JPH0318784A - Fm-cw distance measuring method - Google Patents
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、階段状変調信号を用いて周波数変調された連
続波（以下、ＦＭ−ＣＷという）により目障物との距離
を測定するＦＭ−ＣＷ厠距方法に関する。Detailed Description of the Invention [Industrial Application Field] The present invention is an FM system that measures the distance to an eyesore using a frequency-modulated continuous wave (hereinafter referred to as FM-CW) using a stepped modulation signal. - Concerning the CW distance method.
［従来の技術］
従来より、ＦＭ−ＣＷを目標物に送信して、この送信波
と該目標物からの反対である受信波とのビート信号によ
り、該目標物との距離を測定するＦ Ｍ − Ｃ Ｗａ
ｌ距方法が用いられている。[Prior Art] Conventionally, FM transmits FM-CW to a target object and measures the distance to the target object using a beat signal of the transmitted wave and a received wave that is the opposite from the target object. - C Wa
The l-distance method is used.
例えば、飛行中の航空機を目標物としてこの航空機の高
度を／ＩＩｌ１定する場占には、地上に設けられたアン
テナから送信波を発し、該航空機からの反射である受信
波を受け取って、送信波と受信波とを混合してビート信
号を発生させ、このビート信号に含まれる周波数情報に
より該航空機の高度を演算するＦＭ−ｃｗａｐ＋距方法
が有意である。For example, to determine the altitude of a flying aircraft as a target, a transmitting wave is emitted from an antenna installed on the ground, a receiving wave reflected from the aircraft is received, and then the transmitting signal is transmitted. The FM-cwap+distance method is effective, in which a beat signal is generated by mixing a received wave with a received wave, and the altitude of the aircraft is calculated based on the frequency information contained in the beat signal.
第３図には、従来のＦ Ｍ − Ｃ Ｗａｌｌｌ距方法
の一例が示されている。FIG. 3 shows an example of the conventional FM-C wall distance method.
この従来例においては、送信波の発生に係る変調信号と
して鋸彼等の直線スロープを有する信号が用いられ、こ
の変調信号により周波数変調されたＦ Ｍ信号は、第３
図に示されるように直線的に変化する周波数Ｆ （ｔ）
を有している。In this conventional example, a signal having a straight line slope is used as a modulation signal for generating a transmission wave, and an FM signal frequency-modulated by this modulation signal is
Frequency F (t) varying linearly as shown in the figure
have.
すなわち、例えば電圧制御発振器（以下、ＶＣＯという
）に直線状スロープを有する変調信号を入力して得られ
るＦＭ信号は、ｖＣＯの近似的に線形な発振特性により
、周波数Ｆ （ｔ）が近似的に直線的に変化する期間を
有する信号であり、このＦ Ｍ信号が送信波として目標
物に送信される。That is, for example, an FM signal obtained by inputting a modulation signal having a linear slope to a voltage controlled oscillator (hereinafter referred to as VCO) has a frequency F (t) approximately equal to This FM signal is a signal that has a period of linear variation, and is transmitted to the target as a transmission wave.
また、前記ＶＣＯの発振特性は、理想的には線形の発振
特性が好ましいが、実際にはある程度の非線形性を有す
る近似的に線形な特性である。このため、一般には、前
記非線形性を補償するりニアライザ回路を前記ＶＣＯに
付設し、この■ＣＯ及びリニアライザ回路の全体として
線形の発振特性が得られるように、前記ＦＭ信号の発生
に係る変調回路が構威される。The oscillation characteristics of the VCO are ideally linear oscillation characteristics, but in reality they are approximately linear characteristics with some degree of nonlinearity. For this reason, in general, a linearizer circuit is attached to the VCO to compensate for the nonlinearity, and a modulation circuit for generating the FM signal is installed so that linear oscillation characteristics can be obtained as a whole of the CO and the linearizer circuit. is constituted.
さらに近年においては、前記ＦＭ信号の発生にデジタル
信号を用いるＦＭ−ＣＷ測距方〆去が行われている。Furthermore, in recent years, an FM-CW distance measuring method has been used which uses a digital signal to generate the FM signal.
すなわち、直線的に周波数Ｆ （ｔ）が変化するＦＭ信
号を直接的に発生させ、かつ前記Ｖｃｏの非線形性を補
償しようとする場合、該補償に係るリニアライザ回路（
いわゆる、アナログ・リニアライザ）の安定性、調整可
能性等の確保が困難であるため、例えばＶｃｏの発振特
性の非線形性補償分を包含するデジタル信号により、変
調信号を発生させ、この変調信号により、周波数Ｆ （
ｔ）が近似的に直線変化するＦＭ信号を発生させる方法
が有意である。That is, when directly generating an FM signal whose frequency F (t) changes linearly and attempting to compensate for the nonlinearity of the Vco, a linearizer circuit (
Since it is difficult to ensure the stability and adjustability of a so-called analog linearizer, a modulation signal is generated using a digital signal that includes compensation for the nonlinearity of the oscillation characteristic of Vco, and this modulation signal is used to Frequency F (
An effective method is to generate an FM signal in which t) changes approximately linearly.
