JPH0264467A - Millimeter-wave active probe system - Google Patents
Millimeter-wave active probe systemInfo
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、ミリ波デバイス、高速デバイス、及びガリウ
ムヒ素の様な集積回路のテストの分野と、特性把握の分
野とに関する。特に、本発明は、テストを目的とするミ
リ波の発生と、これらのテストシグナルを特性把握され
るべきデバイス又は集積回路の、特定のポイントへ導波
する分野に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of the Invention The present invention relates to the field of testing and characterization of integrated circuits such as millimeter wave devices, high speed devices, and gallium arsenide. In particular, the invention relates to the field of generating millimeter waves for testing purposes and directing these test signals to specific points in a device or integrated circuit to be characterized.
（従来の技術）
従来のミリ波発生ソースは、導波路にその出力部を有し
ている。そのため、非常に複雑で、ミリ波デバイス、高
速デバイス、及び集積回路の微細構造の特定位置に導波
路からの信号を入力するには不便である。従来のミリ波
テスト信号ソースの導波路出力部を用いると、導波路を
集積回路の位置に垂直にする必要があり、集積回路上に
導波路から出るエネルギーをカップルするための適当な
アダプタとテスト取り付は具とが必要となる。これは、
更に高次のモードへのエネルギーの散乱によって生ずる
損失を最小にするようになされなければならない。そし
て、所望する不連続的なモードで伝播するエネルギーの
入力部に向って１反射して戻るのを最小にするようにな
されなければならない。導波路出力信号ソースを使用す
る厄介さと不便さのために、高周波同軸ケーブルと、コ
ネクタと、コプレーナ型導波路を用いたブレーナ形状を
有するウェーハプローブとが５０ＧＨｚまで使用できる
ように開発された。ブレーナ形状を有する先細のウェー
ハプローブは、デバイス又は集積回路上のパッドに容易
に接触し得る。(Prior Art) A conventional millimeter wave generation source has its output section in a waveguide. Therefore, it is very complex and inconvenient to input the signal from the waveguide to a specific location in the microstructure of millimeter wave devices, high speed devices, and integrated circuits. Using a waveguide output of a traditional mmWave test signal source requires the waveguide to be perpendicular to the location of the integrated circuit and a suitable adapter and test to couple the energy exiting the waveguide onto the integrated circuit. Installation requires tools. this is,
Furthermore, efforts must be made to minimize losses caused by scattering of energy into higher order modes. It must then be done to minimize single reflections back towards the input of the energy propagating in the desired discontinuous mode. Because of the cumbersomeness and inconvenience of using waveguide output signal sources, high frequency coaxial cables, connectors, and wafer probes with brainer configurations using coplanar waveguides have been developed for use up to 50 GHz. A tapered wafer probe with a brainer shape can easily contact pads on devices or integrated circuits.
カスケードマイクロチック社（Ｃａｓｃａｄｅ Ｍｉｃ
ｒｏｔｅｃｈＩｎｃ、 ）は最近、デバイス又は集積回
路パッドに接触させて５０ＧＨｚまで使用するための受
動コプレーナ型導波路プローブを作製した。このプロー
ブは導入された５０ＧＨｚより低い周波数のテスト信号
を受けるための同軸ケーブルを有し、このテスト信号か
らのエネルギーを、プローブの絶縁性基板の表面にプリ
ントされたコプレーナ型導波路にカップルさせる。この
基板は、コプレーナ型導波路にカップルされたコンタク
トパッドが形成されている点に向って、先細になってい
る。テストされる集積回路コンタクトパッドに接して、
テスト信号を入力するための、ニッケルで覆われたプロ
ーブチップが配されている。Cascade Mic
rotech Inc., ) recently created a passive coplanar waveguide probe for use up to 50 GHz in contact with device or integrated circuit pads. The probe has a coaxial cable for receiving an introduced test signal at a frequency below 50 GHz, and couples the energy from the test signal into a coplanar waveguide printed on the surface of the probe's insulating substrate. The substrate tapers to the point where contact pads coupled to the coplanar waveguide are formed. in contact with the integrated circuit contact pads to be tested;
A nickel-covered probe tip is provided to input the test signal.
このようなプローブを使用する上での一つの困難なこと
は、同軸出力部を有し約１００６）ｌｚテスト信号を発
生できる高周波数テストソースを入手できないことであ
る。他の困難なことは、少なくともプローブの同軸セク
ションは５０ＧＨｚ以上の周波数では使用できないこと
である。これらは同軸ケーブルとコネクタとが５０ＧＩ
（ｚ以上の周波数では現時点では使用できないことによ
る。同軸ケーブルはこのような高い周波数では使用され
得ない。なぜならケーブルの大きさが非常に小さくされ
なければならず、実際の構造上の妨げとなるからである
。この大きさの制限は、マクスウェルの方程式の解の結
果である。ただ一つのモードで、しかも低次又は基本モ
ードでエネルギーを伝送することは望ましい。同軸ケー
ブルの高次モードの遮断周波数は、外部コンダクタの外
周によって決定される。この大きさが同軸ケーブルを通
して導波される信号の一つの波長に近づくと、好ましく
ない高次モードへのエネルギー散乱が起こる。このよう
に、同軸ケーブルを用いてより高い周波数を導波するに
は、ケーブルの大きさはますます小さく作られることが
必要となる。しかし、ケーブルが小さくなると、５０オ
ームの工業規格特性インピーダンスを維持するためには
、すべての大きさが比例して小さくなってしまう。今だ
に克服されていない機械的及び電気的制約のために、現
在でも５０ＧＨｚ以上で使用され得る同軸ケーブルは存
在しない。One difficulty in using such probes is the unavailability of high frequency test sources with coaxial outputs capable of generating approximately 1006) lz test signals. Another difficulty is that at least the coaxial section of the probe cannot be used at frequencies above 50 GHz. These coaxial cables and connectors are 50GI
Coaxial cables cannot be used at such high frequencies, since the size of the cables would have to be made very small, creating a real structural hindrance. This magnitude limit is a result of the solution to Maxwell's equations.It is desirable to transmit energy in only one mode, and in the lower order or fundamental mode.Blocking of higher order modes in coaxial cables The frequency is determined by the outer circumference of the outer conductor. When this magnitude approaches one wavelength of the signal being guided through the coaxial cable, energy scattering into unwanted higher order modes occurs. Thus, the coaxial cable To guide higher frequencies using cables, cable sizes need to be made smaller and smaller.However, as cables get smaller, in order to maintain the industry standard characteristic impedance of 50 ohms, All dimensions become proportionately smaller.Due to mechanical and electrical constraints that have not yet been overcome, there are currently no coaxial cables that can be used above 50 GHz.
５０Ｇｌｌｚ以上の周波数で出力テスト信号を供給し得
る信号ソースは入手できるが、これらの系の出力部の形
状は同軸ではなく導波路である。高周波ミリ波ソースか
らの導波路形状の出力部に接続されたブレーナ型プロー
ブを使用する上での一つの困難さは、プローブの入力部
で同軸形状と導波路形状との間で使用するための、変換
アダプタを作成しなければならないことである。他の困
難さは。Although signal sources capable of providing output test signals at frequencies above 50 Gllz are available, the output geometry of these systems is waveguide rather than coaxial. One difficulty in using a Brenna-type probe connected to the output of a waveguide shape from a high-frequency mmWave source is that it is difficult to use between a coaxial shape and a waveguide shape at the input of the probe. , you have to create a conversion adapter. Other difficulties.
プローブの同軸部分は現在の技術では５０ＧＨｚ以上で
使用され得ないことである。テストソースの出力部での
矩形の導波路形状と同軸ケーブルとの不具合のため、適
切なアダプタを作ることは困難であり、損失を引き起こ
して当業者に理解されないような不連続性を生ずる。同
軸システムは現在。The coaxial portion of the probe cannot be used above 50 GHz with current technology. Due to the incompatibility of the rectangular waveguide geometry and the coaxial cable at the output of the test source, it is difficult to make a suitable adapter, causing losses and creating discontinuities that are not understood by those skilled in the art. Coaxial systems are currently available.
約５０ＧＨｚ又はそれ以下で、カスケードマイクロチッ
ク社のプローブのようにプレーナ形ＩＣ受動プローブに
使用されている。しかし、ソースの周波数を約５０ＧＨ
ｚを超えるまで延ばすためには１周波数を上げるための
周波数逓倍器の使用が必要となり。At about 50 GHz or less, they are used in planar IC passive probes, such as the Cascade Microtic probe. However, the source frequency is about 50GH
In order to extend the frequency beyond z, it is necessary to use a frequency multiplier to increase the frequency by one.
