JPH0316452A - バースト信号復調装置 - Google Patents
バースト信号復調装置Info
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- JPH0316452A JPH0316452A JP1152624A JP15262489A JPH0316452A JP H0316452 A JPH0316452 A JP H0316452A JP 1152624 A JP1152624 A JP 1152624A JP 15262489 A JP15262489 A JP 15262489A JP H0316452 A JPH0316452 A JP H0316452A
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- 239000000284 extract Substances 0.000 claims abstract description 5
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 29
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- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 2
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- 238000011084 recovery Methods 0.000 abstract 2
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
本発明は、TDMAパケット通信システムやバースト状
の音声あるいは、データ信号を扱うディジタル信号シス
テムに於いて、これらバースト信号を復調するのに適し
たバースト信号復調装置に関する。
の音声あるいは、データ信号を扱うディジタル信号シス
テムに於いて、これらバースト信号を復調するのに適し
たバースト信号復調装置に関する。
(従来の技術)
従来より、バースト状APSK変調信号を復調する手段
として、比較的電力効率の良い同期検波方式が広範に用
いられており、各バースト毎に短時間でキャリア位相及
び、ビノトタイミングを再生する必要がある。この同期
時間を短縮する目的で各バーストの先頭部にキャリア及
び、ビット同期用の特別なシーケンス、所謂プリアンプ
ルを設けるのが普通である。第2図は、通常よく見られ
るバースト信号の構戒を示しており、キャリア同期用の
無変調信号とビット同期用のOn変調信号をプリアンブ
ルとして具備している。このようなバースト信号を復調
する装置には、従来、例えば第3図に示すような位相同
期ループ(PLL)が広範に用いられてきた。以下にそ
の動作を図面を参照して簡単に説明する。図中で太線は
直交信号(または複素信号)、細線は実数信号を示す。
として、比較的電力効率の良い同期検波方式が広範に用
いられており、各バースト毎に短時間でキャリア位相及
び、ビノトタイミングを再生する必要がある。この同期
時間を短縮する目的で各バーストの先頭部にキャリア及
び、ビット同期用の特別なシーケンス、所謂プリアンプ
ルを設けるのが普通である。第2図は、通常よく見られ
るバースト信号の構戒を示しており、キャリア同期用の
無変調信号とビット同期用のOn変調信号をプリアンブ
ルとして具備している。このようなバースト信号を復調
する装置には、従来、例えば第3図に示すような位相同
期ループ(PLL)が広範に用いられてきた。以下にそ
の動作を図面を参照して簡単に説明する。図中で太線は
直交信号(または複素信号)、細線は実数信号を示す。
復調装置に到来するバースト状APSK変調信号は、一
旦、固定周波数の発振器にて準同期検波され、相直交す
る2チャンネルのアナログ信号となる。各々はA/D変
換器10により、ビソ1〜タイミング抽出手段11によ
って抽出、制御される変調クロソクに同期したクロック
にて標本化され、量子化ビノトn(n>0の整数)から
なるデイジタル時系列データに変換される。各データは
複素乗算器12に於いて、PLLで制御される再生キャ
リアによって同期検波され再生データを出力する。また
、複素乗算器12の出力は位相検出器13に人力され位
相誤差を出力する。位相誤差はPLLの応答や雑音帯域
を決定する重要な要因となるループフィルタエ4で低域
ろ波され、その出力で電圧制御発振器15を制御しキャ
リアを再生する。一方、バースト検出手段16は複素乗
算器12の出力を常時監視しバースト信号のプリアンプ
ルのうち無変調信号部を検出すると、あらかじめ決定さ
