JPH0314241B2 - - Google Patents
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- JPH0314241B2 JPH0314241B2 JP58083480A JP8348083A JPH0314241B2 JP H0314241 B2 JPH0314241 B2 JP H0314241B2 JP 58083480 A JP58083480 A JP 58083480A JP 8348083 A JP8348083 A JP 8348083A JP H0314241 B2 JPH0314241 B2 JP H0314241B2
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Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、入力線路により導いたマイクロ波を
分岐して少なくとも２個の要素増幅器により増幅
した後に合成して出力線路に供給するとともに、
入出力線路と整合するようにした分岐整合電力合
成増幅回路、特に、入出力分岐線路をそれぞれ非
対称とすることにより、極めて簡単な構成にて増
幅回路全体として入出力線路と整合するようにし
た非対称分岐整合電力合成増幅回路に関するもの
である。Detailed Description of the Invention Technical Field The present invention is directed to branching microwaves guided by an input line, amplifying them by at least two element amplifiers, and then combining them and supplying them to an output line.
A branch matching power combining amplifier circuit that matches the input and output lines, especially an asymmetrical amplifier circuit that matches the input and output lines as a whole with an extremely simple configuration by making each of the input and output branch lines asymmetrical. This invention relates to a branch matching power combining amplifier circuit.
従来技術
従来のこの種分岐整合電力合成増幅回路として
は、つぎの３種類が知られている。Prior Art The following three types of conventional branch matching power combining amplifier circuits are known.
(a) 要素増幅器の単なる並列接続によるもの
(b) ハイブリツド結合器による合成によるもの
(c) 分岐線路による合成によるもの
しかして、(a)の増幅器の単なる並列接続による
ものは、微小な半導体増幅素子片の結合を除け
ば、マイクロ波のような超高周波領域では実現が
困難であり、また、(b)のハイブリツド結合器によ
るものは、電気的特性上からは理想的のものでは
あるが、結合器の構成が複雑であるのみならず、
個々の要素増幅器がそれぞれ独立に整合条件を満
たして完全な増幅動作を行なうように各個の入出
力端の整合を精密に調整する必要があり、所期の
電気的特性を得るための調整が極めて面倒であ
り、さらに、(c)の分岐線路によるものは、(b)のハ
イブリツド結合器の代わりに分岐線路を用いて構
成を簡単化したものであるが、構成の簡単化に伴
つて各要素増幅器の十分な分離が困難となり、相
互に関連して動作するので、整合等の調整が困難
である、など、いずれにもそれぞれ重大な欠点が
あつた。(a) Simple parallel connection of element amplifiers (b) Synthesis using a hybrid coupler (c) Synthesis using branch lines However, the simple parallel connection of amplifiers in (a) is a minute semiconductor amplification. With the exception of coupling between element pieces, it is difficult to achieve this in the ultra-high frequency range such as microwaves, and although the hybrid coupler in (b) is ideal from the electrical characteristics point of view, Not only is the coupler configuration complicated;
It is necessary to precisely adjust the matching of each input and output terminal so that each element amplifier independently satisfies matching conditions and performs perfect amplification operation, and the adjustment to obtain the desired electrical characteristics is extremely difficult. Furthermore, the configuration using branch lines in (c) is simplified by using branch lines instead of the hybrid coupler in (b), but each element is Each of these had its own serious drawbacks, such as the difficulty of sufficiently separating the amplifiers, and the difficulty of adjusting adjustments such as matching since they operated in conjunction with each other.
発明の要点
本発明の目的は、上述した従来の欠点を除去
し、従来と同様に分岐線路を用いて、マイクロ波
用トランジスタあるいはFFTなどからなる複数
の要素増幅器に対する入出力マイクロ波の分離合
成を巧みに行なうことにより、回路全体として入
出力線路に完全に整合させて、単位増幅器が個々
に整合条件を満たして完全に動作する必要をなく
し、回路構成を極めて単純にして小型化し得るよ
うにした分岐整合電力合成増幅回路を提供するこ
とにある。Summary of the Invention An object of the present invention is to eliminate the above-mentioned conventional drawbacks and to separate and combine input and output microwaves to a plurality of element amplifiers consisting of microwave transistors or FFTs using branch lines as in the conventional method. By doing this skillfully, the entire circuit was perfectly matched to the input and output lines, eliminating the need for each unit amplifier to satisfy matching conditions to operate perfectly, making the circuit configuration extremely simple and miniaturized. An object of the present invention is to provide a branch matching power combining amplifier circuit.