そして上述した逓倍器の導波路出力部からのエネルギー
を、テストされるチップにカップリングするための導波
路の備品が必要となる。A waveguide provision is then required to couple the energy from the waveguide output of the multiplier described above to the chip being tested.
カスケードマイクロチック社によるブレーナ型プローブ
の導入前に使用されていたニードルプローブは、マイク
ロ波及びミＩＪ波長帯では効果的だが非常に高い周波数
では受け入れられない。この理由は、ニードルプローブ
ワイヤのインダクタンスがテスト信号のマイクロ波及び
ミリ波周波数に対し非常に高いインピーダンスを示すか
らである。Needle probes, which were used prior to the introduction of Brehner-type probes by Cascade Microtic, are effective in the microwave and Mi-IJ wavelength ranges, but unacceptable at very high frequencies. The reason for this is that the inductance of the needle probe wire presents a very high impedance to the microwave and millimeter wave frequencies of the test signal.
このことは５０Ωライン同軸ケーブルとワイヤプローブ
との間のインピーダンスの不一致により、十分なエネル
ギーがテストされるチップヘカップルすることを困難に
している。このインピーダンスの不一致はその界面での
パワーの反射に起因し。This makes it difficult to couple enough energy to the chip being tested due to the impedance mismatch between the 50Ω line coaxial cable and the wire probe. This impedance mismatch is due to power reflection at the interface.
それによってテストされるチップにカップルされるパワ
ーの量が制限される。This limits the amount of power coupled to the chip being tested.
近年、カスケードマイクロチック社の２．４ミリメート
ルの同軸コネクタを有するプローブが公に入手できるよ
うになった。このプローブは５０ＧＨｚまでシングルプ
ローブ同軸テストオペレーションを可能にしている。し
かし、このようなプローブでも、多くの新しい高速技術
が使える５０ＧＨｚ以上の周波数では使用され得ない。Recently, probes with 2.4 millimeter coaxial connectors from Cascade Microtic have become publicly available. This probe allows single probe coaxial test operations up to 50GHz. However, even such probes cannot be used at frequencies above 50 GHz, where many new high speed technologies are available.
もう一つのアプローチは、テストされるデバイスまたは
ウェーハ上の集積回路の入力部に接近してミリ波信号を
発生することである。例えばつ工−ハ上の非線形デバイ
スに所望のミリ波テスト周波数だけ周波数の異なる２つ
の光学ビームをミキシングすることによって、ウェーハ
上に信号が直接生成され得る。このアプローチの不利な
点は。Another approach is to generate millimeter wave signals close to the input of the integrated circuit on the device or wafer being tested. Signals can be generated directly on the wafer, for example, by mixing two optical beams differing in frequency by the desired millimeter wave test frequency into a nonlinear device on the wafer. The disadvantages of this approach are;
２つの複雑な光学系が必要なことと、テストされるウェ
ーハに形成された適当な非線形デバイスが必要なことで
ある。このことにより、多くのユーザにとってこのアプ
ローチは魅力のないものとなっている。Two complex optical systems are required and a suitable nonlinear device is required formed on the wafer being tested. This makes this approach unattractive for many users.
それ故に、ミリ波デバイス、高速デバイス、及び集積回
路のテストと特性把握とに使用する為の、低損失で、且
つ、単一モード作動が可能な、容易に５０ＧＨｚより高
いミリ波を発生することができるシステムに対する必要
性が生じてきている。Therefore, it is easy to generate mmWave higher than 50 GHz with low loss and capable of single mode operation for use in testing and characterizing mmWave devices, high speed devices, and integrated circuits. There is a growing need for a system that can do this.
このようなシステムは、エネルギーを集積回路に容易に
カップリングできるような形状を有し、テストされるウ
ェーハ上に特別な構造やデバイスの形成を要求してはな
らない。更に、このシステムは従来のマイクロ波ソース
との単一のインターフェイスを有していなければならず
、発生したミリ波の大きなパワーをテストされるチップ
にカップリングするのに使い易くなければならない。Such a system should have a geometry that allows energy to be easily coupled to the integrated circuit and should not require the formation of special structures or devices on the wafer being tested. Furthermore, the system must have a single interface with a conventional microwave source and must be easy to use to couple the large power of the generated millimeter waves to the chip under test.
更に、テストされるデバイス及び集積回路から高周波信
号を取り出し、一般に使用できる多くのテスト装置に適
合した周波数にそれらをステップダウンできることが重
要である。それ故に、このようなステップダウンを行う
ことができ、高調波ミキサの形状をした、集積されたブ
レーナ型プローブ構造に対する必要性が生じてきた。Furthermore, it is important to be able to take high frequency signals from the devices and integrated circuits under test and step them down to a frequency that is compatible with the many commonly available test equipment. Therefore, a need has arisen for an integrated Brenna-type probe structure in the form of a harmonic mixer that is capable of performing such step-downs.
最後に、２−ポートデバイス、或いは実際に作動してい
る周波数でＳ−パラメータに基づいて非常に高速で作動
している集積回路を特性把握し得ることが必要不可欠で
ある。これを行うためには、１００ＧＨｚのオーダの周
波数を有する信号をテストされるウェーハ上のデバイス
に入力し、そして、１００ＧＨｚの反射されたパワーの
既知量を測定の為の出力ボートに導く一方で、同時に、
反射された信号周波数を、現存するテスト装置に適合し
た周波数にステップダウンし得るＳ−パラメータアクテ
ィブプローブが要求される。更に、このプローブは入力
された１００．６Ｈｚの信号の一部を測定のための出力
部に導き戻すと同時に、測定できる低い周波数にそれを
ステップダウンしなければならない。Finally, it is essential to be able to characterize two-port devices or integrated circuits operating at very high speeds based on S-parameters at the actual operating frequencies. To do this, a signal with a frequency on the order of 100 GHz is input to the device on the wafer being tested, and a known amount of reflected power of 100 GHz is directed to the output port for measurement while at the same time,
An S-parameter active probe is required that can step down the reflected signal frequency to a frequency compatible with existing test equipment. Additionally, the probe must route a portion of the input 100.6 Hz signal back to the output for measurement while simultaneously stepping it down to a lower frequency that can be measured.
（課題を解決するための手段）
本発明の開示によれば、ブレーナ形状、ミリ波ウェーハ
プローブの従来技術の構造に、少なくとも周波数逓倍の
ための非線形素子を有する回路を配し、或いはプローブ
基板上に集積することによる改良が教示されている。こ
の非線形素子は適当なフィルタセクションと、インピー
ダンスマツチングセクションとにカップルされ、これら
のセクションは、ウェーハプローブの基板上に周波数逓
倍アクティブプローブを有するコプレーナ型の導波路の
形態で集積されている。この結合は低周波数のテスト信
号を受け、それらを５０ＧＨｚ以上の周波数レンジに逓
倍し、好ましくない周波数成分をフィルタリングするこ
とができる。全てのエネルギー伝送は単一基本モードで
あり、反射や高次モードへの散乱からくる実質上のパワ
ー損失はない。この結合はまた、同軸ケーブル入力部を
有しているので、使用するのに非常に便利である。(Means for Solving the Problems) According to the disclosure of the present invention, a circuit having at least a nonlinear element for frequency multiplication is disposed in the conventional structure of a brainer-shaped millimeter wave wafer probe, or a circuit having a nonlinear element for frequency multiplication is disposed on the probe substrate. Improvements are taught by integrating. This nonlinear element is coupled to a suitable filter section and an impedance matching section, which sections are integrated in the form of a coplanar waveguide with a frequency-doubling active probe on the substrate of the wafer probe. This combination can receive low frequency test signals, multiply them to a frequency range of 50 GHz and above, and filter out unwanted frequency components. All energy transmission is in a single fundamental mode, with no substantial power loss from reflection or scattering into higher order modes. This coupling also has a coaxial cable input, so it is very convenient to use.
好ましい実施例では、プローブの構成は非線形素子とし
てのビームリードＧａＡｓダイオードベアを有するコプ
レーナ型導波路である。ウェーハプローブの基板は、好
ましい実施例では絶縁性アルミナである。しかし、同様
の等方性誘電率と厚みを有していれば、他の絶縁性基板
も使用し得る。In a preferred embodiment, the probe configuration is a coplanar waveguide with a beam-lead GaAs diode bear as the nonlinear element. The substrate of the wafer probe is insulating alumina in the preferred embodiment. However, other insulating substrates may be used as long as they have similar isotropic dielectric constants and thicknesses.
