JPH0322714A - 受信機の隣接キヤリア妨害防止回路 - Google Patents
受信機の隣接キヤリア妨害防止回路Info
- Publication number
- JPH0322714A JPH0322714A JP15701489A JP15701489A JPH0322714A JP H0322714 A JPH0322714 A JP H0322714A JP 15701489 A JP15701489 A JP 15701489A JP 15701489 A JP15701489 A JP 15701489A JP H0322714 A JPH0322714 A JP H0322714A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- band
- circuit
- carrier
- trap
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 21
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 5
- 230000002265 prevention Effects 0.000 claims description 5
- 230000007423 decrease Effects 0.000 abstract description 23
- 230000001629 suppression Effects 0.000 abstract description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 12
- DFPAKSUCGFBDDF-UHFFFAOYSA-N Nicotinamide Chemical compound NC(=O)C1=CC=CN=C1 DFPAKSUCGFBDDF-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 11
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 4
- 239000000919 ceramic Substances 0.000 description 3
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 3
- 241000252233 Cyprinus carpio Species 0.000 description 1
- 241000275031 Nica Species 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
１
本発明は、欧州の地上局テレビ放送の受信機等の隣接キ
ャリア妨害防止回路に関する。
ャリア妨害防止回路に関する。
従来、英国．北欧の地上局テレビ放送の音声多重放送ハ
、ナショナルテクニカルレボー｝ Ｖｏｚ３４ Ｎｌ
５ （１９８８年９月，松下電器産業発行）の４８５
〜４９４頁等に記載されているように、ＮＩＣＡＭ７２
８と呼ばれるテレビ音声多重方式（以下ＮＩＣＡＭ方式
という）で行われている。
、ナショナルテクニカルレボー｝ Ｖｏｚ３４ Ｎｌ
５ （１９８８年９月，松下電器産業発行）の４８５
〜４９４頁等に記載されているように、ＮＩＣＡＭ７２
８と呼ばれるテレビ音声多重方式（以下ＮＩＣＡＭ方式
という）で行われている。
このＮＩＣＡＭ方式の英国（北欧）の送信信号は第７図
に示すように、映像搬送波信号乃より５ ｆｌｉｉＨｚ
（５．５ Ｍｌ｛Ｚ ）上側にＦＭ音声搬送波信号（以
下ＦＭ信号という） （８１）が多重され、このＦＭ信
号（８１）の上側．すなわち映像搬送波信号閉より６．
５５２ＭＨｚ（５．８５ ＭＨｚ ）上側にＱＰ８Ｋ変
調されたＰＣＭ音声信号の搬送波信号（以下ＱＰＳＫ信
号という＞ （８２）が多重されている。
に示すように、映像搬送波信号乃より５ ｆｌｉｉＨｚ
（５．５ Ｍｌ｛Ｚ ）上側にＦＭ音声搬送波信号（以
下ＦＭ信号という） （８１）が多重され、このＦＭ信
号（８１）の上側．すなわち映像搬送波信号閉より６．
５５２ＭＨｚ（５．８５ ＭＨｚ ）上側にＱＰ８Ｋ変
調されたＰＣＭ音声信号の搬送波信号（以下ＱＰＳＫ信
号という＞ （８２）が多重されている。
なお、第７図のｆｐ，ｆ＋ ，ｆ２は各搬送波信号（Ｐ
），（Ｓ１） ． （８２）の周波数を示す。
），（Ｓ１） ． （８２）の周波数を示す。
そして、ＮＩＣＡＭ方式の受信機はＮＩＣＡＭ ？２８
デコ一ダと呼ばれるＰＣＭデコーダを有し、このデコー
ダにより映像１次検波後の信号（中間周波数信号）から
ＱＰ８Ｋ信号（Ｓ２）を抽出してＱＰＳＫ復調し、ＰＣ
Ｍ音声信号を再生するとともに、この信号をＰＣＭ復調
した後Ｄ／Ａ変換し、音声信号を再生出力する。
デコ一ダと呼ばれるＰＣＭデコーダを有し、このデコー
ダにより映像１次検波後の信号（中間周波数信号）から
ＱＰ８Ｋ信号（Ｓ２）を抽出してＱＰＳＫ復調し、ＰＣ
Ｍ音声信号を再生するとともに、この信号をＰＣＭ復調
した後Ｄ／Ａ変換し、音声信号を再生出力する。
この場合、ＱＰ ＳＫ信号（Ｓ２）を抽出する受信機側
の理想的な帯域特性は、送信機側の特性と同様第８図に
示すように、伝送ビットレー｝ （＝７２８Ｋｂ／ｓ）
