JPH03139168A - 直列共振形コンバータ - Google Patents
直列共振形コンバータInfo
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- JPH03139168A JPH03139168A JP27624589A JP27624589A JPH03139168A JP H03139168 A JPH03139168 A JP H03139168A JP 27624589 A JP27624589 A JP 27624589A JP 27624589 A JP27624589 A JP 27624589A JP H03139168 A JPH03139168 A JP H03139168A
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- voltage
- inductor
- current
- switch
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 37
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 14
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 abstract description 2
- 238000007599 discharging Methods 0.000 abstract description 2
- 230000001681 protective effect Effects 0.000 abstract 2
- 230000001629 suppression Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000004904 shortening Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、定電圧電源装置に用いられる直列共振形コン
バータに関するものである。
バータに関するものである。
直列共振コンバータは、直列共振回路によりスイッチを
流れる電流波形が正弦波状となり、スイッチのオン時、
オフ時の電流、電圧の重なりを著しく低減できる。その
ため、高効率、低雑音の特徴をもち、駆動周波数の高周
波化により、小型化が可能である。このようなコンバー
タは、１９８３年４月のＰＣＩｌｏｒｌａｎｄｏで、Ｒ
、ｔｌ 、 Ｂａｋｅｒによって発表されたｌｌｉｇｈ
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｓｉ
ｏｎ Ｗｉｔｈ ＦＥＴ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ
Ｒｅ５ｏｎａｎｔ Ｃｈａｒｇｅ Ｔｒａｎｓｆｅ
ｒに見られる。この報告によるコンバータの基本回路図
を第５図に、各部の動作波形を第６図に示す。
流れる電流波形が正弦波状となり、スイッチのオン時、
オフ時の電流、電圧の重なりを著しく低減できる。その
ため、高効率、低雑音の特徴をもち、駆動周波数の高周
波化により、小型化が可能である。このようなコンバー
タは、１９８３年４月のＰＣＩｌｏｒｌａｎｄｏで、Ｒ
、ｔｌ 、 Ｂａｋｅｒによって発表されたｌｌｉｇｈ
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｓｉ
ｏｎ Ｗｉｔｈ ＦＥＴ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ
Ｒｅ５ｏｎａｎｔ Ｃｈａｒｇｅ Ｔｒａｎｓｆｅ
ｒに見られる。この報告によるコンバータの基本回路図
を第５図に、各部の動作波形を第６図に示す。
以下、Ｂａｋｅｒのコンバータの動作を説明する。
制御回路１８からの駆動電圧■ｇ、により、スイッチ６
がオンとなり、直流電源１→スイッチ６→インダクタ８
→１次巻線１２→キャパシタ５→直流電源１のループと
、キャパシタ４→スイッチ６→インダクタ８→１次巻線
１２→キャパシタ４のループに電流が流れ、インダクタ
８とキャパシタ４．５の共振により正弦波状電流となる
。この期間が１．であるキャパシタ５の電圧Ｖｅｒが入
力電圧ｖ１に達すると、ダイオード２が導通１、インダ
クタ８→１次巻Ｉａ１２→ダイオード２→スイッチ６の
ループに電流が流れ、直線的に減少する。
がオンとなり、直流電源１→スイッチ６→インダクタ８
→１次巻線１２→キャパシタ５→直流電源１のループと
、キャパシタ４→スイッチ６→インダクタ８→１次巻線
１２→キャパシタ４のループに電流が流れ、インダクタ