基板の平坦面は約１μｍの厚さのチタン−タングステン
−金でメタライズされている。このメタライゼーション
のパターンはフォトリソグラフィによりエツチングされ
、ＲＦ信号コンダクタが送られる孤立したギャップによ
って分割された２つのグランドブレーンをなしている。The flat surface of the substrate is metallized with titanium-tungsten-gold approximately 1 μm thick. This metallization pattern is photolithographically etched to form two ground planes separated by an isolated gap through which the RF signal conductor is routed.
基板は先細の形状をなし、幅の広い端部と幅の狭い端部
とを有している。幅広の端部には同軸コネクタが取り付
けられている。同軸コネクタの外部コンダクタが２つの
グランドブレーンに導電性エポキシによって接着されて
いる。同軸コネクタの中心コンダクタは、中心ＲＦ信号
コンダクタに接続された、ワイヤ又はリボンである。中
心信号コンダクタの大きさ、２つのグランドブレーンか
らそれを分離しているギャップの幅、メタライゼーショ
ンの厚さ、及び誘電率は、基板上の回路の入力部及び出
力部に対する特性インピーダンスが５０Ωとなるように
選択される。The substrate is tapered and has a wide end and a narrow end. A coaxial connector is attached to the wide end. The outer conductor of the coaxial connector is bonded to the two ground branes with conductive epoxy. The center conductor of a coaxial connector is a wire or ribbon connected to the center RF signal conductor. The size of the center signal conductor, the width of the gap separating it from the two ground planes, the thickness of the metallization, and the dielectric constant result in a characteristic impedance of 50 Ω to the input and output of the circuit on the board. selected as follows.
周波数逓倍器はいくつかのセクションを有している。第
１のセクションは多数のコプレーナ型導波路セグメント
を有する低域フィルタである。開回路コプレーナ型導波
路のスタブとラインセグメントの大きさとは、このフィ
ルタが入力周波数約２０ＧＨｚにおいて５００の特性イ
ンピーダンスを有するようにされる。低域フィルタ素子
の大きさもまた、入力された周波数帯域の最も高い周波
数より僅かに高い遮断周波数、即ち２５ＧＨｚとなるよ
うに、誘導リアクタンス及び容量リアクタンスが割り当
てられる。また、このフィルタは第５高調波以外の好ま
しくない高調波の伝播を阻止するように、他の予め決め
られたインピーダンス特性を有している。A frequency multiplier has several sections. The first section is a low pass filter with multiple coplanar waveguide segments. The open circuit coplanar waveguide stubs and line segments are sized such that the filter has a characteristic impedance of 500 at an input frequency of about 20 GHz. The dimensions of the low-pass filter element are also such that the inductive and capacitive reactances are assigned such that the cut-off frequency is slightly higher than the highest frequency of the input frequency band, ie 25 GHz. The filter also has other predetermined impedance characteristics to prevent the propagation of undesirable harmonics other than the fifth harmonic.
低域フィルタの出力部とインピーダンスマツチング回路
とは、ビームリードＧａＡｓダイオードの逆並列ベアに
カップルされている。これらのダイオードは、容量を通
してグランドブレーンにカップルされている。マツチし
た奇数次の周波数逓倍器のための逆並列ダイオードを使
用する目的は、入力信号の奇数次高調波のみを発生する
非線形素子を形成することである。この方法により、２
０ＧＨｚの入力信号は、６０ＧＨｚの第３高調波と１０
０ＧＨｚの第５高調波となるであろう。更に高次の高調
波もあるが、このフィルタとインピーダンスマツチング
セクションの設計は、これらの高次の高調波と第３高調
波とに於ける出力部へのエネルギー伝播が抑制されるよ
うになっている。The output of the low pass filter and the impedance matching circuit are coupled to an anti-parallel beam lead GaAs diode. These diodes are coupled to the ground plane through capacitance. The purpose of using anti-parallel diodes for matched odd-order frequency multipliers is to form a nonlinear element that generates only odd-order harmonics of the input signal. By this method, 2
A 0 GHz input signal has a 60 GHz third harmonic and a 10
It would be the fifth harmonic of 0 GHz. There are also higher harmonics, and the design of this filter and impedance matching section is such that the energy propagation of these higher harmonics and the third harmonic to the output is suppressed. ing.
他の実施例では、他の逓倍器構造が用いられ得る。In other embodiments, other multiplier structures may be used.
例えば、３逓倍器（Ｔｒｉｐｌｅｒ ） 、及び入力さ
れた周波数を７倍に逓倍する逓倍器が挙げられる。他の
いくらかの実施例では、周波数逓倍器は４逓倍器（Ｑｕ
ａｄｒｕｐｌｅｒ）であるかも知れない。４逓倍器では
、偶数次高調波が発生され、奇数次高調波は抑制される
。Examples include a tripler and a multiplier that multiplies an input frequency by seven times. In some other embodiments, the frequency multiplier is a quadruple multiplier (Qu
(adrupler). In the quadruple multiplier, even harmonics are generated and odd harmonics are suppressed.
逆並列ダイオードベアは帯域フィルタの入力部にカップ
ルされる。この帯域フィルタは、様々な周波数に於ける
適正なインピーダンス特性を生成するように選択された
、４分の１波長でカップルされた多数のラインセグメン
トを有している。スタブ、インターコネクティングセグ
メントの大きさ、メタライゼーションの厚さ、分離ギャ
ップの幅、基板の厚さ及び誘電率は、決められたインピ
ーダンス特性となるように設定されている。特にこれら
の数値は、第５高調波での入力インピーダンスが、最高
のパワー伝送に対する第５高調波出のダイオードの出力
インピーダンスの複素共役となるように設定される。こ
れらの数値はまた、入力信号の周波数での入力インピー
ダンスが非常に大きく、この周波数でエネルギーをダイ
オードに反射して戻すように選択される。更に、帯域フ
ィルタ及び出力インピーダンスマツチングネットワーク
を見た場合の、第３高調波及び第７、第９、その他の高
次高調波に於ける特性インピーダンスは実質的に低く、
これらの高調波を抑制するようにゼロに近いのが好まし
い。フィルタセクションの一つが好ましくない高調波を
抑制すれば、どのフィルタセクションが好ましくない高
調波を抑制するかは問題ではない。An anti-parallel diode bear is coupled to the input of the bandpass filter. This bandpass filter has a number of line segments coupled at quarter wavelengths selected to produce the proper impedance characteristics at various frequencies. The stub, interconnecting segment size, metallization thickness, isolation gap width, substrate thickness, and dielectric constant are set to result in determined impedance characteristics. In particular, these values are set such that the input impedance at the fifth harmonic is the complex conjugate of the output impedance of the diode at the fifth harmonic for maximum power transfer. These numbers are also chosen so that the input impedance at the frequency of the input signal is very large and reflects energy back into the diode at this frequency. Furthermore, the characteristic impedance at the third harmonic and the seventh, ninth, and other higher harmonics when looking at the bandpass filter and output impedance matching network is substantially low;
It is preferably close to zero so as to suppress these harmonics. It does not matter which filter section suppresses the unwanted harmonics, as long as one of the filter sections suppresses the unwanted harmonics.
第５高調波において入力部及び出力部を見た場合の、帯
域フィルタの特性インピーダンスは、５０Ωである。帯
域フィルタの出力インピーダンスは、第５高調波におい
て５０Ωであり、この構造物は、ミリ波デバイス、超高
速デバイス、又は集積回路構造の検査に使用するのに適
した構造で終結している。好ましい実施例では金属平板
を用いたが、カスケードマイクロチック社のコプレーナ
プローブに使用されている金のボールや、あらゆる終端
部構造を用い得る。The characteristic impedance of the bandpass filter when looking at the input and output sections at the fifth harmonic is 50Ω. The output impedance of the bandpass filter is 50Ω at the fifth harmonic, and the structure terminates in a structure suitable for use in testing millimeter wave devices, ultrahigh speed devices, or integrated circuit structures. Although the preferred embodiment uses a flat metal plate, the gold balls used in Cascade Microtic's coplanar probes or any termination structure could be used.