周波数の約１／２になシ、送．受信の伝送系全体の理想
的な帯域特性は第９図に示すように±１８２Ｋｂ／ｓの
点ａ，ｂのレベルが相対振幅０．５になる。
の理想的な帯域特性は、送信機側の特性と同様第８図に
示すように、伝送ビットレー｝ （＝７２８Ｋｂ／ｓ）
周波数の約１／２になシ、送．受信の伝送系全体の理想
的な帯域特性は第９図に示すように±１８２Ｋｂ／ｓの
点ａ，ｂのレベルが相対振幅０．５になる。
一方、周波数の接近したＦＭ信号（８１）とＱＰ８Ｋ信
号（Ｓ２）とは、理想的には、１０ （５）対ｌの振幅
（レベル）関係で送信される。
号（Ｓ２）とは、理想的には、１０ （５）対ｌの振幅
（レベル）関係で送信される。
したがって、ＱＰＳＫ信号（Ｓ２）を抽出する際、隣接
キャリアとしてのＦＭ信号（８１）の妨害を考慮して理
想的な帯域特性に近い特性で抽出する必要がある。
キャリアとしてのＦＭ信号（８１）の妨害を考慮して理
想的な帯域特性に近い特性で抽出する必要がある。
そして、前記レポートには、ＦＭ信号（Ｓ１）ＱＰＳＫ
信号（Ｓ２）を別個の帯域特性で抽出し、ＦＭ信号（Ｓ
１）のキャリア妨害を軽減してＱＰ ８Ｋ信号（Ｓ２）
を抽出することが記載されている。
信号（Ｓ２）を別個の帯域特性で抽出し、ＦＭ信号（Ｓ
１）のキャリア妨害を軽減してＱＰ ８Ｋ信号（Ｓ２）
を抽出することが記載されている。
前記従来のＮＩＣＡＭ方式の受信機の場合、前記レポー
トに記載のようにＦＭ信号（８１） ， ＱＰＳＫ信号
（Ｓ２）を別個の帯域特性で抽出しても、その特性がフ
ィルタ定数等で固定されているため、とくに抽出特性の
影響が大きいＱＰＳＫ信号（Ｓ２）につき、以下に記載
する問題点がある゛。
トに記載のようにＦＭ信号（８１） ， ＱＰＳＫ信号
（Ｓ２）を別個の帯域特性で抽出しても、その特性がフ
ィルタ定数等で固定されているため、とくに抽出特性の
影響が大きいＱＰＳＫ信号（Ｓ２）につき、以下に記載
する問題点がある゛。
すなわち、実際の受信機においては、受信チャンネル，
バンドによるチューナの周波数特性のずれ，放送局側で
のＦＭ信号（ｓｌ），ＱＰＳＫ信号（Ｓ２）のレベル変
動等に基き、ＱＰ８Ｋ信号（Ｓ２）に対するＦＭ信号（
８１）のレペｐが増減変動する。
バンドによるチューナの周波数特性のずれ，放送局側で
のＦＭ信号（ｓｌ），ＱＰＳＫ信号（Ｓ２）のレベル変
動等に基き、ＱＰ８Ｋ信号（Ｓ２）に対するＦＭ信号（
８１）のレペｐが増減変動する。
そして、ＦＭ信号（Ｓ１）のレベルが増大する場合、Ｑ
ＰＳＫ信号（Ｓ２）を抽出する帯域特性が理想的であっ
ても、ＱＰＳＫ信号（Ｓ２）の帯域内に混入する隣接キ
ャリア或分としてのＦＭ信号（８１）の戒分が増加し、
隣接キャリア妨害が大きくなる。
ＰＳＫ信号（Ｓ２）を抽出する帯域特性が理想的であっ
ても、ＱＰＳＫ信号（Ｓ２）の帯域内に混入する隣接キ
ャリア或分としてのＦＭ信号（８１）の戒分が増加し、
隣接キャリア妨害が大きくなる。
この隣接キャリア妨害の増大により、ＱＰ８Ｋ信号（Ｓ
２）の８７Ｎが劣化し、ＰＣＭ音声信号のデータエラー
が増加して音声信号の再生が行えなくなる。
２）の８７Ｎが劣化し、ＰＣＭ音声信号のデータエラー
が増加して音声信号の再生が行えなくなる。
そこで、ＱＰ８Ｋ信号（Ｓ２）のフィルタ特性を狭帯域
化することが考えられるが、この場合、隣接キャリア妨
害は抑圧されるが、レベル減少時には帯域制限に基きＱ
ＰＳＫ信号の波形がなｉｆｉ、ＰＣＭ音声信号のデータ
エラーが発生して音声信号の再生が行えなくなる。
化することが考えられるが、この場合、隣接キャリア妨
害は抑圧されるが、レベル減少時には帯域制限に基きＱ
ＰＳＫ信号の波形がなｉｆｉ、ＰＣＭ音声信号のデータ
エラーが発生して音声信号の再生が行えなくなる。
したがって、ＱＰ８Ｋ信号（Ｓ２）の良好な抽出が行え
ず、再生特性が劣化する問題点がある。
ず、再生特性が劣化する問題点がある。
そして、ＮＩＣＡＭ方式の受信機だけでなく、周波数の
接近した種々の変調波の２種の搬送波信号を含む受信信
号を再生処理する受信機においても、前記と同様の問題
点が生じる。
接近した種々の変調波の２種の搬送波信号を含む受信信
号を再生処理する受信機においても、前記と同様の問題
点が生じる。
本発明は、２種の搬送波信号の一方を抽出して復調する
際に、帯域制限に基く波形Ｈリの発生を防止して隣接キ
ャリア妨害を効果的に抑圧するようにした受信機の隣接
キャリア妨害防止回路を提供することを目的とする。
際に、帯域制限に基く波形Ｈリの発生を防止して隣接キ
ャリア妨害を効果的に抑圧するようにした受信機の隣接
キャリア妨害防止回路を提供することを目的とする。
前記目的を達威するため、本発明の受信機の隣接キャリ
ア妨害防止回路は、受信信号中の周波数が接近した２種
の搬送波信号の一方を抽出して復調回路に伝送するバン
ドパスフィルタと、前記両搬送波信号のレベルを検出す
る２個のレベル検出器と、 前記両検出器の検出レベルの差に応じたトラップ制御信
号を出力する差分演算回路と、前記７イｐタの前段に設
けられるとともに前記トラップ制御信号で共振特性が変
化し，前記復調回路に伝送される一方の前記搬送波信号
の帯域を他方の前記搬送波信号の大，小に応じて狭．広
に可変制限するトラップ回路とを備える。
ア妨害防止回路は、受信信号中の周波数が接近した２種
