JPH03145826A - Echo cancelling system and echo canceler - Google Patents
Echo cancelling system and echo cancelerInfo
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Landscapes
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の目的］
（産業上の利用分野）
本発明は、２線ケーブルを用いて双方向にデータ伝送を
行うトランシーバ等に採用されるエコーキャンセル方式
及びエコーキャンセラに関するものである。[Detailed Description of the Invention] [Object of the Invention] (Industrial Application Field) The present invention relates to an echo cancellation method and an echo canceller employed in transceivers and the like that perform bidirectional data transmission using a two-wire cable. It is.
（従来の技術）
近年、ネットワークにおけるディジタル化の進展に伴い
、既存のメタリック加入者線や構内網を用いてデータ伝
送を行う２線式双方向データ伝送用トランシーバの必要
性が増大してきた。(Prior Art) In recent years, with the progress of digitalization in networks, the need for two-wire bidirectional data transmission transceivers that transmit data using existing metallic subscriber lines and local area networks has increased.
このような状況下、電気通信の国際標阜の審議するＣＣ
ＩＴＴでは、Ｉ Ｓ Ｄ Ｎ （Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ
５ｅｒＶｉＣＱ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｎｅｔｗｏｒｋ）
と呼ばれる国際的なディジタル網の構築を１指してその
標準化作業が進められており、中でも、６４ｋｂｐｓを
２チヤンネル、１６ｋｂｐｓを１チャンネル有し、１４
４ｋｂｐｓのデータ伝送を行うベーシックアクセスと呼
ばれる伝送手段が最も基本的なものとして勧告化あるい
は勧告を１指した作業が進められている。Under these circumstances, the CC that is being deliberated by the International Telecommunications Standards
At ITT, ISDN (Integrated
5erViCQ Digital Network)
Standardization work is progressing with the aim of building an international digital network called
A transmission method called basic access, which transmits data at 4 kbps, is the most basic method, and work is underway to recommend or recommend it.
尚、このベーンツクアクセスは、従来のアナログ網にあ
っては、第２図に示すように、公衆網から家庭内の電話
器に至る加入者線（電話線）１に相当するものである。In the conventional analog network, this network access corresponds to the subscriber line (telephone line) 1 that runs from the public network to the telephone in the home, as shown in FIG.
一方、ｌ５ＤＮにおいてのディジタル伝送も、やはりこ
の加入者線を用いて行う訳であるが、現状においてメタ
リック２線ケーブルによる加入者線は既にその数が膨大
なものとなっており、ディジタル加入者線用として新た
に回線を敷設するのは非常に大変な作業となる。On the other hand, digital transmission in 15DN is also carried out using this subscriber line, but at present there are already a huge number of subscriber lines using metallic 2-wire cables, and digital subscriber lines Laying a new line for this purpose is an extremely difficult task.
このことから、最近では、既存のアナログ回線を用いて
ディジタル信号伝送を行う２線式双方向データ伝送技術
の研究、開発が盛んに行われている。For this reason, recently, research and development of two-wire bidirectional data transmission technology for transmitting digital signals using existing analog lines has been actively conducted.
次にこの２線式双方向データ伝送の原理を説明する。こ
の方式では、２線のメタリックワイヤにそれぞれ上りと
下りの信号を乗せることにより双方向のデータ伝送を行
う。すなわち、ここで上りと下りの信号は、ハイブリッ
ド回路と呼ばれる方向性結合器により送受信をそれぞれ
分離している。Next, the principle of this two-wire bidirectional data transmission will be explained. In this method, two-way data transmission is performed by carrying upstream and downstream signals on two metallic wires, respectively. That is, here, the transmission and reception of uplink and downlink signals are separated, respectively, by a directional coupler called a hybrid circuit.
しかしながら、このようなメタリック２線ケーブルを用
いたデータ伝送方式では、ハイブリッド回路と回線との
間のインピーダンス不整合により送信信号が受信側に猛
れてエコーが発生し、このエコーが本来受信すべき信号
と重なってデータ伝送のエラーを招く原因の一つとなっ
ていた。However, in data transmission systems using such metallic two-wire cables, the transmitted signal is violently transmitted to the receiving side due to the impedance mismatch between the hybrid circuit and the line, causing echoes that should not be received. This was one of the causes of data transmission errors due to overlap with signals.
このような事情に鑑みて、これまで次のような２通りの
方式が確立されている。In view of these circumstances, the following two methods have been established so far.
その一つは、第３図に示すＴＣＭ方式（ＴｉｍｅＣｏＢ
ｒｅｓｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｌｐｌｅｘ）である。これは
通称ピンポン方式と呼ばれるもので、伝送路２上におい
て上りと下りの信号をそれぞれ時分割で交互に送り合う
ようにしたものである。One of them is the TCM method (TimeCoB) shown in Figure 3.
(ression Multiplex). This is commonly called a ping-pong system, in which upstream and downstream signals are alternately sent to each other on the transmission line 2 in a time-division manner.
もう一つは、第４図に示すＥＣ方式（Ｅｃｈ。The other is the EC method (Ech) shown in FIG.
Ｃａｎｃｅｌ Ｉｅｒ）である。この方式は、ハイブリ
ッド回路３における２線／４線変換点で発生するエコー
の量を推定し、これを打ち消すような信号を疑似エコー
として発生して、エコーの重畳された受信信号から疑似
エコー信号を差し引くといったものである。Cancel Ier). This method estimates the amount of echo generated at the 2-wire/4-wire conversion point in the hybrid circuit 3, generates a signal that cancels this as a pseudo echo, and generates a pseudo echo signal from the received signal on which the echo is superimposed. It is like subtracting .