本発明では、ガリウムヒ素基板上に集積されたショット
キーダイオードと容量とによる周波数逓倍器の、完全な
集積回路のタイプも開示されている。The present invention also discloses a fully integrated circuit type of Schottky diode and capacitor frequency multiplier integrated on a gallium arsenide substrate.
２つの異なる高調波ミキサが開示され、１つは高調波ミ
キサの部分として集積されたハイブリッド構造を有し、
１つは完全に集積構造を有する。Two different harmonic mixers are disclosed, one having an integrated hybrid structure as part of the harmonic mixer;
One has a fully integrated structure.
高調波ミキサプローブの目的は、テストされるデバイス
又は集積回路からの高周波ＲＦ倍信号受け、その周波数
を現存するテスト装置によって測定され得る周波数にス
テップダウンすることである。The purpose of a harmonic mixer probe is to receive a high frequency RF multiplied signal from the device or integrated circuit being tested and step down its frequency to a frequency that can be measured by existing test equipment.
これを行うために、高調波ミキサプローブは、局部発振
器信号を受け取り、それらをコプレーナ導波路によって
、フィルタ回路で両側を囲まれた非線形回路に導く。好
ましい実施例ではダイオードである非線形回路の目的は
、所望の中間周波数の一つであるミキシング積を発生す
ることである。To do this, a harmonic mixer probe receives local oscillator signals and directs them by a coplanar waveguide into a nonlinear circuit surrounded on both sides by filter circuits. The purpose of the nonlinear circuit, which in the preferred embodiment is a diode, is to generate a mixing product that is one of the desired intermediate frequencies.
フィルタの目的は、このダイオード回路に入ってきたＲ
Ｆ倍信号、中間周波数信号が取り出される出力部へ出て
行かないようにして最大量を保証し、中間周波信号及び
局部発振器信号がテストされるデバイスに出て行かない
ように保証する。更に、このフィルタは、好ましくない
ミキシング積及び高調波の伝播を抑制する。この高調波
ミキサプローブはビームリードダイオードとチップ容量
とを用いたハイブリッド形式と、集積された容量とショ
ットキーガリウムヒ素ダイオードとを用いた完全な集積
回路の形式として開示されている。The purpose of the filter is to filter R entering this diode circuit.
The F-fold signal, the intermediate frequency signal, is prevented from going out to the output where it is taken to ensure a maximum amount, and the intermediate frequency signal and the local oscillator signal are not going out to the device being tested. Furthermore, this filter suppresses the propagation of undesirable mixing products and harmonics. The harmonic mixer probe is disclosed in a hybrid format using a beam lead diode and a chip capacitor, and in a fully integrated circuit format using an integrated capacitor and a Schottky gallium arsenide diode.
更に、本発明では、「Ｓ−パラメータアクティブプロー
ブ」と呼ばれるプローブ構造を開示している。これは、
ミリ波周波数で作動している２ボート集積ネツトワーク
を特性把握するのに適している。デバイス又はＩＣの完
全な２−ボートミリ波Ｓ−パラメータは、これらのアク
ティブプローブの２つを用いてウェーハ上で測定され得
る。Furthermore, the present invention discloses a probe structure called "S-parameter active probe." this is,
It is suitable for characterizing two-board integrated networks operating at millimeter wave frequencies. Complete 2-boat mmWave S-parameters of a device or IC can be measured on the wafer using two of these active probes.
このプローブは、１つの周波数逓倍セクションを有し、
これは２０ＧＨｚのレンジの入力信号を受け、それらを
１００ＧＨｚのレンジまでステップアップし、そしてそ
れらをテストされるデバイスに出力する。この周波数逓
倍器の構造は、ここに詳述する構造、或いは他の可能な
構造でもよい。This probe has one frequency multiplication section,
It takes input signals in the 20GHz range, steps them up to the 100GHz range, and outputs them to the device under test. The structure of this frequency multiplier may be the structure detailed herein, or any other possible structure.
２つの高調波ミキサセクションは同じ基板上に集積され
る。これらの高調波ミキサは、高調波ミキサの一つが入
力エネルギーの一部をテスト下のデバイスに取り出し、
それを現在使用できる装置に適合した周波数にステップ
ダウンするために、集積ディレクショナルカプラによっ
て出力コプレーナ型導波路にカップルされている。他方
の高調波ミキサとディレクショナルカプラセクションは
テストされるデバイスから反射されたエネルギーの一部
を取り出すためにカップルされる。この取り出された反
射エネルギーは、測定に適した周波数にステップダウン
される。高調波ミキサの構造は、ここに詳述する構造、
或いは他の適用可能な構造でもよい。Two harmonic mixer sections are integrated on the same substrate. These harmonic mixers are designed so that one of the harmonic mixers extracts a portion of the input energy to the device under test.
It is coupled to the output coplanar waveguide by an integrated directional coupler to step it down to a frequency compatible with currently available equipment. The other harmonic mixer and directional coupler section is coupled to extract a portion of the energy reflected from the device under test. This extracted reflected energy is stepped down to a frequency suitable for measurement. The structure of the harmonic mixer is detailed here:
Alternatively, other applicable structures may be used.
（以下余白）
同軸型入力部とコプレーナ型導波路プローブ先端とを備
えている３種類のアクティブプローブが記載されている
。５０ＧＨｚを超える周波数の信号を生成し、この信号
をウェハ上のミリ波超高速デバイス及び集積回路に供給
するためのミリ波アクティブプローブであって、フィル
タセクションとインピーダンスマツチングセクションと
で成る周波数逓倍器及び非線形素子がユニプレーナ型伝
送路媒体にて集積されている基板を備えているミリ波ア
クティブプローブが開示されている。集積回路から受け
入れたＲＦを１局部発振器信号の高調波と混合すること
によってより低い周波数にステップダウンさせるための
高調波ミキサプローブもまた開示されている。また、ミ
リ波周波数を送り込んで、同時に、送り込まれた信号、
伝送された信号及び反射された信号の一部を取り出して
全ての信号を、ＨＰ８５１０自動ネットワークアナライ
ザなどの現在入手可能なテスト機器の周波数と同等の周
波数にまでステップダウンさせることによって、２ポー
トミリ波デバイス又は集積回路のＳパラメータのウェハ
上の測定を行うためのＳパラメータアクティブプローブ
も開示されている。これが、現在入手可能な第１かつ唯
一のオールエレクトロニックミリ波ウェハ上Ｓバラメー
ク測定デバイスである。(Left below) Three types of active probes are described that are equipped with a coaxial input section and a coplanar waveguide probe tip. A millimeter-wave active probe for generating a signal with a frequency exceeding 50 GHz and supplying this signal to millimeter-wave ultrahigh-speed devices and integrated circuits on a wafer, the frequency multiplier comprising a filter section and an impedance matching section. A millimeter wave active probe is disclosed that includes a substrate on which nonlinear elements are integrated in a uniplanar transmission line medium. A harmonic mixer probe is also disclosed for stepping down RF received from an integrated circuit to a lower frequency by mixing it with a harmonic of a local oscillator signal. In addition, by sending in millimeter wave frequency, at the same time, the sent signal,
Two-port mmWave devices by taking a portion of the transmitted and reflected signals and stepping the entire signal down to a frequency comparable to that of currently available test equipment, such as the HP8510 Automated Network Analyzer. Alternatively, an S-parameter active probe for making on-wafer measurements of S-parameters of integrated circuits is also disclosed. This is the first and only all-electronic mm-wave on-wafer S-variance measurement device currently available.
（以下余白）
（実施例）
第１図にアクティブミリ波プローブ１０の平面図が示さ
れている。第２図はこのプローブをＹ軸から見た正面図
を示している。このアクティブプローブの目的は、 ２
０ＧＨｚのオーダのある周波数の入力信号を同軸コネク
タ１２に於いて受信し、この信号の周波数を、 アクテ
ィブプローブ５逓倍器（ｑｕｉｎｎｔａｐｌｅｒ ）の
出力として５倍にするということである。出力ノード１
４に於いてこの信号から望まぬ高調波を取り除いておく
ためには、フィルタリングもまた必要である。デバイス
または回路のテスト及び特性把握を行うために１テスト
するデバイスまたは集積回路（不図示）のコンタクトパ
ッドまたは伝送路構造に対して１００ ＧＨｚのテスト
信号が出力ノードから加えられる。第２図では。(Left below) (Example) A plan view of an active millimeter wave probe 10 is shown in FIG. FIG. 2 shows a front view of this probe viewed from the Y axis. The purpose of this active probe is: 2
An input signal with a frequency on the order of 0 GHz is received at coaxial connector 12 and the frequency of this signal is multiplied by 5 as the output of an active probe quinntapler. Output node 1
Filtering is also necessary in order to keep unwanted harmonics out of this signal. A 100 GHz test signal is applied from an output node to a contact pad or transmission line structure of a device or integrated circuit (not shown) to be tested in order to test and characterize the device or circuit. In Figure 2.