この方法においては、ＦＭ信号発生に係る変調信号は、
階段状変調信号となる。この階段状変調信号は、例えば
所定の微少周期である階差時間ｔ８で階段的に電圧値が
ｊ曽加する電圧信号であって、該時間ｔＳより十分大き
い時間である変調周期Ｔ毎に階段状部分が繰り返す近似
的鋸波の信号である。すなわち、変調周期Ｔに比べ、例
えばリニアライザ回路の駆動周期である階差時間ｔ を
Ｓ
十分小さくとることにより、階段状部分が直線状スロー
プとみなすことができる階段状変調信号が発生される。In this method, the modulation signal related to FM signal generation is
It becomes a stepped modulation signal. This stepwise modulation signal is a voltage signal in which the voltage value is added stepwise at a stepwise difference time t8, which is a predetermined minute period, for example, and the stepwise modulation signal is added stepwise at every modulation period T, which is a time sufficiently larger than the time tS. This is an approximate sawtooth signal with repeating shaped parts. That is, by setting the difference time t, which is, for example, the driving period of the linearizer circuit, to be sufficiently smaller than the modulation period T, a step-like modulation signal whose step-like portion can be regarded as a linear slope is generated.
従って、この近似直線状スロープの階段状変調信号によ
り周波数変調されたＦ Ｍ信号である送信波を前記目標
物に送信した場合には、該目標物からの反射である受信
波は、第３図において破線で示されるように送信波と平
行の直線状スロープを有する周波数変化のＦＭ信号とみ
なすことができる。Therefore, when a transmission wave that is an FM signal frequency-modulated by this step-like modulation signal with an approximate linear slope is transmitted to the target object, the reception wave that is reflected from the target object is as shown in FIG. It can be regarded as a frequency-changing FM signal having a linear slope parallel to the transmitted wave as shown by the broken line in .
前記送信波と受信波の関係は、前記目標物との距離Ｈに
応じた遅延時間τ及び該送信波と受信波の混合に係るビ
ート周波数ｆ，とにより記述される。The relationship between the transmitted wave and the received wave is described by a delay time τ depending on the distance H to the target and a beat frequency f related to the mixing of the transmitted wave and the received wave.
すなわち、前記ビート周波数ｆｂは、前記送信波と受信
波との混合に係るビート信号に含まれる周波数情報であ
る。第３図に示されるような、送信波及び受信波の直線
状スロープとみなすことのできる部分によるビート信号
においては、前記ビート周波数ｆ，は該信号の周波数、
従って送信波と受信波の周波数差と一致する。ここで、
前記遅延時間τは前記目標物との間を電波が往復するの
に要する時間であるため、前記距離Ｈとの間に次の様な
関係が或立する。That is, the beat frequency fb is frequency information included in a beat signal related to mixing of the transmitted wave and the received wave. In a beat signal as shown in FIG. 3, which is based on a portion of the transmitted wave and the received wave that can be considered as linear slopes, the beat frequency f is the frequency of the signal,
Therefore, it matches the frequency difference between the transmitted wave and the received wave. here,
Since the delay time τ is the time required for a radio wave to travel back and forth between the delay time τ and the target object, the following relationship exists between the delay time τ and the distance H.
τ−２Ｈ／Ｃ ・・・（１）ここ
で、Ｃは光速である。一方で、前述のように送信波の階
段状部分は周波数変化が一定勾配の直線状スロープとみ
なすことができるため、前記遅延時間τとビート周波数
ｆ，との間には、比例関係がある。すなわち、
τ一ｆｂ／ （ｄＦ／ｄ ｔ） ・・・（２）
式（１）及び式（２）により、次の関係が成り立つＯ
Ｈ−ｆ，・Ｃ／（２・ｄＦ／ｄｔ）・・・（３）このよ
うに、ビート周波数ｆ，を検出することにより、式（３
）に基づき所定の値ｄＦ／ｄｔを用いて前記目標物との
距離Ｈを演算決定することができる。τ-2H/C (1) Here, C is the speed of light. On the other hand, as described above, since the stepwise portion of the transmitted wave can be regarded as a linear slope in which the frequency change is constant, there is a proportional relationship between the delay time τ and the beat frequency f. That is, τ - fb/ (dF/d t)...(2)
According to equations (1) and (2), the following relationship holds: O H−f,・C/(2・dF/dt) (3) By detecting the beat frequency f, , formula (3
), the distance H to the target object can be calculated and determined using a predetermined value dF/dt.
前記ビート信号を、第３図において上向矢印で示される
ようなタイミングでサンプリングすると、該ビート信号
はＡ／Ｄ変換されて、ステップ的に値の変化する周期的
信号となる。このＡ／Ｄ変換後のビート信号の基本的周
波数は、前記ビート周波数ｆ，と一致するため、該信号
を例えば高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴという）する
と、該ビート周波数ｆ，がデータとして抽出される。When the beat signal is sampled at the timing shown by the upward arrow in FIG. 3, the beat signal is A/D converted and becomes a periodic signal whose value changes stepwise. The fundamental frequency of the beat signal after A/D conversion matches the beat frequency f, so when this signal is subjected to, for example, fast Fourier transform (hereinafter referred to as FFT), the beat frequency f is extracted as data. Ru.
従って、このような構或を有する従来のＦＭ−ＣＷ７ｌ
ＩＩＩ距方法によれば、目標物への送信波及び目標物か
らの受信波のビート周波数ｆ，が検出され、目標物との
距離Ｈが演算決定されるため、該距離Ｈの７１１１定が
可能である。Therefore, the conventional FM-CW7l having such a structure
According to the III distance method, the beat frequency f of the transmitted wave to the target object and the received wave from the target object is detected, and the distance H to the target object is calculated and determined, so that the distance H can be determined in 7111 times. It is.