れたPLL制御フローを起動する。PLL制御は、PL
L制御手段17により行なわれ、主にPLLの応答を加
速し同期を早める目的からループフィルタ14、電圧制
御発振器工5を段階的に制御しPLLの次数や雑音帯域
を切り替える。また、PLL制御手段17は位相検出器
13を制御し人力信号の相数に適した位相比較器を選択
する。プリアンプルのOn変調信号部が到来するとピン
トタイミング抽出手段11はデータの変化点を検出しピ
ント同期を開始する。キャリア及び、ビット同期はプリ
アンプル終了以前に完了していなければならない。
旦、固定周波数の発振器にて準同期検波され、相直交す
る2チャンネルのアナログ信号となる。各々はA/D変
換器10により、ビソ1〜タイミング抽出手段11によ
って抽出、制御される変調クロソクに同期したクロック
にて標本化され、量子化ビノトn(n>0の整数)から
なるデイジタル時系列データに変換される。各データは
複素乗算器12に於いて、PLLで制御される再生キャ
リアによって同期検波され再生データを出力する。また
、複素乗算器12の出力は位相検出器13に人力され位
相誤差を出力する。位相誤差はPLLの応答や雑音帯域
を決定する重要な要因となるループフィルタエ4で低域
ろ波され、その出力で電圧制御発振器15を制御しキャ
リアを再生する。一方、バースト検出手段16は複素乗
算器12の出力を常時監視しバースト信号のプリアンプ
ルのうち無変調信号部を検出すると、あらかじめ決定さ
れたPLL制御フローを起動する。PLL制御は、PL
L制御手段17により行なわれ、主にPLLの応答を加
速し同期を早める目的からループフィルタ14、電圧制
御発振器工5を段階的に制御しPLLの次数や雑音帯域
を切り替える。また、PLL制御手段17は位相検出器
13を制御し人力信号の相数に適した位相比較器を選択
する。プリアンプルのOn変調信号部が到来するとピン
トタイミング抽出手段11はデータの変化点を検出しピ
ント同期を開始する。キャリア及び、ビット同期はプリ
アンプル終了以前に完了していなければならない。
(発明が解決しようとする課題)
以上が従来のバースト信号復調装置の一例である。この
ようなPLLを用いる装置では各種条件により一概に決
定はできないが、キャリア及び、ビット双方の同期時間
を考慮すると、通常300〜600シンボルのプリアン
プルを必要とする。特に短いデー夕を扱うバケソト通信
システムでは回線効率が著しく低下する。また、人力信
号の位相条件でPLLの同期時間に大きな隔たりがあり
、最悪位相条件ではプリアンプル時間内に同期が完了せ
ず全バースト的誤りとなる事もある。以上の問題を解決
するために、本発明では、従来より短いプリアンプルで
確実な復調が行なえるバースト信号復調装置を提供する
事にある。
ようなPLLを用いる装置では各種条件により一概に決
定はできないが、キャリア及び、ビット双方の同期時間
を考慮すると、通常300〜600シンボルのプリアン
プルを必要とする。特に短いデー夕を扱うバケソト通信
システムでは回線効率が著しく低下する。また、人力信
号の位相条件でPLLの同期時間に大きな隔たりがあり
、最悪位相条件ではプリアンプル時間内に同期が完了せ
ず全バースト的誤りとなる事もある。以上の問題を解決
するために、本発明では、従来より短いプリアンプルで
確実な復調が行なえるバースト信号復調装置を提供する
事にある。
(課題を解決するための手段)
本発明のバースト信号復調装置は、一定あるいは、不定
の保護時間を置いて到来するバースト状の振幅位相偏移
(APSK)変調信号を固定周波数の発振器にて基底帯
域へ周波数変換した相直交する2チャンネルのアナログ
信号を受け、各々を変調クロックのN倍(N>Oの整数
)の高速クロツクにて標本化し、各標本値を量子化ビッ
hn(n>0の整数)からなるディジタル時系列データ
へ変換するアナログ/デイジタル(A/D)変換器と、
前記A/D変換器の出力を受け、前記バースト状信号の
到来を検出するバースト検出手段と、前記A/D変換器
の出力をあらかじめ定められた期間だけ遅らせる第1の
遅延手段と、この第1の遅延手段の出力を受け、前記バ
ースト検出手段からのバースト検出信号をトリガとし、
一定長の入力データよりビットタイミングを推定するビ
ットタイミング抽出手段と、前記A/D変換器の出力を
あらかじめ定められた期間だけ遅らせる第2の遅延手段
と、この第2の遅延手段の出力を受け、前記ビットタイ
ミング抽出手段により推定したタイミングを以て、変調
周期毎のNサンプルデータより最も確からし・いビット
タイミングのサンプルデータ1点を抽出するサンプラと
、このサンプラの出力を受け、前記ビットタイミング抽