の搬送波信号の一方を抽出して復調回路に伝送するバン
ドパスフィルタと、前記両搬送波信号のレベルを検出す
る２個のレベル検出器と、 前記両検出器の検出レベルの差に応じたトラップ制御信
号を出力する差分演算回路と、前記７イｐタの前段に設
けられるとともに前記トラップ制御信号で共振特性が変
化し，前記復調回路に伝送される一方の前記搬送波信号
の帯域を他方の前記搬送波信号の大，小に応じて狭．広
に可変制限するトラップ回路とを備える。
前記のように構威された本発明の隣接キャリア妨害防止
回路の場合、２個のレベル検出器によって受信信号中の
両搬送波信号のレベｌレが検出され、両検出器の検出レ
ベルの差に応じたトラップ制御信号が差分演算回路から
出力される。
回路の場合、２個のレベル検出器によって受信信号中の
両搬送波信号のレベｌレが検出され、両検出器の検出レ
ベルの差に応じたトラップ制御信号が差分演算回路から
出力される。
このトラップ制御信号にようバンドパスフイｐタの前段
に設けられたトラップ回路の共振特性が可変され、バン
ドパスフィルタから復調回路に伝送される一方の搬送波
信号の帯域が他方の搬送波信号の大，小に応じて狭，広
に可変制限される。
に設けられたトラップ回路の共振特性が可変され、バン
ドパスフィルタから復調回路に伝送される一方の搬送波
信号の帯域が他方の搬送波信号の大，小に応じて狭，広
に可変制限される。
そのため、一方の搬送波信号の抽出フイノレタ特性は、
他方の搬送波信号が増大すると、隣接キャリア妨害の抑
圧効果が大きくなるように狭帯域化され、他方の搬送波
信号が減少すると、波形な１シが生じないように広帯域
化され、帯域制限に基く波形な１りの発生を防止して隣
接キャリア妨害が極めて効果的に抑圧される。
他方の搬送波信号が増大すると、隣接キャリア妨害の抑
圧効果が大きくなるように狭帯域化され、他方の搬送波
信号が減少すると、波形な１シが生じないように広帯域
化され、帯域制限に基く波形な１りの発生を防止して隣
接キャリア妨害が極めて効果的に抑圧される。
実施例について、第１図ないし第６図を参照して以下に
説明する。
説明する。
（１突施例）
ｌ実施例について、第１図ないし第３図を参照して説明
する。
する。
第１図はＮＩＣＡＭ方式の受信機に適用した場合を示し
、同図において、｛１｝は受信信号を周波数変換した中
間周波数信号（以下Ｉ Ｆ信号という）の入力端子、（
２｝は集積回路構或の音声中間周波処理回路であシ、１
次検波回路（３１ ， Ａ Ｇ Ｃ回路（４１，ＦＭ検
波回路＋５１を有する。
、同図において、｛１｝は受信信号を周波数変換した中
間周波数信号（以下Ｉ Ｆ信号という）の入力端子、（
２｝は集積回路構或の音声中間周波処理回路であシ、１
次検波回路（３１ ， Ａ Ｇ Ｃ回路（４１，ＦＭ検
波回路＋５１を有する。
（６）は映像搬送波信号（ハ）を検波する映像中間周波
キャリア検波コイル部、（７）はＦＭ信号（Ｓ１）を検
波するＦＭ検波コイル部、（ＣＩ）はＡＧＣフィルタ用
のコンデンサである。
キャリア検波コイル部、（７）はＦＭ信号（Ｓ１）を検
波するＦＭ検波コイル部、（ＣＩ）はＡＧＣフィルタ用
のコンデンサである。
＋８）はＦＭ信号（８１）の抽出用のバンドパスフィル
タｔｔｔ或ｆるセラミックフィルタ、（ｇ）ハＮＩＣＡ
Ｊｗ（デコーダであシ、直流カット用のコンデンサ（Ｃ
２）を介して処理回路（２１に接続されている。
タｔｔｔ或ｆるセラミックフィルタ、（ｇ）ハＮＩＣＡ
Ｊｗ（デコーダであシ、直流カット用のコンデンサ（Ｃ
２）を介して処理回路（２１に接続されている。
ＧＯはコイ／Ｉ／（Ｌ璽）．可変容量ダイオード（ＤＩ
）の直列回路からなるトラップ回路、０１ＪはＱＰＳＫ
信ｆ （Ｓ２）の抽出用のバンドパスフイノレタであシ
、直流カット用のコンデンサ（Ｃ３）を介してトラップ
回路ａＯに接続されている。
）の直列回路からなるトラップ回路、０１ＪはＱＰＳＫ
信ｆ （Ｓ２）の抽出用のバンドパスフイノレタであシ
、直流カット用のコンデンサ（Ｃ３）を介してトラップ
回路ａＯに接続されている。
（６）は一方の搬送波信号としてのＱＰＳＫ信号（Ｓ２
）のレベルを検出する第１のレベル検出器であシ、トラ
ンジスタ（Ｑｌ） ，ダイオード（ＤＩ ＞及び抵抗（
Ｒｌ），・・・，（Ｒ５）．コンデンサ（Ｃ４） ．
（０５） ， （０６）からなる。α到は他方の搬送波
信一号としてのＦＭ信号（Ｓ１）のレベルを検出する第
２のレベル検出器であり、トランジスタ（Ｑ２） ，ダ
イオード（Ｄ２）及び抵抗（Ｒ６）．・・・，（ＲＩＯ
），コンデンサ（Ｃ７） ．＜ｃｓ＞．（Ｃ９）からな
る。
）のレベルを検出する第１のレベル検出器であシ、トラ
ンジスタ（Ｑｌ） ，ダイオード（ＤＩ ＞及び抵抗（
Ｒｌ），・・・，（Ｒ５）．コンデンサ（Ｃ４） ．
（０５） ， （０６）からなる。α到は他方の搬送波
信一号としてのＦＭ信号（Ｓ１）のレベルを検出する第
２のレベル検出器であり、トランジスタ（Ｑ２） ，ダ
イオード（Ｄ２）及び抵抗（Ｒ６）．・・・，（ＲＩＯ
），コンデンサ（Ｃ７） ．＜ｃｓ＞．（Ｃ９）からな
る。
αカは差分演算回路ｎ５を形或する演算増幅器であり、
レベル検出器Ｑ３ ，α１の出力信号が入力端子（→．
（利に供給され、トラップ制御信号をトラップ回路ａａ
ｏ−ｘイ／ｖ（Ｌｌ） ，ダイオード（ＶＣＩ）の接続
，＠、に注入する。