第４図には、この従来のＦ Ｍ − Ｃ ＷδＰ１距方
峡における送信波の周波数Ｆ（（）の変化及びスペクト
ルが示されている。FIG. 4 shows the change in the frequency F(() and the spectrum of the transmitted wave in this conventional FM-CWδP1 channel.
第４図（ａ）には、理想的な直線状スロープを有する送
信波の周波数変化が示されている。この送信波のスペク
トルは、第４図（ｂ）に示されるように、変調周期Ｔの
逆数１／Ｔを基本周波数とする漸減的離散スペクトルで
ある。FIG. 4(a) shows a frequency change of a transmitted wave having an ideal linear slope. The spectrum of this transmitted wave is a gradually decreasing discrete spectrum whose fundamental frequency is the reciprocal 1/T of the modulation period T, as shown in FIG. 4(b).
第４図（ｃ）には、前記階段状変調信号を用いて周波数
変調されたＦＭ信号である送信波の周波数変化が示され
ている。図においては、理解のために階差時間（ が比
較的大きく描かれている。FIG. 4(c) shows a frequency change of a transmitted wave, which is an FM signal frequency-modulated using the stepped modulation signal. In the figure, the time difference ( ) is drawn relatively large for the sake of understanding.
Ｓ
この送信波のスペクトルは、第４図（ｄ）に示されるよ
うに、第４図（ｂ）と同様のスペクトルに階差時間ｔ
の逆数１／ｔ を基本周波数とするＳＳ
漸減的離散スペクトルが重畳されたスペクトルとなる。S As shown in FIG. 4(d), the spectrum of this transmitted wave is similar to that in FIG. 4(b) with a difference time t.
The spectrum becomes a superimposed spectrum of gradually decreasing discrete spectra of SS whose fundamental frequency is the reciprocal 1/t of SS.
［発明が解決しようとする課題］
以上のような構成を有する従来のＦＭ−ＣＷ）１１距方
法においては、送信波の高周波或分を確保することが困
難であり、送信波の直線性が劣化し、ひいては測定精度
低下が生じるという問題点があった。[Problem to be solved by the invention] In the conventional FM-CW) 11 distance method having the above configuration, it is difficult to secure a certain amount of high frequency of the transmitted wave, and the linearity of the transmitted wave deteriorates. However, there is a problem in that measurement accuracy is lowered.
％Ｊえば、第４図（ｃ）に示される階段状部分を有する
送信波において、直線性確保、すなわち第４図（ａ）に
示される直線状スロープを有する送信波への精度よい一
致を実現しようとする場合、階差時間ｔ を十分小さく
しなければならず、従Ｓ
って変調信号を該信号発生に係る手段の著しく高速な装
置動作により発生させねばならないが、一般にこのよう
な高速動作は困難であり、送信波の直線性確保が困難で
あった。%J For example, in the transmitted wave having the stepped portion shown in Fig. 4(c), linearity is ensured, that is, achieving accurate matching with the transmitted wave having the linear slope shown in Fig. 4(a). When attempting to do so, the difference time t must be made sufficiently small, and the modulation signal must therefore be generated by extremely high-speed device operation of the means for generating the signal, but generally such high-speed operation is It was difficult to ensure the linearity of the transmitted wave.
また例えば、前記階段状部分の発生に伴って生じる高次
スペクトル、すなわち第４図（ｄ）に示されるような基
本周波数１／ｔ の離散スベクトＳ
ルを消去するめに、カットオフ周波数１／２ｔ，（１／
Ｔより十分高く、１／ｔｓより十分低ければ、他の周波
数でもかまわない）の低域通過ブイルタ（Ｌ Ｐ Ｆ）
を用いた場合には、スペクトルは第４図（ｆ）のように
なり、送信波の直線性も部分的に向上する。しかし、こ
の場合の送信波は、高周波成分が濾波されているため、
第４図（ｅ）に示されるように、波形の鋭角部分（すな
わち高次スペクトルの寄与が比較的大であった部分）に
リンギングが発生し、送信波全体としての直線性は第４
図（Ｃ）に比べかえって劣化する。For example, in order to eliminate the high-order spectrum that occurs with the generation of the step-like portion, that is, the discrete spectrum S with the fundamental frequency 1/t as shown in FIG. 4(d), the cutoff frequency 1/2t ,(1/
Low-pass filter (L P F) (other frequencies may be used as long as they are sufficiently higher than T and sufficiently lower than 1/ts)
When this is used, the spectrum becomes as shown in FIG. 4(f), and the linearity of the transmitted wave is partially improved. However, in this case, the transmitted wave has high frequency components filtered out, so
As shown in Fig. 4(e), ringing occurs in the acute angle part of the waveform (that is, the part where the contribution of the high-order spectrum is relatively large), and the linearity of the transmitted wave as a whole is
It is rather deteriorated compared to Figure (C).
これらの場合には、ビート信号に高次成分が発生するな
ど、目標物との距離７１１＋定精度低下等を引き起す原
因が生じていた。In these cases, high-order components are generated in the beat signal, which causes a decrease in the distance to the target object 711 + constant accuracy.