出手段からのタイミング推定完了信号をトリガとし、一
定長の入力データよりキャリア周波数及び、位相を推定
し、以後推定値を基にキャリアを再生するキャリア再生
手段と、前記サンプラのいま1つの出力をあらかじめ定
められた期間だけ遅らせる第3の遅延手段と、この第3
の遅延手段の出力を受け、前記キャリア再生手段により
再生したキャリアと乗算する複素乗算器とを備えている
。
の保護時間を置いて到来するバースト状の振幅位相偏移
(APSK)変調信号を固定周波数の発振器にて基底帯
域へ周波数変換した相直交する2チャンネルのアナログ
信号を受け、各々を変調クロックのN倍(N>Oの整数
)の高速クロツクにて標本化し、各標本値を量子化ビッ
hn(n>0の整数)からなるディジタル時系列データ
へ変換するアナログ/デイジタル(A/D)変換器と、
前記A/D変換器の出力を受け、前記バースト状信号の
到来を検出するバースト検出手段と、前記A/D変換器
の出力をあらかじめ定められた期間だけ遅らせる第1の
遅延手段と、この第1の遅延手段の出力を受け、前記バ
ースト検出手段からのバースト検出信号をトリガとし、
一定長の入力データよりビットタイミングを推定するビ
ットタイミング抽出手段と、前記A/D変換器の出力を
あらかじめ定められた期間だけ遅らせる第2の遅延手段
と、この第2の遅延手段の出力を受け、前記ビットタイ
ミング抽出手段により推定したタイミングを以て、変調
周期毎のNサンプルデータより最も確からし・いビット
タイミングのサンプルデータ1点を抽出するサンプラと
、このサンプラの出力を受け、前記ビットタイミング抽
出手段からのタイミング推定完了信号をトリガとし、一
定長の入力データよりキャリア周波数及び、位相を推定
し、以後推定値を基にキャリアを再生するキャリア再生
手段と、前記サンプラのいま1つの出力をあらかじめ定
められた期間だけ遅らせる第3の遅延手段と、この第3
の遅延手段の出力を受け、前記キャリア再生手段により
再生したキャリアと乗算する複素乗算器とを備えている
。
(実施例)
次に本発明について図面を参照して説明する。
第1図は本発明の一実施例を示す図である。図中で太線
は直交信号(または複素信号)、細線は実数信号を示す
。
は直交信号(または複素信号)、細線は実数信号を示す
。
まず第1図に示すバースト信号復調装置には、第4図に
示すようなOn変調信号をデータ先頭部にプリアンプル
として付加したバースト状APSK変調信号が一定ある
は、不定の保護時間を置いて到来する。その信号は固定
周波数の発振器にて基底帯域へ周波数変換され、相直交
する2チャンネルのアナログ信号となる。ん0変換器1
は、各々を変調クロックのN倍(N〉0の整数)の高速
クロックにて標本化し、各標本値を量子化ビッ}n(n
>Oの整数)からなるデイジタル時系列データへ変換す
る。通常Nは、変調クロックの数十倍程度に選ばれN点
の中から最も確からしい1点を信号点とした場合でも、
ほとんど損失のない程度とする。ん0変換器1によりデ
ィジタル化された信号のまず1つは、バースト検出手段
2に入力される。バースト検出手段2は常時人力信号を
監視し、バースト信号の到来を検出すると、バースト検
出信号をビットタイミング抽出手段4へ送る。
示すようなOn変調信号をデータ先頭部にプリアンプル
として付加したバースト状APSK変調信号が一定ある
は、不定の保護時間を置いて到来する。その信号は固定
周波数の発振器にて基底帯域へ周波数変換され、相直交
する2チャンネルのアナログ信号となる。ん0変換器1
は、各々を変調クロックのN倍(N〉0の整数)の高速
クロックにて標本化し、各標本値を量子化ビッ}n(n
>Oの整数)からなるデイジタル時系列データへ変換す
る。通常Nは、変調クロックの数十倍程度に選ばれN点
の中から最も確からしい1点を信号点とした場合でも、
ほとんど損失のない程度とする。ん0変換器1によりデ
ィジタル化された信号のまず1つは、バースト検出手段
2に入力される。バースト検出手段2は常時人力信号を
監視し、バースト信号の到来を検出すると、バースト検
出信号をビットタイミング抽出手段4へ送る。
第5図にバースト検出手段の構或例を示す。図中で太線
は直交信号(または複素信号)、細線は実数信号を示す
。入力データに対し逆変調手段18は、変調同期毎にN
サンプル単位でlと−1を交互に乗ずる動作を行う。こ
の時点では、依然ビット同期は確率しておらず入力デー
タに対してNサンプルごとに乗数1と−1を切り替える
タイミングは不定である。この出力を受け、サンプラ1
9は、変調周期毎のNサンプルデータから2分の1変調
周期のサンプルデータ2点を抽出し、その出力を奇数サ
ンプル系列データS,(2e− 1)(< = 1.
