JPH03101546A - Digital signal read system - Google Patents
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は受信機と、複数台の送信機間で、光、電波等を
使用してワイヤレスでデータ通信を行う場合における、
受信機でのデジタル信号読み取り方式に関する。[Detailed Description of the Invention] [Industrial Application Field] The present invention relates to wireless data communication between a receiver and a plurality of transmitters using light, radio waves, etc.
This article relates to a method for reading digital signals in a receiver.
［従来の技術］
第３図は搬送波をＦＳＫ信号で変調した信号を受信する
受信機の構成を示しており、この受信機ではフロントエ
ンド（図示せず）で復調された第４図（ａ）に示す復調
信号Ａは振幅制限回路１により振幅を制限された後、２
つの周波数ｆｌ＋ ｆ２のバンドパスフィルタ２３，２
□に入力される。バンドパスフィルタ２３，２□は一般
にタンク回路やアクティブフィルタで構成されている。[Prior Art] Figure 3 shows the configuration of a receiver that receives a signal obtained by modulating a carrier wave with an FSK signal. After the amplitude of the demodulated signal A shown in 2 is limited by the amplitude limiting circuit 1,
Bandpass filter 23, 2 with two frequencies fl+f2
It is entered in □. The bandpass filters 23, 2□ are generally composed of tank circuits or active filters.
第４図（ｂ）（ｃ）に示すこれらバンドパスフィルタ２
．．２□の出力Ｂ、Ｃは検波器３０，３□で包絡線検波
された後、低域通過フィルタ（ローパスフィルタ）で波
形を積分され、リップルが取り除いている。These bandpass filters 2 shown in FIGS. 4(b) and 4(c)
．． ．． The outputs B and C of 2□ are envelope-detected by detectors 30 and 3□, and then the waveforms are integrated by a low-pass filter to remove ripples.
第４図（ｄ）（ｅ）に示す検波器３１．３２の出力信号
り、Ｅは波形整形器４．．４□において、内蔵せる比較
器により基準電圧と比較され、元のＮＲＺのデジタル信
号Ｆ、Ｇが第４図（ｆ）（ｇＸに示すように再生される
。The output signals of the detectors 31 and 32 shown in FIGS. 4(d) and 4(e) are the output signals of the waveform shaper 4. ．． At 4□, it is compared with a reference voltage by a built-in comparator, and the original NRZ digital signals F and G are reproduced as shown in FIG. 4(f) (gX).
このデジタル信号Ｆ、Ｇに基づいてＣＰＵ等からなるデ
ータ判別器５によりデータ“１ｎ、“０”を判別してい
る。Based on the digital signals F and G, a data discriminator 5 comprising a CPU or the like discriminates between data "1n" and "0".
ここでｆｌに対応するデジタル信号Ｆが“Ｌ”ｆ２に対
するデジタル信号Ｇが“Ｈ”のときデータを“１”、逆
にｆｌに対応する信号Ｆが“Ｈ”で２に対する信号Ｇが
”Ｌ”のときデータを“０”と定義すると、デジタル信
号Ｆ、Ｇの表すデータは第２図（ｈ）に示すように“１
０１０”となる。またデジタル信号Ｆ、Ｇの波形は“Ｌ
”のときアクティブである。Here, when the digital signal F corresponding to fl is "L" and the digital signal G for f2 is "H", the data is "1", and conversely, when the signal F corresponding to fl is "H" and the signal G for 2 is "L" ”, the data represented by the digital signals F and G becomes “1” as shown in Fig. 2 (h).
010". Also, the waveforms of digital signals F and G are "L".
” is active.
次にデータ判別手段５でのデータの解読方式について説
明する。Next, a data decoding method in the data discriminating means 5 will be explained.
特に微弱な送信出力の光又は電波を媒体とした通信の場
合、外乱ノイズ、送信機、受信機間の距離等の要因によ
り、受信した信号レベルが非常に弱く、不安定なものと
なる。故に従来デジタル読み取り方式は通常有線通信で
用いられる１ビツトに対して１回のサンプリング方式は
あまり用いられず、１ビツトに対して複数回サンプリン
グし、サンプリング結果を多数決判定している場合が多
い。In particular, in the case of communication using light or radio waves with weak transmission output as a medium, the received signal level becomes very weak and unstable due to factors such as disturbance noise and the distance between the transmitter and receiver. Therefore, in the conventional digital reading system, the sampling method of once per 1 bit, which is normally used in wired communication, is not often used, but in many cases, 1 bit is sampled multiple times, and the sampling results are determined by majority vote.