この出力ノードは１６で示されている。このノード１６
は、デバイスまたは集積回路に接触するためにＲＦ信号
コンダクタ１４の上に形成されたメタライゼーションパ
ターンを示している。This output node is indicated at 16. This node 16
shows a metallization pattern formed over the RF signal conductor 14 to contact the device or integrated circuit.
典型的には、約２０ＧＨｚに於けるアクティブプローブ
の同軸コネクタ１２を見た入力インピーダンスは５０Ω
であり、約１００６）ｌｚに於けるアクティブプローブ
の出力ノード１４を見た特性インピーダンスもまた５０
Ωである。これらのインピーダンスを選ぶ理由は、同軸
ケーブル、コネクタ及び典型的な集積回路の人／出力イ
ンピーダンスが概して５０Ωであることである。従って
、同軸ケーブルからアクティブプローブの構造に、最大
の電力伝送を行うためには入力信号の周波数に於いてア
クティブプローブの特性入力インピーダンスも５０Ωで
なければならない。また、テスト信号はテストするデバ
イスまたは集積回路の表面に形成された５０Ωのコプレ
ーナ型導波路へ垂直に入力される。従って。Typically, the input impedance looking into the coaxial connector 12 of an active probe at about 20 GHz is 50 Ω.
and the characteristic impedance looking into the output node 14 of the active probe at lz is also 50
It is Ω. The reason for choosing these impedances is that the human/output impedance of coaxial cables, connectors, and typical integrated circuits is typically 50Ω. Therefore, for maximum power transfer from the coaxial cable to the active probe structure, the characteristic input impedance of the active probe must also be 50 ohms at the frequency of the input signal. The test signal is also input perpendicularly to a 50Ω coplanar waveguide formed on the surface of the device or integrated circuit to be tested. Therefore.
アクティブプローブの出力ノード１４を見た特性インピ
ーダンスもまた。最も効率の良い電力伝送をアクティブ
プローブからテストするデバイスまたは集積回路へ行う
ために、約１００６）Ｉｚの出力信号周波数に於いて５
０Ωでなければならない。Also the characteristic impedance looking into the output node 14 of the active probe. 5 at an output signal frequency of approximately 1006) Iz for the most efficient power transfer from the active probe to the device or integrated circuit under test.
Must be 0Ω.
第１図及び第２図に示されたアクティブプローブ１０を
使うために、約２０ＧＨｚのテスト信号を発生する信号
ソースが５０Ωの同軸ケーブルによって同軸コネクタ１
２にカップルされている。この２０ＧＨｚの入力信号は
アクティブプローブ１０の表面のユニットコプレーナ型
導波路ラインと周波数逓倍セクションにカップルされて
おり、ノード１４での出力のために１００ ＧＨｚのテ
スト信号へ変換される。このテスト信号は第２図のメタ
ライゼーションパターン１６を集積回路の適当なコンタ
クトパッドに接触させることによって、テストする集積
回路の適当なノードへ入力される。To use the active probe 10 shown in FIGS. 1 and 2, a signal source generating a test signal of approximately 20 GHz is connected to the coaxial connector 1 by means of a 50 Ω coaxial cable.
It is coupled with 2. This 20 GHz input signal is coupled to a unit coplanar waveguide line and frequency doubling section on the surface of active probe 10 and converted to a 100 GHz test signal for output at node 14. This test signal is input to the appropriate node of the integrated circuit to be tested by contacting the metallization pattern 16 of FIG. 2 to the appropriate contact pad of the integrated circuit.
このアクティブプローブは絶縁材料の基板１８上に構成
されている。好ましい実施例では、この基板は等方的な
誘電率が９．９のアルミナであり厚さは１２５μｍであ
る。しかし、別の実施例では１等方的な誘電率が約１０
で厚さが１２５μｍの絶縁体ならば、他の構造のデイメ
ンジョンはここに詳述した所望の電気特性が得られる限
りどのようなものでも良い。当業者は５０Ωの特性イン
ピーダンスを有するユニプレーナ型の伝送路が他のデイ
メンジョンまたは他の配置を用いて構成できるというこ
とを理解するだろう。そのような実施例に於いては、異
なる厚さ及び誘電率を有する基板材料が選ばれ得る。ア
クティブプローブのコプレーナ型導波路の構造はＲＦ信
号コンダクタ２６が走るギャプ２４によって分けられた
２つのグランドプレーン２０゜２２を含んでいる。これ
らのグランドプレーンとＲＦ信号コンダクタは基板１８
の表面に堆積されたメタライゼーション層からフォトリ
ングラフイーを用いてエツチングされている。好ましい
実施例では。This active probe is constructed on a substrate 18 of insulating material. In the preferred embodiment, the substrate is isotropic alumina with a dielectric constant of 9.9 and is 125 μm thick. However, in other embodiments, the isotropic dielectric constant is approximately 10
As long as the insulator is 125 .mu.m thick, the other dimensions of the structure may be any as long as the desired electrical properties as detailed herein are achieved. Those skilled in the art will appreciate that a uniplanar transmission line with a characteristic impedance of 50Ω can be constructed using other dimensions or other arrangements. In such embodiments, substrate materials with different thicknesses and dielectric constants may be selected. The coplanar waveguide structure of the active probe includes two ground planes 20.degree. 22 separated by a gap 24 through which an RF signal conductor 26 runs. These ground planes and RF signal conductors are connected to the substrate 18.
is etched using photophosphorography from a metallization layer deposited on the surface. In a preferred embodiment.
このメタライゼーション層は約１μｍの厚さである。裏
面側にはメタライゼーションは行われていない。好まし
い実施例では、主に、接着工程のだ狛に上面にチタンタ
ングステン合金が薄い層として形成された金である。ア
クティブプローブ１０のＲＦ信号パスは幾つかのセグメ
ントに分かれている。This metallization layer is approximately 1 μm thick. There is no metallization on the back side. In a preferred embodiment, it is primarily gold with a thin layer of titanium tungsten alloy applied on top of the bonding process. The RF signal path of active probe 10 is divided into several segments.
第１のセグメントは基板１８と同様にＲＦ信号コンダク
タ２６．絶縁ギャップ２４．グランドプレーン２０゜２
２から成る５０Ωのコプレーナ型導波路である。このコ
プレーナ型導波路は第１のセグメントに於いて第１の幅
を有しており、２８から始まる第７２のセグメントに於
いては、より狭い第２の幅を有している。第２のセグメ
ントは２８に於いて、すべてのデイメンジョンが同じ比
を保ちながら縮少するように、比例的に狭くなっている
。The first segment includes an RF signal conductor 26 . similar to the substrate 18 . Insulation gap 24. Ground plane 20°2
It is a 50Ω coplanar waveguide consisting of 2. The coplanar waveguide has a first width in the first segment and a second narrower width in the seventy-second segment starting at 28. The second segment is proportionally narrower at 28 so that all dimensions are reduced in the same ratio.
低域フィルタのセグメントは、第１図の３０に於いて入
力部を有している。この低域フィルタの出力部は３２で
ある。入力インピーダンスのマツチングセクションは３
２に入力部を有している。一対の逆並列のビームリード
ダイオードが３４に於いて基板に接着されており、これ
は１入力インピーダンスマチングセクションの出力部で
ある。これらのビームリードダイオードは２つのり、Ｃ
，入力ライン３６及び３８にり、 Ｃ，バイアス接続さ
れている。これらのり、 Ｃ，バイアスラインは同軸コ
ネクタの中心のピン４０．４２に金のボンド線を介して
カップルされている。同様にして、同軸コネクタの中心
コンダクタは金線または金のリボン４８を介してＲＦ信
号ライン２６に接続されている。同軸コネクタのグラン
ドまたはシールド端子４０．１２．４２は、半導体ウェ
ーハのブロービングステーションへのマウンティングブ
ラケットを物理的に確実に行うためのマウンティングホ
ール５２．５４及び５６を有する金属製マウンティング
ブラケット５０に電気的に接続されている。このマウン
ティングブラケット５０の金属は導電性のエポキシ５８
．６０によってグランドプレーン２０、２２に電気的接
続されている。Ｄ、 Ｃ，バイアスコンダクタ３６．３
８はグランドプレーンのメタライゼーションに形成され
た絶縁ギャップ６０．６２の中の基板表面に沿って走っ
ている。各々のＯ，Ｃ，バイアスコンダクタは金のボン
ドワイヤーを有しており。The low pass filter segment has an input at 30 in FIG. The output of this low pass filter is 32. There are 3 input impedance matching sections.
