JPH03258121A

JPH03258121A - 検波回路

Info

Publication number: JPH03258121A
Application number: JP5706590A
Authority: JP
Inventors: Hidekazu Nakanishi; 英一中西; Tetsuo Onodera; 小野寺　哲雄
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 1990-03-08
Filing date: 1990-03-08
Publication date: 1991-11-18

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、ディジタルセルラ（移動通信）システムにお
けるセルラ移動通信用自動車電話の送信電力制御回路等
に用いられる検波回路、特に電力検波を行う直線検波方
式の検波回路に関するものである。

（従来の技術〉従来、電力検波を行う直線検波方式の検波回路としては
、例えば沖電気研究開発１４１．旦６［１］（昭６４１−１）Ｐ
、５−２６に記載されるように、セルラ移動通信用自動車電話の送
信電力制御回路等といった、種々の用途に用いられてい
る。その検波回路の一例を第２図に示す。

第２図は、従来の検波回路の一構成例を示す回路図であ
る。

この検波回路１０は、信号源ｌからの高周波電力を直線
検波して検波電圧（モニタ電圧〉を出力する回路であり
、検波ダイオード↑１と、キャパシタ１２及び負荷抵抗
１３からなるフィルタとで、構成されている。

この検波口Ｂ１０では、信号源１からの例えば数百ＭＨ
ｚといった高周波電力が、検波ダイード１１によって整
流される。整流された信号は、フィルタ用キャパシタ１
２で交流成分を除去された後、負荷抵抗１３に与えられ
る。すると、負荷抵抗端のモニタ電圧検出点１４から、
入力電力レベルに応じた直流整流電圧、つまりモニタ電
圧が得られる。

このような検波回路１０を例えばディジタルセルラ移動
通信用自動車電話の送信電力制御回路内に設け、モニタ
電圧検出点上４で得られたモニタ電圧に基づき、出力電
力レベルを制御するようにしている。

第３図に、検波ダイオード１１の変換特性図を示す。こ
の変換特性図では、検波ダイオード１１への入力電力レ
ベルと出力整流電圧との関係を示している。この図に示
すように、一般の検波ダイオードでは、ある一定の入力
電力レベルの範囲内（例えば、−２０〜＋１０　ｄＢｍ
＞で、直線性が良好となっている。

（発明が解決しようとする課題〉しかしながら、上記構成の検波回路では、次のような課
題があった。

従来の検波回路１０を用いて、例えば５０〜６０ｄＢも
の範囲の出力電力レベル制御が必要なディジタルセルラ
移動通信用自動車電話における送信電力制御回路内の増
幅器を構成する場合、５０〜６０ｄＢの広範な入力電力
レベルの範囲で、直線性良く電力検波できる検波回路が
必要となる。

ところが、耐圧等のデバイス特性の限界等の理由により
、現在入手可能な検波ダイオードでは、高感度のものの
場合、全体で６０ｄＢ以上のレベル範囲で検波可能な構
造のものもあるが、全レベルにわたって直線性が良好な
ものはまれである。

そのため、広範な入力電力レベルの範囲で、直線性の良
い検波電圧出力を得ることが困難であった。

第４図に、高感度検波ダイオードを用いた検波変換特性
図を示す。この検波変換特性図は、日本電気（株〉カタ
ログｒＮＥＣ：　ｌ５３１４　　マイクロ波デバイス（
８８／８９）Ｊ　Ｐ、４６７に記載されたものであり、
負荷抵抗Ｒ１をパラメータとして周波数ｆ−↑０ＧＨｚ
の入力電力Ｐ、に対する検波電圧Ｅ。の特性曲線が示さ
れている。この図から明らかなように、高感度検波ダイ
オードを用いた検波回路の直線性の良い範囲は、２０〜
３０ｄＢ程度と狭い。

本発明は前記従来技術が持っていた課題として、広範囲
にわたって直線性の良好な検波回路を得ることが困難で
ある点について解決した直線検波方式の検波回路を提供
するものである。

（課題を解決するための手段）本発明は前記課題を解決するために、入力電力を検波ダ
イオードで整流した後にキャパシタを介して負荷抵抗よ
り直線検波出力を取り出す検波回路において、前記負荷
抵抗は、前記検波ダイオードへの入力電力レベルに応じ
て抵抗値が切替わる回＃ｌｔＲ或にしたものである。

（作用）本発明によれば、以上のように検波回路を構成したので
、入力電力が検波ダイオードで整流された後、キャパシ
タを介して負荷抵抗に与えられる。

すると、この負荷抵抗では、入力電力レベルに応じて抵
抗値が切替わり、等価的にダイナミックレンジを大きく
して直線検波領域を拡大する。従って、前記課題を解決
できるのである。