これらの中で、ＥＣ方式は、伝送路４のビットレートを
ＴＣＭ方式の１／２〜１／４に下げることかできるため
、帯域も１／２〜１／４に下げることができる。したが
ってサンプル間隔かＴＣＭ方式の２倍以上になり、高度
の信号処理の導入が容易になるといった利点がある。さ
らに、４値信号等を用いると帯域がＴＣＭ方式の１／４
になり、漏話の点でも有利になるといった利点があるた
め、世界的に広く用いられている。Among these, the EC method can reduce the bit rate of the transmission path 4 to 1/2 to 1/4 of that of the TCM method, and therefore the band can also be reduced to 1/2 to 1/4. Therefore, the sample interval is more than twice that of the TCM method, and there are advantages in that advanced signal processing can be easily introduced. Furthermore, if a 4-level signal is used, the bandwidth will be 1/4 of that of the TCM method.
It is widely used around the world because it has the advantage of reducing crosstalk.
以下、このエコーキャンセル方式を採用した双方向デー
タ伝送用トランシーバについて第５図を用いて説明する
。A bidirectional data transmission transceiver employing this echo cancellation method will be described below with reference to FIG.
同図において、Ｘ（ｚ）（但し、ｚ＝ＥＸＰ （２πｊ
Ｘｆ／ｆ ｓ）ｆ ｓ ；サンプリング周波数、ｆ；周
波数）なる特性を有する送信信号は、ドライバ５０１お
よびハイブリッド回路５０２を介して、ム（ｚ）なる特
性を有する伝送路５０３に送出されるとともに、その一
部が受信側に漏れて、これがエコーＹ （ｚ）となる。In the same figure, X(z) (where z=EXP (2πj
A transmission signal having a characteristic of Xf/fs) fs; sampling frequency, f; frequency) is sent via a driver 501 and a hybrid circuit 502 to a transmission line 503 having a characteristic of m(z), A part of it leaks to the receiving side and becomes an echo Y(z).
一方、遠隔からの特性Ｓ （ｚ）なる信号は、特性ム（
２）を有する伝送路５０３を介して、ノーイブリッド回
路４０２に入力され、レシーバ５０４を介して特性Ｒ（
ｚ）なる受信信号となる。On the other hand, a signal with characteristic S (z) from a distance has characteristic M (
2) is input to the no-brid circuit 402 via a transmission line 503 having a characteristic R(
z).
この受信信号Ｒ（ｚ）は、上述のエコーＹ （ｚ）を含
んでいるため、
Ｒ（ｚ） −Ｈ（ｚ） Ｘ （ｚ）＋ム（ｚ） Ｓ （
ｚ） −（１）となる。但し、Ｈ（ｚ）はハイブリッ
ド回路５０２におけるエコーパス特性である。This received signal R(z) includes the above-mentioned echo Y(z), so R(z) −H(z) X(z)+Mu(z) S(
z) −(1). However, H(z) is the echo path characteristic in the hybrid circuit 502.
従来のトランシーバでは、この受信信号Ｒ（ｚ）から次
のような処理を行うことにより、特性９（ｚ）なる再生
信号を得る。In a conventional transceiver, a reproduced signal having characteristic 9(z) is obtained by performing the following processing on this received signal R(z).
まず４ＡＧＣ回路５０５で受信信号Ｒ（ｚ）を入力し、
伝送路５０３の高域減衰特性である４特性による高域の
減衰や回線のフラット減衰を補償する。First, the received signal R(z) is input to the 4AGC circuit 505,
The high frequency attenuation due to the four high frequency attenuation characteristics of the transmission line 503 and the flat attenuation of the line are compensated for.
ここで、伝送路５０３の特性ム（２）を、ム（ｚ） ＝
Ｆ （ｚ） Ｂ （ｚ） −（２）
と考え、Ｆ （ｚ）を伝送路５０３の４特性、Ｂ （ｚ
）を仔以外の伝送路５０３の特性（例えばブリッジタッ
プによる特性）とすると、４ＡＧＣ回路５０５ては、
Ｆ （ｚ） ”！ Ｆ −’ （ｚ）
・＝ −（３）なる特性のバイパス
フィルタを実現し、これにより高域補償を行う。したが
って、４ＡＧＣ回路５０５の出力Ｒ’（ｚ）は、
Ｒ’ （ｚ） ”ｉ＝ Ｆ −’ （ｚ） Ｒ（ｚ）＝
Ｆ−’ （ｚ） （Ｈ（ｚ） Ｘ（ｚ）＋ム（ｚ）
Ｓ （ｚ） ）＝Ｆ−’ （ｚ） Ｈ（ｚ） Ｘ（ｚ）
十Ｂ （ｚ） Ｓ （ｚ） ・−（４）と表すことが
できる。Here, the characteristic M(2) of the transmission path 503 is expressed as M(z) =
F (z) B (z) −(2)
, F (z) is the four characteristics of the transmission path 503, B (z
) is the characteristic of the transmission line 503 other than the child (for example, the characteristic due to a bridge tap), then in the 4AGC circuit 505, F (z) ''!F −' (z)
A bypass filter with a characteristic of .=-(3) is realized, and high-frequency compensation is performed using this. Therefore, the output R'(z) of the 4AGC circuit 505 is R'(z) ``i= F −' (z) R(z)=
F-' (z) (H(z) X(z)+mu(z)
S (z) )=F-' (z) H(z) X(z)
It can be expressed as 10B (z) S (z) ・−(4).