本発明は、このような問題点を解決することを課題とし
てなされたものであり、階段状変調信号を用いつつ、こ
の階段状変調信号に伴う高次スペクトルの影響を排除し
て、容易かつ正確に目標物との距離の測定を行うことを
可能にするＦＭ−ＣＷ ｉｌｌｌｌ ｌ？［ｉ方法を提
洪することを目的とする。The present invention has been made with the aim of solving these problems, and uses a step modulation signal while eliminating the influence of higher-order spectra associated with the step modulation signal, thereby easily and accurately achieving FM-CW illll l? which makes it possible to measure the distance to a target object. [The purpose is to promote the i method.]
［課題を解決するための手段］
前記目的を達成するために、本発明は、ビート信号を、
階段状変調信号のそれぞれの階段の時間である階差時間
毎に、かつ送信波と受信波の周波数が一致する時点にお
いて、サンプリングすることにより、ビート周波数を検
出することを特徴とする。[Means for Solving the Problem] In order to achieve the above object, the present invention provides a beat signal that
The present invention is characterized in that the beat frequency is detected by sampling at every step difference time, which is the time of each step of the stepwise modulated signal, and at the point in time when the frequencies of the transmitted wave and the received wave match.
［作用］
本発明においては、ビート信号が階差時間毎にかつ送信
波と受信波の周波数が一致する時点においてサンプリン
グされる。このサンプリング時点においては、前記送信
波と受信波の周波数差と、前記送信波に対する受信波の
遅延時間と、により決定される値であって、ビート信号
の基本周波数戊分の泣相に相当する値である電圧値がサ
ンプリングされる。従って、前記ビート信号をこのよう
にサンプリングして得られる信号は、基本周波数がビー
ト信号の基本周波数、いわゆるビート周波数に一致する
信号となる。そして、このサンプリングして得られる信
号の基本周波数を検出することにより、ビート周波数が
検出され、さらに目標物との距離が演算される。このよ
うに、階段状変調信号に係る送信波の高次スペクトルの
存在にかかわりなく、目漂物の距離測定が行われる。[Operation] In the present invention, the beat signal is sampled at every difference time and at the time when the frequencies of the transmitted wave and the received wave match. At this sampling point, the value is determined by the frequency difference between the transmitted wave and the received wave and the delay time of the received wave with respect to the transmitted wave, and corresponds to the fundamental frequency of the beat signal. A voltage value is sampled. Therefore, the signal obtained by sampling the beat signal in this manner is a signal whose fundamental frequency matches the fundamental frequency of the beat signal, the so-called beat frequency. By detecting the fundamental frequency of the signal obtained by sampling, the beat frequency is detected, and the distance to the target is calculated. In this way, distance measurement of the stray object is performed regardless of the existence of the higher-order spectrum of the transmitted wave related to the stepped modulation signal.
［実施例］ 以下ミ本発明の実施例を図面に基づいて説明する。[Example] Embodiments of the present invention will be described below based on the drawings.
第１図には、本発明の一実施例に係るＦＭ−ＣＷ測距方
法が示されている。FIG. 1 shows an FM-CW ranging method according to an embodiment of the present invention.
この実施例においては、送信波は第４図（Ｃ）に示され
る従来の送信波と同様に階段状に周波数Ｆ （ｔ）が変
化する部分を有している。目標物にこの送信波を送信し
て、該目標物の反射に係る受信波を保った場合には、送
信波と受信波とは、目標物との距離Ｈに係る遅延時間τ
だけ時間方向にずれた信号となる。In this embodiment, the transmitted wave has a portion where the frequency F (t) changes stepwise, similar to the conventional transmitted wave shown in FIG. 4(C). When this transmitted wave is transmitted to a target object and the received wave related to the reflection of the target object is maintained, the transmitted wave and the received wave have a delay time τ related to the distance H from the target object.
The signal is shifted in the time direction by
さらに、この実施例においては、前記階段状部分を有す
る送信波の発生に係る階段状変調信号の階差時間ｔ は
、所望の測定距離範囲の上限に係Ｓ
る遅延時間の上限値τ より大きく設定され、ａ＋ａ
Ｘ
さらに、後述のサンプリングにおいてサンプリング定理
を満たすように、予め設定されている。Furthermore, in this embodiment, the step difference time t of the stepwise modulated signal related to the generation of the transmission wave having the stepwise portion is greater than the upper limit value τ of the delay time S related to the upper limit of the desired measurement distance range. set, a+a
X Furthermore, it is set in advance so as to satisfy the sampling theorem in sampling, which will be described later.
このような送信波及び受信波の混合により、第１図に示
されるように、送信波と受信波の周波数差Δｆの周波数
の波形及び直流波形が交互に繰返されるビート信号が発
生される。すなわち、送信波に対して受信波が遅延時間
τだけ遅延しているため、送信波と受信波の周波数が一
致しない明間（以下、不一致期間という）と、一致する
期間（以下、一致期間という）が交互に発生するが、前
者においては送信波と受信波の周波数差Δｆの信号が、
後者においては送信波と受信波の位相差φに応じて定ま
る値の直流信号が、ビート信号として発生される。By such mixing of the transmitted wave and the received wave, as shown in FIG. 1, a beat signal is generated in which a waveform of a frequency having a frequency difference Δf between the transmitted wave and the received wave and a DC waveform are alternately repeated. In other words, since the received wave is delayed by the delay time τ with respect to the transmitted wave, there is a clear period in which the frequencies of the transmitted wave and the received wave do not match (hereinafter referred to as the mismatch period), and a period in which they match (hereinafter referred to as the match period). ) occur alternately, but in the former case, the signal with the frequency difference Δf between the transmitted wave and the received wave is
In the latter case, a DC signal having a value determined according to the phase difference φ between the transmitted wave and the received wave is generated as a beat signal.