2 has an input section. A pair of anti-parallel beam lead diodes are bonded to the substrate at 34, which is the output of the one input impedance matching section. These beam lead diodes consist of two glues, C
, C, bias connected to input lines 36 and 38. These glue and bias lines are coupled to the center pins 40 and 42 of the coaxial connector via gold bond wires. Similarly, the center conductor of the coaxial connector is connected to the RF signal line 26 via a gold wire or ribbon 48. The ground or shield terminals 40.12.42 of the coaxial connector are connected electrically to a metal mounting bracket 50 having mounting holes 52.54 and 56 for physically securing the mounting bracket to the semiconductor wafer blobbing station. It is connected to the. The metal of this mounting bracket 50 is made of conductive epoxy 58.
．． It is electrically connected to the ground planes 20, 22 by 60. D, C, bias conductor 36.3
8 runs along the substrate surface within an insulating gap 60,62 formed in the ground plane metallization. Each O, C, bias conductor has a gold bond wire.
これはコンダクタを１つの端子及び高周波のＲＦ倍信号
対して低インピーダンス路を形成するためにグランドプ
レーンに接着された１つまたはそれ以上のチップ容量に
接続されている。This connects the conductor to one terminal and one or more chip capacitors bonded to the ground plane to form a low impedance path for the high frequency RF multiplied signal.
ワイヤー６４及び６６は、各々、そのような金のボンド
ワイヤの例であり、示された実施例に於いて。Wires 64 and 66 are each examples of such gold bond wires in the embodiment shown.
Ｄ、ｃ、バイアスコンダクタを各々チップ容１６８．７
０にカップルしている。これらのチップ容量は誘電体の
基板の対向する表面のメタライゼーションによって形成
された本質的に平行な平板型容量である。容量の１つの
メタライズされた表面は、導電性エポキシによってグラ
ンドブレーンに接着されており１反対表面は、示された
実施例に於いて金のボンドワイヤに接着されている。こ
れらのチップ容量の各々はり、 Ｃ，バイアスコンタク
トパット７２゜７４に金のボンドワイヤによってカップ
ルされている。他の実施例も可能であり、第７図に、別
の実施例が示されている。金のワイヤ７６及び７８は容
量をパッドにカップルしている。０．Ｃ，バイアスコン
タクトパッド７２．７４の各々は、金のボンドワイヤ８
０、８２によって、逆並列のビームリードダイオード対
の１つの端子にカップルされている。D, C, and bias conductors each have a chip capacity of 168.7
Couples to 0. These chip capacitors are essentially parallel plate capacitors formed by metallization on opposing surfaces of a dielectric substrate. One metallized surface of the capacitor is bonded to the ground plane by conductive epoxy and one opposite surface is bonded to a gold bond wire in the embodiment shown. Each of these chip capacitors is coupled to a bias contact pad 72, 74 by a gold bond wire. Other embodiments are possible and are shown in FIG. Gold wires 76 and 78 couple the capacitance to the pads. 0. C. Each of the bias contact pads 72, 74 is connected to a gold bond wire 8.
0,82 to one terminal of an anti-parallel pair of beam lead diodes.
出力インピーダンスマツチングセクションは。Output impedance matching section.
全体として８４によって示され、ダイオード対の共有さ
れたノードにカップルされた入力部を有しており、また
出力部を有している。この出力インピーダンスセクショ
ンの目的は、一般に、ダイオードからの第５高調波のエ
ネルギーをできるだけ多くカップルし、第３高調波をシ
ョートすることである。最後に、帯域フィルターセクシ
ョン８６は。It is indicated generally at 84 and has an input coupled to the shared node of the diode pair, and has an output. The purpose of this output impedance section is generally to couple as much of the energy of the fifth harmonic from the diode as possible and short the third harmonic. Finally, the bandpass filter section 86.
出力インピーダンスマツチングセクションの出力部及び
出力ノード１４にカップルされている。この帯域フィル
ターセクションの目的は、所望の第５高調波以外の高調
波を取り除くことである。It is coupled to the output of the output impedance matching section and to the output node 14. The purpose of this bandpass filter section is to remove harmonics other than the desired fifth harmonic.
第３図では２実験室でのテストが成功している本発明装
置の一実施例に基づく周波数逓倍器のフィルター及びマ
ツチングセクションのブロックダイアダラムが示されて
いる。しかし、以下に述べる基準に従って、より良い電
気特性を得るために発明者によって達成された多種類の
フィルター及びインピーダンスマツチングセクションに
関する別の好ましい設計もある。FIG. 3 shows a block diagram of the filter and matching section of a frequency multiplier based on an embodiment of the device according to the invention, which has been successfully tested in two laboratories. However, there are also other preferred designs for various filters and impedance matching sections achieved by the inventors to obtain better electrical characteristics according to the criteria described below.
アクティブプローブの周波数逓倍器セクションは、ノー
ド３０で入力信号を受ける。低域フィルタ８８の目的は
、入力信号周波数（約２０ＧＨｚ ）を通過させ、他の
高周波を、どちらの方向にも伝搬させないことである。A frequency multiplier section of the active probe receives an input signal at node 30. The purpose of the low pass filter 88 is to pass the input signal frequency (approximately 20 GHz) and prevent other high frequencies from propagating in either direction.
低域フィルタ８８は端子３０でこの入力周波数に於いて
入力インピーダンス５０Ωを示す。これは、伝送路２６
から低域フィルタへの電力伝送を最大にする。低域フィ
ルタは１入力部号の最大周波数を少し超えるしゃ断周波
数を有するように設計されている。好ましい実施例では
、低域フィルタのしゃ断周波数は約２５ＧＩｌｚである
。低域フィルタ８８はまた９入力部号周波数の高調波を
すべて通過させない。理想的には、低域フィルタの端子
３２にて入力端子３０を見たインピーダンスは第３高調
波の周波数では実質的にほとんど０（ゼロ）であり、第
５高調波の周波数では、実質的に無限大である。しかし
、もし、以下に述べるように。Low pass filter 88 exhibits an input impedance of 50 ohms at terminal 30 at this input frequency. This is the transmission line 26
maximizes the power transfer from to the low-pass filter. The low pass filter is designed to have a cutoff frequency slightly above the maximum frequency of one input part. In the preferred embodiment, the cutoff frequency of the low pass filter is approximately 25 GIlz. Low pass filter 88 also rejects all harmonics of the nine input component frequencies. Ideally, the impedance seen at input terminal 30 at terminal 32 of the low-pass filter is substantially zero at the third harmonic frequency and substantially zero at the fifth harmonic frequency. It is infinite. But if, as stated below.
入力インピーダンスマツチングセクションの出力インピ
ーダンスが、第３及び第５高調波の周波数に於いてこれ
らの特性を示すならば、上述のこは必ずしも決定的に必
要なことではない。また、低域フィルタの出力インピー
ダンスも第５高調波よりも高いすべての高調波に対して
これら（高調波）の周波数を抑えるために実質的にほと
んど０ （ゼロ）であるべきである。このように１入力
部３０に向かって伝搬しノード３２に到着するすべての
第３高調波は実質的な短絡回路によって抑えられる。This is not absolutely necessary, provided that the output impedance of the input impedance matching section exhibits these characteristics at the third and fifth harmonic frequencies. The output impedance of the low-pass filter should also be substantially near zero for all harmonics higher than the fifth harmonic to suppress these frequencies. In this way, any third harmonics propagating towards input 30 and arriving at node 32 are effectively suppressed by a short circuit.
同様にして１入力部３０に向かって伝撤し、ノード３２
に到達する第５高調波のエネルギーは、この周波数でノ
ード３２に於ける本質的に無限大のインピーダンスによ
って、出力部３０の方に反射される。Similarly, it is moved toward the 1 input section 30, and the node 32
The energy of the fifth harmonic reaching , is reflected towards the output 30 by the essentially infinite impedance at node 32 at this frequency.
低域フィルタ８８の伝達関数は関心ある入力周波数の帯
域に於いて本質的にフラットであるのが望ましい。The transfer function of low pass filter 88 is preferably essentially flat over the band of input frequencies of interest.
（以下余白） 第３図に示す実施例では低域フィルタの構造は。(Margin below) In the embodiment shown in FIG. 3, the structure of the low-pass filter is as follows.
信号を入力部３０から出力部３２に導くコプレーナ型導
波路／伝送路のセグメントを用いて設けられている。こ
れらのセグメントは、コプレーナ型導波路の開回路とな
っている４つのスタブにカップルされている。そして、
これらのセグメントは。It is provided using a coplanar waveguide/transmission line segment that guides the signal from the input section 30 to the output section 32. These segments are coupled to four stubs that are open circuits in the coplanar waveguide. and,
These segments are.
ラインセグメントといっしょに、上述のフィルタ特性を
得るために必要な容量リアクタンス及び誘導リアクタン
スを提供している。第３図に用いた記号では、スタブラ
イン９０，９２．９４及び９６は開回路となる４つのコ
プレーナ型導波路スタブを示すように解釈されるべきで
ある。低域フィルタセクション８８．他の全てのインピ
ーダンスマツチング及びフィルタセクションの仮のスケ
ールの線画（おそらく写真再生工程によってゆがんでい
る）が、第６図に示されている。第６図では。Together with the line segments, they provide the capacitive and inductive reactances necessary to obtain the filter characteristics described above. In the symbology used in FIG. 3, stub lines 90, 92, 94, and 96 should be interpreted to indicate four coplanar waveguide stubs that are open circuits. Low-pass filter section 88. All other impedance matching and tentative scale line drawings of the filter sections (possibly distorted by the photo-reproduction process) are shown in FIG. In Figure 6.
伝送路の種々のセグメント及びギャップ幅のデイメンジ
ョンがμｍ単位で示されている。種々の構造のデイメン
ジョンは電気特性を決める。特に。The dimensions of the various segments of the transmission line and the gap width are shown in μm. The dimensions of the various structures determine the electrical properties. especially.
ＲＦ信号コンダクタの幅と厚さ、ギャップ幅１種々のス
タブラインの分離、スタブラインの中心コンダクタ及び
グランドブレーンへのギャップのデイメンジョン、メタ
ライゼーションの厚さに加えてスタブ及びラインセグメ
ントの長さ、基板の厚さ及びその誘電率は設計パラメー
タであり、これによって特別のフィルタまたはインピー
ダンスマツチングセクションの所望の電気特性を設定で
きる。ユニプレーナ型及びコプレーナ型導波路の設計原
理を知る者、ディスクＩＪ−ト部品を使ったフィルタの
統合を知る者９ リチャーズトランスフォーメーション
（Ｒｉｃｈａｒｄｓ ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ
）及びクロダ アイデンティティーズ（Ｋｕｒｏｄａ
１ｄｅｎｔｉｔｉｅｓ）（何れも文献に記載されている
）の方法によってランプ） （Ｌｕｍｐｔ ）フィルタ
設計から分布フィルタ設計に変換する過程を知る者等の
マイクロ波エンジニアはここに示したいずれの実施例を
も再現し、あるいは発明についてより良い電気特性を有
する他のフィルタ及びインピーダンスマツチングセクシ
ョンを設計することができる。ここに示された電気的要
求を満足する多種類のフィルタ及びインピーダンスマツ
チングセクションの設計のための多くの可能なトポロジ
ーが存在する。ここに示された電気的要求を満たすどの
トポロジーも本発明を実施する目的を満たす。第３図の
実施例は実験室で実験され動作が確められている。いず
れのセクションの所望の電気特性に関する案内も当業者
が各々のセクションの自分の設計を行えるようにすると
の目的のために、ここに示される。入力インピーダンス
マツチングネットワークの目的は、低域フィルタの入力
信号周波数に於ける５０Ωの特性インピーダンスをその
入力信号周波数に於ける反平行ダイオード体３４の入力
インピーダンスに変えることである。ダイオードで発生
する第５高調波の電力を最大にするために入力周波数に
於いて、ダイオード対３４への最大の電力伝送を得るこ
とが望ましい。入力インピーダンスマツチングネットワ
ーク９８は第３高調波を抑え、第５高調波を出力部１４
の方向に反射する付加的機能を有している。特別に１入
力インピーダンスマッチングネットワーク９８は、ノー
ド３２で入力信号周波数に於ける入力インピーダンスと
して低域フィルタのノード３２での出力インピーダンス
の複素共役、すなわち約５０Ωの値を有するべきである
。Width and thickness of RF signal conductors, gap width 1 Separation of various stub lines, dimension of gap of stub line to center conductor and ground brane, metallization thickness plus length of stub and line segments , the thickness of the substrate and its dielectric constant are design parameters that allow setting the desired electrical properties of a particular filter or impedance matching section. Those who know the design principles of uniplanar and coplanar waveguides, and those who know the integration of filters using disk IJ-tooth components 9 Richards transformation
) and Kuroda Identities (Kuroda
A microwave engineer, such as one familiar with the process of converting a Lumpt filter design to a distributed filter design, can reproduce any of the examples presented herein by the method of Alternatively, other filters and impedance matching sections with better electrical characteristics can be designed for the invention. There are many possible topologies for a wide variety of filter and impedance matching section designs that meet the electrical requirements presented herein. Any topology that meets the electrical requirements set forth herein will satisfy the purposes of implementing the invention. The embodiment shown in FIG. 3 has been tested in a laboratory and its operation has been confirmed. Guidance as to the desired electrical characteristics of any section is provided herein for the purpose of enabling those skilled in the art to make their own design of each section. The purpose of the input impedance matching network is to change the characteristic impedance of 50 ohms at the input signal frequency of the low pass filter to the input impedance of antiparallel diode body 34 at that input signal frequency. It is desirable to obtain maximum power transfer to diode pair 34 at the input frequency in order to maximize the power of the fifth harmonic generated by the diode. The input impedance matching network 98 suppresses the third harmonic and transmits the fifth harmonic to the output section 14.
It has the additional function of reflecting in the direction of. Specifically, the one-input impedance matching network 98 should have a value of the complex conjugate of the output impedance at node 32 of the low-pass filter as the input impedance at the input signal frequency at node 32, ie, approximately 50Ω.
ダイオードの入力部１００に於いて入力インピーダンス
ネットワーク９８を見るインピーダンスは、第３高調波
の周波数及び第５高調波以上の高調波の周波数に於いて
、これらの高調波を実質的な短絡回路によって抑えるた
めに実質的にほとんど０ （ゼロ）であるべきである。The impedance seen at the input impedance network 98 at the diode input 100 is such that at frequencies of the third harmonic and frequencies of the fifth and higher harmonics, these harmonics are effectively short-circuited. Therefore, it should be virtually zero.
しかし９入力部３０に向う第５高調波の周波数に於ける
エネルギーに対するノード１００でのインピーダンスは
。However, the impedance at node 100 for energy at the frequency of the fifth harmonic towards input 30 is.
このエネルギー出力部１４方向に実質的にすべて反射す
るために、無限大または充分高い値をとるべきである。The value should be infinite or high enough to reflect substantially all of this energy in the direction of the energy output 14.
好ましい実施例では、第５高調波の実質的に全てのエネ
ルギーはノード１００のこのインピーダンスによって出
力部１４の方向に反射される。ノード３２に到達する第
５高調波のエネルギーを出力部１４で反射するように、
低域フィルタ８８を設計する必要はない。第３図に示し
た実絶倒の入力インピーダンスマツチングネットワーク
は、短絡回路となっている２つのコプレーナ型導波路ス
タブ１０４，１０５にカップルされた１つのコプレーナ
型溝波路セグメン）１０２からなる。In the preferred embodiment, substantially all of the energy of the fifth harmonic is reflected by this impedance of node 100 towards output 14 . so that the energy of the fifth harmonic reaching the node 32 is reflected at the output section 14.
There is no need to design a low pass filter 88. The incredible input impedance matching network shown in FIG. 3 consists of one coplanar groove waveguide segment 102 coupled to two coplanar waveguide stubs 104, 105 in a short circuit.
ダイオード対３４は周波数逓倍機能を満たす非線形性を
提供する。このダイオード対の目的は。Diode pair 34 provides nonlinearity to satisfy the frequency multiplication function. What is the purpose of this diode pair?