なお、祥ＡＧＣ回路５０５の特性Ｆ−１（ｚ）は、ピー
ク値検出回路５０６において、エコー打消し後の受信信
号Ｒ’（ｚ）のピークレベルを検出することにより決定
される。Note that the characteristic F-1(z) of the AGC circuit 505 is determined by detecting the peak level of the received signal R'(z) after echo cancellation in the peak value detection circuit 506.
この４ＡＧＣ回路５０５で高域減衰特性の補償を終えた
信号は、次に第１の適応フィルタ５０７および第１の減
算器５０８からなるエコーキャンセラ部に入力される。The signal whose high-frequency attenuation characteristics have been compensated by the 4AGC circuit 505 is then input to an echo canceller section consisting of a first adaptive filter 507 and a first subtracter 508.
このエコーキャンセラ部では、まず適応フィルタ５０７
において、４ＡＧＣ回路５０５の周波数特性を含んだ全
体のエコーパス特性Ｆｆ （ｚ）を推定する。そしてこ
の推定特性Ｈ（Ｚ）を有する第１の適応フィルタ５０７
に送信信号Ｘ （ｚ）を通すことにより疑似エコー９を
生成し、これを第１の減算器５０８に入力する。In this echo canceller section, first, the adaptive filter 507
In this step, the overall echo path characteristic Ff (z) including the frequency characteristic of the 4AGC circuit 505 is estimated. A first adaptive filter 507 having this estimated characteristic H(Z)
A pseudo echo 9 is generated by passing the transmission signal X (z) through the subtracter 508 .
第１の減算器５０８では、次式の如くエコーＹ（２）の
重畳された受信信号Ｒ’（ｚ）から疑似エコー９を差し
引き、その残差信号Ｅ （ｚ）を得る。The first subtracter 508 subtracts the pseudo echo 9 from the received signal R'(z) on which the echo Y(2) is superimposed, as shown in the following equation, to obtain the residual signal E(z).
Ｅ（ｚ） ＝Ｒ’ （ｚ） −ＦＩ（ｚ） Ｘ（ｚ）
−（５）ここで、推定特性Ｆｒ （ｚ）が、下式
のように／ＪＡＧＣ回路５０５の特性も含んだ全体のエ
コーパス特性と近似する場合、
Ｆｆ （ｚ） ”Ｍ Ｈ（ｚ） ｉ’ −’ （ｚ
） −（６）残差信号Ｅ （ｚ
）は、
Ｅ （ｚ） ”ｆｐ Ｂ （ｚ） Ｓ （ｚ）
−（７）となる。これによりエコーを含まな
い受信信号を得ることができる。E(z) =R' (z) -FI(z) X(z)
-(5) Here, if the estimated characteristic Fr (z) approximates the overall echo path characteristic including the characteristics of the /JAGC circuit 505 as shown in the formula below, Ff (z) ``M H (z) i'−' (z
) −(6) Residual signal E (z
) is E (z) ”fp B (z) S (z)
−(7). This makes it possible to obtain a received signal that does not include echo.
判定帰還型等化器を構成する判定器５０９および第２の
適応フィルタ５１０は、上記残差信号Ｅ（２）からブリ
ッジタップによる歪成分Ｂ （ｚ）を除去する。The decider 509 and the second adaptive filter 510 that constitute the decision feedback equalizer remove the distortion component B (z) due to the bridge tap from the residual signal E(2).
すなわち、判定器５０９から出力される遠端信号Ｓ （
ｚ）の推定値である特性９（ｚ）なる判定結果は、−１
＋ ’＠ （ｚ）なる特性を有する第２の適応フィルタ
５１０を介して第２の減算器５１１に入力される。そし
てこの減算器５１１において、次式の演算が行われる。That is, the far-end signal S (
The judgment result of characteristic 9(z), which is the estimated value of z), is -1
It is input to the second subtracter 511 via the second adaptive filter 510 having the characteristic + '@ (z). Then, in this subtracter 511, the following calculation is performed.
Ｅ’ （ｚ） 各Ｂ （ｚ） Ｓ （ｚ） −Ｈ（ｚ）
ｇ（ｚ） ＋ Ｓ （ｚ）・・・（８）
ここで、第２の適応フィルタ５１０の近似状態が良く判
定器５０９の判定結果が正しいと仮定して、百（ｚ）各
Ｂ （ｚ）
９（ｚ）≦Ｓ （ｚ）
・・・（９）とすると、（８）式からＥ’（ｚ）
は、Ｅ’ （ｚ） ’！ （Ｂ（ｚ） −１５（ｚ）
） ５（ｚ） ＋５（ｚ）至Ｓ （ｚ）
・・・（１０）となり、これで正しく受信信号
が再生されたことになる。E' (z) Each B (z) S (z) -H(z)
g(z) + S(z)...(8) Here, assuming that the approximation state of the second adaptive filter 510 is good and the judgment result of the judger 509 is correct, 100(z) each B(z ) 9(z)≦S(z)
...(9), then E'(z) from equation (8)
E'(z)'! (B(z) -15(z)
) 5 (z) +5 (z) to S (z)
...(10), which means that the received signal has been correctly reproduced.