2, 3, ・>と偶数サンプル系列データS,(2e
)C1! = 1. 2, 3, ・)とに分配する。
は直交信号(または複素信号)、細線は実数信号を示す
。入力データに対し逆変調手段18は、変調同期毎にN
サンプル単位でlと−1を交互に乗ずる動作を行う。こ
の時点では、依然ビット同期は確率しておらず入力デー
タに対してNサンプルごとに乗数1と−1を切り替える
タイミングは不定である。この出力を受け、サンプラ1
9は、変調周期毎のNサンプルデータから2分の1変調
周期のサンプルデータ2点を抽出し、その出力を奇数サ
ンプル系列データS,(2e− 1)(< = 1.
2, 3, ・>と偶数サンプル系列データS,(2e
)C1! = 1. 2, 3, ・)とに分配する。
テータS,(2e−1)と%(2e)の各々は、第1及
び、第2のローバスフィルタ20、21に入力されS/
Nが改善される。
び、第2のローバスフィルタ20、21に入力されS/
Nが改善される。
各々の出力は、第1及び、第2のエンベロープ検出手段
22、23により絶対値が計算され、再度第3及び、第
4のローパスフィルタ24、25に入力され信号分散が
改善される。第3及び、第4のローバスフィルタ24、
25の出力データをS,(2e−1)(< =1. 2
, 3, ・)と8,(2a({ = 1. 2, 3
, ・)とすると第3のエンベロープ検出手段26は、
データSd(2e−1)とSd(2F:)とから絶対値
を計算する。第6図は無雑音時のアナログ人力信号エン
ベローブに対するサンプルデータS,C2e−1)とS
,C2e)を示しているが、各々のサンプルタイミング
T2e−1とT2eはピットタイミングに同期していな
いため、いずれのサンプルも最犬のエンベローブ値を示
すとは限らない。エンベロープ検出値を最大かつ一定に
するため、変調周期1シンボル間のエンベロープ波形が
正弦波の半周期波形に近似している点に注目し、サンプ
ルデータS,C2e−1)とS,(2e)を相直交する
信号と仮定して絶対値を計算する事により、常に信号点
のエンベロープ値と同様の出力が得られる。比較手段2
7第3のエンベロープ検出手段26の出力と検出しきい
値とを比較し、それを越えた時、バースト信号検出と判
断する。以上がバースト検出手段2の一例である。
22、23により絶対値が計算され、再度第3及び、第
4のローパスフィルタ24、25に入力され信号分散が
改善される。第3及び、第4のローバスフィルタ24、
25の出力データをS,(2e−1)(< =1. 2
, 3, ・)と8,(2a({ = 1. 2, 3
, ・)とすると第3のエンベロープ検出手段26は、
データSd(2e−1)とSd(2F:)とから絶対値
を計算する。第6図は無雑音時のアナログ人力信号エン
ベローブに対するサンプルデータS,C2e−1)とS
,C2e)を示しているが、各々のサンプルタイミング
T2e−1とT2eはピットタイミングに同期していな
いため、いずれのサンプルも最犬のエンベローブ値を示
すとは限らない。エンベロープ検出値を最大かつ一定に
するため、変調周期1シンボル間のエンベロープ波形が
正弦波の半周期波形に近似している点に注目し、サンプ
ルデータS,C2e−1)とS,(2e)を相直交する
信号と仮定して絶対値を計算する事により、常に信号点
のエンベロープ値と同様の出力が得られる。比較手段2
7第3のエンベロープ検出手段26の出力と検出しきい
値とを比較し、それを越えた時、バースト信号検出と判
断する。以上がバースト検出手段2の一例である。
第1図の説明にもどる。第1図ん0変換器1によりデイ
ジタル化された信号の1つは、第1の遅延手段3人力さ
れ、あらかじめ定められた期間だけ遅らされた後、ビッ
トタイミング抽出手段4に入力される。第1の遅延手段
3の遅延時間はバースト検出手段2にバースト信号が到
来してからバースト検出を完了するまでの時間が設定さ
れ、ビットタイミング抽出手段4がバースト検出信号を
受けた時、プリアンプル先頭部のデータからビットタイ
ミングの推定ができる様意図したものである。ビットタ
イミング抽出手段4は、一定長の人力データよりビット
タイミングの推定を行うものである。
ジタル化された信号の1つは、第1の遅延手段3人力さ
れ、あらかじめ定められた期間だけ遅らされた後、ビッ
トタイミング抽出手段4に入力される。第1の遅延手段
3の遅延時間はバースト検出手段2にバースト信号が到
来してからバースト検出を完了するまでの時間が設定さ
れ、ビットタイミング抽出手段4がバースト検出信号を
受けた時、プリアンプル先頭部のデータからビットタイ
ミングの推定ができる様意図したものである。ビットタ
イミング抽出手段4は、一定長の人力データよりビット