第５図に１ビツト当たり１０回サンプリングする例を示
す、この第５図において５ＰＬＣＮＴは１ビツト中のサ
ンプリング回数を計数するカウンタ、ＬＨＣＮＴは１ビ
ツト中のｆ、側のデジタル信号Ｆが“Ｌ”で、ｆ２側の
デジタル信号Ｇが“Ｈ”であるサンプリング回数を計数
するカウンタ、ＨＬＣＮＴは１ビツト中のｆ＋側のデジ
タル信号Ｆが“Ｈ”で、ｆ２側のデジタル信号Ｇが“Ｌ
”であるサンプリング回数を計数するカウンタ、ＬＬＣ
ＮＴは１ビツト中のｆ、、ｆ２のデジタル信号Ｆ、Ｇが
両方共に°“Ｈ”レベルであるサンプリング回数を計数
するカウンタである。Fig. 5 shows an example of sampling 10 times per bit. In Fig. 5, 5PLCNT is a counter that counts the number of samplings in 1 bit, and LHCNT is a counter that counts the number of samplings in 1 bit. The counter HLCNT counts the number of sampling times when the digital signal G on the f2 side is "H", and the digital signal F on the f+ side of one bit is "H" and the digital signal G on the f2 side is "L".
” Counter that counts the number of sampling times, LLC
NT is a counter that counts the number of times the digital signals F and G of f, . . . f2 in one bit are both at "H" level.
この図示例ではカウンタ５ＰＬＣＮの計数が１０、即ち
１ビツトのサンプリング終了時点で第６図に示す処理に
より、カウンタＬＨＣＮＴとカウンタＨＬＣＮＴの計数
値を比較し、尚且つ計数値がある一定値Ｎ６以上であれ
ば、データ“１”又は“０”を判定し、それ以外はＥ”
（エラーデータ）と判定している。In this illustrated example, when the count of the counter 5PLCN is 10, that is, at the end of sampling of 1 bit, the count values of the counter LHCNT and the counter HLCNT are compared by the process shown in FIG. If there is, determine the data “1” or “0”; otherwise, E”
(Error data).
［発明が解決しようとする課題］
ところで複数の送信機と、１台の受信機間でワイヤレス
の通信を行う場合、複数の送信機のデータが輻較すると
いう場合がある。[Problems to be Solved by the Invention] By the way, when wireless communication is performed between multiple transmitters and one receiver, data from the multiple transmitters may conflict.
第７図によりデータが輻較した場合ので１側のデジタル
信号Ｆと、ｆ２側のデジタル信号Ｇとの挙動を説明する
。The behavior of the digital signal F on the 1 side and the digital signal G on the f2 side in the case of data convergence will be explained with reference to FIG.
まず第７図（ａ）（ｂ）は第１の送信機、第２の送信機
の送信信号を示しており、これらの信号は実際は搬送波
で変調されているのであるが、説明を簡単にするために
搬送波の周波数を考えない。First, Figures 7(a) and 7(b) show the transmission signals of the first transmitter and the second transmitter, and these signals are actually modulated by a carrier wave, but for the sake of simplicity, we will simplify the explanation. Therefore, the frequency of the carrier wave is not considered.
まず第１の送信機の周波数信号ｆ１と、第２の送信機の
周波数信号ｆｌとが幅較した場合、同一へ周波数の合成
であるから、合成された結果はｆのみであり、２つの波
形の位相の差、振幅の大小により、合成された波形の振
幅も変化する。従って第３図回路においてバンドパスフ
ィルタ２２２、検波器３１，３□、波形整形器４１．４
２を通って得られるデジタル信号Ｆ、Ｇは第７図（ｃ）
に示すように範囲ａとなる。同様に第１の送信機からの
周波数信号ｆ２と、第２の送信機からの周波数信号で２
とが輻轢した場合も、波形整形器４４２から出力される
デジタル信号Ｆ、Ｇは範囲Ｃのようになる。これらの輻
較で共通しているのは夫々の周波数信号ｆｉ ｆ２に対
応するデジタル信号Ｆ、Ｇの本来アクティブであるべき
レベルにアクティブでないレベルの部分が生じることで
ある。First, when the frequency signal f1 of the first transmitter and the frequency signal fl of the second transmitter are compared in width, since the frequencies are combined to the same frequency, the combined result is only f, and the two waveforms are The amplitude of the synthesized waveform also changes depending on the phase difference and the magnitude of the amplitude. Therefore, in the circuit shown in FIG.