８とキャパシタ４．５の共振により正弦波状電流となる
。この期間が１．であるキャパシタ５の電圧Ｖｅｒが入
力電圧ｖ１に達すると、ダイオード２が導通１、インダ
クタ８→１次巻Ｉａ１２→ダイオード２→スイッチ６の
ループに電流が流れ、直線的に減少する。
この期間がＬ８である。スイッチ６がオフ、スイッチ７
がオンの状態でも同様な動作となる。Ｂａｋｅｒのコン
バータの出力電力Ｐｏは次式で与える。
がオンの状態でも同様な動作となる。Ｂａｋｅｒのコン
バータの出力電力Ｐｏは次式で与える。
Ｐｏ＝Ｖｉ”ＸＣｒＸｆｓｖＭＸｙ７
ここで、Ｃｒは共振キャパシタンス、ｆｓｗは駆動周波
数、ηは効率である。
数、ηは効率である。
駆動周波数が制限されても、共振キャパシタンスを大き
くすれば出力電力を増加させることができる。
くすれば出力電力を増加させることができる。
特開昭６１−１８５０７０号公報「直列共振回路を有す
る電力変換装置」では、共振電流を検出して、零電流時
にスイッチをオン及びオフに切り換えることにより、ス
イッチの導通期間を最適に調節する方法が記載されてい
る。
る電力変換装置」では、共振電流を検出して、零電流時
にスイッチをオン及びオフに切り換えることにより、ス
イッチの導通期間を最適に調節する方法が記載されてい
る。
〔発明が解決しようとする課題］
前記のＢａｋｅｒのコンバータの場合、ｔｌとし、の和
がスイッチのオン期間ｔｏｎであるが、入力電圧■１が
上昇すると期間ｔ、が増加するため、導通期間ｔｏｎは
最大入力電圧を考慮して設定しなければならない。この
ため、オン期間ｔｏｎは共振回路の共振半周期よりかな
り長くなるため、コンバータの最高駆動周波数は制限さ
れてしまう間居点がある。
がスイッチのオン期間ｔｏｎであるが、入力電圧■１が
上昇すると期間ｔ、が増加するため、導通期間ｔｏｎは
最大入力電圧を考慮して設定しなければならない。この
ため、オン期間ｔｏｎは共振回路の共振半周期よりかな
り長くなるため、コンバータの最高駆動周波数は制限さ
れてしまう間居点がある。
更に、高力短縮等の過負荷時に過電流保護回路で出力電
圧を低下させた場合、共振電流が増大し、パワー素子の
負担が増加する問題点がある（電子情報通信学会技術報
告Ｖｏ１．８７ Ｎｏ。１６９ ｐｐ２３〜２８直
列共振形コンバータを用いた整流器参照）。
圧を低下させた場合、共振電流が増大し、パワー素子の
負担が増加する問題点がある（電子情報通信学会技術報
告Ｖｏ１．８７ Ｎｏ。１６９ ｐｐ２３〜２８直
列共振形コンバータを用いた整流器参照）。
また、前記特開昭６１−１８５０７０号公報記載のもの
では、電流検出器及びいくつかの論理回路が必要となる
ため、制御回路が複雑となり、高コストである。
では、電流検出器及びいくつかの論理回路が必要となる
ため、制御回路が複雑となり、高コストである。
従って、本発明の日的は、共振回路の特性インピーダン
スを最適にするため、スイッチのオンと共振回路の共振
半周期をほぼ等しく設定可能であり、過電流保護動作に
よる出力電圧低下時でも共振電流の増大を抑制できる直
列共振形コンバータを提供す−ることにある。
スを最適にするため、スイッチのオンと共振回路の共振
半周期をほぼ等しく設定可能であり、過電流保護動作に
よる出力電圧低下時でも共振電流の増大を抑制できる直
列共振形コンバータを提供す−ることにある。
本発明は、直流入力電源と一端が互いに接続され他端が
それぞれ前記直流入力電源の両端に接続された第１及び
第２のスイッチ素子と、一端が互いに接続され他端がそ
れぞれ前記直流入力電源の両端に接続された第１及び第
２のダイオードと、前記第１及び第２のスイッチ素子の
接続点と１前記第１及び第２のダイオードの接続点との
間に直列に接続挿入された第１及び第２のインダクタと
１次巻線を有するトランスと、前記直流入力電源の負極
端に一端を他端を前記トランスの一次巻線と第２のイン
ダクタの接続点に接続したキャパシタと、前記第１及び
第２のスイッチ素子を負荷によって決定される動作周波
数で駆動させる制御手回路と、前記トランスの２次巻線
に整流回路と平滑回路を備えた直列共振形コンバータで
ある。
それぞれ前記直流入力電源の両端に接続された第１及び
第２のスイッチ素子と、一端が互いに接続され他端がそ
れぞれ前記直流入力電源の両端に接続された第１及び第
２のダイオードと、前記第１及び第２のスイッチ素子の
接続点と１前記第１及び第２のダイオードの接続点との
間に直列に接続挿入された第１及び第２のインダクタと
１次巻線を有するトランスと、前記直流入力電源の負極
端に一端を他端を前記トランスの一次巻線と第２のイン
ダクタの接続点に接続したキャパシタと、前記第１及び
第２のスイッチ素子を負荷によって決定される動作周波