タイミングの推定を行うものである。
第7図及び、第8図にビットタイミシグ抽出手段4の実
施例を示す。図中で太線は直交信号(または複素信号)
、細線は実数信号を示す。
施例を示す。図中で太線は直交信号(または複素信号)
、細線は実数信号を示す。
入力データに対しエンベロープ検出手段28は、その絶
対値を計算する。直交検波器29はエンベロープ検出手
段28の出力を変調周波数の正弦波信号にて直交検波し
、各々の出力は、第1及び、第2のローバスフィルタ3
0、31に入力されS/Nが改善される。各々の出力を
受け、逆正接手段32は逆正接を計算しビットタイミン
グを出力する。直交検波器29は人力データと正弦波(
あるいは余弦波)との乗算値をあらかじめ書き込んだR
OMと、正弦波(あるいは余弦波)の位相を計算するカ
ウンタとで構戒できるが、ハードウェアをより簡単化す
るために第8図に示す構戒がとれる。第8図では、エン
ベロープ検出手段28の出力を受け、サンプラ33は、
変調周期毎のNサンプルデータから4分の工変調周期の
サンプルデータ4点を抽出し、その出力をサンプル系列
データS,(4e−3)、s,(4g−2)、S,(4
6−1)、S,(4a、(ぞ=1.2,3,・・・)と
に分配する。エンベローぶ検出手段28の出力には変調
波数或分が含まれており、この正弦波成分を4倍サンプ
ルする事によって異時刻にサンプルされたデータS,(
4r−3)とS,(4{−2)は疑似的に、同時刻に直
交検波されたデータとみなされる。よってデータS,(
4<−3)と8,(48 − 2)は各々第1及び、第
2のローパスフィルタ30、31の入力とされるが、エ
ンベロープ検出手段28の出力には変調周波数戒分の他
にも直流威分や高調波或分が含まれており、これらの戒
分を相殺するために、乗算器34、35テテータS,<
4e−1)と8,(4e)とに−1を乗じ、各々を加算
器36、37でデータS5(4e−3)と8,<48
− 2)とに加える操作を一般的に行う。また、この操
作はアナログ人力信号の帯域制限が不十分な場合にはS
/Nを改善する効果がある。以上がビットタイミング抽
出手段4の例である。
対値を計算する。直交検波器29はエンベロープ検出手
段28の出力を変調周波数の正弦波信号にて直交検波し
、各々の出力は、第1及び、第2のローバスフィルタ3
0、31に入力されS/Nが改善される。各々の出力を
受け、逆正接手段32は逆正接を計算しビットタイミン
グを出力する。直交検波器29は人力データと正弦波(
あるいは余弦波)との乗算値をあらかじめ書き込んだR
OMと、正弦波(あるいは余弦波)の位相を計算するカ
ウンタとで構戒できるが、ハードウェアをより簡単化す
るために第8図に示す構戒がとれる。第8図では、エン
ベロープ検出手段28の出力を受け、サンプラ33は、
変調周期毎のNサンプルデータから4分の工変調周期の
サンプルデータ4点を抽出し、その出力をサンプル系列
データS,(4e−3)、s,(4g−2)、S,(4
6−1)、S,(4a、(ぞ=1.2,3,・・・)と
に分配する。エンベローぶ検出手段28の出力には変調
波数或分が含まれており、この正弦波成分を4倍サンプ
ルする事によって異時刻にサンプルされたデータS,(
4r−3)とS,(4{−2)は疑似的に、同時刻に直
交検波されたデータとみなされる。よってデータS,(
4<−3)と8,(48 − 2)は各々第1及び、第
2のローパスフィルタ30、31の入力とされるが、エ
ンベロープ検出手段28の出力には変調周波数戒分の他
にも直流威分や高調波或分が含まれており、これらの戒
分を相殺するために、乗算器34、35テテータS,<
4e−1)と8,(4e)とに−1を乗じ、各々を加算
器36、37でデータS5(4e−3)と8,<48
− 2)とに加える操作を一般的に行う。また、この操
作はアナログ人力信号の帯域制限が不十分な場合にはS
/Nを改善する効果がある。以上がビットタイミング抽
出手段4の例である。
第1図でん0変換器1によりディジタル化された信号の
いまlつは、第2の遅延手段5に入力され、あらかじめ
定められた期間だけ遅らされた後、サンプラ6に人力さ
れる。サンプラ6はビットタイミング抽出手段4が推定
したタイミングを以て、変調周期毎のNサンプルデータ
より最も確がらしいビットタイミングのサンプルデータ
1点を抽出し、その出力をキャリア再生手段7に入力す
る。第2の遅延手段5の遅延時間はバースト信号が到来
してがらバースト検出手段2がバースト検出を完了して
、さらにビットタイミング抽出手段4がタイミングを推
定し、サンプラ6が推定タイミングを以てサンプルを開
始するまでの時間が設定される。これはキャリア再生手
段7がタイミング推定完了信号を受けた時、プリアンプ