The digital signals F and G obtained through 2 are shown in Figure 7(c).
The range is a as shown in . Similarly, the frequency signal f2 from the first transmitter and the frequency signal f2 from the second transmitter are
Even if there is a conflict, the digital signals F and G output from the waveform shaper 442 will be in the range C. What these comparisons have in common is that the digital signals F and G corresponding to the respective frequency signals fi f2 have inactive level portions at levels that should be active.
次に周波数信号ｆｌ、ｆ２が輻轢した場合を考える。Next, consider a case where the frequency signals fl and f2 overlap.
この場合、画周波数信号ｆ、、ｆ２の振幅、位相の違い
によりｆｌ＋ ｆ２及び合成によって生じるｆ＋、ｆｚ
とは異なる周波数（例えばｌｆ＋ｆ２１）が生じる。こ
の結果各層波数ｆ、、ｆ２に対応するデジタル信号Ｆ、
Ｇは範囲すのように両信号Ｆ、Ｇにアクティブでないレ
ベルの部分が生じる。In this case, due to the difference in amplitude and phase of the image frequency signals f, , f2, fl+ f2 and f+, fz generated by synthesis
A different frequency (for example, lf+f21) is generated. As a result, the digital signal F corresponding to each layer wave number f, , f2,
As shown in the range of G, both signals F and G have inactive level portions.
次に２台の送信機のデータが輻較した場合の判定例を第
８図により説明する。Next, an example of determination when the data of two transmitters collide will be explained with reference to FIG.
第８図中カウンタ５ＰＬＣＮＴ、 ＬＨＣＮＴ、 ＨＬ
ＣＮＴは第５図におけるカウンタ５ＰＬＣＮＴ、 ＬＨ
ＣＮＴ、 ＨＬＣＮＴと同一の定義である。また第８図
中の口におけるデジタル信号Ｆ、Ｇは送信機が１台の場
合の周波数信号ｆ＋、ｆｚに対応する波形整形器４．．
４２の出力を夫々示しており、データは“１１”となっ
ている。Counters 5PLCNT, LHCNT, HL in Figure 8
CNT is counter 5PLCNT, LH in FIG.
The definition is the same as CNT and HLCNT. Furthermore, digital signals F and G at the mouth in FIG. 8 are generated by waveform shaper 4. which corresponds to frequency signals f+ and fz when there is only one transmitter. ．．
42 outputs are shown, and the data is "11".
イは２台の送信機が用いられて周波数信号ｆｌ＋で２が
輻綾した場合のデジタル信号Ｆ、Ｇを示しており、この
場合輻較によりデジタル信号Ｆ、Ｇ共アクティブでない
“Ｈ”の区間が発生している。A shows the digital signals F and G when two transmitters are used and 2 is convergent in the frequency signal fl+. is occurring.
この信号をサンプリングするとデータの第１ビツトの範
囲はサンプリングＮｏ、１〜１０であるからカウンタＬ
ＨＣＮＴの計数値は３、カウンタＨＬＣＮＴの計数値は
６となり、第６図に示すフローチャートに従うと、デー
タ゛′０”となり、本来の真のデータ“１”を反転した
データとなる。When this signal is sampled, the range of the first bit of data is the sampling number 1 to 10, so the counter L
The count value of HCNT is 3, the count value of counter HLCNT is 6, and if the flowchart shown in FIG. 6 is followed, the data becomes ``0'', which is the inverted version of the original true data ``1''.
また第２ビツトはサンプリングＮｏ、１１〜２０が範囲
となり、カウンタＬＨＣＮＴの計数値は６、カウンタＨ
ＬＣＮＴの計数値は１となり、上述した第１ビツトと同
様に判定するとデータ“１”となる。Also, the second bit is the sampling number, and the range is 11 to 20, the count value of the counter LHCNT is 6, and the count value of the counter H
The count value of LCNT becomes 1, and when judged in the same manner as the first bit described above, it becomes data "1".
