo−T T: sampling period fO: Stopping frequency (all pass filter) This figure can be expressed as the following equation using an arithmetic expression.
Ｙｎ＝Ｗｎ十Ａ１・Ｗｎ−１＋Ａ２・Ｗｎ−２・・・（
８）Ｗｎ＝に−Ｘｎ＋Ｂ１・Ｗｎ−４十Ｂ２・Ｗｎ−２
・・・ （９）
第３図（ｂ）において、Ｘ’ｎは入力データを、Ｙ’ｎ
は出力データを示す。３ｄ遅延ブロツクであり、Ｘｎ−
１は前述と同様に１時刻分遅延するブロック、Ｘｏ−２
は２時刻分遅延するブロックを示す。３ｅはフィルタ係
数ブロックであり、各フィルタ係数をＡ′。、 Ａ’ｌ
、 Ａ′２が設定される。Yn=Wn10A1・Wn-1+A2・Wn-2...(
8) Wn=to-Xn+B1・Wn-4+B2・Wn-2
... (9) In Fig. 3(b), X'n is the input data, Y'n
indicates output data. 3d delay block, Xn-
1 is a block delayed by 1 time as described above, Xo-2
indicates a block delayed by two times. 3e is a filter coefficient block, and each filter coefficient is denoted by A'. , A'l
, A'2 are set.
３ｆは加算ブロックである。3f is an addition block.
同図を演算式で示すと、次式（１０）で表わせる。This diagram can be expressed by the following equation (10).
Ｙｌ ｎ＝Ａ ｊ 、 、 Ｘ ｊ 、 ＋ Ａ １１
・ＸＩ Ｉｎ＋、＋Ｊ＋２．ｊＸｌ、、、 ・ （
１０）上記したように、本実施例では、ディジタルシグ
ナルプロセッサ（ＤＳＰ）を用いたディジタルフィルタ
手段により入力信号のフィルタ処理を行う構成とし、予
め設定されたフィルタ係数に基づきサンプリング周期Ｔ
ごとに繰り返して行うようにしている。従って、入力点
数に応じて時分割によりフィルタ処理を、ソフトウェア
的に行わせることができ、入力点数の増減、特性の変更
、プリント基板の標準化に対応することが可能である。Yl n=A j , , X j , + A 11
・XI In+, +J+2. jXl,,, ・(
10) As described above, in this embodiment, the input signal is filtered by a digital filter means using a digital signal processor (DSP), and the sampling period T is set based on a preset filter coefficient.
I try to repeat it every time. Therefore, filter processing can be performed by software in a time-sharing manner according to the number of input points, and it is possible to cope with an increase or decrease in the number of input points, changes in characteristics, and standardization of printed circuit boards.
また、アナログフィルタを用いずにフィルタ処理できる
ことから、アナログフィルタのように、抵抗、コンデン
サ等の素子の初期値偏差１周囲温度による素子値の変動
、経年変化による素子の劣化などの要因が全くなく、高
精度化、無調整化が達成できる。In addition, since filter processing can be performed without using an analog filter, there are no factors such as initial value deviation 1 deviation of elements such as resistors and capacitors, fluctuations in element values due to ambient temperature, and element deterioration due to aging. , high precision and no adjustment can be achieved.
また、外付けの点検回路が不要で、内部のソフトウェア
で対応可能であるから、製作工程を大巾に短縮でき、メ
ンテナンスも不要となり、保護リレー装置の高精度化、
低コスト化等のメリットが非常に大きい。In addition, since an external inspection circuit is not required and can be handled by internal software, the manufacturing process can be greatly shortened, maintenance is unnecessary, and the precision of the protective relay device can be improved.
It has great advantages such as cost reduction.
次に、アダプティブフィルタを構成する上で重要となる
フィルタ係数算出処理について説明する。Next, filter coefficient calculation processing, which is important in configuring an adaptive filter, will be explained.
先に述べたが、（３）〜（７）式に示した各種ディジタ
ルフィルタの伝達関数は、アナログフィルタ（Ｓ関数）
の伝達関数から、一般的によく知られている双一次２変
換及び周波数変換により、Ｚ平面上の関数として求めた
ものである。As mentioned earlier, the transfer functions of various digital filters shown in equations (3) to (7) are analog filters (S functions)
It is obtained as a function on the Z plane from the transfer function of , using generally well-known bilinear two-dimensional transformation and frequency transformation.
第４図には、ローパスノツチ、ローパス、バンドパスフ
ィルタの各係数を求めるための演算式をしめす。FIG. 4 shows arithmetic expressions for determining the coefficients of the low-pass notch, low-pass, and band-pass filters.
第４図中の演算式から明らかなように、サンプリング周
期Ｔ、フィルタの選択度Ｑ、フィルタの中に（しゃ断）
周波数ｆｏ（に信号の周波数ｆＯのに倍：には実数）が
既知であれば、全ての係数を求めることができる。As is clear from the equation in Figure 4, the sampling period T, the filter selectivity Q, and the filter (cutoff)
If the frequency fo (multiple the frequency fO of the signal is a real number) is known, all the coefficients can be found.
従って、上記サンプリング周期Ｔ、選択度Ｑ、及び入力
信号の周波数とフィルタの中心（しゃ断周波数との比（
ｋ倍））は全て、前もって設定するので、入力信号の周
波数のみが求まれば、第あ４図中の演算式を解くことに
より、全てのフィルタ係数を求めることができる。Therefore, the sampling period T, the selectivity Q, and the ratio between the frequency of the input signal and the center of the filter (cutoff frequency)
(k times)) are all set in advance, so if only the frequency of the input signal is found, all filter coefficients can be found by solving the arithmetic expressions in FIG.
次に、周波数検出処理を第５図及び第６図に基づいて説
明する。Next, frequency detection processing will be explained based on FIGS. 5 and 6.
まず、ディジタルフィルタ１ａの出力信号を順次取り込
み、入力データがゼロクロスをしたか否かを判定する（
ステップ５ｂ）。このカウント値は入力データの一周期
間のサンプリング回数を示すことになる。First, the output signals of the digital filter 1a are taken in sequentially, and it is determined whether the input data has zero-crossed (
Step 5b). This count value indicates the number of times the input data is sampled during one cycle.