ここで、前記位相差φと遅延時間τとの間には、遅延時
間τがそれぞれの不一致期間の継続時間であることによ
り、次のような関係がある。Here, the following relationship exists between the phase difference φ and the delay time τ since the delay time τ is the duration of each mismatch period.
φ一τ・２πＦ ・・・（４）さらに
、階差時間ｔ 後の次の不一致期間におＳ
いては、周波数がＦ十Δｆに変化するのに伴い、前記位
相差φは、φ＋Δφに変化する。この位相差変化Δφは
、式（４）の変形により次のように表される。φ−τ・2πF (4) Furthermore, in the next mismatch period S after the step difference time t, as the frequency changes to F+Δf, the phase difference φ changes to φ+Δφ. do. This phase difference change Δφ is expressed as follows by modifying equation (4).
Δφ一τ・２πΔｆ ・・・（５）式（
５）の両辺を階差時間ｔ で除した量は、位Ｓ
相差φの時間変化率に相当し、次のように表される。Δφ−τ・2πΔf ...Equation (5) (
The amount obtained by dividing both sides of 5) by the step difference time t corresponds to the time rate of change of the phase difference φ, and is expressed as follows.
Δφ／ｔ 一τ・２πΔｆ／ｔ ・・・（６）ＳＳ
ここで、前記周波数差Δｆは、それぞれの不一致期間に
ついて一定であるため、式（６）の両辺は定数となる。Δφ/t - τ·2πΔf/t (6) SS Here, since the frequency difference Δf is constant for each mismatch period, both sides of equation (6) are constants.
従って、位相差φの変化波形は、位相変化率（いわゆる
角周波数）一定の周期波（いわゆる正弦波）のサンプリ
ング波形と一致する。Therefore, the changing waveform of the phase difference φ matches the sampling waveform of a periodic wave (so-called sine wave) with a constant phase change rate (so-called angular frequency).
このようなビート信号について、本発明の特徴に係るサ
ンプリングを行うと、第１図にＡ／Ｄ変換後に係るビー
ト信号として示されるような階段状周期波形の信号が得
られる。すなわち、本発明の特徴とするように、前記一
致期間について、階差時間ｔ でサンプリングを行う場
合には、サンＳ
ブリング出力としてそれぞれの一致期間における位相差
φに対応する直流信号が得られる。この位相差φは、式
（６）の両辺を２πで除して得られる周波数、すなわち
ｆｂ一τ・Δｆ ／ ｔ ｓ−・・（７）のように表さ
れるビート周波数ｆ，を基本周波数とする周期的な変化
量である。第１図に示される前記Ａ／Ｄ変換後のビート
信号について、例えばＦＦＴ処理をほどこすことにより
、前記ビート周波数ｆ，に係る情報が抽出され、さらに
式（１）及び（７）により得られる関係
Ｈ−ｆ，・Ｃ／（２・Δｆ／ｔ８）・・・（８）に基づ
き演算を行うことにより、前記目標物との距離Ｈが演算
決定される。When sampling according to the features of the present invention is performed on such a beat signal, a signal having a stepped periodic waveform as shown in FIG. 1 as a beat signal after A/D conversion is obtained. That is, as a feature of the present invention, when sampling is performed at the step difference time t for the coincidence period, a DC signal corresponding to the phase difference φ in each coincidence period is obtained as the sampling output. This phase difference φ is the frequency obtained by dividing both sides of equation (6) by 2π, that is, the beat frequency f expressed as fb - τ・Δf/t s−...(7), which is the fundamental frequency. This is the periodic amount of change. For example, by applying FFT processing to the beat signal after A/D conversion shown in FIG. 1, information related to the beat frequency f is extracted, and further obtained by equations (1) and (7). By performing calculations based on the relationship H-f,.C/(2.Δf/t8) (8), the distance H to the target object is calculated and determined.
第２図には、本実施例に係るＦＭ−ＣＷ７］ＦＪ距方法
を用いたＦＭ−ＣＷ測距装置のシステム構成が示されて
いる。FIG. 2 shows a system configuration of an FM-CW distance measuring device using the FM-CW7]FJ distance method according to this embodiment.
入力電圧に応じた周波数で発振するＶＣＯＩＯの発振特
性がデータとして格納されたメモリ１２には、該メモリ
１２のアドレス指定に係るデータを発生するアドレスゼ
ネレータ１４が接続され、さらに該メモリ１２にはメモ
リ出力のＤ／Ａ変換を行うＤ／Ａ変換器１６が接続され
ている。また、前記Ｄ／Ａ変換器１６には更に、前記Ｖ
ＣＯ １ ０が接続されている。An address generator 14 that generates data related to addressing of the memory 12 is connected to the memory 12 in which the oscillation characteristics of a VCOIO that oscillates at a frequency corresponding to the input voltage are stored as data. A D/A converter 16 that performs D/A conversion of the output is connected. Further, the D/A converter 16 further includes the V
CO 1 0 is connected.