レベル検出器Ｑ３ ，α１の出力信号が入力端子（→．
（利に供給され、トラップ制御信号をトラップ回路ａａ
ｏ−ｘイ／ｖ（Ｌｌ） ，ダイオード（ＶＣＩ）の接続
，＠、に注入する。
（Ｒｌｌ），（Ｒ］２）．（Ｒ１Ｂ）は演算増幅器α冶
の外付けの抵抗、（十Ｂ）は電源端子である。
の外付けの抵抗、（十Ｂ）は電源端子である。
そして、入力端子１１）のＩＦ信号が１次検波回路（３
》に供給され、この検波回路（３）によりＩＦ信号が増
幅されるとともに、検波コイ／Ｌ／Ｃ６）を用いて映像
信号のが１次検波されて抽出される。
》に供給され、この検波回路（３）によりＩＦ信号が増
幅されるとともに、検波コイ／Ｌ／Ｃ６）を用いて映像
信号のが１次検波されて抽出される。
また、検波回路＋３１の１次検波後の出力信号がＡＱＣ
回路（４）に帰還入力され、このＡＧＣ回路（４｝によ
ｂ検波回路＋３１の増幅がＡＧＣ制御される。
回路（４）に帰還入力され、このＡＧＣ回路（４｝によ
ｂ検波回路＋３１の増幅がＡＧＣ制御される。
さらに、検波回路｛３｝の出力信号がコンデンサ（Ｃ２
）ヲ介してセラミックフィルタＣ８）．デコータ（９）
ニ供給され、フィルタ（８１によってＦＭ信号（８１）
が抽出され、このＦＭ信号（８１）がＦＭ検波回路（５
）に供給される。
）ヲ介してセラミックフィルタＣ８）．デコータ（９）
ニ供給され、フィルタ（８１によってＦＭ信号（８１）
が抽出され、このＦＭ信号（８１）がＦＭ検波回路（５
）に供給される。
そして、ＦＭ検波回路（５）によｐＦＭ検波トランス（
７）を用いてＦＭ信号（Ｓ１）が検波され、ＦＭ信号（
８１）の音声信号ＡＦが検波回路（５）から音声出力回
路に供給される。
７）を用いてＦＭ信号（Ｓ１）が検波され、ＦＭ信号（
８１）の音声信号ＡＦが検波回路（５）から音声出力回
路に供給される。
一方、デコーダ（９）に供給された検波回路｛３｝の出
力信号は、トラップ回路ＱＯ ，コンデンサ（３）を介
してパンドパスフィルタαＤに供給され、このフィノレ
タＯＤによりＱＰＳＫ信号（Ｓ２）が抽出されてＱＰＳ
Ｋ復調回路に供給される。
力信号は、トラップ回路ＱＯ ，コンデンサ（３）を介
してパンドパスフィルタαＤに供給され、このフィノレ
タＯＤによりＱＰＳＫ信号（Ｓ２）が抽出されてＱＰＳ
Ｋ復調回路に供給される。
１た、バンドパスフィルタ０１）から出力されたＱＰ８
Ｋ信号（Ｓ２）は、コンデンサ（Ｃ４）を介してトラン
ジスタ（Ｑ１）のベースにも供給され、このトランジス
タ（Ｑｌ）によｌ） ＱＰＳＫ信号（Ｓ２）がパッファ
増幅される。
Ｋ信号（Ｓ２）は、コンデンサ（Ｃ４）を介してトラン
ジスタ（Ｑ１）のベースにも供給され、このトランジス
タ（Ｑｌ）によｌ） ＱＰＳＫ信号（Ｓ２）がパッファ
増幅される。
そして、コンデンサ（Ｃ５）を介したトランジスタ（Ｑ
ｌ）のコレクタのＱＰ ＳＫ信号（Ｓ２）が、ダイオー
ド（ＤＩ） ，抵抗（Ｒ５） ．コンデンサ（Ｃ６）で
ＡＭ検波され、ＱＰ８Ｋ信号（Ｓ２）のレベ〃に比例し
た電圧信号が演算増幅器α４の入力端子（−）に供給さ
れる。
ｌ）のコレクタのＱＰ ＳＫ信号（Ｓ２）が、ダイオー
ド（ＤＩ） ，抵抗（Ｒ５） ．コンデンサ（Ｃ６）で
ＡＭ検波され、ＱＰ８Ｋ信号（Ｓ２）のレベ〃に比例し
た電圧信号が演算増幅器α４の入力端子（−）に供給さ
れる。
１た、セラミックフィルタ（８）から出力されたＦＭ信
号（８１）は、コンデンサ（Ｃ７）を介してトランジス
タ（Ｑ２）のペースにも供給され、このトランジスタ（
Ｑ２）によりＦＭ信号（Ｓ１）がパツ７ア増幅される。
号（８１）は、コンデンサ（Ｃ７）を介してトランジス
タ（Ｑ２）のペースにも供給され、このトランジスタ（
Ｑ２）によりＦＭ信号（Ｓ１）がパツ７ア増幅される。
そして、コンデンサ（Ｃ８）を介したトランジスタ（Ｑ
２）のコレクタのＦＭ信号（８１）が、ダイオード（Ｄ
２） ．抵抗（ＲＩＯ） ，コンデンサ（Ｃ９）で狙検
波され、ＦＭ信号（８１）に比例した電圧信号が演算増
幅器α４の入力端子（ト）に供給される。
２）のコレクタのＦＭ信号（８１）が、ダイオード（Ｄ
２） ．抵抗（ＲＩＯ） ，コンデンサ（Ｃ９）で狙検
波され、ＦＭ信号（８１）に比例した電圧信号が演算増
幅器α４の入力端子（ト）に供給される。
なお、レベμ検出器図，α３は同一特性に設定され、Ｑ
ＰＳＫ信号（Ｓ２） ， ＦＭ信号（８１）のレベノレ
が同一条件で検出される。
ＰＳＫ信号（Ｓ２） ， ＦＭ信号（８１）のレベノレ
が同一条件で検出される。
そして、演算増幅器α４により検出器ａ２の電圧信号を
基準信号として両レベル検出器０ノ．α３の電圧信号の
差が演算され、この差に比例した電圧Ｖｘのトラップ制
御信号が接続点Ｘに注入される。
基準信号として両レベル検出器０ノ．α３の電圧信号の
差が演算され、この差に比例した電圧Ｖｘのトラップ制
御信号が接続点Ｘに注入される。
さらに、トラッグ回路ａＯはＱＰＳＫ ｉ号（Ｓ２）の
下側の帯域外戒分を減衰する共振周波数特性に設定され
、トラップ制御信号の電圧Ｖｘの上昇．低下によシ、共
振周波数がｆｘから，ｘ／ ． ｒｘ／からｆｘ （ｆ
κ（ｆｘ’）に可変される。
下側の帯域外戒分を減衰する共振周波数特性に設定され
、トラップ制御信号の電圧Ｖｘの上昇．低下によシ、共
振周波数がｆｘから，ｘ／ ． ｒｘ／からｆｘ （ｆ
κ（ｆｘ’）に可変される。