（実施例〉第１図は、本発明の実施例を示す検波回路を備えたディ
ジタルセルラ移動通信用自動車電話の送信電力制御回路
の回路図である。

ディジタルセルラシステムは、前記文献に記載されてい
るように、上位に位置するローカル局経由で一般電話網
につながるセルラ交換局と、セルラ交換局の指示のもと
に車載電話機である移動局との間で移動無線回線を設定
する基地局と、基地局経由のセルラ交換局の指令で働く
コンピュータを内蔵した車載電話機からなる移動局とで
、構成されている。第丁図の送信電力制御回路は、車載
電話機内の送信機側に設けられている。

この送信電力制御回路は、電力増幅器２０を有し、その
電力増幅器２０の出力端子には、高周波電力取出手段２
１が接続されている。この高周波電力取出手段２１は、
例えばストリプトラインからなる出力伝送線路２１ａ及
び結合伝送線路２１ｂより構成されている。出力伝送線
路２１ａは、非可逆的な二開ロ受動素子であるアイソレ
ータ２２を介してアンテナ２３に接続されている。アイ
ソレータ２２には、図示されていないが分波器を介して
受信機側回路が接続されている。

結合伝送線路２１ｂは、電力増幅器２０の出力電力の一
部を取出すもので、その出力側には、本実施例の検波回
路３０が接続されている。

検波回路３０は、モニタを行うための信号源である結合
伝送線路２１ｂからの、例えば数百ＭＨ２の高周波の入
力電力レベルをモニタ（検出〉し、モニタ電圧出力点３
５よりモニタ電圧を出力する回路である。この検波回路
３０は、結合伝送線２１ｂからの高周波入力電力を整流
する検波ダイオード３１と、検波ダイオード３１の出力
の交流成分を除去するフィルタ用キャパシタ３２と、モ
ニタ電圧出力点３５からモニタ電圧を出力する負荷抵抗
３３とで、構成されている。負荷抵抗３３は、複数の固
定抵抗３３ａと、制御信号Ｓ５０により固定抵抗３３ａ
を切換えて抵抗値を変えるトランジスタ等からなるスイ
ッチ３３ｂとで、構成されている。

モニタ電圧出力点３５には、制御信号Ｓ５０によって分
圧比が切替えられる電圧分圧器４０が接続されている。

この電圧分圧器４０の出力端子には、直流増幅回路４１
を介して比較器４２の（＝）個入力端子が接続されてい
る。比較器４２は、直流増幅器４１の出力電圧と、（＋
〉個入力端子に印加された基準電圧Ｖｒとを、比較する
回路であり、例えば反転増幅器で構成されている。比較
器４２の出力端子には、電流駆動増幅回路４３を介して
、電力増幅器２０における電力制御段の電源端子２０ａ
が接続されている。このような系で、電力制御のフィー
ドバック系が構成されている。

また、電力制御部５０は、図示しない基地局からの受信
電波レベルに基づき、その基地局までの距離を検出し、
その距離に応じてアンテナ２３からの出力電力レベルを
変化させるために、制御信号Ｓ５０によってスイッチ３
３ｂ及び電圧分圧器４０を制御するものであり、ＣＰＵ
（中央処理共Ｗ）等で構成されている。

第５図は、ディジタルセルラ移動通信用自動車電話機に
おける送信電力制御回路の出力電力の制御範囲を示す図
である。

この図に示すように、ディジタル方式の自動車電話機に
おける電力送信機側では、消費電力の低減化を図るため
、基地局との距離に応じて出力電力レベルを例えばレベ
ル１〜８のように変化させることにより、電力制御を行
っている。この電力制御は、第１図の電力制御部５０で
実行される。

次に、第５図を参照しつつ、第↓図の回路動作を説明す
る。

第１図の電力増幅器２０の出力電力は、高周波電力取出
手段２１内の出力伝送線路２１ａ、及びアイソレータ２
２を経てアンテナ２３へ供給され、空中に放射される。

空中に放射された電波は、図示しない基地局に受信され
る。その基地局からの電波は、アンテナ２３で受信され
、図示しない受信機側に入力される。

電力制御部５０では、受信機側で受信した受信レベルに
基づき、基地局までの距離を求め、第５図に示すように
、送信電力制御回路の出力電力レベルを、レベル１〜８
のように変化させるために、制御信号Ｓ５０を電圧分圧
器４０に与える。さらに、この制御信号Ｓ５０は、スイ
ッチ３３ｂにも与えられる。第５図に示す１〜８の各レ
ベルは、例えば約２０ｄＢの範囲で刻々と変動する。そ
のため、検波回路３０では、全体で例えば４８ｄＢの広
範な範囲で、直線性の良い検波を行うことが必要となる
。そこで、電力制御部５０では、１〜８の各レベルにお
ける約２０ｄＢの平均の出力電力レベルに応じた制御信
号Ｓ５０を、スイッチ３３ｂ及び電圧分圧器４０に与え
る。