すなわち、本発明による分岐整合電力合成増幅
回路は、入出力分岐線路をそれぞれ互いに非対称
とすることにより個々の要素増幅器において特に
整合条件を満たす要なく、回路全体として入出力
線路に完全に整合するようにしたものであり、本
発明非対称分岐整合電力合成増幅回路は、入力線
路に接続して不等に２分岐した入力分岐線路と、
それらの入力分岐線路をそれぞれ介して供給した
入力マイクロ波をそれぞれ増幅する互いに異なる
特性の２個の要素増幅器と、不等に２分岐して前
記２個の要素増幅器の出力端にそれぞれ接続する
とともに出力線路に接続して前記２個の要素増幅
器の増幅出力マイクロ波を前記出力線路に導く出
力分岐線路とを備え、前記不等に２分岐した入力
分岐線路および前記不等に２分岐した出力分岐線
路をそれぞれ非対称に構成し、入力側および出力
側の前記２分岐線路について、それぞれ、一方の
分岐線路の特性アドミタンスをY1、移相量を1
とし、他方の分岐線路の特性アドミタンスをY2、
移相量を2とするとともに、前記一方の分岐線
路に接続した一方の前記要素増幅器の入力端にお
ける反射係数をΓ1とし、前記他方の分岐線路に
接続した他方の前記要素増幅器の入出力端におけ
る反射係数をΓ2としたときに、入出力線路の特
性アドミタンスY0に対して
Y0＝Y1・１−Γ1・e-j2 1／１＋Γ1・e-j2 1
＋Y2・１−Γ2・e-j2 2／１＋Γ2・e-j2 2
なる関係が成立つようにすることにより、入力分
岐点と前記２個の要素増幅器の入力端との間およ
び出力分岐点と前記２個の要素増幅器の出力端と
の間における反射波が前記入力分岐点および前記
出力分岐点においてそれぞれ相殺されるように設
定したことを特徴とするものである。 That is, in the branch matching power combining amplifier circuit according to the present invention, by making the input and output branch lines asymmetrical with respect to each other, the circuit as a whole can be perfectly matched to the input and output lines without having to specifically satisfy matching conditions for each element amplifier. The asymmetric branch matching power synthesis amplifier circuit of the present invention comprises: an input branch line connected to the input line and branched into two unequally;
Two element amplifiers with mutually different characteristics amplify the input microwaves respectively supplied through the input branch lines, and two element amplifiers which are unequally branched into two and connected to the output ends of the two element amplifiers, respectively. an output branch line connected to the output line to guide the amplified output microwaves of the two element amplifiers to the output line, the input branch line branching into two unequally and the output branch branching into two unequally; The lines are configured asymmetrically, and for each of the two branch lines on the input side and the output side, the characteristic admittance of one branch line is Y 1 and the amount of phase shift is 1 .
and the characteristic admittance of the other branch line is Y 2 ,
The amount of phase shift is 2 , the reflection coefficient at the input end of one of the element amplifiers connected to the one branch line is Γ 1 , and the input/output end of the other element amplifier connected to the other branch line. When the reflection coefficient at is Γ 2 , for the characteristic admittance Y 0 of the input/output line, Y 0 = Y 1・1−Γ 1・e -j2 1 /1+Γ 1・e -j2 1 +Y 2・1− By establishing the relationship Γ 2 · e -j2 2 /1 + Γ 2 · e -j2 2 , the relationship between the input branch point and the input ends of the two element amplifiers and between the output branch point and the two element amplifiers is established. The device is characterized in that reflected waves between the output end of the element amplifier and the input branch point and the output branch point are set to cancel each other out at the input branch point and the output branch point.
なお、本発明増幅回路は、基本的には、上述の
ように、２個の要素増幅器の結合よりなるもので
あるが、かかる本発明増幅回路自体を単位の要素
増幅器とみなせば、任意所望の複数対のマイクロ
波増幅素子の結合によるマイクロ波電力合成増幅
にも広く本発明を適用して、後述すると同様の作
用効果が得られること、勿論である。 The amplifier circuit of the present invention basically consists of a combination of two element amplifiers as described above, but if the amplifier circuit of the present invention itself is regarded as a unit element amplifier, it can be configured as desired. It goes without saying that the present invention can be broadly applied to microwave power synthesis amplification by combining a plurality of pairs of microwave amplifying elements, and the same effects as described below can be obtained.