なお、各適応フィルタ５０７．５１０における推定動作
は、下式のように、それぞれ第３の減算器５１２の減算
結果である判定器５０９の出力９（ｚ）と第２の減算器
５１１の出力Ｅ’（ｚ）との判定誤差信号Ｄ （ｚ）が
最小になるよう学習を行うことによりなされる。Note that the estimation operation in each of the adaptive filters 507 and 510 is based on the output 9(z) of the determiner 509, which is the subtraction result of the third subtracter 512, and the output E of the second subtracter 511, as shown in the following equation. This is done by performing learning so that the judgment error signal D (z) with respect to '(z) is minimized.
Ｄ （ｚ） ＝ Ｅ ’ （ｚ） −’； （ｚ）
・＝ （１１）以上が従来の一般的なエコー
キャンセル方式を用いた２線式双方向データ伝送用トラ
ンシーバの原理である。D (z) = E' (z) -'; (z)
.=(11) The above is the principle of a two-wire bidirectional data transmission transceiver using a conventional general echo cancellation method.
ところで、このようなエコーキャンセル方式では次のよ
うな課題が残されている。By the way, the following problems remain with such an echo cancellation method.
すなわち、上述のエコーキャンセル方式では、ハイブリ
ッド回路５０２におけるエコーパス特性Ｈ（ｚ）と４Ａ
ＧＣ回路５０５の周波数特性ｐ −１（ｚ）とを結合し
た特性に対し、推定特性Ｆｆ （ｚ）が、Ｈ（ｚ） −
Ｆ −’ （ｚ） Ｈ（ｚ） −（１２
）なるときに完全にエコーを打消すことができる。That is, in the echo cancellation method described above, the echo path characteristics H(z) and 4A in the hybrid circuit 502
With respect to the characteristic combined with the frequency characteristic p −1 (z) of the GC circuit 505, the estimated characteristic Ff (z) is H(z) −
F −' (z) H(z) −(12
), it is possible to completely cancel the echo.
ところが、ここで４ＡＧＣ回路５０５の推定特性？ （
Ｚ）を考えると、４ＡＧＣ回路５０５の周波数特性Ｆ
” （ｚ）は受信信号のピークレベルにより決まるもの
であるため、エコーキャンセラの学習開始前に、ｒ （
ｚ）とＦ −’ （ｚ）とが近似していない状態が発生
し得る。例えば、エコーキャンセラの収束後にはじめて
受信信号が得られる場合や送信信号と受信信号が同時に
存在する場合がこの状態にあてはまる。したがって、こ
の場合、エコーキャンセラの収束途中あるいは収束後に
４ＡＧＣ回路５０５の周波数特性Ｆ ” （ｚ）が変化
する恐れがある。However, what are the estimated characteristics of the 4AGC circuit 505? (
Z), the frequency characteristic F of the 4AGC circuit 505 is
” (z) is determined by the peak level of the received signal, so before starting learning of the echo canceller, r (
z) and F −' (z) may not be close to each other. For example, this situation applies when a received signal is obtained only after the echo canceller converges or when a transmitted signal and a received signal exist simultaneously. Therefore, in this case, the frequency characteristic F '' (z) of the 4AGC circuit 505 may change during or after the echo canceller converges.
いま、エコーキャンセラが？ Ａ −’ （ｚ）なる特
性の４ＡＧＣ回路５０５において収束し、Ｆｔ （ｚ）
−ｉ’ Ａ −’ （ｚ） Ｈ（ｚ）
−（１３）であったときに、４ＡＧＣ回路５０５の特性
がＩ’ Ａ −’ （ｚ）からＷ ｅ −’ （ｚ）に
変化したとすると、この変化時点で残差信号Ｅ （ｚ）
は、Ｅ （ｚ） ＝ （Ｈ（ｚ） ’ｆ’ｓ −’ （
ｚ） −Ｈ（ｚ） ｒ＾−’ （ｚ））Ｘ （ｚ） 十
Ｂ （ｚ） Ｓ （ｚ）−（ｒｅ −’ （Ｚ） −’
Ｔ’Ａ −’ （ｚ） ） Ｈ（ｚ） Ｘ（ｚ）＋ Ｂ
（ｚ） Ｓ （ｚ） −（１４）
となり、４ＡＧＣ回路５０５の特性の変化により（Ｆ’
ｏ （ｚ） −’ −ＦＡ （ｚ） −’ ） Ｈ（ｚ
） Ｘ（ｚ）なる値付だけ、エコーの打消性能が劣化す
ることになる。What about echo cancellers now? It converges in the 4AGC circuit 505 with the characteristic A −' (z), and Ft (z)
-i' A -' (z) H(z)
-(13), and if the characteristic of the 4AGC circuit 505 changes from I' A -' (z) to W e -' (z), then at the time of this change, the residual signal E (z)
is E (z) = (H(z) 'f's −' (
z) -H(z) r^-' (z))X (z) 10B (z) S (z)-(re -' (Z) -'
T'A -' (z) ) H(z) X(z)+B
(z) S (z) −(14)
Due to the change in the characteristics of the 4AGC circuit 505, (F'
o (z) −' −FA (z) −’ ) H(z
) The echo cancellation performance deteriorates by the value of X(z).
したがって、このような場合、４ＡＧＣ回路５０５の特
性が変化する毎に、−旦収束したエコーキャンセラにお
いて再度の学習が発生し、収束速度が大幅に低下すると
いう問題が発生する。Therefore, in such a case, each time the characteristics of the 4AGC circuit 505 change, learning occurs again in the echo canceller that has once converged, resulting in a problem that the convergence speed is significantly reduced.