電力増幅器２０の出力電力の一部は、結合伝送線＃１２
　ｌ　ｂにより取出され、検波回路３０に与えられる。

結合伝送線路２１ｂからの電力は、検波回路３０内の検
波ダイオード３１で整流され、フィルタ用キャパシタ３
２で交流成分を除去された後、負荷抵抗３３に供給され
る。すると、負荷抵抗３３内のスイッチ３３ｂは、制御
信号Ｓ５０に基づき、第５図の１〜８の各レベル（制御
電力レベル）に応じて固定抵抗３３ａを切換え、その抵
抗値に応じたモニタ電圧をモニタ電圧出力端子３５から
出力する。このモニタ電圧は、電圧分圧器４０に与えら
れる。

電圧分圧器４０は、制御信号８５０に基づき、第５図の
１〜８の各レベル（制御電力レベル）に応じてモニタ電
圧を分圧する。電圧分圧器４０で分圧された電圧は、直
流増幅回路４工で増幅された後、比較器４２により、基
準電圧Ｖｒと比較される。比較器４２の出力電圧は、電
流駆動増幅回Ｂ４３によって電流増幅され、電力増幅器
２０における電力制御段の電源端子２０ａに供給される
。

すると、電力増幅器２０では、第５図の１〜８の各レベ
ルに応じた電力を出力する。この出力電力は、出力伝送
線路２１ａ、アイソレータ２２及びアンテナ２３を介し
て空中に放射される。

本実施例では、次のような利点を有している。

本実施例では、第５図の１〜８の各レベル（制御電力レ
ベル〉に応じて電力制御部５０から供給される制御信号
Ｓ５０により、スイッチ３３ｂで固定抵抗３３ａを切換
え、負荷抵抗値を変化させている。そのため、第４図に
示すように、負荷抵抗値の切替えにより、入力電力に対
する検波電圧のダイナミックレンジが１０ｄＢ以上拡が
る。例えば、高入力電力レベルの時に負荷抵抗値１００
Ωとして、低入力電力レベルの時には５にΩとすること
により、４８ｄＢの入力電力レベルの全範囲に渡って直
線性の良い検波出力が得られる。

そして、、スイッチ３３ｂと電圧分圧器４ｏとが、制御
信号８５０により連動して切替わるので、広いダイナミ
ックレンジで電力制御を行うことができる。

なお、本発明は、図示の実施例に限定されず、種々の変
形が可能である。その変形例としては、例えば次のよう
なものがある。

（ｉ）　　第１図の高周波電力取出手段２１は、結合コ
ンデンサ等の他の回路構成により、電力増幅器２０から
の出力電力の一部を取出すようにしても良い。

（１１〉　　上記実施例では、検波回Ｂ３ｏを、ディジ
タルセルラ移動通信用自動車電話機の送信電力制御回路
における電力レベルのモニタ用に用いたが、上記検波回
路３０を、他の回路や装置の電力検波用に用いても良い
。

（発明の効果）以上詳細に説明したように、本発明によれば、負荷抵抗
を抵抗値可変構造にしたのて゛、入力電力レベルに応じ
て負荷抵抗値が切替わり、等測的にダイナミックレンジ
カ吠きくなって、広範囲に渡って的確に直線性の良い検
波出力が得られる。従って、ディジタルセルラ移動通信
用自動車電話機の送信機側等といった種々の回路や装置
の電力検波に、本発明の検波回路を用いれば、所望の効
果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す検波回路を備えたディジ
タルセルラ移動通信用自動車電話機における送信電力制
御回路の回路図、第２図は従来の検波回路の回路図、第
３図は検波ダイオードの変換特性図、第４図は高感度検
波ダイオードを用いた検波変換特性図、第５図はディジ
タルセルラ移動通信用自動車電話機における出力電力の
制御範囲を示す図である。２０・・・・・・電力増幅器、２１・・・・・・高周波
電力取出手段、３０・・・・・・検波回路、３１・・・
・・・検波ダイオード、３２・・・・・・キャパシタ、
３３・・・・・・負荷抵抗、３３ａ・・・・・・固定抵
抗、３３ｂ・・・・・・スイッチ、３５・・・・・モニ
タ電圧出力点、Ｓ５０・・・・・・制御信号。

Claims

【特許請求の範囲】入力電力を検波ダイオードで整流した後にキャパシタを
介して負荷抵抗より直線検波出力を取り出す検波回路に
おいて、前記負荷抵抗は、前記検波ダイオードへの入力電力レベ
ルに応じて抵抗値が切替わる回路構成にしたことを特徴
とする検波回路。