ル先頭部のデータがらキャリア周波数及び、位相の推定
ができる様意図したものである。キャリア再生手段7は
、一定長の入力データよりキャリア周波数及び、位相を
推定し、以後推定値を基にキャリアの再生を行うもので
ある。
いまlつは、第2の遅延手段5に入力され、あらかじめ
定められた期間だけ遅らされた後、サンプラ6に人力さ
れる。サンプラ6はビットタイミング抽出手段4が推定
したタイミングを以て、変調周期毎のNサンプルデータ
より最も確がらしいビットタイミングのサンプルデータ
1点を抽出し、その出力をキャリア再生手段7に入力す
る。第2の遅延手段5の遅延時間はバースト信号が到来
してがらバースト検出手段2がバースト検出を完了して
、さらにビットタイミング抽出手段4がタイミングを推
定し、サンプラ6が推定タイミングを以てサンプルを開
始するまでの時間が設定される。これはキャリア再生手
段7がタイミング推定完了信号を受けた時、プリアンプ
ル先頭部のデータがらキャリア周波数及び、位相の推定
ができる様意図したものである。キャリア再生手段7は
、一定長の入力データよりキャリア周波数及び、位相を
推定し、以後推定値を基にキャリアの再生を行うもので
ある。
第9図にキャリア再生手段7の一実施例を示す。
図中で太線は直交信号(または複素信号)、細線は実数
信号を示す。
信号を示す。
逆変調手段38は変調周期毎に信号烹のサンプルデータ
を受け、1サンプルごとに1と−1を交互に乗じて変調
を除去し、キャリア戒分を抽出する。
を受け、1サンプルごとに1と−1を交互に乗じて変調
を除去し、キャリア戒分を抽出する。
キャリア或分の抽出はてい倍によっても可能であるが、
非線形損失が問題となる。また、本発明の場合、入力が
On変調信号である事が事前に判明しているため容易に
逆変調が行える。複素フーリエ変換手段39は、抽出さ
れたキャリア信号を時間軸上信号から周波数軸上信号に
変換し、その出力を受け、周波数、位相推定手段4oは
キャリア周波数Δωと初期位相e。を推定し数値制御発
振器(NC○)41に設定する。以後NCO41は設定
値を基にキャリアを再生する。また、キャリア周波数及
び、位相の推定は本実施例の他に時間軸上で全て処理す
る方法等も考えられる。以上がキャリア再生手段7の一
例である。
非線形損失が問題となる。また、本発明の場合、入力が
On変調信号である事が事前に判明しているため容易に
逆変調が行える。複素フーリエ変換手段39は、抽出さ
れたキャリア信号を時間軸上信号から周波数軸上信号に
変換し、その出力を受け、周波数、位相推定手段4oは
キャリア周波数Δωと初期位相e。を推定し数値制御発
振器(NC○)41に設定する。以後NCO41は設定
値を基にキャリアを再生する。また、キャリア周波数及
び、位相の推定は本実施例の他に時間軸上で全て処理す
る方法等も考えられる。以上がキャリア再生手段7の一
例である。
第1図でサンプラ6でサンプルされた信号のいま1つは
、第3の遅延手段8に人力され、あらかじめ定めれられ
た期間だけ遅らされた後、複素乗算器9に入力される。
、第3の遅延手段8に人力され、あらかじめ定めれられ
た期間だけ遅らされた後、複素乗算器9に入力される。
第3の遅延手段8の遅延時間は、キャノア再生手段7が
キャリア周波数及び、位相を推定しキャリア再生を開始
するまでの時間が設定され、プリアンプル先頭部からデ
ータの復調が行われる様意図したものである。複素乗算
器9は第3の遅延手段8とキャリア再生手段7の出力と
を乗じ再生データを出力する。以上が本発明によるバー
スト信号復調装置である。まーた第1図に於いてバース
ト信号のプリアンプルが十分長い場合には、第1、第2
、第3の遅延手段3、5、8のいずれか、または全てを
省略する事も可能である。さらに第2の遅延手段5の入
力を第1の遅延手段3の出力からとる構戒や第3の遅延
手段8の人力を第工、あるいは第2の遅延手段3、5の
出力からとり、その出力にビットタイミングでサンプル
する新たなサンプラを置く構戒も当然考えられ、本質的
には第1図と変わりない。
キャリア周波数及び、位相を推定しキャリア再生を開始
するまでの時間が設定され、プリアンプル先頭部からデ
ータの復調が行われる様意図したものである。複素乗算
器9は第3の遅延手段8とキャリア再生手段7の出力と
を乗じ再生データを出力する。以上が本発明によるバー
スト信号復調装置である。まーた第1図に於いてバース
ト信号のプリアンプルが十分長い場合には、第1、第2
、第3の遅延手段3、5、8のいずれか、または全てを
省略する事も可能である。さらに第2の遅延手段5の入
力を第1の遅延手段3の出力からとる構戒や第3の遅延
手段8の人力を第工、あるいは第2の遅延手段3、5の