（発明が解決しようとする課題）
このように、従来からのエコーキャンセル方式では、可
変フィルタである４ＡＧＣ回路の周波数特性が変化する
毎に、エコーキャンセラの主要部である適応フィルタに
おいて再度の学習が生じるので、特に可変フィルタの特
性変更直後におけるエコー打消し性能が劣化するという
問題があった。(Problems to be Solved by the Invention) As described above, in the conventional echo canceling method, every time the frequency characteristics of the 4AGC circuit, which is a variable filter, changes, the adaptive filter, which is the main part of the echo canceller, has to learn again. Therefore, there is a problem in that the echo cancellation performance deteriorates, especially immediately after changing the characteristics of the variable filter.
本発明はこのような課題を解決するためのもので、可変
フィルタの周波数特性の変化に応じて、速やかに適応フ
ィルタにおける推定特性を修正して、可変フィルタの特
性変更直後におけるエコー打消し性能の低下を防止する
ことのできるエコーキャンセル方式およびエコーキャン
セラの提供を目的としている。The present invention is intended to solve such problems, and the estimated characteristics of the adaptive filter are promptly corrected in accordance with changes in the frequency characteristics of the variable filter, thereby improving the echo cancellation performance immediately after changing the characteristics of the variable filter. The purpose of the present invention is to provide an echo canceling method and an echo canceller that can prevent degradation.
［発明の構成］
（課題を解決するための手段）
本発明のエコーキャンセル方式は上記の目的を達成する
ために、反響路のエコーパス特性を推定して、その推定
特性と反響路への入力信号とから疑似エコーを生成し、
この擬似エコーで反響路に発生したエコーを打消すエコ
ーキャンセル方式において、反響路に挿入された既知の
可変周波数特性を有する可変フィルタの特性が変更され
たとき、推定特性を可変フィルタの変更前後の特性に基
づき修正することを特徴としている。[Structure of the Invention] (Means for Solving the Problems) In order to achieve the above object, the echo cancellation method of the present invention estimates the echo path characteristics of the echo path and uses the estimated characteristics and the input signal to the echo path. Generate a pseudo echo from and
In the echo cancellation method that uses this pseudo echo to cancel the echo generated in the echo path, when the characteristics of a variable filter with known variable frequency characteristics inserted into the echo path are changed, the estimated characteristics are calculated before and after the change of the variable filter. It is characterized by correction based on characteristics.
また本発明のエコーキャンセラは上記の目的を達成する
ために、反響路に既知の可変周波数特性を有する可変フ
ィルタが挿入されてなるエコーキャンセラであって、反
響路のエフ−パス特性を推定して、その推定特性と前記
反響路への入力信号とから疑似エコーを生成する適応フ
ィルタと、反響路に発生したエコーを適応フィルタによ
り生成された疑似エコーで減算し打消す減算手段と、可
変フィルタの特性が変更されたとき、適応フィルタの推
定特性を可変フィルタの変更前後の特性に基づき修正す
る推定特性修正手段とを具備することを特徴としている
。Further, in order to achieve the above object, the echo canceller of the present invention is an echo canceler in which a variable filter having a known variable frequency characteristic is inserted in the echo path, and the echo canceler estimates the f-path characteristic of the echo path. , an adaptive filter that generates a pseudo echo from the estimated characteristic and the input signal to the echo path, a subtraction means that subtracts and cancels the echo generated in the echo path by the pseudo echo generated by the adaptive filter, and a variable filter. The present invention is characterized by comprising estimated characteristic modifying means for modifying the estimated characteristic of the adaptive filter based on the characteristics before and after the change of the variable filter when the characteristic is changed.
（作 用）
本発明では、可変フィルタの周波数特性が変更されたと
き、適応フィルタにおける推定エコーパス特性を、可変
フィルタの変更前後の周波数特性に基づいて修正する。(Function) In the present invention, when the frequency characteristics of the variable filter are changed, the estimated echo path characteristics in the adaptive filter are modified based on the frequency characteristics of the variable filter before and after the change.
例えば、第６図に示すように、時刻ｋにおいて、エコー
キャンセラがＦＡ−’（ｚ）なる特性の可変フィルタで
ある４ＡＧＣ回路６０１で収束し、この時点の適応フィ
ルタ６０２の特性Ｈ＾（２）が、ＨＡ （Ｚ） −Ｈ
（ｚ） ？Ａ−’ （ｚ） ＝ｉ１５
）になっていたとする。For example, as shown in FIG. 6, at time k, the echo canceller converges in the 4AGC circuit 601, which is a variable filter with the characteristic FA-'(z), and the characteristic of the adaptive filter 602 at this point becomes H^(2) is HA (Z) −H
(z)? A-' (z) = i15
).
この後、時刻に＋１で、仔ＡＧＣ回路６０１の特性がＴ
ｏ −’ （ｚ）に変更されると、適応フィルタ６０
２の特性は次のように修正されて、新たな特性Ｈｅ（ｚ
）を得る。After this, at time +1, the characteristic of the child AGC circuit 601 becomes T.
o −' (z), the adaptive filter 60
The characteristic of 2 is modified as follows, and a new characteristic He(z
).
ｒ Ｅｌ−１＜ｚ＞
Ｈａ （ｚ） −・Ｆｉ＾（Ｚ） −（１０）
Ｔ Ａ −’ （ｚ）
したがって、（１５）式、（１６）式より、Ｆｆｏ （
ｚ） ＝Ｉ’ｅ −’ （ｚ） Ｈ（ｚ）
−（１７）となる。r El-1<z> Ha (z) −・Fi^(Z) −(10)
T A −' (z) Therefore, from equations (15) and (16), Ffo (
z) =I'e −' (z) H(z)
−(17).
