JPH029203A - Microwave filter - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To change a line impedance without varying the stub width by providing an impedance line section varying the conductor pattern width of a middle part of a stub resonator and forming different impedance and reducing the reflection coefficient as the stub resonator. CONSTITUTION:A reflection coefficient in a signal frequency of the stub resonator is changed depending on the mount position of an intermediate stub 4 in the shape where the conductor part with different width is formed on the way of the stub length. For example, when the characteristic impedance Z4 of the intermediate stub 4 is 50OMEGA, the reflection coefficient is reduced more that the single line width resonance stub whose characteristic impedance is 141OMEGA in a range of the length l5 of the tip stub 5 being 5.0-6.5m/m. Thus, the transmission loss is reduced while keeping the line width wide. In the case of l5=5.5m/m, the reflection coefficient is 0.344 and the transmission loss equal to that of the single line width resonance stub whose line width is 100mum is suppressed.

Description

【発明の詳細な説明】 皮果上■肌尻分国 本発明はマイクロ波フィルタに関し、特にはマイクロ波
通信機器等において、マイクロ波の帯域制限に用いられ
るマイクロ波フィルタに関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a microwave filter, and more particularly to a microwave filter used to limit the band of microwaves in microwave communication equipment and the like.

従漣四ｌ支黴 マイクロ波通信機器では、信号の分離や周波数変換時の
局発信号又はイメージ帯域の阻止等のために各種のマイ
クロ波フィルタが用いられ、中でもマイクロストリップ
回路が広く利用されている。In microwave communication equipment, various microwave filters are used to separate signals and block local oscillation signals or image bands during frequency conversion, among others, microstrip circuits are widely used. There is.

従来の帯域阻止フィルタの一例を第２図（ａ）に示す、
同図は、マイクロストリップ回路における誘電体基板表
面の導体パターンを示している。この導体パターンは、
特性インピーダンス５０Ωの入出力伝送線路１，２．ス
タブ形共振器を構成する先端開放線路１０〜１２及びこ
れらを接続する接続用伝送線路１３で構成されている。An example of a conventional band rejection filter is shown in FIG. 2(a).
The figure shows a conductor pattern on the surface of a dielectric substrate in a microstrip circuit. This conductor pattern is
Input/output transmission lines 1, 2 with characteristic impedance of 50Ω. It is composed of open-ended lines 10 to 12 that constitute a stub-type resonator and a connection transmission line 13 that connects these lines.

各先端開放線路１０〜１２は、それぞれ所望する阻止帯
域に対して４分の１波長の長さにパターン形成されてい
る。第２図中、ｆｌ＋１！、ｔ＋ｊ！３は各々、先端開
放線路１０〜１２の線路長を示す。Each of the open-ended lines 10 to 12 is patterned to have a length of a quarter wavelength for a desired stop band. In Figure 2, fl+1! ,t+j! 3 indicates the line length of the open-ended lines 10 to 12, respectively.

このような帯域阻止フィルタの通過特性を第２図（ｂ）
に示す、各スタブ形共振器の阻止周波数の中心は、各先
端開放線路１０．１１．１２に対し、第２図（ｂ）に示
す周波数（Ａ）　、　（Ｂ）　、　（Ｃ）に対応してい
る。The pass characteristic of such a band rejection filter is shown in Fig. 2(b).
The center of the stopping frequency of each stub-type resonator shown in FIG. 2 corresponds to frequencies (A), (B), and (C) shown in FIG. ing.

また、各々のスタブ形共振器の帯域阻止特性は、図中破
線１５．１６．１７の特性を有している。その結果第２
図（ａ）の帯域阻止フィルタの全体特性は、基末的には
、各々の帯域阻止特性１５．１６．１７を合成した特性
１４（図中実線で示す）となっている。Moreover, the band rejection characteristics of each stub-type resonator have characteristics shown by broken lines 15, 16, and 17 in the figure. As a result, the second
The overall characteristic of the band-elimination filter shown in FIG. 3(a) is basically a characteristic 14 (indicated by a solid line in the figure) obtained by combining the band-elimination characteristics 15, 16, and 17 of each band-elimination filter.

