JPH0325961B2 - - Google Patents
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- JPH0325961B2 JPH0325961B2 JP61157542A JP15754286A JPH0325961B2 JP H0325961 B2 JPH0325961 B2 JP H0325961B2 JP 61157542 A JP61157542 A JP 61157542A JP 15754286 A JP15754286 A JP 15754286A JP H0325961 B2 JPH0325961 B2 JP H0325961B2
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明はマイクロストリツプ円偏波アンテナ
に関し、特に、接地された誘電体基板の表面上に
形成されたマイクロストリツプ放射素子を、電磁
界的結合を利用して基板中を通るストリツプ線路
で励振するようなマイクロストリツプ円偏波アン
テナに関する。[Detailed Description of the Invention] [Industrial Application Field] This invention relates to a microstrip circularly polarized antenna, and in particular, to a microstrip radiating element formed on the surface of a grounded dielectric substrate. This invention relates to a microstrip circularly polarized antenna that is excited by a strip line passing through a substrate using electromagnetic coupling.
最近の電子機器の小型化、軽量化、薄型化に伴
つて、薄型で平面構造を有する平面アンテナに関
する研究が盛んに進められている。平面アンテナ
の典型例として、マイクロストリツプアンテナが
ある。このようなマイクロストリツプアンテナと
しては、テレビジヨン学界誌Vol.38，No.11
（1984年11月号）およびIEEE VOL.AP−29No.1
（1981年１月号）などにおいて発表されている。
2. Description of the Related Art As electronic devices have become smaller, lighter, and thinner in recent years, research into planar antennas that are thin and have a planar structure has been actively conducted. A typical example of a planar antenna is a microstrip antenna. For such a microstrip antenna, see the Television Academic Journal Vol. 38, No. 11.
(November 1984 issue) and IEEE VOL.AP−29No.1
(January 1981 issue), etc.
第３図は従来の円偏波を発生する２点給電方式
のマイクロストリツプアンテナを示す図であり、
特に、第３図ａは円形放射器を用いた例の平面図
であり、第３図ｂは方形の放射器を用いた一例を
示す平面図であり、第３図ｃは断面図である。 Figure 3 is a diagram showing a conventional two-point feeding type microstrip antenna that generates circularly polarized waves.
In particular, FIG. 3a is a plan view of an example using a circular radiator, FIG. 3b is a plan view of an example using a rectangular radiator, and FIG. 3c is a sectional view.
まず、第３図を参照して、従来のマイクロスト
リツプアンテナについて説明する。誘電体基板１
上には、第３図ａに示すような円形放射器２また
は第３図ｂに示すような方形放射器３と３dBハ
イブリツド４とが形成されている。これらの放射
器２または３と３dBハイブリツド４は、それぞ
れ放射器２または３の外周上の直交した２つの給
電点６ａ，６ｂで接続されている。３dBハイブ
リツド４の１つの端子には整合負荷５が接続さ
れ、他の端子７から信号が入力される。また、誘
電体基板１の他方面には接地導体８が形成されて
いる。 First, a conventional microstrip antenna will be explained with reference to FIG. Dielectric substrate 1
A circular radiator 2 as shown in FIG. 3a or a rectangular radiator 3 as shown in FIG. 3b and a 3 dB hybrid 4 are formed on the top. These radiators 2 or 3 and the 3 dB hybrid 4 are connected at two orthogonal feeding points 6a and 6b on the outer periphery of the radiator 2 or 3, respectively. A matched load 5 is connected to one terminal of the 3 dB hybrid 4, and a signal is input from the other terminal 7. Further, a ground conductor 8 is formed on the other surface of the dielectric substrate 1.
上述のごとく構成されたマイクロストリツプア
ンテナにおいて、端子７から入力された信号は３
dBハイブリツド４によつてそれぞれの位相差が
90゜の等振幅信号に分けられ、給電点６ａ，６ｂ
から円形放射器２または方形放射器３に与えられ
る。これらの信号により、円形放射器２または方
形放射器３上には、位相差90゜の２つの直交モー
ド電流が発生し、クロスダイポールなどの線状ア
ンテナと同じ動作原理に基づき、円偏波を放射す
る。 In the microstrip antenna configured as described above, the signal input from terminal 7 is 3
Each phase difference is determined by dB Hybrid 4.