出力からとり、その出力にビットタイミングでサンプル
する新たなサンプラを置く構戒も当然考えられ、本質的
には第1図と変わりない。
ハードウェアをより簡単化する上で第1、第2、第3の
遅延手段3、5、8は時分割にアドレス制御され読み書
きされる1個のRAMで構戒できる。
遅延手段3、5、8は時分割にアドレス制御され読み書
きされる1個のRAMで構戒できる。
(発明の効果)
以上説明したように本発明では、
(1)入力バースト信号を遅延手段により複数回遅延さ
せる事で0■変調信号プリアンプルの再利用を図り、ま
たPLLによる復調は行わず、一定長のデータよりビッ
トタイミング及び、キャリア周波数、位相を推定する方
式をとる事によって、従来方式に比べプリアンプルを約
3分の1程度に短縮でき回線効率の著しい向上が図れる
。
せる事で0■変調信号プリアンプルの再利用を図り、ま
たPLLによる復調は行わず、一定長のデータよりビッ
トタイミング及び、キャリア周波数、位相を推定する方
式をとる事によって、従来方式に比べプリアンプルを約
3分の1程度に短縮でき回線効率の著しい向上が図れる
。
(2)ビット及び、キャリア同期をブロック推定により
行うため同期時間が入力信号条件に依存せず常に一定で
あり、また人力S/Nがあるスレソショルド以上では同
期失敗による全バースト的誤りが比較的少ない。
行うため同期時間が入力信号条件に依存せず常に一定で
あり、また人力S/Nがあるスレソショルド以上では同
期失敗による全バースト的誤りが比較的少ない。
(3)全ディジタル的であるため、無調整かつIC化が
容易でディジタル信号処理プロセッサ(DSP)を用い
たソフトウエア処理も行える。
容易でディジタル信号処理プロセッサ(DSP)を用い
たソフトウエア処理も行える。
等の効果が期待できる。
第1図は本発明の一実施例を示すブロック図、第2図及
び第3図は従来技術を説明するための図、第4図は第1
図の装置に入力される信号の形式を示す図、第5図から
第9図は、本発明に用いられる構戊要素を説明するため
の図である。 図において、1・・・A/D変換器、2・・・バースト
検出手段、3, 5, 8・・・遅延手段、4・・・ビ
ットタイミング抽出手段、7・・・キャリア再生手段、
9・・・複素乗算器。
び第3図は従来技術を説明するための図、第4図は第1
図の装置に入力される信号の形式を示す図、第5図から
第9図は、本発明に用いられる構戊要素を説明するため
の図である。 図において、1・・・A/D変換器、2・・・バースト
検出手段、3, 5, 8・・・遅延手段、4・・・ビ
ットタイミング抽出手段、7・・・キャリア再生手段、
9・・・複素乗算器。
Claims (2)
- (1)一定あるいは、不定の保護時間を置いて到来する
バースト状の振幅位相偏移(APSK)変調信号を固定
周波数の発振器にて基底帯域へ周波数変換した相直交す
る2チャンネルのアナログ信号を受け、各々を変調クロ
ックのN倍(N>0の整数)の高速クロックにて標本化
し、各標本値を量子化ビットn(n>0の整数)からな
るディジタル時系列データへ変換するアナログ/ディジ
タル(A/D)変換器と、前記A/D変換器の出力を受
け、前記バースト状信号の到来を検出するバースト検出
手段と、前記A/D変換器の出力をあらかじめ定められ
た期間だけ遅らせる第1の遅延手段と、この第1の遅延
手段の出力を受け、前記バースト検出手段からのバース
ト検出信号をトリガとし、一定長の入力データよりビッ
トタイミングを推定するビットタイミング抽出手段と、
前記A/D変換器の出力をあらかじめ定められた期間だ
け遅らせる第2の遅延手段と、この第2の遅延手段の出
力を受け、前記ビットタイミング抽出手段により推定し
たタイミングを以て、変調周期毎のNサンプルデータよ
り最も確からしいビットタイミングのサンプルデータ1
点を抽出するサンプラと、このサンプラの出力を受け、
前記ビットタイミング抽出手段からのタイミング推定完
了信号をトリガとし、一定長の入力データよりキャリア
周波数及び、位相を推定し、以後推定値を基にキャリア
を再生するキャリア再生手段と、前記サンプラのいま1
つの出力をあらかじめ定められた期間だけ遅らせる第3
の遅延手段と、この第3の遅延手段の出力を受け、前記
キャリア再生手段により再生したキャリアと乗算する複
素乗算器とを備えた事を特徴とするバースト信号復調装
置。 - (2)受信するバースト状APSK変調信号の先頭部に
は、あらかじめ定められたシンボル数のOn変調信号を
プリアンプルとして付加する事を規定し、上記バースト
信号を入力とする事を特徴とする特許請求の範囲第1項