実施例
以下に図面を参照して実施例につき本発明を詳
細に説明する。EXAMPLES The present invention will be explained in detail below using examples with reference to the drawings.
本発明非対称分岐整合電力合成増幅回路の原理
的構成の例を第１図に示す。図示の構成におい
て、１および２は、互いに結合して同一入力マイ
クロ波を増幅すべき要素増幅器であり、３および
４は、それぞれ入力側および出力側のＹ分岐線路
であり、５および６は、それぞれ、入力側および
出力側の分岐点である。さらに、７および８は、
それぞれ、入力側および出力側の分岐点５および
６において入力分岐線路３および出力分岐線路４
に接続した慣用のマイクロ波伝送用線路である。 An example of the basic configuration of the asymmetric branch matching power combining amplifier circuit of the present invention is shown in FIG. In the illustrated configuration, 1 and 2 are element amplifiers that are coupled to each other to amplify the same input microwave, 3 and 4 are Y branch lines on the input side and output side, respectively, and 5 and 6 are: These are the input side and output side branch points, respectively. Furthermore, 7 and 8 are
Input branch line 3 and output branch line 4 at branch points 5 and 6 on the input and output sides, respectively.
This is a conventional microwave transmission line connected to the
なお、本発明増幅回路のかかる原理的構成にお
いては、入力側の各分岐線路３−１および３−２
並びに出力側の各分岐線路４−１および４−２
は、後述する条件を満たす限りにおいては、例え
ばそれぞれ管径する異にする導波管など、それぞ
れ任意所望のマイクロ波線路をもつて構成するこ
とができる。 In addition, in this principle configuration of the amplifier circuit of the present invention, each branch line 3-1 and 3-2 on the input side
and each branch line 4-1 and 4-2 on the output side
can be constructed with any desired microwave lines, such as waveguides with different pipe diameters, as long as the conditions described below are satisfied.
しかして、図示の構成においては、入力分岐線
路３−１および３−２の特性アドミタンスをそれ
ぞれY1およびY2とし、入力分岐点５から各要素
増幅器１および２の入力端に至る分岐線路長に応
じた移相量をそれぞれ1および2とする。また、
出力分岐線路４−１および４−２の特性アドミタ
ンスをそれぞれY3およびY4とし、各要素増幅器
１および２の出力端から出力分岐点６に至る分岐
線路長に応じた移相量をそれぞれ3および4と
する。なお、入力側および出力側のマイクロ波線
路７および８は、同一の特性アドミタンスY0を
有するものとする。 Therefore, in the illustrated configuration, the characteristic admittances of the input branch lines 3-1 and 3-2 are Y1 and Y2 , respectively, and the branch line length from the input branch point 5 to the input end of each element amplifier 1 and 2 is The amount of phase shift corresponding to is set to 1 and 2 , respectively. Also,
The characteristic admittances of the output branch lines 4-1 and 4-2 are set as Y 3 and Y 4 , respectively, and the amount of phase shift corresponding to the length of the branch line from the output end of each element amplifier 1 and 2 to the output branch point 6 is set as 3, respectively. and 4 . It is assumed that the microwave lines 7 and 8 on the input side and the output side have the same characteristic admittance Y 0 .
上述のような原理的構成による本発明非対称分
岐整合電力合成増幅回路の動作原理はつぎのとお
りである。 The operating principle of the asymmetrical branch matching power combining amplifier circuit of the present invention based on the above-mentioned principle structure is as follows.
いま、マイクロ波信号を入力線路７を介して導
入すると、入力分岐点５に二分して各分岐線路３
−１および３−２に導かれ、２個の要素増幅器１
および２に供給される。 Now, when a microwave signal is introduced via the input line 7, it is divided into two input branch points 5 and each branch line 3
-1 and 3-2, two element amplifiers 1
and 2.
しかして、各要素増幅器１，２の入出力端は、
各入出力分岐線路３−１，３−２，４−１，４−
２に対し、特に調整を行なわない限り、一般には
整合がとれておらず、本発明においては、各要素
増幅器１，２について、個々にはそれぞれの入出
力端における整合をとらないのを特徴とし、ま
た、利点としている。したがつて、各要素増幅器
１，２の入力端においては、入力マイクロ波信号
の一部がそれぞれ反射されて、入力分岐点５まで
逆行することになる。本発明においては、かかる
状態において、各要素増幅器１および２の入力端
における反射係数をそれぞれΓ1およびΓ2とした
とき、
Y0＝Y1・１−Γ1・e-j2 1／１＋Γ1・e-j2 1
＋Y2・１−Γ2・e-j2 2／１＋Γ2・e-j2 2 (1)
なる関係が成立つように各入力分岐線路３−１お
よび３−２の特性インピーダンス並びに各分岐線
路長によつてそれぞれ定まる移相量1および2
をそれぞれ設定する。しかして、各入力分岐線路
３−１，３−２について(1)式の条件が満たされれ
ば、入力分岐点５においては、各要素増幅器１お
よび２からの反射波が、互いに等量かつ逆位相と
なつて相殺され、入力分岐点５より入力側におい
ては逆行する反射成分は存在しなくなる。すなわ
ち、各要素増幅器１，２の入力端において個々に
整合をとらずとも、入力分岐点５においては、本
発明非対称分岐整合電力合成増幅回路全体として
入力線路７に対し整合がとれていることになる。 Therefore, the input and output terminals of each element amplifier 1 and 2 are as follows.
Each input/output branch line 3-1, 3-2, 4-1, 4-
2, unless special adjustment is made, there is generally no matching, and the present invention is characterized in that each element amplifier 1, 2 is not individually matched at its input and output terminals. , it also has advantages. Therefore, at the input end of each element amplifier 1, 2, a portion of the input microwave signal is reflected and travels backward to the input branch point 5. In the present invention, in such a state, when the reflection coefficients at the input ends of each element amplifier 1 and 2 are Γ 1 and Γ 2 , respectively, Y 0 =Y 1・1−Γ 1・e −j2 1 /1+Γ 1・e -j2 1 +Y 2・1−Γ 2・e -j2 2 /1+Γ 2・e -j2 2 (1) The characteristic impedance of each input branch line 3-1 and 3-2 and the Phase shift amount 1 and 2 determined respectively by each branch line length
Set each. Therefore, if the condition of equation (1) is satisfied for each input branch line 3-1, 3-2, at the input branch point 5, the reflected waves from each element amplifier 1 and 2 are equal and opposite to each other. The phase is canceled out, and there is no retrograde reflected component on the input side from the input branch point 5. That is, even if the input ends of the element amplifiers 1 and 2 are not individually matched, at the input branch point 5, the asymmetric branch matching power combining amplifier circuit of the present invention as a whole is matched to the input line 7. Become.
なお、実際には、各要素増幅器１，２の入力端
にて現実に反射されたマイクロ波電力は、入力分
岐点５において互いに等量かつ逆位相の状態にて
それぞれ反射されて再び各要素増幅器１，２に供
給され、それぞれの一部が再び反射されて入力分
岐点５に等量かつ逆位相となつて戻り、入力分岐
点５の各要素増幅器１，２の入力端との間におけ
るかかる反射の反復の結果、入力マイクロ波信号
の全電力が各要素増幅器１，２に供給されて増幅
されることになる。 Note that, in reality, the microwave power actually reflected at the input end of each element amplifier 1, 2 is reflected at the input branch point 5 in the same amount and in opposite phase to each other, and is returned to each element amplifier. 1 and 2, and a portion of each is reflected again and returns to the input branch point 5 in equal amounts and in opposite phase, and this As a result of the repeated reflections, the entire power of the input microwave signal is fed to each element amplifier 1, 2 for amplification.
しかして、入力分岐線路３について上述したと
ころは、出力分岐線路４についても全く同様に成
立し、各要素増幅器１，２の出力端と各出力分岐
線路４−１，４−２との個々の整合をとらずと
も、(1)式に相当する条件を満たす限りにおいて
は、出力分岐点６において、本発明非対称分岐整
合電力合成増幅回路全体として、出力線路８に対
し整合がとれていることになる。 Therefore, what has been stated above regarding the input branch line 3 holds true for the output branch line 4 as well, and the individual connection between the output end of each element amplifier 1, 2 and each output branch line 4-1, 4-2 is true. Even without matching, as long as the condition corresponding to equation (1) is satisfied, the asymmetric branch matching power combining amplifier circuit of the present invention as a whole is matched to the output line 8 at the output branch point 6. Become.
上述した本発明非対称分岐整合電力合成増幅回
路の動作を、各要素増幅器１，２が同一特性を有
し、各入力分岐線路３−１，３−２の特性アドミ
タンスY1、Y2が等しく、
Y1＝Y2＝Y0／２ (2)
とした最も簡単な場合について、具体的に考察す
るに、前述したように入力分岐点５において整合
がとれているようにするには、各入力分岐線路３
−１，３−２の移相量1，2について、
1＝（θ＋cos-1｜Γ｜＋π）／2rad. (3)
2＝（θ＋cos-1｜Γ｜＋π）／2rad. (4)
とすればよいことが、前述の(1)式から導かれる。
なお、各要素増幅器１，２の入力端における反射
係数Γ1，Γ2については、
Γ1＝Γ2＝Γ＝｜Γ｜・ej〓 (5)
とする。 The operation of the asymmetric branch matching power combining amplifier circuit of the present invention described above is based on the assumption that each element amplifier 1, 2 has the same characteristics, the characteristic admittances Y1 , Y2 of each input branch line 3-1, 3-2 are equal, Considering the simplest case of Y 1 = Y 2 = Y 0 /2 (2), in order to ensure consistency at the input branch point 5 as described above, each input branch line 3
For phase shifts 1 and 2 of -1 and 3-2, 1 = (θ+cos -1 | Γ | + π) / 2 rad. (3) 2 = (θ + cos -1 | Γ | + π) / 2 rad. (4) What should be done can be derived from equation (1) above.
Note that the reflection coefficients Γ 1 and Γ 2 at the input ends of each element amplifier 1 and 2 are set as follows: Γ 1 =Γ 2 =Γ=|Γ|・e j 〓 (5).
さらに、具体的に数値例を示せば、入力マイク
ロ波信号の周波数を9GHzとし、上述した反射係
数を
｜Γ｜＝0.59，θ＝−166゜
とすると、比誘電率2.5を有するマイクロストリ
ツプ線路によつて各分岐線路を構成する場合に
は、
1＝2.79（9.3mm），2＝0.59（2.0mm）
となる。なお、上式の括弧内は、各マイクロスト
リツプ線路の線路長を示している。 Furthermore, to give a concrete numerical example, if the frequency of the input microwave signal is 9 GHz and the above-mentioned reflection coefficient is |Γ|=0.59, θ=-166°, then a microstrip with a dielectric constant of 2.5 When each branch line is composed of lines, 1 = 2.79 (9.3 mm) and 2 = 0.59 (2.0 mm). Note that the line length of each microstrip line is shown in parentheses in the above equation.
効 果
以上の説明から明らかなように、本発明によれ
ば、入力マイクロ波を分岐して２個のマイクロ波
増幅器により増幅した後に合成する分岐整合電力
合成増幅回路における入出力分岐線路をそれぞれ
非対称に構成することのみの極めて簡単な回路構
成において、各入出力分岐線路の特性アドミタン
スと線路長とを適切に選定することのみにより、
増幅回路全体として入出力線路との整合を完全に
とることができ、従来に比し、回路構成が格段に
単純化、小型化されるとともに、回路構成要素が
この種分岐整合電力合成増幅回路として不可欠の
最少限度のもののみにて足りるので、各回路構成
要素によるマイクロ波電力の損失も最小限度に軽
減される、という格別の効果が得られる。Effects As is clear from the above explanation, according to the present invention, the input and output branch lines in the branch matching power combining amplifier circuit, which branches input microwaves, amplifies them by two microwave amplifiers, and then combines them, are arranged asymmetrically. In an extremely simple circuit configuration, only by appropriately selecting the characteristic admittance and line length of each input/output branch line,
The amplifier circuit as a whole can be perfectly matched with the input and output lines, and the circuit configuration is much simpler and smaller than conventional ones. Since only the minimum essential components are required, a special effect can be obtained in that the loss of microwave power due to each circuit component is also reduced to the minimum.
第１図は本発明非対称分岐整合電力合成増幅回
路の原理的構成の例を示すブロツク線図である。
１，２……要素増幅器、３，３−１，３−２…
…入力分岐線路、４，４−１，４−２……出力分
岐線路、５……入力分岐点、６……出力分岐点、
７……入力線路、８……出力線路。
FIG. 1 is a block diagram showing an example of the basic configuration of an asymmetrical branch matching power combining amplifier circuit according to the present invention. 1, 2... Element amplifier, 3, 3-1, 3-2...
...Input branch line, 4, 4-1, 4-2...Output branch line, 5...Input branch point, 6...Output branch point,
7...Input line, 8...Output line.
Claims (1)
岐線路と、それらの入力分岐線路をそれぞれ介し
て供給した入力マイクロ波をそれぞれ増幅する互
いに異なる特性の２個の要素増幅器と、不等に２
分岐して前記２個の要素増幅器の出力端にそれぞ
れ接続するとともに出力線路に接続して前記２個
の要素増幅器の増幅出力マイクロ波を前記出力線
路に導く出力分岐線路とを備え、前記不等に２分
岐した入力分岐線路および前記不等に２分岐した
出力分岐線路をそれぞれ非対称に構成し、入力側
および出力側の前記２分岐線路について、それぞ
れ、一方の分岐線路の特性アドミタンスをY1、
移相量を1とし、他方の分岐線路の特性アドミ
タンスをY2、移相量を2とするとともに、前記
一方の分岐線路に接続した一方の前記要素増幅器
の入出力端における反射係数をΓ1とし、前記他
方の分岐線路に接続した他方の前記要素増幅器の
入出力端における反射係数をΓ2としたときに、
入出力線路の特性アドミタンスY0に対して Y0＝Y1・１−Γ1・e-j2 1／１＋Γ1・e-j2 1 ＋Y2・１−Γ2・e-j2 2／１＋Γ2・e-j2 2 なる関係が成立つようにすることにより、入力分
岐点と前記２個の要素増幅器の入力端との間およ
び出力分岐点と前記２個の要素増幅器の出力端と
の間における反射波が前記入力分岐点および前記
出力分岐点においてそれぞれ相殺されるように設
定したことを特徴とする非対称分岐整合電力合成
増幅回路。[Scope of Claims] 1. Input branch lines connected to the input line and branched into two unequally, and two elements with mutually different characteristics that amplify the input microwaves supplied via the respective input branch lines. amplifier and unequal 2
an output branch line that branches and connects to the output ends of the two element amplifiers, respectively, and connects to the output line to guide the amplified output microwaves of the two element amplifiers to the output line, The input branch line branched into two and the output branch line branched into two unequally are configured asymmetrically, and for the two branch lines on the input side and the output side, the characteristic admittance of one branch line is Y 1 ,
The amount of phase shift is 1 , the characteristic admittance of the other branch line is Y 2 , the amount of phase shift is 2 , and the reflection coefficient at the input and output ends of one of the element amplifiers connected to the one branch line is Γ 1 When the reflection coefficient at the input and output terminals of the other element amplifier connected to the other branch line is Γ 2 ,
For the characteristic admittance of input/output line Y 0 , Y 0 =Y 1・1−Γ 1・e -j2 1 /1+Γ 1・e -j2 1 +Y 2・1−Γ 2・e -j2 2 /1+Γ 2・By establishing the relationship e -j2 2 , reflections between the input branch point and the input terminals of the two element amplifiers and between the output branch point and the output terminals of the two element amplifiers can be reduced. An asymmetrical branch matching power synthesis amplifier circuit, characterized in that the waves are set to cancel each other out at the input branch point and the output branch point.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58083480A JPS59210706A (en) | 1983-05-14 | 1983-05-14 | Asymmetric branching and matching type power combining amplifier circuit |
Applications Claiming Priority (1)
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|---|---|---|---|
| JP58083480A JPS59210706A (en) | 1983-05-14 | 1983-05-14 | Asymmetric branching and matching type power combining amplifier circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
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| JPS59210706A JPS59210706A (en) | 1984-11-29 |
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Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP58083480A Granted JPS59210706A (en) | 1983-05-14 | 1983-05-14 | Asymmetric branching and matching type power combining amplifier circuit |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59210706A (en) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL1027745C1 (en) | 2004-12-14 | 2006-06-16 | Bosma Beheersmij B V H O D N M | Low-loss, asymmetrical combinator for phase difference systems and adaptive RF amplifier comprising an asymmetrical combiner. |
| KR101001375B1 (en) * | 2010-06-04 | 2010-12-14 | 엘아이지넥스원 주식회사 | Power combining structure using asymmetrical electric path |
-
1983
- 1983-05-14 JP JP58083480A patent/JPS59210706A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59210706A (en) | 1984-11-29 |
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