Divided into equal amplitude signals of 90°, feeding points 6a and 6b
to the circular radiator 2 or the square radiator 3. These signals generate two orthogonal mode currents with a phase difference of 90° on the circular radiator 2 or square radiator 3, which generates circularly polarized waves based on the same operating principle as linear antennas such as cross dipoles. radiate.
ところで、上述のごとく構成されたマイクロス
トリツプアンテナでは、比較的広範囲な周波数領
域において良好な軸比を与えるが、円偏波を発生
するために不可避的に位相調整回路が必要とな
る。このため、その給電系の構成が複雑になりか
つ給電損失なども問題となる。また、給電回路と
円形放射器２または方形放射器３が同一平面上に
あるため、アレイを設計する際に円形放射器２ま
たは方形放射器３の設計位置に大きな制約を受け
るという製作上の難点もあつた。
By the way, although the microstrip antenna configured as described above provides a good axial ratio in a relatively wide frequency range, it inevitably requires a phase adjustment circuit in order to generate circularly polarized waves. Therefore, the configuration of the power supply system becomes complicated and problems such as power supply loss arise. In addition, since the feeder circuit and the circular radiator 2 or the square radiator 3 are on the same plane, there is a manufacturing difficulty in that the design position of the circular radiator 2 or the square radiator 3 is greatly restricted when designing the array. It was hot too.
それゆえに、この発明の主たる目的は、従来の
３dBハイブリツドなどの位相調整回路を用いた
２点給電方式に代えて、給電線と放射素子間の電
磁界的結合を利用して、放射素子上に位相差90゜
の直交モードを発生させることができ、小型でア
レイ化に適したマイクロストリツプ円偏波アンテ
ナを提供することである。 Therefore, the main purpose of the present invention is to utilize electromagnetic coupling between the feed line and the radiating element, instead of the conventional two-point feeding system using a phase adjustment circuit such as a 3dB hybrid, to It is an object of the present invention to provide a microstrip circularly polarized antenna that can generate orthogonal modes with a phase difference of 90° and is small and suitable for array formation.
この発明にかかるマイクロストリツプ円偏波ア
ンテナは、第１および第２の誘電体基板を積層
し、導体幅の中央線がほぼ１波長の長さを有する
ように第１の誘電体基板上に円形または方形のル
ープ状あるいはパツチ状マイクロストリツプ放射
素子を形成する。このマイクロストリツプ放射素
子は動作周波数で基本モードが共振する。第２の
誘電体基板の一方側の第１の誘電体基板に対向す
る面には、マイクロストリツプ放射素子の中心か
ら見て90゜の角度をなす２本の線分と、その中央
線とが交差する点でマイクロストリツプ線路と交
差するようにストリツプ線路を形成し、このスト
リツプ線路の終端には整合負荷を接続し、第２の
誘電体基板の他方面側に接地導体を形成して構成
したものである。
In the microstrip circularly polarized antenna according to the present invention, first and second dielectric substrates are laminated, and the first dielectric substrate is stacked so that the center line of the conductor width has a length of approximately one wavelength. A circular or rectangular loop or patch microstrip radiating element is formed on the surface. The fundamental mode of this microstrip radiating element resonates at the operating frequency. On one side of the second dielectric substrate facing the first dielectric substrate, there are two line segments that form an angle of 90 degrees when viewed from the center of the microstrip radiating element, and a center line between the lines. A strip line is formed so as to intersect with the microstrip line at the point where the lines intersect, a matched load is connected to the end of this strip line, and a ground conductor is formed on the other side of the second dielectric substrate. It was constructed as follows.
この発明に係るマイクロストリツプ円偏波アン
テナは、ストリツプ線路とマイクロストリツプ放
射素子とを電磁界的に結合させ、ストリツプ線路
上の進行波電流の行路差を利用してマイクロスト
リツプ放射素子に位相差90゜の直交モードを発生
させる。したがつて、従来のような３dBハイブ
リツドや分岐回路などを必要としないため、構造
が極めて簡単で電気的損失が少なく小型化でき
る。
The microstrip circularly polarized antenna according to the present invention electromagnetically couples a strip line and a microstrip radiating element, and uses the path difference of traveling wave current on the strip line to generate a microstrip antenna. Generate orthogonal modes with a phase difference of 90° in the radiating element. Therefore, there is no need for a 3 dB hybrid or branch circuit as in the conventional case, so the structure is extremely simple, there is little electrical loss, and the device can be miniaturized.
第１図はこの発明の一実施例を示す図であり、
特に、第１図ａは円形ループ状放射素子を形成し
た例の平面図であり、第１図ｂは方形のループ状
放射素子を形成した例の平面図であり、第１図ｃ
は断面図である。
FIG. 1 is a diagram showing an embodiment of the present invention,
In particular, Fig. 1a is a plan view of an example in which a circular loop-shaped radiating element is formed, Fig. 1b is a plan view of an example in which a rectangular loop-shaped radiating element is formed, and Fig. 1c
is a sectional view.
まず第１図を参照して、この発明の一実施例の
構成について説明する。２枚の誘電体基板１０，
１１がそれぞれ積み重ねられ、一方の誘電体基板
１０の表面には、第１図ａに示すような幅の狭い
円形のループ状放射素子１２または第１図ｂに示
すような幅の狭い方形のループ状放射素子１３が
形成される。他方の誘電体基板１１の誘電体基板
１０に対向する面には、ストリツプ線路１４が形
成され、このストリツプ線路１４の一端が給電点
１７とされ、他端は線路の特性インピーダンスに
等しい整合負荷１６によつて終端される。ストリ
ツプ線路１４と円形ループ状放射素子１２または
方形ループ状放射素子１３は、各放射素子１２ま
たは１３の中心から見てそれぞれが90゜の角度を
なす２本の線分とそれぞれの放射素子１２または
１３とが交わる交点１５ａ，１５ｂで交差するよ
うに配置される。なお、円形ループ状放射素子１
２または方形ループ状放射素子１３は、それぞれ
動作周波数において周囲長が１波長の基本モード
で共振するようにその寸法が決められる。なお、
誘電体基板１１の他方面には接地導体１８が形成
される。 First, referring to FIG. 1, the configuration of an embodiment of the present invention will be described. two dielectric substrates 10,
11 are stacked on top of each other, and on the surface of one dielectric substrate 10, a narrow circular loop-shaped radiating element 12 as shown in FIG. 1a or a narrow rectangular loop as shown in FIG. 1b is formed. A shaped radiating element 13 is formed. A strip line 14 is formed on the surface of the other dielectric substrate 11 facing the dielectric substrate 10, one end of this strip line 14 is used as a feeding point 17, and the other end is connected to a matched load 16 equal to the characteristic impedance of the line. terminated by The strip line 14 and the circular loop-shaped radiating element 12 or the rectangular loop-shaped radiating element 13 are connected to two line segments each forming an angle of 90 degrees when viewed from the center of each radiating element 12 or 13. 13 are arranged so as to intersect at intersections 15a and 15b. Note that the circular loop-shaped radiating element 1
The dimensions of each of the two or rectangular loop-shaped radiating elements 13 are determined so that they resonate in a fundamental mode with a perimeter of one wavelength at the operating frequency. In addition,
A ground conductor 18 is formed on the other surface of the dielectric substrate 11 .
次に、第１図に示したマイクロストリツプ円偏
波アンテナの動作について説明する。端子１７か
ら入つた信号電流は、まず交点１５ａに到着す
る。電磁結合によつてループ上に誘起される電流
の分布は、ループの周囲長が１波長λaのためダ
イポールモードとなる。すなわち、交点１５ａお
よびループ部の中心に対して対称な点付近で最大
値（腹）を有し、これら２点から±90゜離れた２
点、すなわち点１５ｂとそれにループの中心に対
して対称な点付近で０（節）となる。次に、線路
上を進む信号電流は、ストリツプ線路１４上を流
れる励振電流の波長λsおよび円形ループ状放射
素子１２または方形ループ状放射素子１３上に電
磁界的結合によつて誘起される電流の波長λaは、
誘電体基板１０および１１の存在によつて自由空
間中の波長λoより短縮され、上述の点１５ａに
到着してから１／４周期後（位相差90゜）に交点
１５ｂに到着する。このとき、ループ上に誘起さ
れる電流の分布形状は入力された信号電流と同じ
であるが、空間的に90゜、位相的に90゜回転する。
すなわち、これら２つのモード電流は空間的に直
交して互いに一方の最大値（腹）は他方の０（節）
に位置し、また時間的に１／４周期ずれているこ
とになる。 Next, the operation of the microstrip circularly polarized antenna shown in FIG. 1 will be explained. The signal current entering from the terminal 17 first arrives at the intersection 15a. The distribution of current induced on the loop by electromagnetic coupling becomes a dipole mode because the circumferential length of the loop is one wavelength λa. In other words, it has a maximum value (antinode) near the point symmetrical to the intersection 15a and the center of the loop, and the two points located ±90° away from these two points
It becomes 0 (node) near the point 15b and a point symmetrical to it with respect to the center of the loop. Next, the signal current traveling on the line is determined by the wavelength λs of the excitation current flowing on the strip line 14 and the current induced on the circular loop radiating element 12 or the square loop radiating element 13 by electromagnetic coupling. The wavelength λa is
Due to the presence of the dielectric substrates 10 and 11, the wavelength λo in free space is shortened, and the wavelength reaches the intersection 15b 1/4 period after reaching the above-mentioned point 15a (phase difference of 90°). At this time, the distribution shape of the current induced on the loop is the same as the input signal current, but rotated by 90° spatially and 90° phasewise.
In other words, these two mode currents are spatially orthogonal, and the maximum value (antinode) of one is equal to 0 (node) of the other.
, and are temporally shifted by 1/4 period.
この第１図に示したアンテナの構造では、λo
＞λa＞λsの関係にある。したがつて、円形ルー
プ状放射素子１２または方形ループ状放射素子１
３の周囲を１波長λaに選べば、２つの交点１５
ａ，１５ｂの長さはストリツプ線路１４上の波長
λsのほぼ１／４となり、電気的に約90゜の位相差
を持つことになる。 In the antenna structure shown in Fig. 1, λo
The relationship is ＞λa＞λs. Therefore, the circular loop-shaped radiating element 12 or the square loop-shaped radiating element 1
If one wavelength λa is selected around 3, the two intersection points 15
The lengths of a and 15b are approximately 1/4 of the wavelength λs on the strip line 14, and they have an electrical phase difference of approximately 90°.
誘電体基板１０の厚さが一般に使用される１／
50波長（λo）程度であつて、ストリツプ線路１
４のループ状放射素子１２，１３の幅が比較的狭
い場合、ループ状放射素子１２，１３上に誘起さ
れる電流は、交点１５ａ，１５ｂ付近を流れる給
電線上の電流に比例すると考えられる。したがつ
て、ループ状放射素子１２，１３上には、等振幅
で90゜の位相差を持つ２つの直交モードの電流が
発生することになる。したがつて、相互の影響は
非常に小さく、２つの直交モードはループ上で維
持されることになり、従来の空気中におかれた２
本の独立したクロスダイポールと同じ原理により
円偏波を発生する。 The thickness of the dielectric substrate 10 is generally 1/
It is about 50 wavelengths (λo), and the strip line 1
When the width of the loop-shaped radiating elements 12, 13 of No. 4 is relatively narrow, the current induced on the loop-shaped radiating elements 12, 13 is considered to be proportional to the current on the feeder line flowing near the intersections 15a, 15b. Therefore, two orthogonal mode currents having equal amplitude and a phase difference of 90° are generated on the loop-shaped radiating elements 12 and 13. Therefore, the mutual influence is very small, and the two orthogonal modes will be maintained on the loop, compared to the conventional two
It generates circularly polarized waves using the same principle as a book's independent cross dipole.
なお、この発明は、上述の第１図に示した例に
限ることなく、ループ状放射素子を種々変形して
実施することも可能である。たとえば、動作周波
数で基本モードが共振するように寸法を選べば、
円形ループ状放射素子１２あるいはループ状放射
素子１３の導体幅を増加させてもよい。その場
合、各放射素子とストリツプ線路１４の交点の位
置は、放射素子の中心から見て90゜よりも大きく
なる方向に移動させて、２つの直交基本モードが
誘起されるように補正する。 Note that the present invention is not limited to the example shown in FIG. 1 described above, and the loop-shaped radiating element can be modified in various ways. For example, if the dimensions are chosen so that the fundamental mode resonates at the operating frequency,
The conductor width of the circular loop-shaped radiating element 12 or the loop-shaped radiating element 13 may be increased. In that case, the position of the intersection between each radiating element and the strip line 14 is moved in a direction greater than 90 degrees as seen from the center of the radiating element, and corrected so that two orthogonal fundamental modes are induced.
第２図はこの発明の他の実施例を示す図であ
り、特に第２図ａ誘電体基板上に円形パツチを形
成した例を示す平面図であり、第２図ｂは方形パ
ツチを形成した例を示す図であり、第２図ｃは断
面図である。 FIG. 2 is a plan view showing another embodiment of the present invention, in particular, FIG. 2a is a plan view showing an example in which a circular patch is formed on a dielectric substrate, and FIG. This is a diagram showing an example, and FIG. 2c is a cross-sectional view.
この第２図に示した例は、前述の第１図に示し
た円形ループ状放射素子１２および方形ループ状
放射素子１３の導体幅を広くし、中央の空間部を
なくしたものである。すなわち、導体幅の中央線
がほぼ１波長の長さを有して基本モードで共振す
る円板状の円形パツチ１９または方形状の方形パ
ツチ２０を形成したものである。そして、前述の
第１図と同様にして、円形パツチ１９または方形
パツチ２０とストリツプ線路１４の導体幅の中央
線の交点は円形パツチ１９または方形パツチ２０
の中心から見てほぼ90゜となるように寸法を選ぶ
ことによつて２つの直交モードを誘起できる。し
たがつて、第１図に示したループアンテナと同様
にして、円偏波アンテナとして動作させることが
できる。 In the example shown in FIG. 2, the conductor widths of the circular loop-shaped radiating element 12 and the rectangular loop-shaped radiating element 13 shown in FIG. 1 are widened, and the space in the center is eliminated. That is, a disk-shaped circular patch 19 or a rectangular square patch 20 is formed in which the center line of the conductor width has a length of approximately one wavelength and resonates in the fundamental mode. 1, the intersection of the circular patch 19 or square patch 20 and the center line of the conductor width of the strip line 14
Two orthogonal modes can be induced by choosing the dimensions so that the angle is approximately 90° from the center of the plane. Therefore, it can be operated as a circularly polarized antenna in the same manner as the loop antenna shown in FIG.
なお、この発明をアレイアンテナに適用する場
合には、終端が整合したストリツプ線路１４の上
部に、複数個の放射素子を電磁界の放射方向に応
じて適当な間隔で配列すればよい。たとえば、ア
ンテナ面と垂直な方向に放射する場合は、ストリ
ツプ線路１４の誘電率を考慮した波長λsの間隔
で、またそれから傾ける場合は、放射方向で各ア
レイ素子からの電磁界の位相が希望方向で一致す
るように間隔を調整して配列すればよい。 When the present invention is applied to an array antenna, a plurality of radiating elements may be arranged at appropriate intervals in accordance with the radiation direction of the electromagnetic field above the strip line 14 whose terminations are matched. For example, when radiating in a direction perpendicular to the antenna plane, the wavelength λs is set in consideration of the dielectric constant of the strip line 14, and when tilting, the phase of the electromagnetic field from each array element is adjusted in the desired direction in the radiation direction. All you have to do is adjust the spacing and arrange them so that they match.
以上のように、この発明によれば、第１および
第２の誘電体基板を積層し、第１の誘電体基板上
に円形または方形のループ状あるいはパツチ状の
マイクロストリツプ放射素子を形成し、第２の誘
電体基板の一方側に、その終端に整合負荷を接続
したストリツプ線路を形成し、第２の誘電体基板
の他方面側に接地導体を形成し、ストリツプ線路
とマイクロストリツプ放射素子とを電磁界的に結
合させて、ストリツプ線路上の進行波電流の行路
差を利用してマイクロストリツプ放射素子に位相
差90゜の直交モードを発生させるようにしたので、
従来のような３dBハイブリツドや分岐回路など
を必要とせず、構造が極めて簡単になる。しか
も、電気的損失が少なく小型化を図ることができ
る。さらに、アレイ化する場合においては、給電
線と放射素子が二重構造で上下に分離されている
ため、放射素子の位置設計に対する自由度が大き
く、複数個の放射素子に対して整合負荷は１つで
よく、製作上有利となる。
As described above, according to the present invention, the first and second dielectric substrates are laminated, and a circular or square loop-shaped or patch-shaped microstrip radiating element is formed on the first dielectric substrate. A strip line with a matching load connected to its terminal end is formed on one side of the second dielectric substrate, a ground conductor is formed on the other side of the second dielectric substrate, and the strip line and microstrip line are connected to each other. The microstrip radiating element is electromagnetically coupled to the microstrip radiating element, and the path difference of the traveling wave current on the strip line is used to generate an orthogonal mode with a phase difference of 90° in the microstrip radiating element.
There is no need for conventional 3dB hybrids or branch circuits, making the structure extremely simple. Moreover, there is little electrical loss and miniaturization can be achieved. Furthermore, when forming an array, the feed line and the radiating element are separated vertically in a double structure, so there is a large degree of freedom in designing the position of the radiating element, and the matching load for multiple radiating elements is 1. It is easy to use and is advantageous in terms of production.
第１図はこの発明の一実施例を示す図である。
第２図はこの発明の他の実施例を示す図である。
第３図は従来の２点給電方式のマイクロストリツ
プ円偏波アンテナを示す図である。
図において、１０，１１は誘電体基板、１２は
円形ループ状放射素子、１３は方形ループ状放射
素子、１４はストリツプ線路、１５ａ，１５ｂは
交点、１６は整合負荷、１７は端子、１８は接地
導体、１９は円形パツチ、２０は方形パツチを示
す。
FIG. 1 is a diagram showing an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing another embodiment of the invention.
FIG. 3 is a diagram showing a conventional two-point feeding system microstrip circularly polarized antenna. In the figure, 10 and 11 are dielectric substrates, 12 is a circular loop radiating element, 13 is a square loop radiating element, 14 is a strip line, 15a and 15b are intersection points, 16 is a matched load, 17 is a terminal, and 18 is ground. The conductor 19 is a circular patch, and 20 is a square patch.
Claims (1)
体基板と、 導体幅の中央線がほぼ１波長の長さを有するよ
うに、前記第１の誘電体基板上に形成され、動作
周波数で基本モードが共振する円形または方形の
ループ状マイクロストリツプ放射素子と、 前記マイクロストリツプ放射素子の中心から見
て90゜の角度をなす２本の線分と、その中央線と
が交差する点で該マイクロストリツプ線路と交差
するように、前記第２の誘電体基板の一方側の前
記第１の誘電体基板に対向する面に形成されかつ
その終端に整合負荷が接続されたストリツプ線路
と、 前記第２の誘電体基板の他方面側に配置されか
つ接地される接地導体とを含み、 前記ストリツプ線路と前記マイクロストリツプ
放射素子とを電磁界的に結合させ、該ストリツプ
線路上の進行波電流の行路差を利用して、該マイ
クロストリツプ放射素子に位相差90゜の直交モー
ドを発生させることを特徴とする。マイクロスト
リツプ円偏波アンテナ。 ２ それぞれが積層される第１および第２の誘電
体基板と、 前記第１の誘電体基板上に形成され、動作周波
数で基本モードが共振する円形または方形のバツ
チ状マイクロストリツプ放射素子と、 前記マイクロストリツプ放射素子の中心から見
て90゜の角度をなす２本の線分と、その中央線と
が交差する点で該マイクロストリツプ線路と交差
するように、前記第２の誘電体基板の一方側の前
記第１の誘電体基板に対向する面に形成されかつ
その終端に整合負荷が接続されたストリツプ線路
と、 前記第２の誘電体基板の他方面側に配置されか
つ接地される接地導体とを含み、 前記ストリツプ線路と前記マイクロストリツプ
放射素子とを電磁界的に結合させ、該ストリツプ
線路上の進行波電流の行路差を利用して、該マイ
クロストリツプ放射素子に位相差90゜の直交モー
ドを発生させることを特徴とする、マイクロスト
リツプ円偏波アンテナ。[Scope of Claims] 1. A first and second dielectric substrate, each of which is laminated, and formed on the first dielectric substrate so that the center line of the conductor width has a length of approximately one wavelength. a circular or rectangular loop-shaped microstrip radiating element whose fundamental mode resonates at the operating frequency; two line segments forming an angle of 90° when viewed from the center of the microstrip radiating element; formed on one side of the second dielectric substrate facing the first dielectric substrate so as to intersect the microstrip line at the point where the center line intersects with the microstrip line, and aligned with the terminal end thereof. The strip line includes a strip line connected to a load, and a ground conductor disposed on the other side of the second dielectric substrate and grounded, and electromagnetically connects the strip line and the microstrip radiating element. The present invention is characterized in that an orthogonal mode with a phase difference of 90° is generated in the microstrip radiating element using the path difference of the traveling wave current on the strip line. Microstrip circularly polarized antenna. 2. first and second dielectric substrates that are laminated, and a circular or rectangular batch-shaped microstrip radiating element that is formed on the first dielectric substrate and whose fundamental mode resonates at an operating frequency. , the second line so as to intersect the microstrip line at a point where two line segments forming an angle of 90° viewed from the center of the microstrip radiating element intersect with the center line thereof; a strip line formed on one side of the dielectric substrate facing the first dielectric substrate and having a matched load connected to its terminal end; and a strip line disposed on the other side of the second dielectric substrate. and a grounded conductor that is grounded, the strip line and the microstrip radiating element are electromagnetically coupled, and the microstrip line is radiated using a path difference of traveling wave current on the strip line. A microstrip circularly polarized antenna characterized by generating orthogonal modes with a phase difference of 90° in the strip radiating element.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15754286A JPS6313404A (en) | 1986-07-03 | 1986-07-03 | Microstrip circularly polarized antenna |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15754286A JPS6313404A (en) | 1986-07-03 | 1986-07-03 | Microstrip circularly polarized antenna |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6313404A JPS6313404A (en) | 1988-01-20 |
| JPH0325961B2 true JPH0325961B2 (en) | 1991-04-09 |
Family
ID=15651953
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15754286A Granted JPS6313404A (en) | 1986-07-03 | 1986-07-03 | Microstrip circularly polarized antenna |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6313404A (en) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01216603A (en) * | 1988-02-24 | 1989-08-30 | Matsushita Electric Works Ltd | Plate antenna |
| JP2505327Y2 (en) * | 1993-05-20 | 1996-07-31 | 日本電業工作株式会社 | Slot-shaped twin spiral antenna |
| WO2007088799A1 (en) * | 2006-01-31 | 2007-08-09 | National University Corporation Chiba University | Communication antenna |
| US8044874B2 (en) * | 2009-02-18 | 2011-10-25 | Harris Corporation | Planar antenna having multi-polarization capability and associated methods |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55132107A (en) * | 1979-03-30 | 1980-10-14 | Naoki Inagaki | Microstrip antenna for circular polarized wave |
-
1986
- 1986-07-03 JP JP15754286A patent/JPS6313404A/en active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55132107A (en) * | 1979-03-30 | 1980-10-14 | Naoki Inagaki | Microstrip antenna for circular polarized wave |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6313404A (en) | 1988-01-20 |
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