このようにデータの輻輪により、ビットデータが反転し
、誤データを確定することになる。このような場合の為
に、「誤り検出」を用いるのであるが、例えば良く用い
られるパリティチエツクを採用した場合、２つのデータ
が反転すれば誤り検出が不可能となり、またデータが複
数の場合は複数のデータが反転又は誤りになる場合が多
く、結果として誤データの確定は少なくない。In this way, due to the data convergence, the bit data is inverted and erroneous data is determined. For cases like this, we use "error detection." For example, if we use the commonly used parity check, error detection becomes impossible if two pieces of data are reversed, and if there are multiple pieces of data, error detection becomes impossible. A plurality of pieces of data are often inverted or erroneous, and as a result, there are many cases in which erroneous data is determined.
上記のような特性を持っているので誤り訂正を施しても
誤ったデータに訂正する場合が存在し、この場合も誤デ
ータを確定することになる。Because of the above-mentioned characteristics, even if error correction is performed, there are cases where the data is corrected to be incorrect, and in this case, the incorrect data is determined.
本発明は上述の問題点に鑑みて為されたもので。The present invention has been made in view of the above-mentioned problems.
その目的とするところは誤データ確定を減少させ、信頼
性の高い通信を実現できるデジタル信号読み取り方式を
提供するにある。The purpose is to provide a digital signal reading method that can reduce erroneous data determination and realize highly reliable communication.
［課題を解決するための手段］
本発明は搬送波をＦＳＸ信号で変調した信号を受信する
受信機で、２種類の周波数に対応したＮＲＺ符号の復調
されたデジタル信号を複数回サンプリングして数値に変
換するデジタル信号読み取り方式において、１ビットサ
ンプリング中において、上記２種類の周波数に対応する
２つの上記デジタル信号が両方ともアクティブでないサ
ンプリング回数を累積し、現在サンプリング中のビット
と、次に続くビットのサンプリングを含む範囲の各サン
プリング毎に、又は上記デジタル信号が両方ともアクテ
ィブでないサンプリング毎に、上記累積せるサンプリン
グ回数と所定定数とを比較してサンプリング回数と所定
定数が一致した場合に、一致したサンプリング時におい
て現在読み取り中のフレームデータをエラーと判定する
ことを特徴とする。[Means for Solving the Problems] The present invention is a receiver that receives a signal obtained by modulating a carrier wave with an FSX signal, and samples a demodulated digital signal of an NRZ code corresponding to two types of frequencies multiple times and converts it into a numerical value. In the converting digital signal reading method, during 1-bit sampling, the number of times the two digital signals corresponding to the two types of frequencies are both inactive is accumulated, and the bit currently being sampled and the next bit are For each sampling in the range including sampling, or for each sampling in which both of the digital signals are not active, the cumulative number of samplings is compared with a predetermined constant, and if the number of samplings matches the predetermined constant, the sampling is matched. It is characterized in that the frame data currently being read is determined to be an error.
［作用］
而して本発明方式によれば、１ビツトのサンプリング範
囲を、現在判定しようとしているビットとそれに続く次
のビットに拡大し、そのサンプリング中にＦＳＸ信号の
２種類の周波数に対応した各デジタル信号が両方共アク
ティブでないサンプリング回数の累積値と、一定値とを
比較して一致時には現在サンプリングしているビットを
含むフレームデータを解読を中止してフレームデータを
エラーと判定することにより、誤ったデータ確定するこ
とを防止することができるのである。[Operation] According to the method of the present invention, the sampling range of one bit is expanded to the bit currently being determined and the next bit following it, and during the sampling, two types of frequencies of the FSX signal are supported. By comparing the cumulative value of the number of sampling times in which both digital signals are not active with a fixed value, and when they match, decoding the frame data including the currently sampled bit is stopped and the frame data is determined to be an error. This can prevent erroneous data from being confirmed.
［実施例］ 以下本発明方式を実施例により説明する。[Example] The system of the present invention will be explained below using examples.