すなわち、前記アドレスゼネレータ１４において発生し
たデジタルデータは、前記メモリ１２におけるデータ格
納に係るアドレスであり、従ってアドレスゼネレータ１
４の出力がメモリ１２に入力されることにより、メモリ
１２の一アドレスが指定され、該アドレスに格納された
データが出力される。さらに、このメモリ１２の出力に
係るデータは、前記Ｄ／Ａ変換器１６においてＤ／Ａ変
換され、アナログ電圧として前記ＶＣＯＩＯに入力され
る。ここで、前記メモリ１２には、ＶＣＯ１０の発振特
性データが格納されているため、ＶＣＯＩＯの発振周波
数は、前記アドレスゼネレータ１４の出力データに対応
した周波数となる。That is, the digital data generated in the address generator 14 is an address related to data storage in the memory 12, and therefore the digital data generated in the address generator 14 is an address related to data storage in the memory 12.
By inputting the output of No. 4 to the memory 12, one address of the memory 12 is specified, and the data stored at the address is output. Furthermore, the data related to the output of the memory 12 is D/A converted by the D/A converter 16 and inputted to the VCOIO as an analog voltage. Here, since the memory 12 stores oscillation characteristic data of the VCO 10, the oscillation frequency of the VCOIO corresponds to the output data of the address generator 14.
前記アドレスゼネレータ１４には、後述の距離演算とと
もにＶＣＯＩＯの発振周波数制御を行うＣＰＵ１８が接
続されている。A CPU 18 is connected to the address generator 14, which performs distance calculation, which will be described later, as well as oscillation frequency control of the VCOIO.
すなわち、前記アドレスゼネレータ１４は、前記ＣＰＵ
１８の要求に応じて前記メモリ１２のアドレス指定を行
う。従って、前記ＣＰＵ１８の要求を時系列的に変化さ
せることにより、前記ＶＣ０１０の発振周波数Ｆは関数
Ｆ （ｔ）として表されるような時間変化を有する周波
数となる。換言すれば、前記ＶＣＯ１０の出力はＣＰＵ
１８の要求に応じて周波数変調されたＦＭ信号となる。That is, the address generator 14
Addressing of the memory 12 is performed in response to a request of 18. Therefore, by changing the request of the CPU 18 over time, the oscillation frequency F of the VC010 becomes a frequency that changes over time as expressed as a function F (t). In other words, the output of the VCO 10 is
It becomes an FM signal that is frequency modulated according to the request of No. 18.
前記ＶＣＯＩＯには、人力信号を２方向にに分岐出力す
る方向性結合器２０が接続され、該方向性結合器２０の
一方の出力端には、送信アンテナ２２が接続されている
。A directional coupler 20 is connected to the VCOIO, and a directional coupler 20 that splits and outputs a human signal in two directions is connected to one output end of the directional coupler 20, and a transmitting antenna 22 is connected thereto.
すなわち、前記ＶＣＯ１０の出力であるＦＭ信号は、前
記方向性結合器２０を介して送信アンテナ２２に供給さ
れ、該送信アンテナ２２は該ＦＭ信号を目標物への送信
波として放射する。That is, the FM signal output from the VCO 10 is supplied to the transmitting antenna 22 via the directional coupler 20, and the transmitting antenna 22 radiates the FM signal as a transmission wave to a target.
また、２個の人力信号を混合し、該信号の差信号を出力
するミキサ２４には、前記方向性結合器２０の他の出力
端とともに、目標物からの反射である受信波を受信する
受信アンテナ２６が接続されている。In addition, a mixer 24 that mixes two human signals and outputs a difference signal between the signals is provided with a receiver that receives a received wave that is reflected from a target object, as well as the other output end of the directional coupler 20. An antenna 26 is connected.
前記ミキサ２４においては、前記送信波が前記目標物に
送信され、反射されて前記受信アンテナ２６に受信され
る受信波であって、前記送信波と同様に周波数変調され
た信号が、前記方向性結合器２０の分岐出力に係るＦＭ
信号と混合される。In the mixer 24, the transmitted wave is transmitted to the target object, and a received wave that is reflected and received by the receiving antenna 26, and which is frequency-modulated in the same way as the transmitted wave, FM related to the branch output of the coupler 20
mixed with the signal.
このとき、これらの信号の間には、目漂物との電波往復
に係る遅延時間τが発生しているため、前記ミキサ２４
の出力であるビート信号は、前記送信波と受信なもの差
の周波数の信号となる。前記送信波が、第１図に示され
る階段状の送信波である場合には、前記一致期間には位
Ｆ目差φを示す直流信号が、前記不一致期間には周波数
差Δｆの周波数の信号が、ビート信号としてミキサ２４
から出力される。At this time, since a delay time τ related to the round trip of radio waves to and from the stray object occurs between these signals, the mixer 24
The beat signal that is the output is a signal with a frequency that is the difference between the transmitted wave and the received wave. When the transmission wave is a stepped transmission wave as shown in FIG. 1, a DC signal indicating a position difference φ is sent during the matching period, and a signal having a frequency having a frequency difference Δf is sent during the mismatch period. However, as a beat signal, the mixer 24
is output from.