数で駆動させる制御手回路と、前記トランスの２次巻線
に整流回路と平滑回路を備えた直列共振形コンバータで
ある。
本発明において、第１のインダクタ８とトランスの１次
巻線１２は直列に接続され、直列スイッチ６．７の接続
点とキャパシタ５の接続点との間に挿入されている。第
２のインダクタ９は、キャパシタ５の接続点と直列ダイ
オード２．３の接続点との間に挿入されている。更に負
荷により決定される駆動周波数でスイッチをオン・オフ
する制御回路１８を含む。第２のインダクタ９の作用に
より、キャパシタ５は入力電圧Ｖｉ及びゼロでクランプ
されないため、第１及び第２のスイッチのオン期間は、
第１のインダクタ８とキャパシタ５による共振の共振半
周期と一致でき共振回路の特性インピーダンスを最適に
設定できる。しかも、３Ｉｊｉ電流保電流保護上る出力
電圧低下時でも、第２のインダクタ９とキャパシタ５の
共振により、第１及び第２のスイッチ６．７がオンする
前のキャパシタ５の電圧が調節されるため、共振電流の
増大を抑制することができる。
巻線１２は直列に接続され、直列スイッチ６．７の接続
点とキャパシタ５の接続点との間に挿入されている。第
２のインダクタ９は、キャパシタ５の接続点と直列ダイ
オード２．３の接続点との間に挿入されている。更に負
荷により決定される駆動周波数でスイッチをオン・オフ
する制御回路１８を含む。第２のインダクタ９の作用に
より、キャパシタ５は入力電圧Ｖｉ及びゼロでクランプ
されないため、第１及び第２のスイッチのオン期間は、
第１のインダクタ８とキャパシタ５による共振の共振半
周期と一致でき共振回路の特性インピーダンスを最適に
設定できる。しかも、３Ｉｊｉ電流保電流保護上る出力
電圧低下時でも、第２のインダクタ９とキャパシタ５の
共振により、第１及び第２のスイッチ６．７がオンする
前のキャパシタ５の電圧が調節されるため、共振電流の
増大を抑制することができる。
また、駆動回路を簡素化するため、第１のスイッチ６の
ターンオフ後直ちに第２のスイッチ７がオンとなる回路
では、共振電流の正と負をバランスさせるため、別のキ
ャパシタを第２のインダクタ９に直列に接続するとよい
。
ターンオフ後直ちに第２のスイッチ７がオンとなる回路
では、共振電流の正と負をバランスさせるため、別のキ
ャパシタを第２のインダクタ９に直列に接続するとよい
。
以下、本発明を実施例によって具体的に説明する。
（実施例１）
第１図は本発明の実施例、第２図は第１図の実施例の通
常の動作を説明するための各部波形図、第３図は第１図
の実施例の出力短絡時の動作を説明するための各部波形
図である。以下、本発明の詳細な説明する。
常の動作を説明するための各部波形図、第３図は第１図
の実施例の出力短絡時の動作を説明するための各部波形
図である。以下、本発明の詳細な説明する。
スイッチ６．７は制御回路１８により、負荷によって決
まる駆動周波数でオン−オフする。各スイッチのオン時
間は制御回路１８の内部で固定に設定され、両方のスイ
ッチがオフしている期間を可変して出力電圧を制御して
いる。制御回路１８は専用ＩＣが市販されている。まず
、スイッチ６がオンすると、直流電源１→スイッチ６→
インダグタ８→１次巻線１２→キャパシタ５→直流電源
１のループに電流ｉＲが流れ、インダクタ８とキャパシ
タ５の共振により、正弦波状の電流となる。
まる駆動周波数でオン−オフする。各スイッチのオン時
間は制御回路１８の内部で固定に設定され、両方のスイ
ッチがオフしている期間を可変して出力電圧を制御して
いる。制御回路１８は専用ＩＣが市販されている。まず
、スイッチ６がオンすると、直流電源１→スイッチ６→
インダグタ８→１次巻線１２→キャパシタ５→直流電源
１のループに電流ｉＲが流れ、インダクタ８とキャパシ
タ５の共振により、正弦波状の電流となる。
キャパシタ５の電圧Ｖｅｒが入力電圧Ｖｉに達するとダ
イオード２が導通１、キャパシタ５→インダクタ９→ダ
イオード２→直流電源１→キヤパシタ５のループに帰還
電流ｉＨが流れ、キャパシタ５とインダクタ９の共振に
より、正弦波状の電流どなる。スイッチ６は電流ｉＲが
零となるインダクタ８とキャパシタ５の共振の半周期以
後にオフにする。
イオード２が導通１、キャパシタ５→インダクタ９→ダ
イオード２→直流電源１→キヤパシタ５のループに帰還
電流ｉＨが流れ、キャパシタ５とインダクタ９の共振に
より、正弦波状の電流どなる。スイッチ６は電流ｉＲが
零となるインダクタ８とキャパシタ５の共振の半周期以
後にオフにする。
次にスイッチ７がオンすると、キャパシタ５→１次巻線
１２→インダクタ８→スイッチ７→キャパシタ５のルー
プに電流ｉＲが流れる。キャパシタ５の電圧Ｖｅｒがゼ
ロに達すると、ダイオード３が導通し、キャパシタ５→
ダイオード３が導通し、キャパシタ５のループに電流ｉ
Ｈが流れる。
１２→インダクタ８→スイッチ７→キャパシタ５のルー
プに電流ｉＲが流れる。キャパシタ５の電圧Ｖｅｒがゼ
ロに達すると、ダイオード３が導通し、キャパシタ５→
ダイオード３が導通し、キャパシタ５のループに電流ｉ
Ｈが流れる。
スイッチ７は電流ｉＲが零となるタイミング以後にオフ
にする。
にする。
出力短絡時は過電流保護回路により、駆動周波数は抑制
されるが、１次巻線間の電圧はほぼゼロとなるためスイ
ッチを流れる電流は増大しようとする。しかし、インダ
クタ９とキャパシタ５の共振により、スイッチがオンす
る前のキャパシタ５の充電電圧が高くなるため、スイッ
チを流れる電流の増大は抑制される。
されるが、１次巻線間の電圧はほぼゼロとなるためスイ
ッチを流れる電流は増大しようとする。しかし、インダ
クタ９とキャパシタ５の共振により、スイッチがオンす
る前のキャパシタ５の充電電圧が高くなるため、スイッ
チを流れる電流の増大は抑制される。
第４図は、スイッチ６のターンオフ後直ちにスイッチ７
がオンとなる回路であるが、共振電流ｉＲの正と負をバ
ランスさせるため、インダクタ９に直列に第２のキャパ
シタ１ｏを接続している。
がオンとなる回路であるが、共振電流ｉＲの正と負をバ
ランスさせるため、インダクタ９に直列に第２のキャパ
シタ１ｏを接続している。
この場合には第２図の■ｇ８．■ｇｓで見られるような
休止期間はない。その為に回路の非対称性によって帰還
電流ＬＨ，共振電流ｉＲの波形が正と負で異なるピーク
値を呈する現象を生じる。この現象は共振電流ｉＲの第
１のキャパシタ５への充電期間と放電期間とでＶｅｒが
異なることに起因する。
休止期間はない。その為に回路の非対称性によって帰還
電流ＬＨ，共振電流ｉＲの波形が正と負で異なるピーク
値を呈する現象を生じる。この現象は共振電流ｉＲの第
１のキャパシタ５への充電期間と放電期間とでＶｅｒが
異なることに起因する。
そこで第２のキャパシタ１０を接続すると、その蓄積電
荷の作用によって帰還電流ｉＨ１共振電流ＩＲの正負の
アンバランスを補償できる。
荷の作用によって帰還電流ｉＨ１共振電流ＩＲの正負の
アンバランスを補償できる。
第４図の実施例のコンバータでは、入力電圧ＤＣ２００
〜３５０■、出力ＤＣ２４Ｖ、１２．５Ａの仕様で、効
率は最高の９２，５％に達する。
〜３５０■、出力ＤＣ２４Ｖ、１２．５Ａの仕様で、効
率は最高の９２，５％に達する。
これは前述のＢａｋｅｒのコンバータによる最高８０％
に比べても、また、現在量も一般的な矩形波形コンバー
タに比べても、極めて高効率である。
に比べても、また、現在量も一般的な矩形波形コンバー
タに比べても、極めて高効率である。
従来のコンバータでは、入力範囲が広い場合、共振回路
の特性インピーダンスを低くしなければならないため、
低効串であったが、本発明により、特性インピーダンス
を最適に設定できるため、効率を著しく向上できる。ま
た、過電流保護動作による出力電圧低下時の共振電流の
増大を抑制して、スイッチ素子の負担を軽減できる。
の特性インピーダンスを低くしなければならないため、
低効串であったが、本発明により、特性インピーダンス
を最適に設定できるため、効率を著しく向上できる。ま
た、過電流保護動作による出力電圧低下時の共振電流の
増大を抑制して、スイッチ素子の負担を軽減できる。
第１図は本発明の第１の実施例を示す回路図、第２図は
第１図の実施例の通常の動作を説明するための各部波形
図、第３図は第１図の実施例の出力短絡時の動作を説明
するための各部波形図、第４図は本発明の第２の実施例
を示す回路図、第５図は従来方式を示す回路図、第６図
は第５図の従来方式の動作を説明するため各部波形図で
ある。 第 図 第４ 図 図面の浄書（内容に変更なし） 第１図 第２ 第６図 手続補正書防式、 手続補正書（１類 し １、事件の表示 平成 １年特許願第２７６２４５号 ２、発明の名称 直列共振形コンバータ ３、補正をする者 事件との関係 特 許 出願大 佐 所 東京都千代田区丸の内二丁目１番２号平成
こる、２ｇ
第１図の実施例の通常の動作を説明するための各部波形
図、第３図は第１図の実施例の出力短絡時の動作を説明
するための各部波形図、第４図は本発明の第２の実施例
を示す回路図、第５図は従来方式を示す回路図、第６図
は第５図の従来方式の動作を説明するため各部波形図で
ある。 第 図 第４ 図 図面の浄書（内容に変更なし） 第１図 第２ 第６図 手続補正書防式、 手続補正書（１類 し １、事件の表示 平成 １年特許願第２７６２４５号 ２、発明の名称 直列共振形コンバータ ３、補正をする者 事件との関係 特 許 出願大 佐 所 東京都千代田区丸の内二丁目１番２号平成
こる、２ｇ
Claims (3)
- （１）直流入力電源と、一端が互いに接続され他端がそ
れぞれ前記直流入力電源の両端に接続された第１及び第
２スイッチ素子と、一端が互いに接続され他端がそれぞ
れ前記直流入力電源の両端に接続された第１及び第２の
ダイオードと、前記第１及び第２のスイッチ素子の接続
点と前記第１及び第２のダイオードの接続点との間に直
列に接続挿入された第１及び第２のインダクタとトラン
スの１次巻線と、前記直流入力電源の負極端に一端を他
端を前記トランスの一次巻線と第２のインダクタの接続
点に接続したキャパシタと、前記第１及び第２のスイッ
チ素子を負荷によって決定される動作周波数で駆動させ
る制御回路と、前記トランスの２次巻線に整流回路と平
滑回路を備えた直列共振形コンバータ。 - （２）前記第１のインダクタを前記トランスの漏れイン
ダクタンスで代用する請求項１に記載の直列共振形コン
バータ。 - （３）前記第２のインダクタと前記キャパシタの他端の
接続点との間に第２のキャパシタを直列に接続挿入した
請求項１に記載の直列共振形コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27624589A JPH03139168A (ja) | 1989-10-24 | 1989-10-24 | 直列共振形コンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27624589A JPH03139168A (ja) | 1989-10-24 | 1989-10-24 | 直列共振形コンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03139168A true JPH03139168A (ja) | 1991-06-13 |
Family
ID=17566727
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27624589A Pending JPH03139168A (ja) | 1989-10-24 | 1989-10-24 | 直列共振形コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03139168A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2012035745A1 (ja) * | 2010-09-16 | 2012-03-22 | 株式会社アドバンテスト | ワイヤレス給電装置およびワイヤレス給電システム |
| US8791601B2 (en) | 2010-04-02 | 2014-07-29 | Advantest Corporation | Wireless power receiving apparatus and wireless power supply system |
| CN104917364A (zh) * | 2015-06-23 | 2015-09-16 | 杭州中恒派威电源有限公司 | 一种新型llc过流保护电路 |
-
1989
- 1989-10-24 JP JP27624589A patent/JPH03139168A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8791601B2 (en) | 2010-04-02 | 2014-07-29 | Advantest Corporation | Wireless power receiving apparatus and wireless power supply system |
| WO2012035745A1 (ja) * | 2010-09-16 | 2012-03-22 | 株式会社アドバンテスト | ワイヤレス給電装置およびワイヤレス給電システム |
| CN103141008A (zh) * | 2010-09-16 | 2013-06-05 | 株式会社爱德万测试 | 无线供电装置及无线供电*** |
| JPWO2012035745A1 (ja) * | 2010-09-16 | 2014-01-20 | 株式会社アドバンテスト | ワイヤレス給電装置およびワイヤレス給電システム |
| CN104917364A (zh) * | 2015-06-23 | 2015-09-16 | 杭州中恒派威电源有限公司 | 一种新型llc过流保护电路 |
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