第１図は本発明方式に用いるサンプリングのやり方を示
しており、本来の１ビツトのサンプリング数＝１０に対
し、本実施例では次に続くビットのサンプリング４回分
を付加し、１〜１４の１４回に拡大している。またフレ
ームデータをエラーと判定する比較値をＮ＝４と設定し
ている。Figure 1 shows the sampling method used in the method of the present invention.In contrast to the original sampling number of 1 bit = 10, in this embodiment, 4 samplings of the next succeeding bit are added, 14 times from 1 to 14. It has expanded over time. Further, the comparison value for determining frame data as an error is set to N=4.
また１回サンプリングする毎に両デジタル信号Ｆ、Ｇが
アクティブでないサンプリング回数を計数するカウンタ
ＨＨＣＮＴの値と上記Ｎ（＝４）とを比較し、一致して
いるか、否かを判定する。またこの処理は処理時間短縮
のため、サンプリングした値（ＳＤ）が両方ともアクテ
ィブでないとき（ＳＤ＝ＨＨ）のみ行っても良い。Further, each time sampling is performed, the value of a counter HHCNT that counts the number of sampling times in which both digital signals F and G are not active is compared with the above N (=4), and it is determined whether or not they match. Further, in order to shorten processing time, this process may be performed only when both sampled values (SD) are not active (SD=HH).
第２図に１回サンプリングする毎に比較する場合のフロ
ーチャートを示す。FIG. 2 shows a flowchart for comparing each sampling.
第１図において、各サンプリング毎にカウンタカウンタ
ＨＨＣＮＴの値をチエツクする。この図示例の場合カウ
ンタ５ＰＬＣＮＴ＝ １３の時点でカウンタＩＩＩＣＮ
Ｔ＝４となり、Ｎ（＝４）と一致するため、この段階で
フレームエラーと判定される。In FIG. 1, the value of the counter HHCNT is checked for each sampling. In this illustrated example, when counter 5PLCNT=13, counter IIICN
Since T=4, which matches N (=4), a frame error is determined at this stage.
尚Ｎの値の選び方は小さく設定し過ぎると、正しいビッ
トデータをエラーとして判定し、正常受信率を低下させ
ることになり、逆に大きく設定すると誤ったビットデー
タを検出できないこととなり、適切に選び必要がある。In addition, when choosing the value of N, if it is set too small, correct bit data will be judged as an error, which will lower the normal reception rate.On the other hand, if it is set too large, incorrect bit data will not be detected, so choose it appropriately. There is a need.
発明者らの実験によると、１ビツトのサンプリング回数
を１０サンプリングとし、１ビツトのサンプリング範囲
を１〜１５サンプリングとした場合Ｎ＝６．７．８程度
が正常受信率を低下させることなく尚且つ誤データを確
定しない値であるが確認されている。According to experiments conducted by the inventors, when the number of samplings for 1 bit is set to 10 and the sampling range for 1 bit is set to 1 to 15 samples, N = 6.7.8 is sufficient without reducing the normal reception rate. Although the value does not confirm incorrect data, it has been confirmed.
ここで本発明方式を、セキュリティ（防犯、防災監視）
分野のデータ通信に使用した場合、例えば２つのドアの
開閉信号が送られてきたにも拘らず、誤データが確定し
て、たまたま・そのデータが実際は発生していない火災
発生のデータと一致して、火災を報知してしまうといっ
た問題が無くなり、信頼性の高いシステムを構築するこ
とができる。Here, the present invention method is used for security (crime prevention, disaster prevention monitoring)
When used for data communication in the field, for example, even though two door opening/closing signals are sent, erroneous data may be confirmed and coincidentally coincide with data on a fire that did not actually occur. This eliminates the problem of alarming fires, making it possible to build a highly reliable system.