前記ミキサ２４には、ミキサ出力であるビート信号をｉ
曽幅するアンプ２８を介して、本発明の特徴に係るサン
プリングを行うＡ／Ｄ変換器３０が接続されている。さ
らに、前記Ａ／Ｄ変換器３０には、前記アドレスゼネレ
ータ１４、メモリー２及びＤ／Ａ変換器１６の動作タイ
ミングを発生させ、本発明の特徴であるサンプリングタ
イミングを発生させるタイミングセネレータ３２が接続
される。The mixer 24 receives a beat signal which is a mixer output.
An A/D converter 30 that performs sampling according to a feature of the present invention is connected via a wide-band amplifier 28 . Furthermore, a timing generator 32 is connected to the A/D converter 30, which generates operation timings of the address generator 14, memory 2, and D/A converter 16, and generates sampling timing, which is a feature of the present invention. be done.
すなわち、前記ビート信号は、前記アンプ２８を介して
前記Ａ／Ｄ変換器３０に供給される。前記Ａ／Ｄ変換器
３０においては、前記ビート信号のサンプリングが行わ
れるが、このサンプリグのタイミングは、前記タイミン
グゼネレータ３２の発生させるタイミングである。前記
タイミングゼネレータ３２においては、前記階差時間ｔ
を周Ｓ
期とするタイミング信号が発生され、前記アドレスゼネ
レータ１４等と共に、前記Ａ／Ｄ変換器３０に人力され
る。前記Ａ／Ｄ変換器３０においては、第１図に示され
るように、前記一致期間に属する時点であって前記不一
致期間への移行時点近傍の時点において、前記サンプリ
ングが行われる。That is, the beat signal is supplied to the A/D converter 30 via the amplifier 28. In the A/D converter 30, the beat signal is sampled, and the timing of this sampling is the timing generated by the timing generator 32. In the timing generator 32, the difference time t
A timing signal with period S is generated and input to the A/D converter 30 together with the address generator 14 and the like. In the A/D converter 30, as shown in FIG. 1, the sampling is performed at a time point that belongs to the coincident period and is near the time point of transition to the non-matching period.
さらに、前記Ａ／Ｄ変換器３０には、前記Ａ／Ｄ変換器
３０においてサンプリングされた信号であって、第１図
においてＡ／Ｄ変換後のビート信号として示される信号
のＦＦＴ処理を行うＦＦＴ処理回路３４が接続され、該
ＦＦＴ処理回路３４には前記ＣＰＵ１８が接続されてい
る。Further, the A/D converter 30 has an FFT that performs FFT processing on the signal sampled in the A/D converter 30 and shown as a beat signal after A/D conversion in FIG. A processing circuit 34 is connected to the FFT processing circuit 34, and the CPU 18 is connected to the FFT processing circuit 34.
すなわち、前記Ａ／Ｄ変換後のビート信号は、前述のよ
うにビート周波数ｆ，を基本周波数とする信号であるた
め、前記ＦＦＴ処理回路からはビート周波数ｆｂに係る
情報が前記ＣＰ０１８に供給される。前記ＣＰＵ１８に
おいては、式（８）に基づく演算が行われ、目標物との
距離Ｈが決定される。この演算結果である距離Ｈは、こ
の実施例に係る装置の出力として、外部、例えば表示機
器、データ処理機器等に供給される。That is, since the beat signal after A/D conversion is a signal whose fundamental frequency is the beat frequency f, as described above, the information regarding the beat frequency fb is supplied from the FFT processing circuit to the CP018. . The CPU 18 performs calculations based on equation (8) to determine the distance H to the target. The distance H, which is the result of this calculation, is supplied to the outside, for example, a display device, a data processing device, etc., as an output of the device according to this embodiment.
このように、本実施例に係るＦＭ−ＣＷｉｌｌｌｌ距方
法によれば、前記目標物との距ｉ１！！Ｈの測定が可能
である。As described above, according to the FM-CWill distance method according to the present embodiment, the distance to the target object is i1! ! It is possible to measure H.
加えて、変調信号として階段状変調信号を用いつつ、こ
の階段状変調信号に起因する送信波の高次スペクトルの
影響を排除して、前記ａｌｌ＋定を容易かつ正確に行う
ことが可能である。すなわち、直線状スロープを有する
変調信号による直接変調に係るＦＭ−ＣＷ測距方法に比
べ、回路安定性が向上し、調整可能性の確保が可能とな
る。また、階段状変調信号による直線近似に係るＦＭ−
ＣＷｉｌｌ距方法に比べ、高速動作が不要となりかつＬ
ＰＦ使用によるリンギング発生が防止される。従って、
回路安定性、調整可能性を確保しつつ、高速動作不安に
より容易に、かつリンキング発生防止により正確に前記
測定を行うことが可能である。In addition, while using a step-like modulation signal as a modulation signal, it is possible to easily and accurately perform the all+ determination by eliminating the influence of the higher-order spectrum of the transmitted wave caused by the step-like modulation signal. That is, compared to the FM-CW ranging method that involves direct modulation using a modulation signal having a linear slope, circuit stability is improved and adjustment possibility can be ensured. In addition, FM-
Compared to the CWill distance method, high-speed operation is not required and L
Ringing caused by use of PF is prevented. Therefore,
While ensuring circuit stability and adjustability, it is possible to easily carry out the measurement by preventing instability in high-speed operation and accurately by preventing the occurrence of linking.
［発明の効果］
以上説明したように、本発明によれば、階段状変調信号
を用いつつ、該信号に伴う高次スペクトルの影響を排除
して、容易かつ正確に目漂物の距離測定を行うことが可
能である。[Effects of the Invention] As explained above, according to the present invention, it is possible to easily and accurately measure the distance of a stray object by using a stepped modulation signal and eliminating the influence of the higher-order spectrum associated with the signal. It is possible to do so.
第１図は、本発明の一実施例に係るＦＭ−ＣＷ測距方法
の構成を示すタイミング図、
第２図は、この実施例に係るＦＭ−ＣＷ測距方法を用い
たＦ Ｍ − Ｃ Ｗ測距装置の構成図、第３図は、従
来のＦＭ−ＣＷａｌｌｌ距方法の構或の一例を示すタイ
ミング図、
第４図は、従来のＦＭ−ＣＷ７ｌＩＩ１距方法による送
信波を示す動作図であって、第４図（ａ）は、直線状ス
ロープを有する変調信号に係る送信波の周波数変化図、
第４図（ｂ）は、第４図（ａ）の送信波のスペクトル図
、第４図（Ｃ）は、階段状変調信号に係る送信波の周波
数変化図、第４図（ｄ）は、第４図（Ｃ）の送信波のス
ペクトル図、第４図（ｅ）は、第４図（ｃ）に示される
送信波をＬＰＦにより高城カットした送信波の周波数変
化図、第４図（ｆ）は、第４図（ｅ）の送信波のスペク
トル図である。
１０ ・・・ ＶＣＯ
１６ ・・・
２４ ・・・
３０ ・・・
３２ ・・・
３４ ・・・
【 ・・・
Ｓ
Ｆ （ｔ）
ｆｂ −゜゜
Ｈ ・・・
Ｄ／Ａ変換器
ミキサ
Ａ／Ｄ変換器
タイミングゼネレータ
ＦＦＴ処理回路
階差時間
・・・ 送受信周波数
ビート周波数
距離FIG. 1 is a timing diagram showing the configuration of an FM-CW ranging method according to an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a timing diagram showing a configuration of an FM-CW ranging method according to an embodiment of the present invention. A configuration diagram of the distance measuring device, FIG. 3 is a timing diagram showing an example of the configuration of the conventional FM-CWall distance method, and FIG. 4 is an operation diagram showing transmitted waves according to the conventional FM-CW7lII1 distance method. FIG. 4(a) is a frequency change diagram of a transmitted wave related to a modulated signal having a linear slope,
FIG. 4(b) is a spectrum diagram of the transmitted wave in FIG. 4(a), FIG. 4(C) is a frequency change diagram of the transmitted wave related to the stepped modulation signal, and FIG. 4(d) is Figure 4(c) is a spectrum diagram of the transmitted wave, and Figure 4(e) is a frequency change diagram of the transmitted wave obtained by cutting the transmitted wave shown in Figure 4(c) by LPF. ) is a spectrum diagram of the transmitted wave in FIG. 4(e). 10 ... VCO 16 ... 24 ... 30 ... 32 ... 34 ... [ ... S F (t) fb -゜゜H ... D/A converter mixer A/D Converter timing generator FFT processing circuit Step difference time... Transmission/reception frequency beat frequency distance
Claims (1)
含み、所定範囲内の電圧値を有する周期的電圧信号であ
る階段状変調信号を発生させ、前記階段状変調信号によ
り周波数変調された信号であるＦＭ信号を送信波として
目標物に放射し、この目標物からの反射を受信波として
受信して前記送信波と受信波を混合することにより、ビ
ート信号を発生させ、前記ビート信号の基本周波数であ
るビート周波数を検出してこのビート周波数により前記
目標物との距離を演算するＦＭ−ＣＷ測距方法において
、 前記ビート信号を、前記階差時間毎に、かつ前記送信波
と受信波の周波数が一致する時点において、サンプリン
グすることにより、前記ビート周波数を検出することを
特徴とするＦＭ−ＣＷ測距方法。[Scope of Claims] A stepwise modulation signal that is a periodic voltage signal that includes a stepwise waveform that rises stepwise at every predetermined difference time and has a voltage value within a predetermined range is generated, and the stepwise modulation signal is A beat signal is generated by emitting an FM signal, which is a frequency-modulated signal, to a target object as a transmission wave, receiving the reflection from the target object as a reception wave, and mixing the transmission wave and reception wave. In the FM-CW distance measuring method, the beat frequency, which is the fundamental frequency of the beat signal, is detected and the distance to the target object is calculated based on the beat frequency. An FM-CW ranging method characterized in that the beat frequency is detected by sampling at a time point when the frequencies of the transmitted wave and the received wave match.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1153739A JPH0693025B2 (en) | 1989-06-16 | 1989-06-16 | FM-CW distance measurement method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1153739A JPH0693025B2 (en) | 1989-06-16 | 1989-06-16 | FM-CW distance measurement method |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0318784A true JPH0318784A (en) | 1991-01-28 |
| JPH0693025B2 JPH0693025B2 (en) | 1994-11-16 |
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ID=15569046
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1153739A Expired - Fee Related JPH0693025B2 (en) | 1989-06-16 | 1989-06-16 | FM-CW distance measurement method |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0693025B2 (en) |
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Also Published As
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|---|---|
| JPH0693025B2 (en) | 1994-11-16 |
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