一方、入力データがゼロクロスしたときにはゼロクロス
が２回目か否かを判定する（ステップ５Ｃ）。即ち、一
周期分のゼロクロスを検出する処理を行なう。そしてゼ
ロクロスが２回目でないとき、即ちゼロクロスが１回目
のときには１時刻前のデータＶ（ｔ−１）をｖｌとし、
現時点のデータＶ （ｔ）を■２とする（ステップ５ｄ
）。このあとカウンタ値をクリアする（ステップ５ｅ）
。On the other hand, when the input data crosses zero, it is determined whether or not this is the second zero cross (step 5C). That is, a process of detecting zero crossings for one cycle is performed. When the zero cross is not the second time, that is, when the zero cross is the first time, the data V(t-1) from one time before is set as vl,
Set the current data V (t) to ■2 (step 5d
). After this, clear the counter value (step 5e)
.
即ち、サンプリング毎にカウントアツプしたカウント値
を零にし、ゼロクロスした時点から再びカウントアツプ
を開始する。That is, the count value that has been counted up every sampling is set to zero, and counting up is started again from the point of time when the count value crosses zero.
一方、ゼロクロスが２回目と判定されたときには、１時
刻前のデータｖ （ｋ＋ｔ−１）をＶ３とし、現時点の
データＶ （ｋ＋ｔ）をｖ４とする（ステップ５ｆ）。On the other hand, when it is determined that the zero cross is the second time, the data v (k+t-1) from one time ago is set to V3, and the current data V (k+t) is set to v4 (step 5f).
このあとカウンタのカウント値を零にしくステップ５ｇ
）、カウンタ値を基に周波数の検出演算を実行する（ス
テップ５ｈ）。After this, set the count value of the counter to zero and step 5g
), frequency detection calculation is executed based on the counter value (step 5h).
周波数検出演算を行うに際しては、ゼロクロ２、時点の
正、負の電圧Ｖｌ、Ｖ２．Ｖ３及びＶ４゜入力信号の一
周期内のサンプリング回数に、４１Ｊンプリング周期Ｔ
を用いて、以下に示す（１１）式により周波数ｆを求め
る。When performing frequency detection calculations, zero cross 2, positive and negative voltages Vl, V2 . V3 and V4° The number of samplings within one cycle of the input signal is 41J sampling period T.
Using the equation (11) shown below, the frequency f is determined.
・・・ （１１）
但し
α＝ｌＶ１１＋ｌＶ２ ・・・（１２）β
” ｌ Ｖ ３ ｌ ＋ｉ Ｖ ４１ ・・・
（１３）又周波数を検どコする場合、サンプリング周波
数を交流信号の、Ｉｊ本局周波数５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ
）の２４倍以上とすれば、検出精度を高めることができ
る。又、実施零においてはゼロクロスとして入力データ
が負から正に変わる点を用いたが、入力データが正から
負に変わるときをゼロクロスとすることも用いることが
できると共に、両者を組合せた状態によってもゼロクロ
スを検出することは可能である。... (11) However, α=lV11+lV2 ...(12) β
"l V 3 l +i V 41...
(13) When checking the frequency, set the sampling frequency to the main station frequency of the AC signal, 50Hz or 60Hz.
), the detection accuracy can be improved. In addition, in the implementation zero, the point where the input data changes from negative to positive was used as the zero cross, but it is also possible to use the point when the input data changes from positive to negative as the zero cross, and also by a combination of the two. It is possible to detect zero crossings.
次に、本発明を実施するためのハードウェアの具体的構
成及び動作タイミングについて説明する。Next, the specific configuration and operation timing of the hardware for implementing the present invention will be explained.
第７図には、ディジタル信号処理装置の全体構成が示さ
れている。第７図において、複数のチャンネルの交流信
号がローパスフィルタ６ａに入力されている。このロー
パスフィルタ６ａは交流入力信号に重畳する高調波成分
を除去するように構成されていると共に、複数のチャン
ネルの折り返し誤差を防止するように構成されている。FIG. 7 shows the overall configuration of the digital signal processing device. In FIG. 7, AC signals of a plurality of channels are input to a low-pass filter 6a. This low-pass filter 6a is configured to remove harmonic components superimposed on the AC input signal, and is also configured to prevent aliasing errors between a plurality of channels.
ローパスフィルタ６ａの出力信号はチャンネル毎にサン
プルホールド回路６ｂに入力されている。このサンプリ
ングホールド回路６ｂは全チャンネル同時にサンプリン
グを行う方式になっており、タイミング信号発生回路６
ｇからの指令に従って入力信号を順次サンプリングし、
サンプリングした信号をホールドし、ホールドした信号
を順次マルチプレクサ６ｃへ出力するようになっている
。マルチプレクサ６ｃの出力信号はアナログディジタル
変換か６ｄへ入力され、ディジタルデータに変換される
。そしてこのディジタルデータは、デュアルポート・ラ
ンダム・アクセス・メモリを用いたデュアルポートのバ
ッファメモリ６ｅに格納される。The output signal of the low-pass filter 6a is input to a sample hold circuit 6b for each channel. This sampling hold circuit 6b is of a type that samples all channels simultaneously, and the timing signal generation circuit 6b is of a type that samples all channels simultaneously.
Sequentially samples the input signal according to instructions from g,
The sampled signals are held and the held signals are sequentially output to the multiplexer 6c. The output signal of the multiplexer 6c is input to an analog/digital converter 6d and converted into digital data. This digital data is then stored in a dual-port buffer memory 6e using a dual-port random access memory.
バッファメモリ６ｅに格納されたデジタルデータはロー
カルバス６ｈを介してデジタルシグナルプロセッサ６ｆ
に転送される。このプロセッサ６ｆには、システムバス
６ａに接続された演算ボードなどからのデータがインタ
フェイス回路６ｋ、デュアルポートメモリ６ｉ、ローカ
ルバス６ｈを介して入力されており、プロセッサ６ｆは
、命令語などを格納したプログラムメモリ６ｊのプログ
ラムに従って各種の演算を行うように構成されている。The digital data stored in the buffer memory 6e is sent to the digital signal processor 6f via the local bus 6h.
will be forwarded to. The processor 6f receives data from an arithmetic board connected to the system bus 6a via an interface circuit 6k, a dual port memory 6i, and a local bus 6h, and the processor 6f stores instructions and the like. It is configured to perform various calculations according to the program stored in the program memory 6j.
こプロセッサ６ｆとしては、固定小数点演算型及び浮動
小数点演算型があり、ディジタルフィルタ演算を実行す
るプロセッサとしては、両方適用可能であるが、浮動小
数点型ディジタルシグナルプロセッサを用いれば、広い
ダイナミックエンジンが確保できると共に、オーバーフ
ローやアンダーフローを特に意識することなく用いるこ
とができる。 次に、このディジタルシグナルプロセッ
サ６５の具体的構成について説明する。This processor 6f has fixed-point arithmetic type and floating-point arithmetic type, and both can be applied as a processor that executes digital filter arithmetic, but if a floating-point type digital signal processor is used, a wide dynamic engine can be secured. In addition, it can be used without being particularly conscious of overflow or underflow. Next, the specific configuration of this digital signal processor 65 will be explained.
第８図にＤＳＰの一実施例の構成の詳細図を示す。FIG. 8 shows a detailed diagram of the configuration of one embodiment of the DSP.
本実施例のＤＳＰは、図示のように、外部メモリのアド
レス指定を行うアドレスレジスタ７ａ、パラレル・ポー
トとして使用するデータレジスタ７ｂ、データＲＡＭ７
ｃ、ｍビットＸｍビットの高速並列乗算７ｄ、インスト
ラクション用ＲＯＭ７ｅ、加減算等を行うＡ Ｌ Ｕ
８ Ａｒ１ｔｈａ＋ｅｔｉｃ ＬｏｇｉｃＬｌｎｉｔ）
７ ｆ、アキュムレータ等のレジスタ７ｇ、外部との
制御信号（ａ、ｂおよびＣなど）の割込み等をコントロ
ールする制御回路７ｈ、ＤＳＰ内の内部バス７１を含ん
で構成されている。As shown in the figure, the DSP of this embodiment includes an address register 7a for specifying the address of an external memory, a data register 7b used as a parallel port, and a data RAM 7.
c, m-bit x m-bit high-speed parallel multiplication 7d, instruction ROM 7e, ALU that performs addition and subtraction, etc.
8 Ar1tha+etic LogicLlnit)
7f, a register 7g such as an accumulator, a control circuit 7h that controls interrupts of external control signals (a, b, C, etc.), and an internal bus 71 within the DSP.
前記乗算機７ｄは、１インストラクシヨンサイクルの間
に入力信号Ａ、Ｂの内容を乗算し、その結果Ｃお、内部
バス７１に出力するものである。The multiplier 7d multiplies the contents of the input signals A and B during one instruction cycle, and outputs the result C to the internal bus 71.
また、ＡＬＵ７ｆは、内部バス７１からのデータとレジ
スタ７ｇのデータとを加減算し、結果をレジスタ７ｇに
書き込む。Further, the ALU 7f adds and subtracts the data from the internal bus 71 and the data in the register 7g, and writes the result to the register 7g.
なお、ＤＳＰは、周知のように、１インストラクシヨン
サイクルの間に積和演算が可能であること、パイプライ
ン処理が可能であることなどにより、固定および浮動小
数点データの高速な数値演算を実現できることを特徴と
する。これにより、多入力点数に係る入力データを実時
間でフィルタリング可能とするものである。この点、汎
用のマイクロプロセッサでは処理速度が遅いので、適用
できない。As is well known, DSPs can perform high-speed numerical operations on fixed and floating point data by being able to perform multiply-accumulate operations within one instruction cycle and by being able to perform pipeline processing. It is characterized by what it can do. This allows input data related to multiple input points to be filtered in real time. In this respect, a general-purpose microprocessor cannot be used because its processing speed is slow.
さらに、三角関数などを含んだ数式を解く場合も、非常
に高速に実行できるため、第４図に示した各フィルタ係
数を求める場合にも、非常に有効である。Furthermore, since it can be executed very quickly when solving mathematical expressions including trigonometric functions, etc., it is also very effective when calculating each filter coefficient shown in FIG. 4.
次に、第７図及び第８図に示す装置により、交流信号の
電気量、例えば交流電圧の実効値を検出する場合には、
第９図に示されるように、交流信号をローパスフィルタ
６ａに入力し、ローパスフィルタ６ａの出力信号をサン
プルホールド回１ａ６ｂに取り込み、タイミング信号発
生回路６ｇから出力されるサンプリング周期Ｔのサンプ
リング信号により順次サンプリングし、サンプリングし
てホールドされた信号をマルチプレクサ６ｃを介してア
ナログ−ディジタル変換回路６ｄに入力する。Next, when detecting the electrical quantity of an AC signal, for example, the effective value of an AC voltage, using the apparatus shown in FIGS. 7 and 8,
As shown in FIG. 9, an AC signal is input to a low-pass filter 6a, the output signal of the low-pass filter 6a is taken into a sample-and-hold circuit 1a6b, and the signal is sequentially inputted by a sampling signal with a sampling period T output from a timing signal generation circuit 6g. The sampled and held signal is input to the analog-to-digital conversion circuit 6d via the multiplexer 6c.
ここで、アナログ信号がディジタルデータに変換され、
変換されたデータがバッファメモリ６ｅに格納される。Here, the analog signal is converted to digital data,
The converted data is stored in the buffer memory 6e.
バッファメモリ６ｅに格納されたディジタルデータは順
次プロセッサ６ｆに転送され、プロセッサ６ｆにおいて
ピーク値検出演算、実効値算出演算、フィルタ検出演算
及びフィルタ係数算出演算が行われる。即ち、入力デー
タを基に交流信号のピーク値が検出されると共にピーク
値を基に実効値が検出される。そして入力データがゼロ
クロスした場合には交流信号の周波数が検出される。そ
して検出された周波数に基づいて各種フィルタの係数を
算出する処理が行われる。周波数は出力信号がｌサイク
ル経過する毎に求まるので、フィルタ係数は１サイクル
の間に求めることができる。そして全てのフィルタの係
数が算出された後は、旧フィルタ係数に代わって新たな
フィルタ係数が用いられ５デイジタルフイルタｌａの周
波数ゲイン特性が調整される。The digital data stored in the buffer memory 6e is sequentially transferred to the processor 6f, and the processor 6f performs peak value detection calculation, effective value calculation calculation, filter detection calculation, and filter coefficient calculation calculation. That is, the peak value of the AC signal is detected based on the input data, and the effective value is detected based on the peak value. Then, when the input data crosses zero, the frequency of the AC signal is detected. Then, processing is performed to calculate coefficients of various filters based on the detected frequencies. Since the frequency is determined every time one cycle of the output signal passes, the filter coefficients can be determined during one cycle. After the coefficients of all the filters have been calculated, the new filter coefficients are used in place of the old filter coefficients, and the frequency gain characteristics of the five digital filters la are adjusted.
ここで、交流入力信号の基本周波数５０Ｈｚが４５ Ｈ
ｚ〜５５Ｈｚの間で変動した場合について、本発明方式
と従来方式とを用いて交流信号の実効値検出誤差を測定
したところ、第１０図に示されるような測定結果が得ら
れた。Here, the fundamental frequency of the AC input signal, 50Hz, is 45H.
When the effective value detection error of the AC signal was measured using the method of the present invention and the conventional method when the frequency varied between 55 Hz and 55 Hz, the measurement results shown in FIG. 10 were obtained.
第１０図から理解されるように、本発明では入力信号の
周波数の変動に合せてフィルタのゲインが一定に調整さ
れるため、入力信号の周波数が変動しても、実効値の検
出誤差を小さくすることができる。これに対して従来方
式のものは、入力信号の周波数が５０Ｈｚの場合には検
出誤差は小さくなるが、周波数が５０Ｈｚから離れるに
従って誤差が大きくなる。As can be understood from Fig. 10, in the present invention, the gain of the filter is adjusted to a constant value according to fluctuations in the frequency of the input signal, so even if the frequency of the input signal fluctuates, the detection error of the effective value can be reduced. can do. On the other hand, in the conventional method, the detection error is small when the frequency of the input signal is 50 Hz, but the error increases as the frequency moves away from 50 Hz.
なお、フィルタ係数を検出する場合にはサンプリング毎
に各フィルタの係数を求めることも可能であり、また処
理時間に余裕がある場合には全ての係数を１度に求める
ことも可能である。Note that when detecting filter coefficients, it is possible to obtain the coefficients of each filter for each sampling, or if there is sufficient processing time, it is also possible to obtain all the coefficients at once.
又、前記実施例においては、周波数を求めた後巻サンプ
リング毎にフィルタ係数を求めるものについて述べたが
、第１１図に示されるように、プロセッサ６ｆ内に、検
出周波数１例えば４５Ｈｚ〜５５ Ｈｚに対応した係数
群のデータを格納したフィルタ係数パンク部１０ａを設
け、第１２図に示されるように、検出周波数に対応して
指定のフィルタ係数をバンク部１０ａから選択し、選択
したフィルタ係数をディジタルフィルタ１ａへ転送する
ことも可能である。この場合には係数を求めるための演
算が不要となるので、ディジタルフィルタｌａのゲイン
特性の変更を迅速に行うことができる。Furthermore, in the above embodiment, the filter coefficient is determined for each sampling after the frequency is determined, but as shown in FIG. A filter coefficient puncturing section 10a storing data of a corresponding coefficient group is provided, and as shown in FIG. It is also possible to transfer it to filter 1a. In this case, no calculation is required to obtain the coefficients, so that the gain characteristics of the digital filter la can be changed quickly.
次に、入力信号の周波数を検出する場合には、第１３図
に示されるように、プロセッサ６ｆにゲイン固定型のデ
ィジタルフィルタｌｌａを設け。Next, when detecting the frequency of the input signal, as shown in FIG. 13, a fixed gain digital filter lla is provided in the processor 6f.
ディジタルフィルタｌｌａの出力信号から入力信号の周
波数を検出し、この検出した周波数に従ってフィルタ係
数を算出し、算出したフィルタ係数に従ってアダプティ
ブディジタルフィルタ１ａの周波数−ゲイン特性を調整
することも可能である。It is also possible to detect the frequency of the input signal from the output signal of the digital filter lla, calculate a filter coefficient according to the detected frequency, and adjust the frequency-gain characteristic of the adaptive digital filter 1a according to the calculated filter coefficient.
この場合には入力信号の周波数がディジタルフィルタｌ
ｌａの出力信号によって検出されるため、ディジタルフ
ィルタ１ａの安定性を増すことができる。In this case, the frequency of the input signal is determined by the digital filter l.
Since it is detected by the output signal of the digital filter 1a, the stability of the digital filter 1a can be increased.
次に、第１４図に示されるように、ディジタルフィルタ
ｌａとピーク値検出処理部１ｂの間にゲイン補正処理部
１２ａを設け、ゲイン補正処理部１２ａにおいてディジ
タルフィルタ１ａの出力信号のうち基本周波数に対する
信号のゲインを一定値に補正するようにすれば、ディジ
タルフィルタ１ａの遮断周波数やサンプリング周波数の
関連でディジタルフィルタｌａのゲインを一定にできな
い場合でも、ピーク値及び実効値を精度良く検出するこ
とができる。Next, as shown in FIG. 14, a gain correction processing section 12a is provided between the digital filter la and the peak value detection processing section 1b. If the gain of the signal is corrected to a constant value, even if the gain of the digital filter la cannot be made constant due to the cutoff frequency or sampling frequency of the digital filter 1a, the peak value and the effective value can be detected with high accuracy. can.
次に、本発明を適用した電圧・電力制御装置の構成を第
１５図により説明する。Next, the configuration of a voltage/power control device to which the present invention is applied will be explained with reference to FIG. 15.
電圧・電力制御装置ＶＱＣは電流変成器ＣＴ及び電圧変
成器ＰＴを介して電力系統の交流信号を取り込み、この
交流信号をサンプリングしてディジタル信号に変換し、
変換したディジタルデータから交流信号の実効値を算出
し、この実効値から電力系統の電圧及び無効電力を求め
、算出した電圧及び無効電力に従って各種機器を制御す
るようになっている。制御装置ＶＱＣは具体的には、第
１６図に示されるように、Ｑ検出部１４ａ、■検出部１
４ｂ、加算器１４ｃ、１４ｄ、プログラム設定部１４ｅ
、積分リレーｘ４ｊ、 １４ｇ、１４ｈ、操作機器判定
・論理回路１４ｉ、ＬＲ制御回路１４ｊ、電力用コンデ
ンサＳＣ９分路リアクトル５ｈＲ１制御回路１４ｋを備
えて構成されている。そしてＱ検出部１４ａ及びＶ検出
部１４ｂにプロセッサ６ｆと同じ機能を有するものが用
いられており、電圧の実効値及び無効電力が高精度に検
出されるようになっている。The voltage/power control device VQC takes in an AC signal from the power system via a current transformer CT and a voltage transformer PT, samples this AC signal, and converts it into a digital signal.
The effective value of the AC signal is calculated from the converted digital data, the voltage and reactive power of the power system are determined from this effective value, and various devices are controlled according to the calculated voltage and reactive power. Specifically, the control device VQC, as shown in FIG.
4b, adders 14c, 14d, program setting section 14e
, integral relays x4j, 14g, 14h, an operating device determination/logic circuit 14i, an LR control circuit 14j, and a power capacitor SC9 shunt reactor 5hR1 control circuit 14k. The Q detecting section 14a and the V detecting section 14b have the same functions as the processor 6f, so that the effective value of the voltage and the reactive power can be detected with high precision.
制御装置ＶＱＣには予め目標電圧値及び無効電力値が設
定されており、制御装置ＶＱＣは入力信号が目標値に適
用するように無効電力制御機器及びＬＲタップを制御す
るようになっている。即ち、ある予測に基づいて決めた
電圧・無効電力潮流パターンに追従させ、目標値と検出
値とのずれを補正するために、負荷時電圧調整変圧器Ｌ
ＲＴ、電力用コンデンサＳＣ及び分路リアクトルＳｈＲ
の調整制御を行うようになっている。なお、一般的には
目標電圧の維持を優先し、同時に送電損失の軽減を図る
ようになっている。A target voltage value and a reactive power value are set in advance in the control device VQC, and the control device VQC controls the reactive power control device and the LR tap so that the input signal is applied to the target value. That is, in order to follow the voltage/reactive power flow pattern determined based on a certain prediction and to correct the deviation between the target value and the detected value, the on-load voltage adjustment transformer L is
RT, power capacitor SC and shunt reactor ShR
It is designed to perform adjustment control. Generally, priority is given to maintaining the target voltage, and at the same time, efforts are made to reduce power transmission losses.
次に、本発明を適用したディジタル信号処理装置の応用
例を第１７図により説明する。Next, an application example of a digital signal processing device to which the present invention is applied will be explained with reference to FIG.
本実施例におけるディジタル信号処理装置１５はアナロ
グセンサ１６ａ〜１６ｎ、Ａ／Ｄ変換器１７ａ〜１７ｎ
、ディジタルシグナルプロセッサ１８ａを備えて構成さ
れており、プロセッサ１８ａの出力側がＤ／Ａ変換器１
９ ａ −１９ｎを介してアナログ制御回路２０ａ〜２
Ｏｎに接続されている。The digital signal processing device 15 in this embodiment includes analog sensors 16a to 16n and A/D converters 17a to 17n.
, a digital signal processor 18a, and the output side of the processor 18a is connected to the D/A converter 1.
Analog control circuits 20a-2 via 9a-19n
Connected to On.
本実施例における装置は振動などの物理量をアナログセ
ンサ１６ａ〜１６ｎにより電気信号に変換し、変換され
た電気信号をＡ／Ｄ変換器１７ａ〜１７ｎにおいてディ
ジタル信号に変換し、変換したディジタル信号に従って
プロセッサ１８ａにおいて各種の演算を行っている。即
ち各アナログセンサによって検出された交流信号の実効
値を求め、この実効値に従って各種負荷を制御するため
の信号を生成し、生成したディジタル信号をディジタル
／アナログ変換器１９ａ〜１９ｎを介してアナログ制御
回路２０ａ〜２Ｏｎに出方し、各種負荷を制御するよう
になっている。The device in this embodiment converts a physical quantity such as vibration into an electric signal using analog sensors 16a to 16n, converts the converted electric signal to a digital signal in A/D converters 17a to 17n, and then converts a physical quantity such as vibration into an electric signal using A/D converters 17a to 17n. Various calculations are performed in 18a. That is, the effective value of the AC signal detected by each analog sensor is determined, signals for controlling various loads are generated according to this effective value, and the generated digital signals are converted to analog control via digital/analog converters 19a to 19n. It is output to the circuits 20a to 2On to control various loads.
本実施例においても、アナログセンサによって検出され
る交流信号の実効値を精度良くできるため、負荷を７ｔ
１′＃１度に制御することが可能となる。In this example as well, since the effective value of the AC signal detected by the analog sensor can be accurately determined, the load can be reduced to 7 tons.
It becomes possible to control at 1'#1 time.
次に１本実施例をディジタルマルチメータに適用した場
合の実施例を第１８図により説明する。Next, an embodiment in which this embodiment is applied to a digital multimeter will be described with reference to FIG. 18.
ディジタルマルチメータ
２２、Ａ／Ｄ変換器２３、ディジタルシグナルプロセッ
サ２４、表示器２５を備えて構成されており、アナログ
センサ２２で検出された交流信号の電圧及び電流がアナ
ログディジタル変換器２３でディジタル信号に変換され
るようになっている。It is configured with a digital multimeter 22, an A/D converter 23, a digital signal processor 24, and a display 25, and the voltage and current of the AC signal detected by the analog sensor 22 are converted into digital signals by the analog-digital converter 23. It is now converted to .
そしてディジタル信号がプロセッサ２４に入力されると
，プロセッサ２４において交流信号の電圧の実効値及び
電流の実効値を算出し、算出した電圧の実効値と電流の
実効値を表示器２５の画面上に表示できるようになって
いる。この場合にも、アナログセンサ２２で検出された
交流信号の実効値を精度良く検出できるため、測定精度
の向上に寄与することができる。When the digital signal is input to the processor 24, the processor 24 calculates the effective value of the voltage and the effective value of the current of the AC signal, and displays the calculated effective value of the voltage and effective value of the current on the screen of the display 25. It is now possible to display. In this case as well, the effective value of the AC signal detected by the analog sensor 22 can be detected with high accuracy, which can contribute to improving measurement accuracy.
以上説明したように、本発明によれば、交流信号の周波
数に合せてディジタルフィルタのゲイン特性を調整する
ようにしたため、交流信号の周波数が変動しても、交流
信号の電気量を精度良く検出することができる。この電
気量として、交流信号のピーク値及び実効値を求めた場
合、これらの値を精度良く検出することができる。又周
波数の変動によってもフィルタのゲイン変動が無いため
、補償演算が不要となる。又電力系統の電気量を検出す
る場合、周波数の変動によっても高調波が確実に減衰す
るため、高調波の影響を受けることなく電力系統の電気
量を精度良く検出することができる。As explained above, according to the present invention, the gain characteristics of the digital filter are adjusted according to the frequency of the AC signal, so even if the frequency of the AC signal changes, the electrical quantity of the AC signal can be detected with high accuracy. can do. When the peak value and effective value of the alternating current signal are determined as the quantity of electricity, these values can be detected with high accuracy. Further, since there is no gain variation of the filter due to frequency variation, compensation calculation is not necessary. Furthermore, when detecting the amount of electricity in the power system, harmonics are reliably attenuated even by frequency fluctuations, so it is possible to accurately detect the amount of electricity in the power system without being affected by harmonics.
第１図は本発明の基本構成を示す構成図、第２図はアダ
プティブディジタルフィルタのゲイン−周波数特性図、
第３図はディジタルフィルタの構成説明図、第４図はデ
ィジタルフィルタの係数演算方法を説明するための図、
第５図は周波数検出処理を説明するためのフローチャー
ト、第６図は周波数検出方法を説明するための波形図、
第７図は本発明を適用したアナログ入カニニットのブロ
ック構成図、第８図はディジタルプロセッサのブロック
構成図，第９図はアナログ入カニニットの作用を説明す
るための波形図，第１０図は実効値検出誤差の実測例を
示す図、第１１＠は本発明の外の実施例を示す基本構成
図、第１２図はフィルタ係数バンク部の構成説明図、第
１３図はゲイン固定型ディジタルフィルタを用いたとき
の基本構成図、第１４図はゲイン補正処理部を備えた実
施例の基本構成図，第１５図は本発明を適用した電圧・
無効電力制御装置の全体構成図、第１６図は本発明を適
用した電圧・無効電力制御装置の具体的構成図、第１７
図は本発明を適用したディジタル信号処理装置のブロッ
ク構成図，第１８図は本発明を適用したディジタルマル
チメータの構成図である。
１ａ・・・アダプティブディジタルフィルタ、１ｂ・・
・ピーク値検出処理部。
１ｃ・・・実効値算出演算部、
ｄ・・・周波数検出処理部、
ｅ・・・フィルタ係数算出処理部、
ａ・・・ローパスフィルタ、
ｂ・・・サンプルホールド回路、
Ｃ・・マルチプレクサ、６ｄ・・・Ａ／Ｄ変換器。
ｅ・・・バッファメモリ、
ｆ・・・ディジタルシグナルプロセッサ、ｇ・・・タイ
ミング信号発生回路。FIG. 1 is a block diagram showing the basic configuration of the present invention, FIG. 2 is a gain-frequency characteristic diagram of an adaptive digital filter,
Fig. 3 is an explanatory diagram of the configuration of the digital filter, Fig. 4 is a diagram for explaining the coefficient calculation method of the digital filter,
FIG. 5 is a flowchart for explaining the frequency detection process, FIG. 6 is a waveform diagram for explaining the frequency detection method,
Figure 7 is a block diagram of an analog input crab unit to which the present invention is applied, Figure 8 is a block diagram of a digital processor, Figure 9 is a waveform diagram for explaining the action of the analog input crab unit, and Figure 10 is an effective diagram. Figure 11 shows an example of actual measurement of value detection error. Figure 11 is a basic configuration diagram showing an embodiment other than the present invention. Figure 12 is an explanatory diagram of the configuration of a filter coefficient bank section. Figure 13 is a diagram showing a fixed gain digital filter. 14 is a basic configuration diagram of an embodiment equipped with a gain correction processing section, and FIG. 15 is a diagram of the basic configuration when the present invention is applied.
FIG. 16 is an overall configuration diagram of a reactive power control device, and FIG. 17 is a specific configuration diagram of a voltage/reactive power control device to which the present invention is applied.
18 is a block diagram of a digital signal processing device to which the present invention is applied, and FIG. 18 is a diagram of a digital multimeter to which the present invention is applied. 1a...Adaptive digital filter, 1b...
-Peak value detection processing section. 1c... Effective value calculation calculation unit, d... Frequency detection processing unit, e... Filter coefficient calculation processing unit, a... Low pass filter, b... Sample hold circuit, C... Multiplexer, 6d ...A/D converter. e...buffer memory, f...digital signal processor, g...timing signal generation circuit.