すなわち、第２図に示すようにＦＭ信号（８１）が増大
すると、電圧Ｖｘが上昇してダイオード（ｖｃ１）の容
量が減少し、トラップ回路ｎｏの共振周波数が『Ｘから
ｆｘ’に上昇し、第８図のー）８ ２Ｋｈ／ｓに相当す
る点ａのゲインが低下する。
すると、電圧Ｖｘが上昇してダイオード（ｖｃ１）の容
量が減少し、トラップ回路ｎｏの共振周波数が『Ｘから
ｆｘ’に上昇し、第８図のー）８ ２Ｋｈ／ｓに相当す
る点ａのゲインが低下する。
１た、ＦＭ信号（８１）が減少すると、電圧ＶＸが低下
してダイオード（ＶＣＩ）の容量が増加し、トラップ回
路（１０の共振周波数がｆｘ’から『Ｘに低下し、前記
点ａのゲインが上昇する。
してダイオード（ＶＣＩ）の容量が増加し、トラップ回
路（１０の共振周波数がｆｘ’から『Ｘに低下し、前記
点ａのゲインが上昇する。
そして、周波数ｆｘがほぼＱＰＳＫ信号（Ｓ２）を抽出
する理想的な帯域特性の下限に設定され、ＦＭ信号（８
１）の増，減によシ、ＱＰ８Ｋ信号（Ｓ２）を抽出する
帯域特性は、第３図の破線，実線に示すようにＦＭ信号
（８１）に近い下側が狭．広可変される。
する理想的な帯域特性の下限に設定され、ＦＭ信号（８
１）の増，減によシ、ＱＰ８Ｋ信号（Ｓ２）を抽出する
帯域特性は、第３図の破線，実線に示すようにＦＭ信号
（８１）に近い下側が狭．広可変される。
そのため、ＦＭ信号（Ｓ１）が増大し、ＱＰＳＫ信号（
Ｓ２）の帯域内に混入するＦＭ信号（８１）の或分が第
３図の増加量ｌだけ増えると、パンドバスフィルタαＤ
からＱＰＳＫ復調回路に伝送される信号は、下側制限周
波数が上昇し、増加量Ｊの混入が抑圧される。
Ｓ２）の帯域内に混入するＦＭ信号（８１）の或分が第
３図の増加量ｌだけ増えると、パンドバスフィルタαＤ
からＱＰＳＫ復調回路に伝送される信号は、下側制限周
波数が上昇し、増加量Ｊの混入が抑圧される。
この抑圧に基き、隣接キャリア妨害が抑えられてＱＰ８
Ｋ信号（Ｓ２）の８／Ｈの低下が防止され、ＰＣＭ音声
信号のデータエラーの増加が防止される。
Ｋ信号（Ｓ２）の８／Ｈの低下が防止され、ＰＣＭ音声
信号のデータエラーの増加が防止される。
また、ＦＭ信号（８１）が減少し、制限周波数をｆｘに
すると帯域制限に基く波形な１りが生じるときには、下
側の制限周波数が低下して波形なｔ，ｂが防止され、Ｐ
ＣＭ音声信号のデータエラーの発生が防止される。
すると帯域制限に基く波形な１りが生じるときには、下
側の制限周波数が低下して波形なｔ，ｂが防止され、Ｐ
ＣＭ音声信号のデータエラーの発生が防止される。
なお、狭帯域化したときは、第３図に示すように点ａの
レベ／レが点ａ′のレベルに低下し、ＱＰＳＫ信号（Ｓ
２）の周波数ｆ２を中心とする帯域特性の対称性が劣化
するため、演算増幅器０めの出力端子側に設けられた分
圧用の抵抗（Ｒ１２），（ＲＩ３）により、前記対称性
の劣化を極力少なくするように、トラップ制御信号の電
圧Ｖｘの可変範囲が設定される。
レベ／レが点ａ′のレベルに低下し、ＱＰＳＫ信号（Ｓ
２）の周波数ｆ２を中心とする帯域特性の対称性が劣化
するため、演算増幅器０めの出力端子側に設けられた分
圧用の抵抗（Ｒ１２），（ＲＩ３）により、前記対称性
の劣化を極力少なくするように、トラップ制御信号の電
圧Ｖｘの可変範囲が設定される。
（他の実施例）
他の実施例について、第４図ないし第６図を参照して以
下に説明する。
下に説明する。
第４図において、Ｑｌはトラップ回路であシ、下側トラ
ップ用のコイ／ｌ／（Ｌｍ） ，可変容量ダイオード（
ＶＣＩ）の直列回路と、上側トラップ用のコイル（Ｌ２
） ．可変容量ダイオード（ＶＣ２）の直列回路とを有
する。
ップ用のコイ／ｌ／（Ｌｍ） ，可変容量ダイオード（
ＶＣＩ）の直列回路と、上側トラップ用のコイル（Ｌ２
） ．可変容量ダイオード（ＶＣ２）の直列回路とを有
する。
αカは差分増幅回路であシ、コイ）ｖ（Ｌ１），ダイオ
ード（ＶＣＩ）の接続点Ｘに電圧Ｖｘのトラツフ゜制御
信号を注入する演算増幅器Ｑ４）と、コイ）ｖ（Ｌ２）
ダイオード（Ｄ２）の接続点ｙに電圧Ｖｙのトラップ制
御信号を注入する演算増幅器０８）とを有する。
ード（ＶＣＩ）の接続点Ｘに電圧Ｖｘのトラツフ゜制御
信号を注入する演算増幅器Ｑ４）と、コイ）ｖ（Ｌ２）
ダイオード（Ｄ２）の接続点ｙに電圧Ｖｙのトラップ制
御信号を注入する演算増幅器０８）とを有する。
（ＣＩＯ）はトラップ回路α呻の直流カット用のコンデ
ンサ、（Ｒｌ４）．（Ｒ１５）は演算増幅器０１１９の
入力端子（→に上側基準信号を供給する分圧用の抵抗、
（ＲＩ６），・・・， （Ｒ１９）は演算増幅器（自）
の外付けの抵抗である。
ンサ、（Ｒｌ４）．（Ｒ１５）は演算増幅器０１１９の
入力端子（→に上側基準信号を供給する分圧用の抵抗、
（ＲＩ６），・・・， （Ｒ１９）は演算増幅器（自）
の外付けの抵抗である。
そして、演算増幅器αΦのトラップ制御信号の電圧ＶＸ
が接続点Ｘに注入され、トラップ回路ａＧのコイｌレ（
Ｌｌ） ．ダイオード（ｖｃｌ）の共振周波数が第ｌ図
のトラップ回路ａ１の共振周波数と同様に可変される。
が接続点Ｘに注入され、トラップ回路ａＧのコイｌレ（
Ｌｌ） ．ダイオード（ｖｃｌ）の共振周波数が第ｌ図
のトラップ回路ａ１の共振周波数と同様に可変される。
筐た、演算増幅器０８は入力端子（→に電圧Ｖｘのトラ
ップ制御信号が供給されるとともに、入力端子（ト）に
抵抗（Ｒｌ ４） ， （Ｒｌ ５）で設定された電圧
ｖｈの上側基準信号が供給される。
ップ制御信号が供給されるとともに、入力端子（ト）に
抵抗（Ｒｌ ４） ， （Ｒｌ ５）で設定された電圧
ｖｈの上側基準信号が供給される。
そして、演算増幅器（至）によシ入力端子（１），（→
の電圧Ｖｈ ，Ｖｘｏ差が演算され、この差に比例した
電圧■ｙのトラップ制御信号が形戒される。
の電圧Ｖｈ ，Ｖｘｏ差が演算され、この差に比例した
電圧■ｙのトラップ制御信号が形戒される。
さらに、トラップ制御信号の電圧ｖｙが接続点ｙに注入
され、トラップ回路０呻のコイル（Ｌ２） ，ダイオー
ド（ＶＣ２）の共振周波数が可変される。
され、トラップ回路０呻のコイル（Ｌ２） ，ダイオー
ド（ＶＣ２）の共振周波数が可変される。
コノトキ、−１／ｌ／（Ｌ２） ．タイオ−ｔ’（ＶＣ
２）ノ共振周波数特性がＱＦＳＫ信号（Ｓ２）の上側の
帯域外戊分を減衰するように設定されるとともに、電圧
■ｙが電圧Ｖｘの逆に変化し、コイＡ／（Ｌ２） ，ダ
？オード（ｖｃ２）の共振周波数は電圧ＶＸの上昇，低
下により、ｆｙ′から『ｙ，ｒｙからｒｙ′（ｆｙ＜ｒ
ｙ′）に可変される。
２）ノ共振周波数特性がＱＦＳＫ信号（Ｓ２）の上側の
帯域外戊分を減衰するように設定されるとともに、電圧
■ｙが電圧Ｖｘの逆に変化し、コイＡ／（Ｌ２） ，ダ
？オード（ｖｃ２）の共振周波数は電圧ＶＸの上昇，低
下により、ｆｙ′から『ｙ，ｒｙからｒｙ′（ｆｙ＜ｒ
ｙ′）に可変される。
すなわち、第５図に示すようにＦＭ信号（８１）が増大
すると、電圧Ｖｘが上昇して電圧■ｙが低下し、ダイオ
ード（ｖｃ２）の容量が増加してコイ／Ｌ／（Ｌ２），
ダ，イオード（ｖｃ２）の共振周波数がｆｙ′から『ｙ
に低下し、第８図の１８２Ｋｂ／Ｓの帯域ゲインに相当
する点ｂのゲインが減少する。
すると、電圧Ｖｘが上昇して電圧■ｙが低下し、ダイオ
ード（ｖｃ２）の容量が増加してコイ／Ｌ／（Ｌ２），
ダ，イオード（ｖｃ２）の共振周波数がｆｙ′から『ｙ
に低下し、第８図の１８２Ｋｂ／Ｓの帯域ゲインに相当
する点ｂのゲインが減少する。
豊た、ＦＭ信号（８１）が減少すると、電圧Ｖｘが低下
して電圧ｖｙが上昇し、ダイオード（ＶＣ２）の容量が
減少してコイ／Ｌ／（Ｌ２）ダイオード（ｖｃ２ ）の
共振周波数がｆｙから『ｙ′に上昇し、点ｂのゲインが
増加する。
して電圧ｖｙが上昇し、ダイオード（ＶＣ２）の容量が
減少してコイ／Ｌ／（Ｌ２）ダイオード（ｖｃ２ ）の
共振周波数がｆｙから『ｙ′に上昇し、点ｂのゲインが
増加する。
そして、周波数ｆ２〜ｆｘ ， ｆ２〜ｆｙの帯域１ｆ
ｘ−ｆ２■ｌ ， ｌ ｆ２−ｆｙ ｌがほぼ等しく設
定され、周波数ｆ２〜ｆｘ’ ， ｆ２〜ｆｙ’の帯域
ｌ ｆｘ′−ｆ２１ ， ｌ ｆ２−ｆｙ’がほぼ等し
く設定されているため、ＦＭ信号（Ｓ１）の増，減によ
シ、ＱＰＳＫ信号（Ｓ２）を抽出する帯域特性は、第６
図の破線．実線に示すように、ＦＭ信号（Ｓ１）に近い
下側が第１図の場合と同様に狭．広可変され、この可変
に連動して上側もほぼ同量だけ狭，広可変される。
ｘ−ｆ２■ｌ ， ｌ ｆ２−ｆｙ ｌがほぼ等しく設
定され、周波数ｆ２〜ｆｘ’ ， ｆ２〜ｆｙ’の帯域
ｌ ｆｘ′−ｆ２１ ， ｌ ｆ２−ｆｙ’がほぼ等し
く設定されているため、ＦＭ信号（Ｓ１）の増，減によ
シ、ＱＰＳＫ信号（Ｓ２）を抽出する帯域特性は、第６
図の破線．実線に示すように、ＦＭ信号（Ｓ１）に近い
下側が第１図の場合と同様に狭．広可変され、この可変
に連動して上側もほぼ同量だけ狭，広可変される。
そのため、下側の制限周波数がｆｘ’になって点ａのレ
ベルが点ａ′のレベル壕で低下すると、上側の制限周波
数がｆｙ′になって点ｂのレベルが点ａ′に等しい点ｂ
′のレベ）Ｖｉで下がり、トラップ回路ａＱの帯域制限
の可変によらず、ＱＰ８Ｋ信号（Ｓ２）の周波数１２を
中心とする帯域特性の対称性が保持され、波形の対称性
を損うことなく、帯域制限に基く波形な唸りを防止して
隣接キャリア妨害が防止される。
ベルが点ａ′のレベル壕で低下すると、上側の制限周波
数がｆｙ′になって点ｂのレベルが点ａ′に等しい点ｂ
′のレベ）Ｖｉで下がり、トラップ回路ａＱの帯域制限
の可変によらず、ＱＰ８Ｋ信号（Ｓ２）の周波数１２を
中心とする帯域特性の対称性が保持され、波形の対称性
を損うことなく、帯域制限に基く波形な唸りを防止して
隣接キャリア妨害が防止される。
そして、前記両実施例の場合、トラップ回路αａ，ＯＱ
の共振周波数を可変して帯域制限を可変したが、共振減
衰量を可変して帯域制限を可変するようにしてもよい。
の共振周波数を可変して帯域制限を可変したが、共振減
衰量を可変して帯域制限を可変するようにしてもよい。
１た、前記実施例ではＮＩＣＡＭ方式の受信機に適用し
、ＦＭ信号（８１）に応じてＱＰＳＫ信号（Ｓ２）の帯
域制限を可変したが、種涜の受信機に適用し、受信信号
中の周波数の接近した種Ａの変調波の２種の搬送波信号
の一方の帯域制限を可変してもよい。
、ＦＭ信号（８１）に応じてＱＰＳＫ信号（Ｓ２）の帯
域制限を可変したが、種涜の受信機に適用し、受信信号
中の周波数の接近した種Ａの変調波の２種の搬送波信号
の一方の帯域制限を可変してもよい。
そして、隣接キャリア戊分が上側にあるときは、例えば
第１図のトラップ回路００の共振周波数を、上側の制限
周波数を可変するように設定すればよい。
第１図のトラップ回路００の共振周波数を、上側の制限
周波数を可変するように設定すればよい。
本発明は、以上説明したように構或されているため、以
下に記載する効果を奏する。
下に記載する効果を奏する。
２個のレベノレ検出器によって受信信号中の両搬送波信
号のレベルが検出され、両検出器の検出レペρの差に応
じた差分演算回路のトラップ制御信ｔＫよう、バンドパ
スフイノレタの前段に設けられたトラップ回路の共振特
性が可変され、バンドバスフィルタから復調回路に伝送
される一方の搬送波信号の帯域が他方の搬送波信号の大
，小に応じて狭，広に可変制限される。
号のレベルが検出され、両検出器の検出レペρの差に応
じた差分演算回路のトラップ制御信ｔＫよう、バンドパ
スフイノレタの前段に設けられたトラップ回路の共振特
性が可変され、バンドバスフィルタから復調回路に伝送
される一方の搬送波信号の帯域が他方の搬送波信号の大
，小に応じて狭，広に可変制限される。
そのため、一方の搬送波信号を抽出する帯域特性は、他
方の搬送波信号が増大すると、隣接キャリア妨害の抑圧
効果が大きくなるように狭帯域化され、他方の搬送波信
号が減少すると、帯域制限に基く波形な１，）が生じな
いように広帯域化され４ く波形な１りを防止して隣接キャリア妨害を極めて効果
的に抑圧することができる。
方の搬送波信号が増大すると、隣接キャリア妨害の抑圧
効果が大きくなるように狭帯域化され、他方の搬送波信
号が減少すると、帯域制限に基く波形な１，）が生じな
いように広帯域化され４ く波形な１りを防止して隣接キャリア妨害を極めて効果
的に抑圧することができる。
第１図ないし第６図は本発明の受信機の隣接キャリア妨
害防止回路の実施例を示し、第１図はｌ実施例のブロッ
ク図、第２図．第３図は第１図の動作説明図，帯域制限
説明図、第４図は他の実施例のブロック図、第５図，第
６図は第４図の動作説明図，帯域制限説明図、第７図は
ＮＩＣＡＭ方式の送信信号の説明図、第８図，第９図は
第７図のＰＣＭ音声の搬送波信号を抽出するための送，
受信機別．全体の理想的な帯域特性の説明図である。 ００．α０・・・トラップ回路、０１）・・・バンドバ
スフィルタ、Ｑ２ ， Ｑ：１・・・レベル検出器、＾
９，αカ・・・差分演算回路。
害防止回路の実施例を示し、第１図はｌ実施例のブロッ
ク図、第２図．第３図は第１図の動作説明図，帯域制限
説明図、第４図は他の実施例のブロック図、第５図，第
６図は第４図の動作説明図，帯域制限説明図、第７図は
ＮＩＣＡＭ方式の送信信号の説明図、第８図，第９図は
第７図のＰＣＭ音声の搬送波信号を抽出するための送，
受信機別．全体の理想的な帯域特性の説明図である。 ００．α０・・・トラップ回路、０１）・・・バンドバ
スフィルタ、Ｑ２ ， Ｑ：１・・・レベル検出器、＾
９，αカ・・・差分演算回路。
Claims (1)
- （１）受信信号中の周波数が接近した２種の搬送波信号
の一方を抽出して復調回路に伝送するバンドパスフィル
タと、 前記両搬送波信号のレベルを検出する２個のレベル検出
器と、 前記両検出器の検出レベルの差に応じたトラップ制御信
号を出力する差分演算回路と、 前記フィルタの前段に設けられるとともに前記トラップ
制御信号で共振特性が変化し、前記復調回路に伝送され
る一方の前記搬送波信号の帯域を他方の前記搬送波信号
の大、小に応じて狭、広に可変制限するトラップ回路と を備えたことを特徴とする受信機の隣接キャリア妨害防
止回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15701489A JPH0322714A (ja) | 1989-06-20 | 1989-06-20 | 受信機の隣接キヤリア妨害防止回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15701489A JPH0322714A (ja) | 1989-06-20 | 1989-06-20 | 受信機の隣接キヤリア妨害防止回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0322714A true JPH0322714A (ja) | 1991-01-31 |
Family
ID=15640296
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15701489A Pending JPH0322714A (ja) | 1989-06-20 | 1989-06-20 | 受信機の隣接キヤリア妨害防止回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0322714A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0584080A1 (en) * | 1991-05-13 | 1994-03-02 | Melea Limited | Method and system for injection molding utilizing pressurized fluid source within a chamber in the mold |
| KR20150143270A (ko) | 2013-06-03 | 2015-12-23 | 쥬가이로 고교 가부시키가이샤 | 스터드 볼트 접속 부재 및 공업로의 내면 개수 방법 |
-
1989
- 1989-06-20 JP JP15701489A patent/JPH0322714A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0584080A1 (en) * | 1991-05-13 | 1994-03-02 | Melea Limited | Method and system for injection molding utilizing pressurized fluid source within a chamber in the mold |
| EP0584080A4 (en) * | 1991-05-13 | 1995-03-22 | Milad Lp | METHOD AND SYSTEM FOR INJECTION MOLDING USING A PRESSURE GAS SOURCE IN A SPACE IN THE MOLD. |
| KR20150143270A (ko) | 2013-06-03 | 2015-12-23 | 쥬가이로 고교 가부시키가이샤 | 스터드 볼트 접속 부재 및 공업로의 내면 개수 방법 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100257475B1 (ko) | 디지탈 텔레비전 신호 수신기용 자동 이득 제어 장치 | |
| US5357284A (en) | Compatible digital audio for NTSC television | |
| US4405835A (en) | Receiver for AM stereo signals having a circuit for reducing distortion due to overmodulation | |
| JPH02186723A (ja) | 受信機 | |
| US4748667A (en) | Jamming signal scrambling and descrambling systems for CATV | |
| JPS62165494A (ja) | スクランブル・ビデオ信号用の自動利得制御装置 | |
| EP0392772B1 (en) | Sound signal processing system | |
| US5731841A (en) | High performance data tuner for video systems | |
| US5138457A (en) | Television receiver having a system for reducing interference of a first audio signal carrier to a second audio signal carrier | |
| US4577226A (en) | Noise reduction for FM stereophonic systems and particularly useful in television audio systems | |
| CA1189958A (en) | High sensitivity fm signal demodulation system | |
| US4739407A (en) | Frequency modulation television receiver with tracking filter | |
| CA2034453C (en) | Quasi-parallel if with shared saw filter | |
| US4470070A (en) | Frequency translation phase-locked loop television sound detection system | |
| JP2524992B2 (ja) | ビデオ信号処理装置 | |
| JPH0322714A (ja) | 受信機の隣接キヤリア妨害防止回路 | |
| EP0519667A1 (en) | CATV terminal apparatus receiving a two-carrier-type broadcast signal | |
| KR910009428B1 (ko) | 다이나믹 잡음 필터 | |
| US4395735A (en) | FM Counter detector | |
| JP2517704B2 (ja) | 音声信号受信装置 | |
| JPS6141321Y2 (ja) | ||
| Numaguchi et al. | Multichannel sound system for television broadcasting | |
| Spencer et al. | Stereophonic broadcasting and reception | |
| JP2890411B2 (ja) | テレビジョン音声多重信号の復調装置 | |
| JPS61163780A (ja) | テレビ受像機 |