また、必要とされる信号帯域を第２図（ｂ）に同じく示
している０本例の場合、信号帯域は阻止帯域に近い周波
数となっている。そのため信号帯域の低域側においては
阻止特性の影響を受けることになって通過損失が大きく
なるという問題が生じていた。Further, in the case of the zero example where the required signal band is also shown in FIG. 2(b), the signal band has a frequency close to the stop band. Therefore, there has been a problem in that the low frequency side of the signal band is affected by the blocking characteristics, resulting in a large passing loss.

この問題の解決策として、信号帯域に最も近い周波数に
阻止特性をもつスタブ形共振器の線路長を阻止周波数に
対して４分の３波長の長さに形成し、共振させることが
行われている。スタブ形共振器を４分の３波長の長さに
することによって、通過損失が改善される。その理由を
第３図、第６図及び第４図によって説明する。As a solution to this problem, the line length of a stub-type resonator that has a blocking characteristic at the frequency closest to the signal band is formed to be three-quarters of the wavelength with respect to the blocking frequency, and the line length is made to resonate. There is. Passage loss is improved by making the stub resonator three-quarter wavelength long. The reason for this will be explained with reference to FIGS. 3, 6, and 4.

第３図（ａ）はマイクロストリップ回路における誘電体
基板の導体パターンを示しており、！は先端開放線路の
スタブ長、１はスタブ幅を示している。このような先端
開放スタブの場合、接続端から見たインピーダンスは Ｚｉｎ　　＝−ｊＬｃｏｔβｐ で表わされる。この特性を第３図（ｂ）に示す、阻止周
波数（実効波長λ５）のスタブ長ｌに対するインピーダ
ンス特性を実線１８で、信号周波数（実効波長λ、）の
スタブ長２に対するインピーダンス特性を破線１９で示
している。また、図中−λ７をＩＡ、−λ２を！、とす
る。Figure 3(a) shows a conductor pattern on a dielectric substrate in a microstrip circuit. indicates the stub length of the open-ended line, and 1 indicates the stub width. In the case of such an open-ended stub, the impedance seen from the connection end is expressed as Zin = -jLcotβp. This characteristic is shown in FIG. 3(b). The solid line 18 represents the impedance characteristic of the stopping frequency (effective wavelength λ5) with respect to the stub length l, and the broken line 19 represents the impedance characteristic of the signal frequency (effective wavelength λ,) with respect to the stub length 2. It shows. Also, -λ7 in the figure is IA, and -λ2 is! , and so on.

ここでスタブ長Ｐを１Ａとした場合、先端開放線路１２
は、阻止周波数に対しては、インピーダンスＺｉｎ＝　
Ｏとなり、スタブ接続端で短絡状態を得ることができ、
不要信号の伝送を阻止できる。尚、信号周波数に対して
は、ＺｉｎＡ＝　−ｊＺｏｃｏｔβρ。のインピーダン
スを有することになる。また、スタブ長！を１．とした
場合、先端開放線路１２は、阻止周波数に対しては、Ｚ
ｉｎ＝Ｏとなり、ｌ＝λ４の時と同様に、スタブ接続端
で短絡状態を得ること分周波数に対しては、Ｚｉｎ、・
−ｊＺ、ｃｏｔβ１．のインピーダンスを有することに
なる。Here, if the stub length P is 1A, the open end line 12
For the stopping frequency, the impedance Zin=
0, and a short-circuit condition can be obtained at the stub connection end,
Transmission of unnecessary signals can be blocked. Note that for the signal frequency, ZinA=-jZocotβρ. It will have an impedance of . Also, stub length! 1. In this case, the open-end line 12 has Z for the blocking frequency.
In=O, and as in the case of l=λ4, a short-circuit condition is obtained at the stub connection end.For the frequency, Zin,・
-jZ, cotβ1. It will have an impedance of .

その結果、第３図（ｂ）に示すようにｌ　Ｚｉｎ＾　１
〈Ｚｉｎ　ｓ　　となる。As a result, as shown in Figure 3(b), l Zin^ 1
<It becomes Zins.