したがって、この発明によれば、可変フィルタの周波数
特性の変化に応じて、速やかに適応フィルタにおける推
定特性を修正して、可変フィルタの特性変更直後におけ
る性能の低下を防止することができる。Therefore, according to the present invention, it is possible to promptly correct the estimated characteristics of the adaptive filter in accordance with changes in the frequency characteristics of the variable filter, thereby preventing a decrease in performance immediately after changing the characteristics of the variable filter.
なお、上記（Ｉ６）式の処理は、第７図に示すように、
４ＡＧＣ回路の周波数特性の変化時点で、（１６）式の
特性を有するＩＩＲ型フィルタ７０１にＨＡ（２）を通
すことにより実現される。Note that the processing of the above equation (I6) is as shown in FIG.
This is realized by passing HA(2) through the IIR type filter 701 having the characteristic of equation (16) at the time when the frequency characteristic of the 4AGC circuit changes.
（実施例） 以下、本発明の詳細な説明する。(Example) The present invention will be explained in detail below.
第１図は本発明に係る一実施例のエコーキャンセラを採
用した２線式双方向データ伝送用トランシーバの構成を
示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a two-wire bidirectional data transmission transceiver employing an echo canceller according to an embodiment of the present invention.
同図において、送信信号Ｘは、ドライバ１０１、ハイブ
リッド回路１０２を介して伝送路１０Ｂに送出される。In the figure, a transmission signal X is sent to a transmission line 10B via a driver 101 and a hybrid circuit 102.
また、受信信号Ｓはハイブリッド回路１０２、レシーバ
１．０４を介して仔ＡＧＣ回路１０５に入力される。Further, the received signal S is input to the child AGC circuit 105 via the hybrid circuit 102 and the receiver 1.04.
／ｌ’ＡＧｃ回路１０５の周波数特性Ｆ −’ （ｚ）
は、ピーク値検出回路１０６において、エコー除去後の
受信信号ｅからそのピーク値の検出を行うことにより決
定される。そしてこの４ＡＧＣ回路１゜５は、受信信号
ｒに、ピーク値検出回路１０６で決定されたＦ ’ （
ｚ）なる利得周波数特性を与えることにより、伝送路１
０Ｂの高域減衰特性を補償する。/l' Frequency characteristics F −' (z) of the AGc circuit 105
is determined by detecting the peak value of the received signal e after echo removal in the peak value detection circuit 106. Then, this 4AGC circuit 1.5 applies the received signal r to F' (
By giving a gain frequency characteristic of
Compensates for the high frequency attenuation characteristics of 0B.
この４ＡＧＣ回路１０５は、具体的には、第８図に示す
ＩＩＲ型フィルタで実現できる。すなわち、ピーク値検
出回路１０６により受信信号ｅのピーク値ｊが検出され
ると、係数ＲＯＭ８０１から、これに対応したフィルタ
係数Ａ Ｉｊ、 Ｂ Ｉｊ。Specifically, this 4AGC circuit 105 can be realized by an IIR type filter shown in FIG. That is, when the peak value j of the received signal e is detected by the peak value detection circuit 106, the corresponding filter coefficients A Ij and B Ij are stored from the coefficient ROM 801.
Ｃｉｊ、Ｄｉｊが選択されることにより、ＩＩＲ型フィ
ルタにおける特性が決まる。The characteristics of the IIR type filter are determined by selecting Cij and Dij.
この４Ａ、ＧＣ回路１０５により高域減衰特性の補償か
行われた信号は、次に第１の適応フィルタ１０７および
第１の減算器１０８からなるエコーキャンセラ部に入力
される。The signal whose high-frequency attenuation characteristics have been compensated by the 4A, GC circuit 105 is then input to an echo canceller section consisting of a first adaptive filter 107 and a first subtracter 108.
このエコーキャンセラ部では、適応フィルタ１０７にお
いて、送信信号Ｘと後述する判定誤差信号ｄより、仔Ａ
ＧＣ回路１０５の周波数特性を含んだ全体のエコーパス
特性Ｆ４ （ｚ）を推定する。そして、この推定エコー
パス特性＝ ＜２＞を有する第１の適応フィルタ１０７
に送信信号Ｘを通すことにより疑似エコー９を生成し、
これを第１の減算器１０８に入力する。In this echo canceller section, an adaptive filter 107 uses a transmission signal X and a determination error signal d, which will be described later, to
The overall echo path characteristic F4 (z) including the frequency characteristic of the GC circuit 105 is estimated. Then, the first adaptive filter 107 having this estimated echo path characteristic = <2>
A pseudo echo 9 is generated by passing the transmission signal X through the
This is input to the first subtracter 108.
なお、この適応フィルタ１０７は、具体的には、第９図
に示す適応ＦＩＲフィルタで実現できる。Note that this adaptive filter 107 can be specifically realized by an adaptive FIR filter shown in FIG.
すなわち、入力信号ｘ （ｋ）が、シフトレジスタ９０
１〜９０１Ｎにおいてサンプル毎にシフトされ、それぞ
れの信号について乗算器９０２□〜９０２ 、アキュム
レータ９０３からなる積和演算回路で講和演算を行うこ
とで、擬似エコー９が生成される。また、ここでタップ
係数Ｒ１〜ＳＮは、公知の最急降下法等により、判定誤
差信号ｄが最小になるよう学習を行うことにより求めら
れる。That is, the input signal x (k) is input to the shift register 90
1 to 901N, and the pseudo echo 9 is generated by performing a sum calculation on each signal in a product-sum calculation circuit consisting of multipliers 902□ to 902 and an accumulator 903. In addition, the tap coefficients R1 to SN are obtained by learning by a known steepest descent method or the like so that the determination error signal d is minimized.
すなわち、同図中、９０４はタップ係数６１〜ＳＮを記
憶するメモリであり、このメモリ９０４に記憶された内
容は、加算器９０５において更新データを加算すること
で修正される。この更新データは、判定誤差信号ｄから
符号を除いてこれに定数を掛は合せた値と、シフトレジ
スタ９０１□〜９０１Ｎの出力Ｘ（ｋ＋ｉ）とを乗算器
９０６で掛は合せたものである。That is, in the figure, 904 is a memory that stores tap coefficients 61 to SN, and the contents stored in this memory 904 are corrected by adding update data in an adder 905. This updated data is the result of multiplying the determination error signal d by a constant after removing its sign, and the output X(k+i) of the shift registers 901□ to 901N by a multiplier 906. .
第１の減算器１０８は、第１の適応フィルター０７から
出力された疑似エコー９と４ＡＧＣ回路１０５の出力ｒ
′との減算を行い、その結果を残差信号ｅとして出力す
る。The first subtractor 108 extracts the pseudo echo 9 output from the first adaptive filter 07 and the output r of the 4AGC circuit 105.
' and outputs the result as a residual signal e.
判定帰還型等化器を構成する判定器１０９および第２の
適応フィルタ１１０は、伝送路１０３でのブリッジタッ
プによる信号の歪成分を除去する。The decider 109 and the second adaptive filter 110 that constitute the decision feedback equalizer remove distortion components of the signal due to the bridge taps in the transmission path 103.
すなわち、受信信号の歪を判定する判定器１０９の出力
＄は、第２の適応フィルタ１１０に入力されることによ
り、この適応フィルタ１１０から歪を等化するための信
号官が出力される。That is, the output $ of the determiner 109 that determines the distortion of the received signal is input to the second adaptive filter 110, and this adaptive filter 110 outputs a signal coefficient for equalizing the distortion.
そして、適応フィルタ１．１０からの信号官は、第２の
減算器１１１において、第１の減算器１０８の残差信号
ｅと差し引かれることにより、エコー除去後の受信信号
から歪成分が除去される。The signal signal from the adaptive filter 1.10 is then subtracted from the residual signal e of the first subtractor 108 in the second subtracter 111, thereby removing distortion components from the received signal after echo cancellation. Ru.
なお、上述の各適応フィルタ１０７．１１０における推
定動作は、それぞれ第３の減算器１１２において、判定
器１０９の出力９と第２の減算器１１１の出力信号ｅ′
とを減算した結果（判定誤差信号）ｄが最小になるよう
学習を行うことによりなされる。Note that the estimation operation in each of the adaptive filters 107 and 110 described above is performed in the third subtracter 112 by the output 9 of the determiner 109 and the output signal e' of the second subtracter 111.
This is done by performing learning so that the result (judgment error signal) d of subtracting is minimized.
さて、この実施例のエコーキャンセラでは、祥ＡＧＣ回
路１０５における周波数特性の変更に応じて、第１の適
応フィルタ１０７の推定特性であるタップ係数を変換す
るタップ係数変換部１１３を備えたことを特徴としてい
る。The echo canceller of this embodiment is characterized in that it includes a tap coefficient converter 113 that converts the tap coefficients, which are the estimated characteristics of the first adaptive filter 107, in accordance with changes in the frequency characteristics in the AGC circuit 105. It is said that
すなわち、このタップ係数変換部１１３では、仔ＡＧＣ
回路１０５の周波数特性がＹ＾−１（ｚ）からＴｏ−’
（ｚ）に変化したときに、
Ｆｏ−’（ｚ）
Ｇ （ｚ）−・・・（１８）
ｒ＾−１（ｚ）
なる特性のフィルタに、適応フィルタ１０７のタップ係
数を通すことにより実現できる。That is, in this tap coefficient conversion section 113, the child AGC
The frequency characteristic of the circuit 105 is from Y^-1(z) to To-'
This is achieved by passing the tap coefficient of the adaptive filter 107 through a filter with the following characteristics when the value changes to (z): Fo-'(z) G (z)-...(18) r^-1(z) can.
このタップ係数変換部１１３を構成するフィルタは、例
えば、第８図に示した４ＡＧＣ回路１０５を構成するＩ
ＩＲ型フィルタで実現することができる。この場合は、
係数ＲＯＭ８０１に（１８）式に示したＧ （ｚ）なる
特性を記憶しておき、４ＡＧＣ係数の変化前と変化後の
ピーク値検出値よりＲＯＭから係数を選択してＩＩＲフ
ィルタで用いる。The filter constituting this tap coefficient conversion section 113 is, for example, an I
This can be realized with an IR type filter. in this case,
The characteristic G (z) shown in equation (18) is stored in the coefficient ROM 801, and a coefficient is selected from the ROM based on the detected peak value before and after the change of the 4AGC coefficients and used in the IIR filter.
なお、第８図には、ＩＩＲ型フィルタとしてよく知られ
た２次のハイカットフィルタを例示したが、Ｇ（ｚ）の
特性が複雑な場合は、このフィルタをカスケード接続し
て用いればよい。Although FIG. 8 shows an example of a second-order high-cut filter that is well known as an IIR filter, if the characteristics of G(z) are complex, these filters may be used in cascade connection.
かくしてこの実施例のエコーキャンセラによれば、４Ａ
ＧＣ回路１０５における周波数特性の変更による全体的
なエコーパス特性の変動に対し、４ＡＧＣ回路１０５の
変更前後の周波数特性を用いた単純な計算式を用いて第
１の適応フィルタ１０７の推定特性を修正することによ
り、４’ＡＧＣ回路１０５の特性変更直後のエコー打消
し性能を劣化させるなく、速やかに第１の適応フィルタ
１０７の推定特性を適切な値に修正することができる。Thus, according to the echo canceller of this embodiment, 4A
The estimated characteristics of the first adaptive filter 107 are corrected using a simple calculation formula using the frequency characteristics before and after the change in the 4AGC circuit 105 in response to changes in the overall echo path characteristics due to changes in the frequency characteristics in the GC circuit 105. As a result, the estimated characteristic of the first adaptive filter 107 can be quickly corrected to an appropriate value without degrading the echo cancellation performance immediately after changing the characteristic of the 4'AGC circuit 105.
［発明の効果］
以上説明したように本発明のエコーキャンセル方式およ
びエコーキャンセラによれば、可変フィルタの特性が変
化しても、これに応じて速やかに適応フィルタにおける
推定特性を修正して、可変フィルタの変動直後における
エコー打消し性能の低下を防止することができる。[Effects of the Invention] As explained above, according to the echo canceling method and echo canceller of the present invention, even if the characteristics of the variable filter change, the estimated characteristics of the adaptive filter are promptly corrected accordingly, and the characteristics of the variable filter are changed. It is possible to prevent the echo cancellation performance from deteriorating immediately after the filter changes.
第１図は本発明に係る一実施例のエコーキャンセラを採
用した２線式双方向データ伝送用トランシーバの構成を
示すブロック図、第２図は従来からのｌ５ＤＮにおける
加入者線伝送の概要を説明するための図、第３図はＴＣ
Ｍ方式を説明するための図、第４図はＥＣ方式を説明す
るための図、第５図は従来のエコーキャンセラを採用し
た２線式双方向データ伝送用トランシーバの構成を示す
ブロック図、第６図および第７図はそれぞれ本発明の詳
細な説明するためのブロック図、第８図は４ＡＧＣ回路
の実現例を示すブロック図、第９図は第１の適応フィル
タの実現例を示すブロック図である。
１０２・・・ハイブリッド回路、１０３・・・伝送路、
１０５・・・４ＡＧＣ回路、１０６・・・ピーク値検出
回路、１０７・・・第１の適応フィルタ、１０８・・・
第１の減算器、１１３・・・タップ係数変換部。Fig. 1 is a block diagram showing the configuration of a two-wire bidirectional data transmission transceiver that employs an echo canceller according to an embodiment of the present invention, and Fig. 2 provides an overview of subscriber line transmission in conventional l5DN. Figure 3 is for TC
FIG. 4 is a diagram for explaining the M method, FIG. 4 is a diagram for explaining the EC method, FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of a two-wire bidirectional data transmission transceiver employing a conventional echo canceller, and FIG. 6 and 7 are block diagrams for explaining the present invention in detail, FIG. 8 is a block diagram showing an implementation example of a 4AGC circuit, and FIG. 9 is a block diagram showing an implementation example of the first adaptive filter. It is. 102... Hybrid circuit, 103... Transmission line,
105...4 AGC circuit, 106...Peak value detection circuit, 107...First adaptive filter, 108...
First subtractor, 113...Tap coefficient conversion unit.
Claims (2)
性と前記反響路への入力信号とから疑似エコーを生成し
、この擬似エコーで前記反響路に発生したエコーを打消
すエコーキャンセル方式において、 前記反響路に挿入された既知の可変周波数特性を有する
可変フィルタの特性が変更されたとき、前記推定特性を
前記可変フィルタの変更前後の特性に基づき修正するこ
とを特徴とするエコーキャンセル方式。(1) In an echo cancellation method that estimates the echo path characteristics of an echo path, generates a pseudo echo from the estimated characteristics and the input signal to the echo path, and uses this pseudo echo to cancel the echo generated in the echo path. , an echo cancellation method characterized in that, when the characteristics of a variable filter having known variable frequency characteristics inserted into the echo path are changed, the estimated characteristics are modified based on the characteristics of the variable filter before and after the change.
ルタが挿入されてなるエコーキャンセラであって、 前記反響路のエコーパス特性を推定して、その推定特性
と前記反響路への入力信号とから疑似エコーを生成する
適応フィルタと、 前記反響路に発生したエコーを前記適応フィルタにより
生成された疑似エコーで減算し打消す減算手段と、 前記可変フィルタの特性が変更されたとき、前記適応フ
ィルタの推定特性を前記可変フィルタの変更前後の特性
に基づき修正する推定特性修正手段とを具備することを
特徴とするエコーキャンセラ。(2) An echo canceller in which a variable filter having a known variable frequency characteristic is inserted in an echo path, the echo path characteristics of the echo path being estimated, and the estimated characteristics and the input signal to the echo path being input. an adaptive filter that generates a pseudo echo; subtraction means that subtracts and cancels the echo generated in the echo path by the pseudo echo generated by the adaptive filter; An echo canceller comprising estimated characteristic modification means for modifying the estimated characteristic based on the characteristics before and after the change of the variable filter.
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