Claims (1)
し、このディジタル信号にゲイン可変型ディジタルフィ
ルタによるフィルタ処理を施し、ディジタルフィルタの
出力信号から交流信号の電気量を求めるに際して、ディ
ジタルフィルタの出力信号から交流信号の周波数を検出
し、検出した周波数に応じてディジタルフィルタのゲイ
ン特性を調整するディジタル信号処理方法。 ２、交流信号をサンプリングしてディジタル信号に変換
し、このディジタル信号にゲイン可変型ディジタルフィ
ルタによるフィルタ処理を施し、ディジタルフィルタの
出力信号から交流信号の電気量を求めるに際して、ディ
ジタルフィルタの出力信号から交流信号の周波数を検出
し、検出した周波数とディジタルフィルタの設定周波数
とを一致させるためのフィルタ係数を算出し、算出した
フィルタ係数に従ってディジタルフィルタのゲイン特性
を調整するディジタル信号処理方法。 ３、交流信号をサンプリングしてディジタル信号に変換
し、このディジタル信号にゲイン可変型ディジタルフィ
ルタによるフィルタ処理を施し、ディジタルフィルタの
出力信号から交流信号の電気量を求めるに際して、ディ
ジタルフィルタの出力信号から交流信号の周波数を検出
し、検出した周波数とディジタルフィルタの設定周波数
とを一致させるためのフィルタ係数を、指定の周波数に
対応して予め設定されたフィルタ係数群の中から検出周
波数を基に選択し、選択したフィルタ係数に従ってディ
ジタルフィルタのゲイン特性を調整するディジタル信号
処理方法。 ４、交流信号をサンプリングしてディジタル信号に変換
し、このディジタル信号にゲイン可変型ディジタルフィ
ルタによるフィルタ処理を施し、ディジタルフィルタの
出力信号から交流信号の電気量を求めるに際して、前記
ディジタルフィルタ信号をゲイン固定型ディジタルフィ
ルタに入力してフィルタ処理を施し、このディジタルフ
ィルタの出力信号から交流信号の周波数を検出し、検出
した周波数とゲイン可変型ディジタルフィルタの設定周
波数とを一致させるためのフィルタ係数を算出し、算出
したフィルタ係数に従ってゲイン可変型ディジタルフィ
ルタのゲイン特性を調整するディジタル信号処理方法。 ５、ゲイン可変型ディジタルフィルタの出力信号のうち
交流信号の基本周波数に対する信号のゲインを一定値に
補正し、補正した信号から電気量を求める請求項１、２
、３又は４記載のディジタル信号処理方法。 ６、交流信号の電気量として、ゲイン可変型ディジタル
フィルタの出力信号から交流信号のピーク値を検出し、
検出したピーク値から交流信号の実効値を算出する請求
項１、２、３、４又は５記載のディジタル信号処理方法
。 ７、交流信号をサンプリングしてホールドするサンプリ
ングホールド手段と、サンプリングホールド手段により
ホールドされた信号をディジタル信号に変換するアナロ
グディジタル変換手段と、前記ディジタル信号にフィル
タ処理を施して特定の周波数成分のディジタル信号を抽
出するゲイン可変型ディジタルフィルタ手段と、ディジ
タルフィルタ手段の出力信号から交流信号の周波数を検
出する周波数検出手段と、周波数検出手段の検出出力に
基づいてディジタルフィルタ手段のゲイン特性を調整す
るゲイン調整手段と、ディジタルフィルタ手段の出力信
号から交流信号の電気量を算出する電気量算出手段とを
有するディジタル信号処理装置。 ８、交流信号をサンプリングしてホールドするサンプリ
ングホールド手段と、サンプリングホールド手段により
ホールドされた信号をディジタル信号に変換するアナロ
グディジタル変換手段と、前記ディジタル信号にフィル
タ処理を施して特定の周波数成分のディジタル信号を検
出するゲイン可変型ディジタルフィルタ手段と、ディジ
タルフィルタ手段の出力信号から交流信号の周波数を検
出する周波数検出手段と、周波数検出手段の検出出力に
基づいてディジタルフィルタ手段の設定周波数とを一致
させるためのフィルタ係数を検出するフィルタ係数算出
手段と、フィルタ係数算出手段の算出によるフィルタ係
数に従ってディジタルフィルタ手段のゲイン特性を調整
するゲイン調整手段と、ディジタルフィルタ手段の出力
信号から交流信号の電気量を算出する電気量算出手段と
を有するディジタル信号処理装置。 ９、電力系統の交流信号をディジタル信号に変換し、変
換されたディジタル信号から交流信号の電気量として交
流信号の実効値を検出すると共に、交流信号の無効電力
を求め、これらの電気量を目標値に適合させるように電
力制御機器を制御する電力系統用の電圧・無効電力制御
装置において、電力系統の交流信号をディジタル信号に
変換する手段として、請求項７又は８記載のものを有す
ることを特徴とする電力系統用電圧・無効電力制御装置
。 １０、交流信号をディジタル信号に変換し、変換された
ディジタル信号から交流信号の電気量として交流信号の
実効値を検出し、検出した実効値を表示するディジタル
マルチメータにおいて、交流信号をディジタル信号に変
換する手段として、請求項７又は８記載のものを有する
ディジタルマルチメータ。[Claims] 1. When sampling an alternating current signal and converting it into a digital signal, subjecting this digital signal to filter processing using a variable gain digital filter, and determining the electrical quantity of the alternating current signal from the output signal of the digital filter, A digital signal processing method that detects the frequency of an AC signal from the output signal of a digital filter and adjusts the gain characteristics of the digital filter according to the detected frequency. 2. Sample the AC signal and convert it into a digital signal, apply filter processing to this digital signal using a variable gain digital filter, and calculate the amount of electricity of the AC signal from the output signal of the digital filter. A digital signal processing method that detects the frequency of an AC signal, calculates a filter coefficient to match the detected frequency with the set frequency of a digital filter, and adjusts the gain characteristics of the digital filter according to the calculated filter coefficient. 3. Sample the AC signal and convert it into a digital signal, apply filter processing to this digital signal using a variable gain digital filter, and calculate the amount of electricity of the AC signal from the output signal of the digital filter. Detects the frequency of the AC signal, and selects a filter coefficient to match the detected frequency with the set frequency of the digital filter based on the detected frequency from a group of filter coefficients set in advance corresponding to the specified frequency. A digital signal processing method that adjusts the gain characteristics of a digital filter according to selected filter coefficients. 4. Sample the alternating current signal and convert it into a digital signal, apply filter processing to this digital signal using a variable gain digital filter, and when calculating the electrical quantity of the alternating current signal from the output signal of the digital filter, use the gain filter to convert the digital filter signal into a digital signal. The input signal is input to a fixed digital filter and subjected to filter processing, the frequency of the AC signal is detected from the output signal of this digital filter, and the filter coefficient is calculated to match the detected frequency with the set frequency of the variable gain digital filter. A digital signal processing method that adjusts the gain characteristics of a variable gain digital filter according to the calculated filter coefficients. 5. Among the output signals of the variable gain digital filter, the gain of the signal relative to the fundamental frequency of the AC signal is corrected to a constant value, and the amount of electricity is determined from the corrected signal.