このような阻止周波数に対して共振し、かつ信号周波数
に対しであるインピーダンスを有するスタブを、伝送線
路に接続した場合の通過特性・反射特性を第６図に示す
回路モデル図を用いて説明する。第６図は伝送線路に共
振スタブを接続した場合の回路モデル図で、共振スタブ
をなす先端開放線路１２は特性インピーダンス５０Ωの
入出力伝送線路１．２に接続されている。また、入力伝
送線路１には信号１ｆＩＸ２５が、出力伝送線路２には
５０Ω終端器２４が接続されている。図において、先端
開放線路１２のインピーダンスをＺとし、またこの回路
における通過損失をＬｏｓｓ、入力端における反射係数
を「で表わしている。Using the circuit model diagram shown in Figure 6, we will explain the transmission characteristics and reflection characteristics when a stub that resonates with such a blocking frequency and has a certain impedance with respect to the signal frequency is connected to a transmission line. . FIG. 6 is a circuit model diagram when a resonant stub is connected to a transmission line, and an open end line 12 forming a resonant stub is connected to an input/output transmission line 1.2 having a characteristic impedance of 50Ω. Further, a signal 1fIX25 is connected to the input transmission line 1, and a 50Ω terminator 24 is connected to the output transmission line 2. In the figure, the impedance of the open-ended line 12 is represented by Z, the passage loss in this circuit is represented by Loss, and the reflection coefficient at the input end is represented by ``.

このような回路モデルでは、反射係数Ｆと先端開放線路
のインピーダンスＺの関係は次式で表わされる。In such a circuit model, the relationship between the reflection coefficient F and the impedance Z of the open-ended line is expressed by the following equation.

信号周波数においては２は複素数（Ｚ＝−ｊＺｏｃｏｔ
β１）であるためこれを−ｊＺｌ（Ｚｌ：実数）として
表わすと上式は次のように変形できる。At the signal frequency, 2 is a complex number (Z=-jZocot
β1), so if this is expressed as -jZl (Zl: real number), the above equation can be transformed as follows.

７１＋４２Ｉ 以上のように信号周波数においてＺは、先端スタブを形
成する先端開放線路のインピーダンスｚ　１が大きい程
、反射係数が小さくなり、従って通過損失Ｌｏｓｓを小
さくすることができる。71+42I As described above, Z at the signal frequency is such that the larger the impedance z1 of the open-end line forming the end stub, the smaller the reflection coefficient, and therefore the smaller the passing loss Loss.

以下第４図に共振スタブが阻止周波数の４分の１波長、
４分の３波長時の通過損失の違いを底周波数領域で較べ
たときの結果を示す。第４図（ａ）。Figure 4 below shows that the resonant stub has a quarter wavelength of the stopping frequency.
The results are shown when comparing the difference in passage loss at three-quarter wavelength in the bottom frequency region. Figure 4(a).

（ｂ）は第３図（ａ）において、スタブ長２をＸ＝Ｚａ
　（ａ）、　ｊ！　＝　１　ｔ　（ｂ）に各々固定した
ときのストリップ回路の導体パターンを示す。また第４
図（ｃ）には、（ａ）、（ｂ）の形態における先端開放
線路を有する線路の通過損失を示している。スタブ長！
＝！Ａ時の通過ロスの周波数特性を破線２１で、ｆｆ１
＝！６時の通過ロス特性を実線２０で示している。この
図に示すように、先端開放線路はλ、／４に較べて３λ
ｌ／４の長さにした方が信号周波数における通過損失が
少ない。(b) shows the stub length 2 in Fig. 3(a) as X=Za
(a), j! = 1 t (b) shows the conductor pattern of the strip circuit when each is fixed. Also the fourth
Figure (c) shows the passage loss of a line having an open-ended line in the configurations of (a) and (b). Stub length!
=! The frequency characteristic of the passage loss at time A is indicated by the broken line 21, ff1
=! The passage loss characteristic at 6 o'clock is shown by a solid line 20. As shown in this figure, the open-end line is 3λ compared to λ, /4.
A length of l/4 results in less passing loss at the signal frequency.

従って、通過損失の改善には信号帯域に最も近い周波数
に阻止特性をもつ先端開放線路を、阻止周波数の４分の
３波長に設計することが有効である。Therefore, in order to improve the passing loss, it is effective to design an open-ended line having a blocking characteristic at the frequency closest to the signal band at three-quarters of the wavelength of the blocking frequency.

発明が解゛　しようとする問題占 このような４分の３波長式スタブ形共振器の接続点のイ
ンピーダンスは、従来例で示したように次式で表わされ
る。Problems to be Solved by the Invention The impedance at the connection point of such a three-quarter wavelength stub resonator is expressed by the following equation as shown in the conventional example.