［発明の効果］
本発明は搬送波をＦＳＫ信号で変調した信号を受信する
受信機で、２種類の周波数に対応したＮＲＺ符号の復調
されたデジタル信号を複数回サンプリングして数値に変
換するデジタル信号読み取り方式において、１ビットサ
ンプリング中において、上記２種類の周波数に対応する
２つの上記デジタル信号が両方ともアクティブでないサ
ンプリング回数を累積し、現在サンプリング中のビット
と、次に続くビットのサンプリングを含む範囲の各サン
プリング毎に、又は上記デジタル信号が両方ともアクテ
ィブでないサンプリング毎に、上記累積せるサンプリン
グ回数と一定値とを比較してサンプリング回数と上記一
定値とが一致した場合に、一致したサンプリング時にお
いて現在読み取り中のフレームデータをエラーと判定る
ものであって、従来の処理プログラムの小変更、つまり
少ない処理の追加で誤ったデータの確定を著しく少なく
することができ、結果信頼性の高い通信を実現でき、特
に信頼性を要求される防犯、防災システム等の通信に採
用すれば誤報知の少なくて信頼性の高いシステムを構築
することができるという効果を奏する。[Effects of the Invention] The present invention is a receiver that receives a signal obtained by modulating a carrier wave with an FSK signal, and a digital signal that samples a demodulated digital signal of an NRZ code corresponding to two types of frequencies multiple times and converts it into a numerical value. In the reading method, during 1-bit sampling, the range in which the number of samplings in which the two digital signals corresponding to the two types of frequencies are both not active is accumulated, and includes the sampling of the bit currently being sampled and the next succeeding bit. For each sampling, or for each sampling when both of the digital signals are not active, compare the cumulative number of samplings with the constant value, and if the number of samplings matches the constant value, at the time of the matched sampling. The frame data currently being read is determined to be an error, and by making small changes to the conventional processing program, that is, adding a small amount of processing, it is possible to significantly reduce the determination of incorrect data, resulting in highly reliable communication. If this system is adopted for communications such as crime prevention and disaster prevention systems that require high reliability, it will be possible to construct a highly reliable system with fewer false alarms.
第１図は本発明方式の実施例のデジタル信号のサンプリ
ング処理の説明図、第２図は同上のフローチャート、第
３図はＦＳＸ信号を用いた通信に用いる受信機の要部回
路構成図、第４図は同上の各部のタイムチャート、第５
図は従来のサンプリング処理の説明図、第６図は同上の
フローチャート、第７図は同上の周波数信号の幅較の説
明図、第８図は同上の誤データ確定の説明図である。FIG. 1 is an explanatory diagram of sampling processing of a digital signal according to an embodiment of the method of the present invention, FIG. 2 is a flowchart of the same as above, and FIG. 3 is a circuit diagram of the main part of a receiver used for communication using FSX signals. Figure 4 is the time chart for each part of the same as above, and Figure 5
6 is an explanatory diagram of conventional sampling processing, FIG. 6 is a flowchart of the same as above, FIG. 7 is an explanatory diagram of comparison of frequency signal widths of same as above, and FIG. 8 is an explanatory diagram of determination of erroneous data as mentioned above.
Claims (1)
信機で、２種類の周波数に対応したＮＲＺ符号の復調さ
れたデジタル信号を複数回サンプリングして数値に変換
するデジタル信号読み取り方式において、１ビットサン
プリング中において、上記２種類の周波数に対応する２
つの上記デジタル信号が両方ともアクティブでないサン
プリング回数を累積し、現在サンプリング中のビットと
、次に続くビットのサンプリングを含む範囲の各サンプ
リング毎に、又は上記デジタル信号が両方ともアクティ
ブでないサンプリング毎に、上記累積せるサンプリング
回数と一定値とを比較してサンプリング回数と上記一定
値とが一致した場合に、一致したサンプリング時におい
て現在読み取り中のフレームデータをエラーと判定する
ことを特徴とするデジタル信号読み取り方式。(1) In a digital signal reading method in which a digital signal demodulated with NRZ codes corresponding to two types of frequencies is sampled multiple times and converted into a numerical value using a receiver that receives a signal obtained by modulating a carrier wave with an FSK signal, 1 During bit sampling, 2 bits corresponding to the above two types of frequencies are
Accumulating the number of samplings in which one of said digital signals are not both active, and for each sampling in a range that includes the sampling of the bit currently being sampled and the sampling of the next succeeding bit, or for each sampling in which both said digital signals are not active; The digital signal reading method is characterized in that the cumulative number of samplings is compared with a certain value, and if the number of samplings matches the certain value, the frame data currently being read at the time of the matching sampling is determined to be an error. method.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1239089A JPH03101546A (en) | 1989-09-14 | 1989-09-14 | Digital signal read system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1239089A JPH03101546A (en) | 1989-09-14 | 1989-09-14 | Digital signal read system |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03101546A true JPH03101546A (en) | 1991-04-26 |
Family
ID=17039657
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1239089A Pending JPH03101546A (en) | 1989-09-14 | 1989-09-14 | Digital signal read system |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03101546A (en) |
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1989
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