, 3 or 4. The digital signal processing method according to . 6. Detect the peak value of the AC signal from the output signal of the variable gain digital filter as the electrical quantity of the AC signal,
6. The digital signal processing method according to claim 1, wherein the effective value of the AC signal is calculated from the detected peak value. 7. sampling and holding means for sampling and holding an alternating current signal; analog-to-digital conversion means for converting the signal held by the sampling and holding means into a digital signal; variable gain digital filter means for extracting a signal; frequency detection means for detecting the frequency of the alternating current signal from the output signal of the digital filter means; and a gain for adjusting the gain characteristics of the digital filter means based on the detection output of the frequency detection means. A digital signal processing device comprising an adjustment means and an electric quantity calculation means for calculating an electric quantity of an AC signal from an output signal of a digital filter means. 8. Sampling and holding means for sampling and holding an AC signal, analog-to-digital conversion means for converting the signal held by the sampling and holding means into a digital signal, and filtering the digital signal to convert a specific frequency component into a digital signal. Variable gain digital filter means for detecting a signal; frequency detection means for detecting the frequency of an alternating current signal from an output signal of the digital filter means; and matching the set frequency of the digital filter means based on the detection output of the frequency detection means. filter coefficient calculation means for detecting a filter coefficient for the filter coefficient calculation means; gain adjustment means for adjusting the gain characteristic of the digital filter means according to the filter coefficient calculated by the filter coefficient calculation means; A digital signal processing device comprising a means for calculating an amount of electricity. 9. Convert the AC signal of the power system to a digital signal, and from the converted digital signal, detect the effective value of the AC signal as the electrical quantity of the AC signal, as well as find the reactive power of the AC signal, and set these electrical quantities as targets. A voltage/reactive power control device for a power system that controls a power control device so as to adapt the power control device to a value according to the present invention, wherein the voltage/reactive power control device for a power system has the device according to claim 7 or 8 as a means for converting an alternating current signal of the power system into a digital signal. Features: Voltage/reactive power control device for power systems. 10. In a digital multimeter that converts an AC signal into a digital signal, detects the effective value of the AC signal as the electrical quantity of the AC signal from the converted digital signal, and displays the detected effective value, converts the AC signal into a digital signal. A digital multimeter having the converting means as claimed in claim 7 or 8.
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6493990A JP2987635B2 (en) | 1990-03-15 | 1990-03-15 | Digital signal processing method and apparatus |
| DE69027292T DE69027292T2 (en) | 1990-01-16 | 1990-12-31 | Digital signal processing method and system. |
| EP90125863A EP0437861B1 (en) | 1990-01-16 | 1990-12-31 | Signal processing method and system. |
| CA002033874A CA2033874C (en) | 1990-01-16 | 1991-01-09 | Digital signal processing method and system, electric power system signal processing system and electric power control system |
| US07/640,595 US5255202A (en) | 1990-01-16 | 1991-01-11 | Digital signal processing method and system, electric power system signal processing system and electric power control system |
| KR1019910000529A KR100224185B1 (en) | 1990-01-16 | 1991-01-15 | Digital signal processing method and system, electric power system signal processing and electriic power control system |
| KR1019980050874A KR100250708B1 (en) | 1990-01-16 | 1998-11-26 | Signal processing system for electric power system and electric power control system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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Publications (2)
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|---|---|
| JPH03264867A true JPH03264867A (en) | 1991-11-26 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016024119A (en) * | 2014-07-23 | 2016-02-08 | 横河電機株式会社 | Digital signal processing circuit |
| CN111781415A (en) * | 2020-07-10 | 2020-10-16 | 陕西航空电气有限责任公司 | Real-time calculation method for effective value of alternating voltage suitable for DSP controller |
| CN112461376A (en) * | 2020-12-07 | 2021-03-09 | 爱沃泰科技(深圳)有限公司 | Self-adaptive infrared sensor signal sampling algorithm |
| CN116593769A (en) * | 2023-07-17 | 2023-08-15 | 烟台东方威思顿电气有限公司 | High-precision electric energy calculation method with wide dynamic range |
-
1990
- 1990-03-15 JP JP6493990A patent/JP2987635B2/en not_active Expired - Fee Related
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| CN111781415B (en) * | 2020-07-10 | 2023-02-28 | 陕西航空电气有限责任公司 | Real-time calculation method for effective value of alternating voltage suitable for DSP controller |
| CN112461376A (en) * | 2020-12-07 | 2021-03-09 | 爱沃泰科技(深圳)有限公司 | Self-adaptive infrared sensor signal sampling algorithm |
| CN112461376B (en) * | 2020-12-07 | 2024-05-24 | 爱沃泰科技(深圳)有限公司 | Adaptive infrared sensor signal sampling algorithm |
| CN116593769A (en) * | 2023-07-17 | 2023-08-15 | 烟台东方威思顿电气有限公司 | High-precision electric energy calculation method with wide dynamic range |
| CN116593769B (en) * | 2023-07-17 | 2023-10-27 | 烟台东方威思顿电气有限公司 | High-precision electric energy calculation method with wide dynamic range |
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