Ｚｉｎ＝−ｊＺｏｃｏｔ７？　ｉ！、＝−ｊＺｏｃｏＬ
（２π／λｇ）！周波数におけるインピーダンスは次式
により示される。Zin=-jZocot7? i! ,=-jZocoL
(2π/λg)! The impedance at frequency is given by the following equation:

ＺＩｎｓｍ□−ＪＺｏＣＯｔ（２π／λ、）−λ。ZInsm□−JZoCOt(2π/λ,)−λ.

従って、４分の３波長式スタブ形共振器による信号周波
数への通過損失を減らすには、スタブとなる先端開放線
路の特性インピーダンスＺ０をできるだけ大きくなすこ
とが有効な手段である。Therefore, in order to reduce the transmission loss to the signal frequency caused by the three-quarter wavelength stub type resonator, it is an effective means to make the characteristic impedance Z0 of the open-ended line serving as the stub as large as possible.

第５図に特性インピーダンスＺ０とマイクロストリップ
線路の導体パターンの線路幅との関係を実線２２に示し
ている。また導体パターンの線路幅と波長短縮率の関係
を破線１９にて示している。尚、同図においては、マイ
クロストリップ回路を構成する誘電体基板は、誘電率３
．５．基板厚１．０ｍ／ｍとする。In FIG. 5, a solid line 22 shows the relationship between the characteristic impedance Z0 and the line width of the conductor pattern of the microstrip line. Further, a broken line 19 indicates the relationship between the line width of the conductor pattern and the wavelength shortening rate. In the figure, the dielectric substrate constituting the microstrip circuit has a dielectric constant of 3.
．． 5. The substrate thickness is 1.0 m/m.

図から判るように、特性インピーダンスＺ０を大きくす
るには、導体パターンの線路幅を狭くする必要があり、
導体パターンの線路幅を狭くすることで、通過損失を減
少させることが可能となる。As can be seen from the figure, in order to increase the characteristic impedance Z0, it is necessary to narrow the line width of the conductor pattern.
By narrowing the line width of the conductor pattern, it is possible to reduce passing loss.

ところで上述のように導体パターンの線路幅を狭くする
ことで対応した場合には次のような問題が生じていた。However, when the problem was solved by narrowing the line width of the conductor pattern as described above, the following problem occurred.

（１）、　　実際の基板加工においては、銅張誘電体基
板をエツチングしてマイクロストリップ回路を作製する
方法が採られており、この場合エツチング可能な最小線
幅は限られており、特に４分の３波長スタブ等の長い線
路においては、断線の危険があり極端には狭くできない
、−船釣に特殊なエツチング方法を用いない場合、導体
パターンの最小線路幅は約２００μｍ程度といわれてい
る。従って、上記想定のような線路ではその特性インピ
ーダンスＺ０は１４１Ωが限度であり、これ以上の高イ
ンピーダンス化はなかなか困難である。(1) In actual board processing, a method is adopted in which a copper-clad dielectric substrate is etched to create a microstrip circuit, and in this case, the minimum line width that can be etched is limited, especially in quarter For long lines such as 3-wavelength stubs, it is said that the minimum line width of the conductor pattern is about 200 μm, unless a special etching method is used for boat fishing. Therefore, in the line as assumed above, the characteristic impedance Z0 is limited to 141Ω, and it is quite difficult to increase the impedance higher than this.

（２）、実際の基板加工においては、エツチングによる
精度ばらつきが生じる。線路幅にばらつきが生じた場合
、波長短縮率が変化し、その結果、阻止周波数のずれが
生じる。特に、４分の３波長スタブ等の長いスタブ長を
用いるときは顕著である。(2) In actual substrate processing, variations in accuracy occur due to etching. When variations occur in the line width, the wavelength shortening rate changes, resulting in a shift in the stopping frequency. This is particularly noticeable when using a long stub length such as a three-quarter wavelength stub.

また波長短縮率の変化率は線路幅が狭くなる程、大きく
なっており、このため線路幅が狭い程、工、２チング精
度のばらつきによる阻止周波数のずれ幅が顕著になる問
題が生じていた。In addition, the rate of change in the wavelength shortening rate increases as the line width becomes narrower, and for this reason, the narrower the line width, the more pronounced the deviation width of the stopping frequency due to variations in machining and 2-ching accuracy has arisen. .