記載のバースト信号復調装置。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1152624A JPH0744576B2 (ja) | 1989-06-14 | 1989-06-14 | バースト信号復調装置 |
US07/537,354 US5170415A (en) | 1989-06-14 | 1990-06-13 | Burst demodulator for establishing carrier and clock timing from a sequence of alternating symbols |
CA002018855A CA2018855C (en) | 1989-06-14 | 1990-06-13 | Burst demodulator for establishing carrier and clock timing from a sequence of alternating symbols |
AU57165/90A AU624251B2 (en) | 1989-06-14 | 1990-06-14 | Burst demodulator for establishing carrier and clock timing from a sequence of alternating symbols |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1152624A JPH0744576B2 (ja) | 1989-06-14 | 1989-06-14 | バースト信号復調装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0316452A true JPH0316452A (ja) | 1991-01-24 |
JPH0744576B2 JPH0744576B2 (ja) | 1995-05-15 |
Family
ID=15544450
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1152624A Expired - Fee Related JPH0744576B2 (ja) | 1989-06-14 | 1989-06-14 | バースト信号復調装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0744576B2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008544636A (ja) * | 2005-06-15 | 2008-12-04 | ボリソヴィチ ドゥナエヴ,イゴル | 直交振幅変調信号の送受信方法、直交振幅変調信号の送受信システム、コンピュータ読み取り可能な記録媒体、振幅変調信号の同期受信方法の応用 |
US7708343B2 (en) | 2006-12-11 | 2010-05-04 | Honda Motor Co., Ltd. | Seat of vehicle |
CN116359871A (zh) * | 2023-03-24 | 2023-06-30 | 上海毫微太科技有限公司 | 一种信号处理方法和图像采集设备 |
-
1989
- 1989-06-14 JP JP1152624A patent/JPH0744576B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008544636A (ja) * | 2005-06-15 | 2008-12-04 | ボリソヴィチ ドゥナエヴ,イゴル | 直交振幅変調信号の送受信方法、直交振幅変調信号の送受信システム、コンピュータ読み取り可能な記録媒体、振幅変調信号の同期受信方法の応用 |
US7708343B2 (en) | 2006-12-11 | 2010-05-04 | Honda Motor Co., Ltd. | Seat of vehicle |
CN116359871A (zh) * | 2023-03-24 | 2023-06-30 | 上海毫微太科技有限公司 | 一种信号处理方法和图像采集设备 |
CN116359871B (zh) * | 2023-03-24 | 2024-01-19 | 上海毫微太科技有限公司 | 一种信号处理方法和图像采集设备 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0744576B2 (ja) | 1995-05-15 |
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---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |