JPH03106231A - Echo canceller - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To devise the canceller such that the S/N is always converged in an excellent way and the disturbance in the estimate value of an echo path is suppressed lower by using a correction coefficient decision circuit so as to select a larger correction coefficient when the S/N is increasing at a large value. CONSTITUTION:A correction coefficient control circuit consists of an S/N estimate circuit 30 estimating the S/N from a reception signal x(k) and a residual signal e(k), a change quantity generating circuit 40 obtaining the change in the estimate with the calculation and a correction coefficient decision circuit 50 using the S/N estimate value and the change quantity to decide a correction coefficient alpha. The estimate circuit 30 obtains the estimate of the S/N by a power ratio of the reception signal and the residual signal or the like and the change quantity generating circuit 40 obtains a difference of the S/N estimate value and a change in the peak value or the like with calculation or the like. The correction coefficient decision circuit 50 increases the correction coefficient given to the correction quantity generating circuit only when the S/N estimate is large and the S/N is increasing. Thus, even when the S/N is deteriorated, excellent convergence is attained and the disturbance of the estimate of an echo path even at a double talk is suppressed lower.

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野〉 本発明は、衛星通信、音声パケット通信等の通信回線に
おいて２線−４線変換部で発生するエコーを消去するエ
コーキャンセラに関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Field of Industrial Application) The present invention relates to an echo canceller that cancels echoes generated in a 2-wire to 4-wire converter in communication lines such as satellite communication and voice packet communication.

（従来の技術） 従来、このような分野の技術としては、次のような文献
１，２に記載されるものがあった。(Prior Art) Conventionally, as technologies in this field, there have been those described in the following documents 1 and 2.

文献１；「ディジタル信号処理の応用」３版（昭５８−
７−１０＞電子通信学会、Ｐ．　２１２−２２１ 文献２；特開昭６０−１７４５３６号公報前記文献１に
記載されているように、電話回線では、加入者線の２線
回線と伝送路の４Ｒ回線との間の信号の変換を行なうハ
イブリッド回路が用いられているが、このハイブリッド
回路でのインピーダンスのミスマッチングによって受信
信号が送信路に漏れてエコーが生ずる。衛星通信のよう
に伝送路の遅延が大きい場合にはこのエコーが通話の障
害となるため、エコーキャンセラを用いてエコーを消去
している。Reference 1: “Applications of Digital Signal Processing” 3rd edition (1982-
7-10> Institute of Electronics and Communication Engineers, P. 212-221 Document 2: Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 60-174536 As described in the above document 1, in the telephone line, signal conversion between the 2-line line of the subscriber line and the 4R line of the transmission line is carried out. However, due to impedance mismatching in this hybrid circuit, the received signal leaks into the transmission path, causing an echo. In cases where the delay in the transmission path is large, such as in satellite communications, this echo becomes a hindrance to communication, so an echo canceller is used to cancel the echo.

また、音声、画像、データを統合して取り扱う統合網で
は、音声をパケット化して通信を行なうため、国内回線
においても大きな遅延を生じるのでエコーキャンセラを
用いてエコーを充分消去する必要がある。Furthermore, in an integrated network that handles voice, images, and data in an integrated manner, voice is packetized for communication, which causes large delays even on domestic lines, so it is necessary to use an echo canceller to sufficiently cancel echoes.

電話回路に適用される従来のエラーキャンセラの一例を
第２図に示す。An example of a conventional error canceller applied to a telephone circuit is shown in FIG.

第２図は、前記文献２Ｇご記載された従来のエコーキャ
ンセラの一構成例を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing an example of the configuration of a conventional echo canceller described in the above-mentioned document 2G.

電話回線に設けられる電話機上は、加入者線２を介して
ハイブリッド回路（Ｈ〉３に接続されている。ハイブリ
ッド回路３は、ディジタル／アナログ変換器（以下、Ｄ
／Ａ変換器という〉４及びアナログ／ディジタル変換器
（以下、Ａ／Ｄ変換器という〉５を介してエコーキャン
セラ１０に接続されている。The telephone installed on the telephone line is connected to a hybrid circuit (H>3) via the subscriber line 2.The hybrid circuit 3 is connected to a digital/analog converter (hereinafter referred to as D
It is connected to an echo canceller 10 via an analog/digital converter (hereinafter referred to as an A/D converter) 4 and an analog/digital converter (hereinafter referred to as an A/D converter) 5.

エコーキャンセラ１０は、受信側入力端子１１、Ｄ／Ａ
変換器４に接続される受信側出力端子１２、Ａ／Ｄ変換
器５に接続される送信側入力端子１３、及び送信側出力
端子１４を有している。入力端子ｌ３と出力端子１４間
に、減算器１５が接続され、その減算器１５には、畳み
込み演′ＪＬ回路１６を介してＸレジスタ〈第１のレジ
スタ〉１７とＨレジスタ（第２のレジスタ＞１８が接続
されている。The echo canceller 10 has a receiving side input terminal 11, a D/A
It has a receiving side output terminal 12 connected to the converter 4, a transmitting side input terminal 13 connected to the A/D converter 5, and a transmitting side output terminal 14. A subtracter 15 is connected between the input terminal l3 and the output terminal 14, and the subtracter 15 is connected to the X register (first register) 17 and the H register (second register) >18 are connected.

減算器１５は送信信号ｓ　（ｋ）から擬似エコー信号９
（ｋ〉を差し引いて残差信号ｅ　（ｋ）を出力する回路
、Ｘレジスタ１７は受信信号ｘ　（ｋ）を格納する回路
である。Ｈレジスタ１８は、Ｄ／Ａ変換器４からハイブ
リッド回路３を通ってＡ／Ｄ変換器５に至る系（これを
エコーパスという〉の、推定インパルス応答を格納する
回路である。また、畳み込み演算回路１６は、Ｘレジス
タ１７とＨレジスタ１８の内容に基づき擬似エコー信号
９（ｋ〉を生成する機能を有している。The subtracter 15 subtracts the pseudo echo signal 9 from the transmitted signal s(k).
(k>) and outputs the residual signal e (k). The X register 17 is a circuit that stores the received signal x (k). This circuit stores the estimated impulse response of the system (called an echo path) that reaches the A/D converter 5 through the It has a function of generating an echo signal 9(k>).

Ｈレジスタ１８には加算器１９が接続され、その加算器
１９に修正量生成回路２０が接続されている。修正量生
成回路２０は、受信信号系列Ｘ（ｋ）、残差信号ｅ　（
ｋ）及び修正係数αに基づき、エコーパスの推定インパ
ルス応答の修正量ΔＨｌ　　（ｋ＞を演算により求める
回路である。An adder 19 is connected to the H register 18, and a correction amount generation circuit 20 is connected to the adder 19. The correction amount generation circuit 20 generates a received signal sequence X(k), a residual signal e (
This circuit calculates the correction amount ΔHl (k>) of the estimated impulse response of the echo path based on the correction coefficient α and the correction coefficient α.

次に、動作を説明する。Next, the operation will be explained.

遠端からの受信信号ｘ　（ｋ）は、Ｄ／Ａ変換器４によ
ってアナログ信号ｘ（ｔ）に変換されてハイブリッド回
路３に入力され、２線信号として加入者線２を通して電
話機１に伝送される。このとき、ハイブリッド回路３の
インピーダンスミスマッチングにより、受信信号ｘ（ｔ
）が送信路に漏れ、エコー信号ｙ　（ｔ＞として送出さ
れてしまう。The received signal x(k) from the far end is converted into an analog signal x(t) by the D/A converter 4, inputted to the hybrid circuit 3, and transmitted to the telephone set 1 through the subscriber line 2 as a two-wire signal. Ru. At this time, due to the impedance mismatching of the hybrid circuit 3, the received signal x(t
) leaks into the transmission path and is sent out as an echo signal y (t>).

一方、電話機｝からの近端入力信号ｎ（ｔ）は、ハイブ
リッド回路３によって４線信号に変換され、送信路に送
出される。すなわち、送信信号ｓ　（ｔ＞はエコー信号
ｙ　（ｔ）と近端入力信号ｎ　（ｔ）との和として、 ｓ　（ｔ）＝ｙ　（ｔ）＋ｎ　（ｔ） と表される。この送信信号ｓ　（ｔ＞は、Ａ／Ｄ変換器
５によってディジタル信号ｓ　（ｋ）に変換される。On the other hand, the near-end input signal n(t) from the telephone is converted into a four-wire signal by the hybrid circuit 3 and sent to the transmission path. That is, the transmitted signal s (t>) is expressed as the sum of the echo signal y (t) and the near-end input signal n (t), as s (t)=y (t)+n (t). This transmitted signal s (t>) is converted into a digital signal s (k) by the A/D converter 5.

エコーキャンセラ１０には、受信側入力端子１１より受
信１言号ｘ　（ｋ）と、送信側入力端子１３より送信信
号ｓ　（ｋ）とが、それぞれ入力され、Ｘレジスタエ７
は過去Ｎサンプル分の受信信号Ｘ（ｋ）を格納する。畳
み込み演算回路１６は、Ｘレジスタ１７内の受信信号系
列Ｘ　（ｋ）と、Ｈレジスタ１８に格納されたエコーパ
スのインパルス応答の推定値Ｈ　（ｋ）との、畳み込み
演算により、擬似エコー信号９｛ｋ｝を作り、これを、
減算器ｌ５で送信信号ｓ　（ｋ）から差し引くことによ
ってエコーを消去する。減算器１５から出力される残差
信号ｅ　（ｋ）は、送信側出力端子１４に送られる。The echo canceller 10 receives one reception word x (k) from the reception side input terminal 11 and the transmission signal s (k) from the transmission side input terminal 13, and inputs the X register area 7.
stores the past N samples of received signals X(k). The convolution calculation circuit 16 generates a pseudo echo signal 9{ k} and make this,
The echo is canceled by subtracting it from the transmitted signal s (k) in a subtractor l5. The residual signal e (k) output from the subtracter 15 is sent to the transmission side output terminal 14.

エコーパスの特性を推定するアルゴリズムには、種々の
方法があるが、ハードウエアが簡単で、収束の保証され
る学習同定法が多く用いられている。There are various algorithms for estimating echo path characteristics, but the learning identification method, which requires simple hardware and guarantees convergence, is often used.

この学習同定法によるエコーパスのインパルス応答の推
定値Ｈ（ｋ）は、 ［−１　（ｋ＋１）＝Ｈ　（ｋ＞＋ΔＨ　（ｋ）・・・
・・・（１）・・・・・・（２） で与えられ、残差信号ｅ　（ｋ）のパワーを最小にする
ように収束する。また、αは修正係数と呼ばれる量で、
エコーキャンセラの場合、０くα≦１なる定数を用いる
。The estimated value H(k) of the impulse response of the echo path using this learning identification method is [-1 (k+1)=H (k>+ΔH (k)...
...(1) ...(2) It converges to minimize the power of the residual signal e (k). Also, α is a quantity called a correction coefficient,
In the case of an echo canceller, a constant of 0 and α≦1 is used.

従って、エコーパスの推定インパルス応答の計算は、修
正量生成回路２０において、受信信号系列Ｘ　（ｋ）と
残差信号ｅ　（ｋ）と修正係数αとから、エコーパスの
推定インパルス応答の修正量Δ１｛　（ｋ＞を〈２〉式
によって計算し、これを加算器１つで、Ｈレジスタ１８
内の現サンプルの推定インパルス応答１｛　（ｋ＞に加
えて次サンプルのエコーパスの推定インパルス応答Ｉ｛
（ｋ＋１＞としてＨレジスタ１８に格納することによっ
て行われる。Therefore, the estimated impulse response of the echo path is calculated by the correction amount generation circuit 20, from the received signal sequence X (k), the residual signal e (k), and the correction coefficient α, the correction amount Δ1{ (Calculate k> using formula <2>, and use one adder to calculate H register 18
The estimated impulse response of the current sample in 1{ (k> plus the estimated impulse response of the echo path of the next sample I{
This is done by storing it in the H register 18 as (k+1>).

前記学習同定法では、一定の修正係数αに対して推定精
度、すなわちエコー打ち消し量と収束速度とはトレード
オフの関係（矛盾する関係）があり、推定精度をよくす
るにはαの値を小さくし、収束速度を速くするにはαの
値を大きくする必要がある。In the above learning identification method, there is a trade-off relationship (contradictory relationship) between the estimation accuracy, that is, the amount of echo cancellation and the convergence speed, for a fixed correction coefficient α, and in order to improve the estimation accuracy, it is necessary to reduce the value of α. However, in order to increase the convergence speed, it is necessary to increase the value of α.

そこで、この欠点をなくすために、前記文献２の技術で
は、修正係数αを残差信号系列の平均値に比例した値と
して制御する方法を採用している。Therefore, in order to eliminate this drawback, the technique of Document 2 adopts a method of controlling the correction coefficient α as a value proportional to the average value of the residual signal sequence.

この方法は、推定が進むにつれて残差信号が減少するた
め、それに比例してαは小さな値となり推定精度をよく
する、すなわちエコー打ち消し量を増やすものである。In this method, as the estimation progresses, the residual signal decreases, so that α decreases in proportion to this, improving the estimation accuracy, that is, increasing the amount of echo cancellation.

ところで、実際の残差信号ｅ　（ｋ）には近端入力信号
ｎ　（ｋ）が含まれており、エコー信号ｙ（ｋ｝のレベ
ルに対するｎ　（ｋ＞のレベルが大きい信号対雑音比〈
以下、Ｓ／Ｎという〉の悪い状態になると、（１）、｛
２｝式によるインパルス応答の推定が正しく行われなく
なる。これを防ぐためには、修正係数αを小さくすれば
よいが、αを小さくすると、前述したように収束速度が
遅くなる。このようなＳ／Ｎ比の悪い状態は、通常、ダ
ブルトーク（両方向同時通話時）の時に起こるので、修
正係数αは０．５〜１程度の大きな値とし、前記文献１
に記載されているように、ダブルトーク検出器を設けて
Ｓ／Ｎの劣化を検出し、エコーパスの推定を止めている
。By the way, the actual residual signal e (k) includes the near-end input signal n (k), and the signal-to-noise ratio <
When the S/N ratio becomes poor (hereinafter referred to as S/N), (1), {
2} Estimation of the impulse response using the equation will not be performed correctly. In order to prevent this, the correction coefficient α may be made small, but if α is made small, the convergence speed will be slowed down as described above. Since such a poor S/N ratio usually occurs during double talk (simultaneous conversation in both directions), the correction coefficient α should be set to a large value of about 0.5 to 1, as described in the above-mentioned document 1.
As described in , a double talk detector is provided to detect S/N deterioration and stop estimation of the echo path.

（発明が解決しようとする課題〉 しかしながら、上記構成のエコーキャンセラでは、次の
ような課題があった。(Problems to be Solved by the Invention) However, the echo canceller having the above configuration has the following problems.

従来のエコーキャンセラでは、修正係数αを残差信号系
列の平均値に比例した値としているため、ダブルトーク
時には、ダブルトーク検出器の検出遅れのために、ダブ
ルトークを検出した時には、αは大きな値となってイン
パルス応答の推定値が乱れてしまう場合があった。また
、ダブルトーク状態ではなくても、近端の周囲雑音が大
きく、ダブルトーク検出閾値程度の悪いＳ／Ｎが長時間
続く場合には、修正係数αは大きい値のままで推定を行
なうので、推定精度が悪く、インパルス応答の推定値が
正しく収束しないという問題があった。In conventional echo cancellers, the correction coefficient α is set to a value proportional to the average value of the residual signal sequence, so when double talk is detected, α becomes large due to the detection delay of the double talk detector. In some cases, the estimated value of the impulse response was distorted. Furthermore, even if there is no double talk state, if the ambient noise at the near end is large and the S/N ratio is as poor as the double talk detection threshold for a long time, the correction coefficient α is estimated with a large value. There was a problem in that the estimation accuracy was poor and the estimated value of the impulse response did not converge correctly.

本発明は前記従来技術が持っていた課題として、ダブル
トーク時に、ダブルトーク検出器の検出遅れのためにエ
コーパスのインパルス応答の推定値が乱れてしまう点と
、近端話者の周囲雑音が大きくてＳ／Ｎが悪いときに正
しく収束しないという点について解決したエコーキャン
セラを提供するものである。The present invention solves the problems that the prior art had, in that during double talk, the estimated value of the impulse response of the echo path is disturbed due to the detection delay of the double talk detector, and that the surrounding noise of the near-end speaker is large. The present invention provides an echo canceller that solves the problem of not converging correctly when the S/N is poor.

（課題を解決するための手段〉 本発明は前記課題を解決するために、受信信号を格納す
る第１のレジスタと、エコーパスの推定インパルス応答
を格納する第２のレジスタと、前記第１および第２のレ
ジスタの内容から擬似エコー信号を生或する畳み込み演
算回路と、送信信号から前記擬似エコー信号を差し引い
て残差信号を出力する減算器と、前記受信信号、前記残
差信号及び修正係数に基づき前記エコーパスの推定イン
パルス応答の修正量を求める修正量生成回路と、前記第
２のレジスタに格納された現サンプルのエコーパスの推
定インパルス応答と前記修正量とを加算して次サンプル
のエコーパス推定インパルス応答を求めそれを前記第２
のレジスタに格納させる加算器とを、備えたエコーキャ
ンセラにおいて，次のような回路を設けたものである。(Means for Solving the Problems) In order to solve the above problems, the present invention provides a first register for storing a received signal, a second register for storing an estimated impulse response of an echo path, and a second register for storing an estimated impulse response of an echo path. a convolution calculation circuit that generates a pseudo-echo signal from the contents of the register No. 2; a subtracter that subtracts the pseudo-echo signal from the transmission signal and outputs a residual signal; a correction amount generation circuit that calculates a correction amount of the estimated impulse response of the echo path based on the correction amount; and a correction amount generating circuit that calculates the correction amount of the estimated impulse response of the echo path of the echo path of the next sample by adding the estimated impulse response of the echo path of the current sample stored in the second register with the correction amount. Find the response and put it in the second
This echo canceller is equipped with an adder for storing data in a register, and is provided with the following circuit.

すなわち、前記受信信号及び残差信号に基づきＳ／Ｎの
推定値を求める推定回路と、前記Ｓ／Ｎ推定値の変化量
を求める変化量検出回路と、前記Ｓ／Ｎ推定値が大きく
、かつ前記変化量に基づき前記Ｓ／Ｎ推定値が増加中で
あると判定された時だけ修正係数を大きな値として前記
修正量生或回路へ与える修正係数決定回路とを、従来の
エコーキャンセラに設けている。That is, an estimation circuit that calculates an estimated value of S/N based on the received signal and the residual signal, a change amount detection circuit that calculates the amount of change in the estimated S/N value, and The conventional echo canceller is provided with a correction coefficient determination circuit that applies a large correction coefficient to the correction amount generation circuit only when it is determined that the estimated S/N value is increasing based on the amount of change. There is.

前記推定回路は、例えば前記受信信号と前記残差信号の
パワー比により前記Ｓ／Ｎ推定値を算出する機能を有し
ている。また、修正係数決定回路は、例えば前記Ｓ／Ｎ
の推定値が過去のＳ／Ｎ推定値のピーク値よりも大きい
時にＳ／Ｎが大きいと判定する機能を有している。The estimation circuit has a function of calculating the S/N estimated value based on, for example, a power ratio between the received signal and the residual signal. Further, the correction coefficient determining circuit may be configured to, for example,
It has a function of determining that the S/N is large when the estimated value of is larger than the peak value of past S/N estimated values.

（作用） 本発明によれば、以上のようにエコーキャンセラを構成
したので、推定回銘は、受信信号と残差信号のパワー比
等より、Ｓ／Ｈの推定値を求める。(Operation) According to the present invention, since the echo canceller is configured as described above, the estimated value of S/H is obtained from the power ratio of the received signal and the residual signal.

変化量生成回路は、Ｓ／Ｎ推定値における差分値やピー
ク値等の変化量を計算等により求める。修正係数決定回
路は、例えばＳ／Ｎ推定値が過去のＳ／Ｎ推定値のピー
ク値よりも大きい時にＳ／Ｎが大きい等と判定し、その
判定結果を用いてＳ／Ｎ推定値が大きく、かつ前記変化
量に基づきＳ／Ｎ推定値が増加中であると判定した時だ
け、修正量生成回路へ与える修正係数を大きな値にする
。The change amount generation circuit obtains the change amount of the difference value, peak value, etc. in the estimated S/N value by calculation or the like. For example, the correction coefficient determining circuit determines that the S/N is large when the S/N estimated value is larger than the peak value of past S/N estimated values, and uses the judgment result to determine whether the S/N estimated value is large. , and only when it is determined that the estimated S/N value is increasing based on the amount of change, the correction coefficient given to the correction amount generation circuit is set to a large value.

これにより、Ｓ／Ｎが悪い状態でも良好に収束し、かつ
ダブルトーク時にもエコーパスの推定値の乱れを小さく
抑えることが可能となる。従って、前記課題を解決でき
るのである。This makes it possible to achieve good convergence even when the S/N is poor, and to suppress disturbances in the estimated value of the echo path to a small level even during double talk. Therefore, the above problem can be solved.

（実施例〉 第１図は、本発明の実施例を示すエコーキャンセラの構
成ブロック図であり、従来の第２図中の要素と共通の要
素には共通の符号が付されている。(Embodiment) FIG. 1 is a configuration block diagram of an echo canceller showing an embodiment of the present invention, and elements common to the conventional elements in FIG. 2 are given the same reference numerals.

このエコーキャンセラＩＯＡでは、第２図のエコーキャ
ンセラ１０中に修正係数制御回ｎ２１を付加した点のみ
が異なっている。修正係数制御回路２１は、修正量生成
回路２０へ与える修正係数αを可変制御する機能を有し
ている。This echo canceller IOA differs only in that a correction coefficient control circuit n21 is added to the echo canceller 10 of FIG. 2. The modification coefficient control circuit 21 has a function of variably controlling the modification coefficient α given to the modification amount generation circuit 20.

第３図は、第１図中の修正係数制御回路２１の一構成例
を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing an example of the configuration of the correction coefficient control circuit 21 in FIG. 1.

この修正係数制御回路２１は、受信信号ｘ　（ｋ）及び
残差信号ｅ　（ｋ＞よりＳ／Ｎの推定値を計算するＳ／
Ｎ推定回路３０と、前記Ｓ／Ｎの推定値よりその推定値
の変化量（例えば、差分値、ピーク値）を演算により求
める変化量生成回路４ｏと、前記Ｓ／Ｎ推定値及び変化
量を用いて修正係数αを決定する修正係数決定回路５ｏ
とで、構成されている。This correction coefficient control circuit 21 calculates the estimated S/N value from the received signal x (k) and the residual signal e (k>).
N estimating circuit 30, a change amount generating circuit 4o which calculates the amount of change in the estimated value (for example, a difference value, a peak value) from the estimated S/N value, and a correction coefficient determination circuit 5o that determines the correction coefficient α using
It is made up of.

Ｓ／Ｎ推定回路３０は、パワー計算回路３１，３２、対
数変換回路３３．３４及び減算器３５より構成されてい
る。変化量生成回路４ｏは、Ｓ／Ｎ推定値の差分値を計
算する差分値計算回路４１と、ピーク値を計算するピー
ク値計算回路４２とで、構成されている。また、修正係
数決定回路５０は、乗算器５１，比較回路５２．５３及
び修正係数選択回路５４より構成されている。The S/N estimation circuit 30 includes power calculation circuits 31 and 32, logarithmic conversion circuits 33 and 34, and a subtracter 35. The change generation circuit 4o is configured with a difference value calculation circuit 41 that calculates a difference value between S/N estimated values, and a peak value calculation circuit 42 that calculates a peak value. Further, the modification coefficient determination circuit 50 is composed of a multiplier 51, comparison circuits 52 and 53, and a modification coefficient selection circuit 54.

以上の構成において、第ｌ図のエコーキャンセラＩＯＡ
は、修正係数制御回路２１を除き、従来のエコーキャン
セラＩＯとほぼ同様の動作をするので、その修正係数制
御回路２１の動作を以下説明する。In the above configuration, the echo canceller IOA shown in FIG.
operates almost the same as a conventional echo canceller IO except for the modification coefficient control circuit 21, so the operation of the modification coefficient control circuit 21 will be explained below.

第３図のＳ／Ｎ推定回路３０では、次の（３）式で表さ
れる受信信号ｘ（ｋ）と残差信号ｅ　（ｋ＞のパワー比
により、Ｓ／Ｎの推定値を計算する。The S/N estimation circuit 30 in FIG. 3 calculates the estimated value of S/N based on the power ratio of the received signal x(k) and the residual signal e (k>) expressed by the following equation (3). .

ただし、Ｘ　（ｋ）．Ｅ　（ｋ＞はそれぞれ、ｘ（ｋ）
とｅ　（ｋ＞のパワーである。このため、受信信号ｘ（
ｋ）と残差信号ｅ　（ｋ）を入力し、パワー計算回路３
１．３２でこれらｘ　（ｋ）　，　ｅ　（ｋ）のパワー
Ｘ　（ｋ＞，Ｅ　（ｋ＞を算出し、次に対数変換回路３
３．３４にて各パワーの対数値Ｌ　　（ｋ）Ｘ ，Ｌ（ｋ）を計算した後、減算器３５で、これｅ らの信号の差（Ｌ　　（ｋ）−Ｌ　　（ｋ））としてｘ
　　　　　　　　　　　ｅ ＡｏｏＩｌ１（ｋ）を求める。However, X (k). E (k> is x(k), respectively)
and e (k> power. Therefore, the received signal x(
k) and residual signal e (k), and power calculation circuit 3
1.32, calculate the power X (k>, E (k>) of these x (k), e (k), and then logarithmic conversion circuit 3
After calculating the logarithm value L(k)X, L(k) of each power in 3.34, the subtracter 35 calculates x as the difference (L(k)-L(k)) between these signals.
e Find AooIl1(k).

次に、差分値計算回路４１でその差分値ＡＣｏｍｄ　（
ｋ＞を（４）式により求める。Next, the difference value calculation circuit 41 uses the difference value AComd (
k> is determined using equation (4).

Ａｏｏｍｄ（ｋ） ＝Ａｃｏｍ　（　ｋ　）　　Ａｃｏｍ　（　ｋ　　ｎ　
）　　（　ｎ　＞　Ｏ　）・・・・・・（４） ？らに．．（５）式に基づき、Ａｃｏ■　（ｋ＞のピー
ク値Ａ。ｏｍｐ（ｋ）をピーク値計算回路４２で計算す
る。Aoomd (k) = Acom (k) Acom (k n
) (n>O)...(4)? And more. ．． Based on equation (5), the peak value calculation circuit 42 calculates the peak value A.omp(k) of Aco■ (k>).

ＡｃｏＩＩＩｐ（ｋ〉 ＝ＩＩｌａｘ（ＡｏｏＩＩｌｐ（ｋ−１），ＡｏｏＩｌ
ｌ（ｋ〉〉・・・・・・｛５｝ 修正係数決定回路５０では、これらＡＣＯｍ　（ｋ〉，
ＡｏｏＩＩｌｄ（ｋ）およびＡ（ｏｍ　ｐ（　ｋ　）の
各値を用いて修正係数αを決定する。まず、比較回路５
２で、ＡＣｏｍｄ〈ｋ〉と正の閾値ｔｈを比較する。AcoIIIp(k〉 =IIlax(AooIIlp(k-1), AooIIl
l(k〉〉...{5} In the correction coefficient determination circuit 50, these ACOm (k〉,
The correction coefficient α is determined using each value of AooIIld(k) and A(omp(k). First, the comparison circuit 5
2, AComd<k> is compared with a positive threshold th.

これと同時に、ｋをＯ＜ｋ≦１なる定数として乗算器５
１でＫ　・Ａｃｏｍ　ｐ　（　ｋ　）を求め、比較回路
５３により、ＡｏｏＩＩＩ（ｋ〉とＫ　−　Ａｏｏｍｐ
　（ｋ）とを比較する。修正係数選択回路５４では、こ
れら比較回＃１５２．５３の比較結果を用いて、Ａｏｏ
ｍｄ（ｋ〉〉ｔｈ かつ　　Ａ　　（ｋ〉〉Ｋ−ＡＣＯＩｌｌＰ（ｋ〉ＣＯ
ｍ ならば　α＝α１　　　　　　　　　　・・・（６〉？
ｏ０，　ｄ　（ｋ＞≦ｔｈ または　Ａ　　　（ｋ）≦Ｋ−Ａ（■ＩＩ１ｐ　（ｋ）
ＣＯｍ ならば　α＝α２　　　　　　　　　・・・・・・（７
〉（ただし、Ｏ≦α２くα１≦■〉 となるように修正係数αを選ぶ。この修正係数αは、第
１図の修正量生成回路２０へ与えられる。At the same time, the multiplier 5 sets k to a constant O<k≦1.
1 to obtain K・Acomp (k), and the comparison circuit 53 calculates AooIII(k〉 and K − Aoomp
Compare with (k). The correction coefficient selection circuit 54 uses the comparison results of these comparison times #152.53 to determine Aoo
md(k〉〉th AND A (k〉〉K-ACOIllP(k〉CO
If m, α=α1...(6〉?
o0, d (k>≦th or A (k)≦K−A(■II1p (k)
COm then α=α2 ・・・・・・(7
(However, the correction coefficient α is selected so that O≦α2, α1≦■>. This correction coefficient α is given to the correction amount generation circuit 20 in FIG.

次に、上記動作の原理について説明する。Next, the principle of the above operation will be explained.

まず、｛３｝式で求めたＡ。０．（ｋ〉がＳ／Ｎの推定
値となることを示す。エコーパスのインパルス応答をＨ
とするとエコーキャンセラＩＯＡの各部の信号は、 Ｓ　（ｋ）　一’ｌ　（ｋ＞　＋ｎ　（ｋ）＝｝ｌ　−
　Ｘ　（ｋ）　＋ｎ　（ｋ）・・・・・・（８） ９　（ｋ）　＝｝Ｉ　（ｋ＞・Ｘ（ｋ＞・・・・・・（
９〉 ｅ　（ｋ＞　＝ｓ　（ｋ＞　　９　（ｋ＞”　（Ｈ　　
｝ｌ　（ｋ）　）　・Ｘ　（１＜）　＋ｎ　（ｋ）・・
・・・・（１０） となる。受信側入力端子１１がら入力される受信信号ｘ
（ｋ）と、送信側入力端子１３がら入力される近端入力
信号ｎ　（ｋ）とが、無相関であることから、残差信号
（６）式のパワーは、Ｅ　（ｋ） ＝ｌｌＨ−｝｛　（ｋ＞　Ｉ１２Ｘ　（ｋ＞　＋Ｎ　（
ｋ）・・・・・・（１１） となる。したがって、 ２ Ａｏｏｍ（ｋ）　＝−１ｏｃｏｇ１ｏ（　Ｉｌｌ｛−Ｈ
　ｌ）　Ｉｔとなる。ここで、ＩＩＩ｛−Ｈ　（ｋ＞　
Ｉ＋２は、エコーパスのインパルス応答の推定誤差を表
す量で、推定が充分収束していれば非常に小さな値とな
るから、（１２）式はＳ／Ｎを表す。また、収束中であ
れば、ＩＩＨ−Ｈ　（ｋ）Ｉ＋２は時間とともに減少す
るので、Ａ，。ＩＩｌ（ｋ〉は増加する。したがって、
（４〉式の差分値Ａ　　　ｄ（ｋ＞はＡ。ｏＩＩ１（ｋ
）ＣＯｍ の変化を表す量であるから、この値が、ある適当な正の
閾値ｔｈよりも大きいとき、収束中で推定誤差が減少中
か、Ｓ／Ｎが増加中であると判定できる。このとき、Ｓ
／Ｎが過去の値よりも大きければ、推定精度は現在より
もさらによくなるので、修正係数αを大きくしてすばや
く収束させた方が有利である。したがって、〈６〉式に
よりαを大きな値α１とする。First, A is calculated using the formula {3}. 0. (k〉 is the estimated value of S/N. The impulse response of the echo path is H
Then, the signals of each part of the echo canceller IOA are S (k) 1'l (k> +n (k)=}l −
X (k) +n (k)・・・・・・(8) 9 (k) =}I (k＞・X(k＞・・・・・・(
9〉 e (k＞ =s (k＞9 (k＞” (H
}l (k) ) ・X (1<) +n (k)...
...(10) becomes. Received signal x input from receiving side input terminal 11
(k) and the near-end input signal n (k) input from the transmitting side input terminal 13 are uncorrelated, so the power of the residual signal equation (6) is E (k) = llH- }{ (k> I12X (k> +N (
k)...(11) Therefore, 2 Aoom(k) =-1ocog1o(Ill{-H
l) It becomes It. Here, III{−H (k>
I+2 is a quantity representing the estimation error of the impulse response of the echo path, and if the estimation has converged sufficiently, it will be a very small value, so the equation (12) represents the S/N. Also, if convergence is in progress, IIH-H (k)I+2 decreases with time, so A,. IIl(k〉 increases. Therefore,
(4> The difference value A d(k> is A.oII1(k
) COm, so when this value is larger than a certain appropriate positive threshold th, it can be determined that the estimation error is decreasing due to convergence or the S/N is increasing. At this time, S
If /N is larger than the past value, the estimation accuracy will be even better than the current one, so it is advantageous to increase the correction coefficient α and quickly converge. Therefore, α is set to a large value α1 using equation <6>.

逆に、差分値Ａ。ｏＩＩ！ｄ（ｋ）が閾値ｔｈよりも小
さくなったとき、収束状態でかつＳ／Ｎの増加する割合
が小さくなってきているので、修正係数αを小さな値と
して推定した方が、推定精度がよくなると同時に、Ｓ／
Ｎが急激に劣化したとき推定値の乱れを少なくできる。Conversely, the difference value A. oII! When d(k) becomes smaller than the threshold th, it is in a converged state and the rate of increase in S/N is decreasing, so estimating the correction coefficient α as a small value will improve the estimation accuracy. At the same time, S/
When N rapidly deteriorates, disturbances in estimated values can be reduced.

また、Ｓ／Ｈの値が過去の値よりも小さいときは、大き
なαで推定を行うと推定値が劣化してしまうので、αを
小さな値としなければならない。したがって、（７〉式
によりαを小さな値α２とする。Further, when the value of S/H is smaller than the past value, the estimated value deteriorates if estimation is performed with a large α, so α must be set to a small value. Therefore, α is set to a small value α2 using equation (7>).

このように、本実施例では、Ｓ／Ｎ推定回路３０、変化
量生成回路４０及び修正係数決定回路５０で構成される
修正係数制御回路２１を設け、該修正係数決定回路５０
により、Ｓ／Ｎが増加中で、その値が大きい時だけ修正
係数αを大きく選ぶようにしたので、Ｓ／Ｎの値および
その変化に応じて適切に修正係数αを制御することがで
きる。従って、近端の周囲雑音が太き＜Ｓ／Ｎが常に悪
い状態でも良好に収束し、かつダブルトーク時にもエコ
ーパスの推定値の乱れを小さく抑えることができる。As described above, in this embodiment, the modification coefficient control circuit 21 composed of the S/N estimation circuit 30, the change amount generation circuit 40, and the modification coefficient determination circuit 50 is provided, and the modification coefficient determination circuit 50
Therefore, since the correction coefficient α is selected to be large only when the S/N is increasing and the value is large, the correction coefficient α can be appropriately controlled according to the S/N value and its change. Therefore, even when the near-end ambient noise is large and S/N is always bad, convergence can be achieved well, and disturbances in the estimated value of the echo path can be suppressed to a small level even during double talk.

音声信号を用いたシミュレーションの結果では、ダブル
トークの場合のエコー打ち消し量の平均値は、従来方式
では１５ｄＢ、本実施例では２４ｄＢであった。また、
Ｓ／Ｎが悪い場合の特性は、平均近端入力信号レベル−
３５ｄＢｍ○のとき、本実方１例では１９ｄＢの平均エ
コー打ち消し量が得られた。従来方式では、この条件の
場合、エコー打ち消し量はほとんど零であったことから
、本実施例による効果は非常に大きい。As a result of a simulation using an audio signal, the average value of the amount of echo cancellation in the case of double talk was 15 dB in the conventional method and 24 dB in this embodiment. Also,
The characteristics when the S/N is poor are the average near-end input signal level -
At 35 dBm○, an average echo cancellation amount of 19 dB was obtained in this example. In the conventional method, the amount of echo cancellation was almost zero under this condition, so the effect of this embodiment is very large.

なお、本発明は図示の実施例に限定されず、種々の変形
が可能である。その変形例としては、例えば次のような
ものがある。Note that the present invention is not limited to the illustrated embodiment, and various modifications are possible. Examples of such modifications include the following.

（ａ）　　上記実施例では、修正係数αを２種類の値α
１，α２で制御しているが、Ｓ／Ｎの推定値やその変化
量の判定間値ｔｈを増やせば、さらに細かく修正係数を
制御することも可能である。(a) In the above embodiment, the correction coefficient α is set to two types of values α.
1 and α2, but it is possible to control the correction coefficient more finely by increasing the estimated S/N value and the inter-judgment value th of the amount of change thereof.

（ｂ）　　上記実施例では、ダブルトーク検出器等のよ
うな、通常エコーキャンセラに備えられている回路や機
能について説明を省略しているが、当然、これらの回路
や機能を備えたエコーキャンセラについても適用される
。(b) In the above embodiments, descriptions of circuits and functions normally provided in echo cancellers, such as double talk detectors, etc. are omitted, but of course, descriptions of echo cancelers equipped with these circuits and functions are omitted. also applies.

（発明の効果） 以上詳細に説明したように、本発明によれば、Ｓ／Ｎを
推定する推定回路、Ｓ／Ｎ推定値の変化量を求める変化
量生成回路、及び修正係数決定回路を設け、該修正係数
決定回路により、前記Ｓ／Ｎが増加中で、その値が大き
い時だけ修正係数を大きく選ぶようにしたので、Ｓ／Ｎ
の値およびその変化に応じて適切に修正係数を制御する
ことができる。従って、近端の周囲雑音が太き（　Ｓ／
Ｎが常に悪い状態でも良好に収束し、かつダブルトーク
時にもエコーパスの推定値の乱れを小さく抑えることが
できる。(Effects of the Invention) As described in detail above, according to the present invention, an estimation circuit for estimating S/N, a change amount generation circuit for calculating the amount of change in the estimated S/N value, and a correction coefficient determination circuit are provided. , the correction coefficient determining circuit selects a large correction coefficient only when the S/N is increasing and its value is large, so that the S/N
The correction coefficient can be appropriately controlled according to the value of and its change. Therefore, the ambient noise at the near end is thick (S/
Good convergence is achieved even when N is always bad, and disturbances in the estimated value of the echo path can be kept small even during double talk.

また、推定回路を、受信信号と残差信号のパワー比によ
りＳ／Ｎ推定値を算出する構成にすれば、簡単な回路構
成で、的確なＳ／Ｎ推定値が得られる。さらに、修正係
数決定回路を、Ｓ／Ｎ推定値が過去のＳ／Ｎ推定値のピ
ーク値よりも大きい時にＳ／Ｎが大きいと判定する構成
にすれば、簡単で、高精度な判定結果が得られる。Further, if the estimation circuit is configured to calculate the S/N estimated value based on the power ratio of the received signal and the residual signal, an accurate S/N estimated value can be obtained with a simple circuit configuration. Furthermore, if the correction coefficient determination circuit is configured to determine that the S/N is large when the S/N estimated value is larger than the peak value of past S/N estimated values, a simple and highly accurate determination result can be obtained. can get.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は本発明の実施例を示すエコーキャンセラの構成
ブロック図、第２図は従来のエコーキャンセラの構成ブ
ロック図、第３図は第１図中の修正係数制御回路の構成
ブロック図である。 １０Ａ・・・・・・エコーキャンセラ、１５・・・・・
・減算器、１６・・・・・・畳み込み演算回路、１７・
・・・・・Ｘレジスタ、１８・・・・・・Ｈレジスタ、
１９・・・・・・加算器、２０・・・・・・修正量生成
回路、２ｌ・・・・・・修正係数制御回路、３０・・・
・・・Ｓ／Ｎ推定回路、４０・・・・・・変化量生成回
路、５０・・・・・・修正係数決定回路。FIG. 1 is a block diagram of the structure of an echo canceller showing an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a block diagram of the structure of a conventional echo canceller, and FIG. 3 is a block diagram of the correction coefficient control circuit in FIG. . 10A...Echo canceller, 15...
・Subtractor, 16... Convolution operation circuit, 17.
...X register, 18...H register,
19... Adder, 20... Correction amount generation circuit, 2l... Correction coefficient control circuit, 30...
... S/N estimation circuit, 40 ... variation generation circuit, 50 ... correction coefficient determination circuit.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １、受信信号を格納する第１のレジスタと、エコーパス
の推定インパルス応答を格納する第２のレジスタと、前
記第１および第２のレジスタの内容に基づき畳み込み演
算を行って擬似エコー信号を生成する畳み込み演算回路
と、送信信号から前記擬似エコー信号を差し引いて残差
信号を出力する減算器と、前記受信信号、前記残差信号
及び修正係数に基づき前記エコーパスの推定インパルス
応答の修正量を求める修正量生成回路と、前記第２のレ
ジスタに格納された現サンプルのエコーパスの推定イン
パルス応答と前記修正量とを加算して次サンプルのエコ
ーパス推定インパルス応答を求めそれを前記第２のレジ
スタに格納させる加算器とを、備えたエコーキャンセラ
において、 前記受信信号及び残差信号に基づき信号対雑音比の推定
値を求める推定回路と、 前記推定値の変化量を求める変化量生成回路と、前記推
定値が大きく、かつ前記変化量に基づき前記推定値が増
加中であると判定された時だけ修正係数を大きな値とし
て前記修正量生成回路へ与える修正係数決定回路とを、 設けたことを特徴とするエコーキャンセラ。 ２、請求項１記載のエコーキャンセラにおいて、前記推
定回路は、前記受信信号と前記残差信号のパワー比によ
り前記推定値を算出する構成にしたエコーキャンセラ。 ３、請求項１記載のエコーキャンセラにおいて、前記修
正係数決定回路は、前記信号対雑音比の推定値が過去の
推定値のピーク値よりも大きい時に信号対雑音比が大き
いと判定する構成にしたエコーキャンセラ。[Claims] 1. A first register that stores a received signal, a second register that stores an estimated impulse response of an echo path, and a convolution operation based on the contents of the first and second registers. a convolution calculation circuit that generates a pseudo echo signal; a subtracter that subtracts the pseudo echo signal from a transmission signal and outputs a residual signal; and an estimated impulse response of the echo path based on the received signal, the residual signal, and a correction coefficient. a correction amount generation circuit for calculating the correction amount of the second sample; and a correction amount generating circuit that adds the estimated impulse response of the echo path of the current sample stored in the second register and the correction amount to obtain the estimated impulse response of the echo path of the next sample, and calculates the estimated impulse response of the echo path of the next sample. In the echo canceller, the echo canceller includes: an estimating circuit that calculates an estimated value of the signal-to-noise ratio based on the received signal and the residual signal; and a change amount generation unit that calculates the amount of change in the estimated value. and a correction coefficient determination circuit that applies a large correction coefficient to the correction amount generation circuit only when it is determined that the estimated value is large and that the estimated value is increasing based on the amount of change. An echo canceller characterized by: 2. The echo canceller according to claim 1, wherein the estimation circuit calculates the estimated value based on a power ratio between the received signal and the residual signal. 3. The echo canceller according to claim 1, wherein the correction coefficient determining circuit is configured to determine that the signal-to-noise ratio is large when the estimated value of the signal-to-noise ratio is larger than a peak value of past estimated values. echo canceller.