例えば線路の特性インピーダンスＺ０が１１０Ωのとき
の線路幅は４４１　μｍであり、阻止周波数を１０゜６
７８ＧＩ＋□としたときにエツチング精度が±３０μｍ
であったとすると、その阻止周波数のずれは１０．６６
６〜１０．６９１ＧＩＩ２で、２５Ｍ１１２の偏差であ
るのに対し、最小線路幅の２００μｍの線路幅を用いた
場合には、その阻止周波数のずれは１０．６５９〜１０
．７０００Ｈ，で４１Ｍ１＋□の偏差を有することにな
り、■止特性に周波数ずれが生じ問題となっている。For example, when the characteristic impedance Z0 of the line is 110Ω, the line width is 441 μm, and the blocking frequency is 10°6
Etching accuracy is ±30μm when 78GI+□
, the deviation of the stopping frequency is 10.66
6 to 10.691 GII2, the deviation is 25M112, whereas when using the minimum line width of 200 μm, the deviation of the stopping frequency is 10.659 to 10
．． At 7000H, there is a deviation of 41M1+□, which causes a frequency shift in the stopping characteristic, causing a problem.

本発明は、以上のような点に鑑み、スタブ形共振器のス
タブ幅を狭くすることなしに、信号周波数におけるイン
ピーダンスを高くすることができるスタブ形共振器を提
供することを目的とし、そのスタブ形共振器を有するマ
イクロ波フィルタの特性向上を実現するものである。In view of the above points, an object of the present invention is to provide a stub-type resonator that can increase impedance at a signal frequency without narrowing the stub width of the stub-type resonator. This is intended to improve the characteristics of a microwave filter having a shaped resonator.

問題壱を解ｔするための手段 本発明は、阻止帯域に対して共振するスタブ形共振器を
伝送線路に１つ以上接続してなるマイクロストリップ回
路で構成されたマイクロ波フィルタにおいて、スタブ形
共振器の少なくとも１つのスタブの導体パターンを、ス
タブ長の途中の少なくともｔ箇所で導体の幅を相違させ
た形状に構成する。Means for Solving Problem 1 The present invention provides a microwave filter configured with a microstrip circuit in which one or more stub-type resonators resonating in the stop band are connected to a transmission line. The conductor pattern of at least one stub of the device is configured to have a shape in which the width of the conductor is different at at least t points in the middle of the stub length.

イ乍」 マイクロ波フィルタにおける、スタブ形共振器の中間部
の導体パターンの幅をかえて相異なるインピーダンス線
路部を設け、この幅の異なる導体部分の（Ｑ置を選ぶこ
とでスタブ形共振器とＬ７ての反射係数は小さくなる。In a microwave filter, the width of the conductor pattern in the middle part of the stub-type resonator is changed to provide different impedance line parts, and by selecting the (Q position) of the conductor part with different widths, it is possible to The reflection coefficient at L7 becomes small.

従って信号周波数における線路のインピーダンスをスタ
ブ幅を変えることなしに変化させ得る。Therefore, the impedance of the line at the signal frequency can be changed without changing the stub width.

実−族ニガ 以Ｔ、本発明の実施例を第１図に基づいて説明する。true family nigga Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described based on FIG.

第１図（ａ）はマイクロストリップ回路における誘電体
基板表面の導体パターンを示している。この導体パター
ンは、特性インピーダンス５０Ωの入出力伝送線路１，
２にスタブ形共振器が接続されている。このスタブ形共
振器は、スタブ長の途中にスタブ幅の異なる部分が設計
されてなり、スタブ幅１で形成されるスタブ３，５の中
間部に導体パターン幅の異なる部分４が設けられている
。！３．ｐ４．１．はそれぞれ先端スタブ１中間スタブ
、基本スタブの長さである。FIG. 1(a) shows a conductor pattern on the surface of a dielectric substrate in a microstrip circuit. This conductor pattern consists of an input/output transmission line 1 with a characteristic impedance of 50Ω,
A stub type resonator is connected to 2. This stub-type resonator is designed with a portion having a different stub width in the middle of the stub length, and a portion 4 having a different conductor pattern width is provided in the middle of the stubs 3 and 5, which are formed with a stub width of 1. . ! 3. p4.1. are the lengths of the tip stub, intermediate stub, and basic stub, respectively.

ホスタブ形共振器の先端スタブ５の、中間スタブ４との
接続＠における先端スタブ５を見たインピーダンスＺｉ
ｎｓは、次代で表わされる。Impedance Zi of the end stub 5 of the hosttub type resonator when looking at the end stub 5 at the connection with the intermediate stub 4
ns is expressed by the next generation.

Ｚｉｎｓ−ｊＺｇｒ：ａｔβ５ｎｓ Ｚ、：先端スタブの特性インピーダンスβ、：２π、・
・′λ８３．λｇ、：実効波長】５：先端スタブの長さ また、中間スタブ４と基本スタブ３との接続端における
先端スタブ５及び中間スタブ４を見たインピーダンスＺ
ｉｎｍは次式であられされる。Zins-jZgr: atβ5ns Z,: Characteristic impedance β of the tip stub,: 2π,・
・'λ83. λg, : Effective wavelength] 5: Length of the tip stub Also, impedance Z when looking at the tip stub 5 and the intermediate stub 4 at the connection end between the intermediate stub 4 and the basic stub 3
inm is calculated by the following formula.

Ｚ、、、＝Ｚ、　　Ｚｉｎ、ｈｊＺ、ｔａｎβ５ｅａＺ
、、：ｊＺｉｎ３ｔａｎ　　βａ　ｉ　ａまた、基本ス
タブ３の伝送線路との接続端ム゛おけるホスタブ形共振
器全体を見たインピーダンスＺｉｎ：＋は次式であられ
される。Z,,,=Z, Zin, hjZ, tanβ5eaZ
,, :jZin3tan βa ia Further, the impedance Zin:+ of the entire hosttub type resonator at the connection end of the basic stub 3 with the transmission line is given by the following equation.

１．３８ヵオ、〜７’　／７）−Ｗ　＊以上において先
端スタブ５．基本スタブ３の線路幅を同一幅で固定し、
かつ、それらスタブと線路幅をかえた中間スタブ４を設
け、その取りつけ位置をスタブ先端から接続端へと変化
させたときの信号周波数ｔごおけるインピーダンス変化
を求める。1.38 kao, ~7'/7)-W *Tip stub 5. Fix the line width of basic stub 3 to the same width,
Further, an intermediate stub 4 having a line width different from those of the stubs is provided, and the change in impedance at the signal frequency t when the mounting position is changed from the tip of the stub to the connection end is determined.

１記インピーダンスの変化を求める条件として、先端ス
タブ５及び基本スタブ３の特性インピーダンスＺ５．Ｚ
３を１１０Ω（Ｗ＋□０．４４１ｍ／ｍ）、中間スタブ
４の特性インピーダンスＺ４を５０Ω（Ｌ・２．２６ｍ
／ｍ）、１５０Ω（Ｗｚ−０，＋５９＊／ｍ）の２種、
中間スタブの長さ！、をｌ＋ｓ／ｍとして、取りつけ位
置く・ｒ、の長さ）を変化させる。また、ホスタブ形共
振器は常に１０．６７８Ｇ）ｌ、で共振するようＣ設定
する６次にごのよ′）なスタブ形共振器４゛おいて、信
号周波数（１１゜７ＧＨ２）に対するインピーダンスを
上記インピーダンスの関係式より算出する。その結果を
第１図（ｂ）　Ｑ、′ボす。尚、第１図（ｂ）では通過
頃失をｉＦ確に比較°するためにインピーダンスを反射
係数＋ｒ’＋（１”−第１図（ｂ）において、中間スタ
ブ４が特性インピーダンスＺ４＝５０Ωのときの反射係
数特性を実線６で、更に、Ｚ、１．５０Ωの時の反射係
数特性を破線７で示し、いずれも先端スタブ５の長さ！
６、即ち中間スタブ４を作製する位置によって反射係数
をｌｒｌが変化していることを示す。また参考比較のた
め単一線路幅共振スタブとして、特性インピーダンス１
１０Ωの＆９１１　及ヒ１４１Ω（２００μｍ幅）を、
同一周波数（１０，６７８Ｇｌｌ　２　）で共振させた
ときの信号周波数における反射係数を各々−点鎖線８、
二点鎖線９で示している。1. As a condition for determining the impedance change, the characteristic impedance Z5 of the tip stub 5 and the basic stub 3. Z
3 is 110Ω (W+□0.441m/m), and the characteristic impedance Z4 of intermediate stub 4 is 50Ω (L・2.26m).
/m), 150Ω (Wz-0, +59*/m),
Intermediate stub length! , is set to l+s/m, and the length of the mounting position (r) is changed. In addition, the impedance for the signal frequency (11°7GH2) is set as above for the hosttub type resonator, which is a 6th-order stub type resonator 4' whose C is set so that it always resonates at 10.678G)l. Calculated from the impedance relational expression. The results are shown in Figure 1(b). In Fig. 1(b), in order to accurately compare the passing loss iF, the impedance is set to reflection coefficient + r' + (1'' - Fig. 1(b), where the intermediate stub 4 has a characteristic impedance Z4 = 50Ω The solid line 6 shows the reflection coefficient characteristics when Z is 1.50Ω, and the broken line 7 shows the reflection coefficient characteristics when Z is 1.50Ω. Both are the length of the tip stub 5!
6, that is, the reflection coefficient lrl changes depending on the position where the intermediate stub 4 is manufactured. Also, for reference comparison, as a single line width resonant stub, the characteristic impedance is 1
10Ω &911 and 141Ω (200μm width),
The reflection coefficients at the signal frequency when resonating at the same frequency (10,678 Gll 2 ) are respectively - dotted chain line 8,
This is indicated by a chain double-dashed line 9.

中間スタブ４の特性インピーダンスＺ４が基本スタブ３
の特性インピーダンスＺ、と異なった場合、即ちスタブ
長の途中に幅の異なる導体部分を作製した形状では、中
間スタブ４の取りつけ位置によって、スタブ形共振器の
信号周波数における反射係数が変化していることが第１
図（ｂ）より明確に判断できる０例えば、中間スタブ４
の特性インピーダンスＺ４が５０Ωのときには、先端ス
タブ５の長さ！、が５．０〜６．５ｍ／ｍの範囲におい
て、特性インピーダンス１４１Ω（２００ＩｍｖＡ幅）
の単一線路幅共振スタブ（図中二点鎖線９）より反射係
数が小さくなり、従って、線路幅を広く保ったまま通過
損失を小さくすることができる。特にｌ　、　＝５．５
ｍ／ｍの形状では反射係数が０．３４４となり、線路幅
が１００μｍの単一線路幅共振スタブと同等の通過損失
に抑えることができる。従って、従来の単一線路幅共振
スタブでは最小線路幅の問題で実現困難だった低損失化
をはかることが可能となる。このようにスタブ長の途中
に周辺の導体幅と異った幅をもつ導体パターンを作成す
ることにより導体幅の異なる部分の位置を選ぶことによ
って反射係数を小さくすることができる。また、線路幅
を広いまま、低ｔＵ失化することが可能なため、線路幅
を狭くして低損失化をはかった場合に比べ、エツチング
精度のばらつきによる共振周波数のずれを小さくするこ
とができる。Characteristic impedance Z4 of intermediate stub 4 is basic stub 3
When the characteristic impedance Z is different, that is, when a conductor portion with a different width is formed in the middle of the stub length, the reflection coefficient at the signal frequency of the stub-shaped resonator changes depending on the mounting position of the intermediate stub 4. That's the first thing
Figure (b) can be more clearly determined 0 For example, intermediate stub 4
When the characteristic impedance Z4 is 50Ω, the length of the tip stub 5! , in the range of 5.0 to 6.5m/m, the characteristic impedance is 141Ω (200ImvA width)
The reflection coefficient is smaller than that of the single line width resonant stub (double-dashed line 9 in the figure), and therefore, the transmission loss can be reduced while keeping the line width wide. Especially l , =5.5
In the m/m shape, the reflection coefficient is 0.344, and the transmission loss can be suppressed to the same level as a single line width resonant stub with a line width of 100 μm. Therefore, it is possible to achieve low loss, which has been difficult to achieve with conventional single line width resonant stubs due to the problem of minimum line width. In this way, by creating a conductor pattern with a width different from the surrounding conductor width in the middle of the stub length, the reflection coefficient can be reduced by selecting the positions of the portions with different conductor widths. In addition, since it is possible to achieve low tU loss while keeping the line width wide, the shift in resonance frequency due to variations in etching accuracy can be reduced compared to when the line width is narrowed to reduce loss. .

光貝豊堕果 このように、本発明を用いることによって、共振スタブ
の線路幅を狭くすることなしに、インピーダンス変化を
可能とし、従って、通過ロスの少ない、且つエツチング
精度のばらつきによる共振周波数のずれの少ないスタブ
形共振器を形成することができる。本共振器を用いたマ
イクロ波フィルタを構成することにより、低損失で周波
数ずれの少ないフィルタを作成することができる。また
単一の線路幅では実現困難であった高インピーダンス化
をはかり得る。尚１７本発明は、先端開放スタブ、４分
の３波長形スタブに限定されるものではなく、種々の共
振形スタブに適用できる。また、中間部の導体幅を変え
る部分についても、１カ所に限定されるものではなく、
数カ所に及んでもよい。As described above, by using the present invention, it is possible to change the impedance without narrowing the line width of the resonant stub, thereby reducing the passing loss and reducing the resonance frequency due to variations in etching accuracy. A stub-type resonator with less displacement can be formed. By configuring a microwave filter using this resonator, it is possible to create a filter with low loss and little frequency shift. Furthermore, high impedance, which is difficult to achieve with a single line width, can be achieved. Note that the present invention is not limited to open-ended stubs and three-quarter wavelength stubs, but can be applied to various types of resonant stubs. Also, the part where the conductor width in the middle part can be changed is not limited to one place.
It may extend to several locations.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は本発明の一実施例で、同図（ａ）はマイクロス
トリップ回路の誘電体基板に形成された導体パターンを
示す図、同図（ｂ）は同導体バクーンにおけるフィルタ
の反射係数の変化を示す図、第２図は従来のスタブ形共
振器を有するフィルタの例で、同図（ａ）は導体パター
ンを示す図、同図（ｂ）はその通過特性を示す図、第３
図は、従来のスタブ形共振器の例で、同図（ａ）は導体
パターンを示す図、同図（ｂ）はスタブ長を変化させた
ときのインピーダンス変化を示す図、第４図は従来のス
タブ形共振器の例で、同図（ａ）　、　（ｂ）は導体パ
ターンを示す図、同１ｍ（ｃ）はその通過特性を示す図
、第５図は一般的なマイクロストリップ線路の線路幅と
特性インピーダンス及び波長短縮率の関係図、第６図は
スタブ形共振器が伝送線路に接続されたときの回路モデ
ルを示す図である。 １−・−人力伝送線路、２・−出力伝送線路。 ３−基本スタブ５　４−中間スタブ。 先端スタブ。 −・中間スタブ５０Ω時の反射特性１ 中間スタブ１５０Ω時の反射特性Figure 1 shows an embodiment of the present invention, in which (a) shows a conductor pattern formed on a dielectric substrate of a microstrip circuit, and (b) shows the reflection coefficient of a filter in the conductor backbone. Figure 2 shows an example of a filter with a conventional stub-type resonator, Figure 2 shows the conductor pattern, Figure 3 shows its pass characteristic,
The figure shows an example of a conventional stub-type resonator, where (a) shows the conductor pattern, (b) shows the impedance change when the stub length is changed, and Fig. 4 shows the conventional stub-type resonator. Figures (a) and (b) are diagrams showing the conductor pattern, Figure 1 (c) is a diagram showing its transmission characteristics, and Figure 5 is a typical microstrip line. FIG. 6 is a diagram showing the relationship between width, characteristic impedance, and wavelength shortening rate, and is a diagram showing a circuit model when a stub-type resonator is connected to a transmission line. 1--human power transmission line, 2--output transmission line. 3- Basic stub 5 4- Intermediate stub. Tip stub. -・Reflection characteristics when intermediate stub is 50Ω 1 Reflection characteristics when intermediate stub is 150Ω

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] （１）誘電体基板の裏面に接地導体を形成し、表面に所
定の阻止帯域に対して共振するスタブ形共振器を伝送線
路に１つ以上接続してなるマイクロストリップ回路で構
成したマイクロ波フィルタにおいて、スタブ形共振器を
構成する少なくとも１つの導体パターンは、導体幅が少
なくとも１ヵ所異なる幅で形成してなることを特徴とす
るマイクロ波フィルタ。(1) A microwave filter configured with a microstrip circuit in which a ground conductor is formed on the back surface of a dielectric substrate, and one or more stub-shaped resonators that resonate in a predetermined stopband are connected to a transmission line on the front surface. A microwave filter characterized in that at least one conductor pattern constituting the stub-shaped resonator is formed so that the conductor width differs in at least one place.