約２０ＧＨｚの入力信号を受け９入力信号をダイオード
の非線形等価回路を介してグランドに導波させることに
よって、この周波数の多数の高調波を発生させることで
ある。By receiving an input signal of about 20 GHz and guiding the nine input signals to ground through a nonlinear equivalent circuit of diodes, a large number of harmonics of this frequency are generated.
このダイオード対は、非線形の電圧対電流特性を有して
いるので、高調波が発生する。このダイオードは、接合
に印加される電圧対その接合を流れる電流に関する■−
Ｖ特性が第４図に示されるようなものとなるように１反
平行に接続されている。第３図に示されたダイオード対
の対称構造から奇数次の高調波だけが発生するというこ
とが。This diode pair has nonlinear voltage versus current characteristics, so harmonics are generated. This diode has a relationship between the voltage applied to its junction and the current flowing through it.
They are connected in anti-parallel fashion so that the V characteristic is as shown in FIG. The symmetrical structure of the diode pair shown in FIG. 3 means that only odd-order harmonics are generated.
第４図に示された指数関数のテーラ−級数展開によって
わかる。これは、構造の対称性のためである。第５図は
このダイオード対の非線形性から発生した周波数スペク
トルを模式的に示すダイアダラムである。種々の高調波
の強度は、第５図ではシンポリカリ−にのみ示されてい
る。それぞれの高調波の実際の強度又はパワーレベルは
テーラ−級数展開のそれぞれの項の係数及びはめ込まれ
ている回路によって決定される。This can be seen from the Taylor series expansion of the exponential function shown in FIG. This is due to the symmetry of the structure. FIG. 5 is a diadarum schematically showing the frequency spectrum generated from the nonlinearity of this diode pair. The intensities of the various harmonics are only shown symbolically in FIG. The actual strength or power level of each harmonic is determined by the coefficients of each term of the Taylor series expansion and the embedded circuit.
ダイオード対３４のそれぞれのダイオードは。Each diode of diode pair 34 is.
少くとも１つの容量を介してＲＦ倍信号グランドにカッ
プルされている。容量６８及び７０はそのような容量の
例である。同様にして、各々のダイオードは、 Ｄ、
Ｃ，バイアスライン６４．６６にカップルされてい
る。容量の目的は、 Ｄ、 Ｃ，電流の流れをブロッ
クし、高調波信号に対してはグランドへの低インピーダ
ンス路を提供することである。The RF multiplier signal is coupled to ground via at least one capacitor. Capacitors 68 and 70 are examples of such capacitors. Similarly, each diode is D,
C, coupled to bias line 64.66. The purpose of the capacitance is to block the flow of D, C current and provide a low impedance path to ground for harmonic signals.
各々のダイオードを個々にバイアスし、それらのダイオ
ードを電気的にマツチングさせるように。Bias each diode individually and match them electrically.
Ｄ、 Ｃ，バイアスはこれらのワイヤ及びＲＦ信号コ
ンダクタ２６を介してダイオードに印加される。D, C, biases are applied to the diode through these wires and the RF signal conductor 26.
このマツチングの理由はすべての偶数次高調波の発生を
実質的に完全に取り除くことである。実用上９アクテイ
ブプローブを使用するとき、ダイオードによって発生す
る種々の高調波の強度を観察している間に、各々のダイ
オードへのり、 Ｃ，バイアスは変化し得る。The reason for this matching is to virtually completely eliminate all even harmonic generation. When using 9 active probes in practice, the bias to each diode can change while observing the intensities of the various harmonics generated by the diodes.
Ｄ、 Ｃ，バイアスは偶数次高調波信号エネルギーの量
が最小となるまで変化される。マツチング特性を有する
集積されたダイオードまたは他のマツチングされたダイ
オードが使用される実施例では、 Ｄ、 Ｃ，バイ
アス結合は必ずしも必要ない。The D, C, biases are varied until the amount of even harmonic signal energy is minimized. In embodiments where integrated diodes with matching characteristics or other matched diodes are used, the D, C, bias coupling is not necessarily required.
好ましい実施例では容量６８．７０は、コネクタ３６．
３８からダイオード３４への金のボンドワイヤ路に沿っ
て、一定間隔を有して設けられた１つまたはそれ以上の
チップ容量からなる。In the preferred embodiment, the capacitance 68.70 is connected to the connector 36.
38 to diode 34, consisting of one or more chip capacitors spaced at regular intervals along the gold bond wire path from 38 to diode 34.
ブロック６８．７（ｌによって表わした各々の容量に対
し用いられる容量の数は、使用する周波数に依存する。The number of capacitors used for each capacitor, denoted by block 68.7 (l), depends on the frequency used.
入力周波数及びその第５高調波の両方に関して非常に低
いインピーダンスのバスをグランドに接続することが重
要である。好ましい実施例で２つの容量が使用される理
由は、チップ容量のキャパシタンスが限られていること
である。It is important to connect the bus to ground with very low impedance for both the input frequency and its fifth harmonic. The reason why two capacitors are used in the preferred embodiment is that the capacitance of the chip capacitor is limited.
また、充分に低いインピーダンスを有するグランドへの
バスを２０ＧＨｚのオーダの周波数に対して設けること
を確保するためには、２つのチップ容量を並列に使用す
ることが必要だからである。This is also because it is necessary to use two chip capacitors in parallel in order to ensure that a bus to ground with sufficiently low impedance is provided for frequencies on the order of 20 GHz.
この周波数に対してグランドへのバスのインピーダンス
を低く保つことによって、この周波数に於ける最大の電
流が非線形のダイオード対を流れ。By keeping the bus impedance to ground low for this frequency, the maximum current at this frequency flows through the nonlinear diode pair.
発生する高調波のエネルギー強度を増加させるのである
。This increases the energy intensity of the harmonics generated.
非常に高い周波数信号が、このダイオード接合を介して
短絡しないように、ダイオード対３４のダイオード接合
容量は充分小さいことが望ましい。It is desirable that the diode junction capacitance of diode pair 34 be sufficiently small so that very high frequency signals are not shorted across this diode junction.
この接合容量は０．２ピコフアラツド以下であることが
好ましい。また、ダイオード対のダイオードのシリーズ
抵抗は１０Ω以下であることが望ましい。この理由は、
減衰損失を最小にし９発生する第５高調波信号の量を最
大にすることである。This junction capacitance is preferably 0.2 picofarad or less. Furthermore, it is desirable that the series resistance of the diodes of the diode pair be 10Ω or less. The reason for this is
The objective is to minimize the attenuation loss and maximize the amount of the fifth harmonic signal generated.
テスト中のチップの特性把握に於ける信号対ノイズ比を
最小にするためには、１００ＧＨｚのテスト信号出力に
対するより大きな強度が常に必要である。Greater strength for the 100 GHz test signal output is always required to minimize the signal-to-noise ratio in characterizing the chip under test.
ダイオード接合に電流を導くリードのインダクタンスが
できるだけ小さいことも重要である。このリードインダ
クタンスは周波数増加に伴い大きくなり、このことによ
り、ダイオード接合を流れる高調波電流の量を減少させ
、また、ダイオード対によって発生する第５高調波の強
度を低下させる。前述の理由のために、ガリウムヒ素基
板の上に集積された商業的に手に入るビームリードダイ
オードが好ましい。そのようなダイオードとしては、サ
ンタロサ、カリフォルニアのヒユーレットパラカードカ
ンパニー製のものが少くとも手に入る。It is also important that the inductance of the leads conducting current into the diode junction be as small as possible. This lead inductance increases with increasing frequency, thereby reducing the amount of harmonic current flowing through the diode junction and also reducing the intensity of the fifth harmonic generated by the diode pair. For the aforementioned reasons, commercially available beam lead diodes integrated on gallium arsenide substrates are preferred. At least one such diode is available, such as one made by Hewlett-Paracard Company of Santa Rosa, California.
出力インピーダンスマツチングネットワーク８４の目的
は、第５高調波の周波数に於いてダイオードからの第５
高調波信号の電力伝送を最大にするように、ダイオード
対の出力インピーダンスをマツチングさせることである
。加えて、出力インピーダンスマツチングネットワーク
８４は、入力信号の出力部１４への伝達を抑制し、また
、第３高調波及び第５高調波以上の高調波のような望ま
しくない高調波を抑える。The purpose of the output impedance matching network 84 is to remove the fifth harmonic from the diode at the frequency of the fifth harmonic.
The goal is to match the output impedances of the diode pairs to maximize power transmission of harmonic signals. In addition, the output impedance matching network 84 suppresses the transmission of the input signal to the output 14 and suppresses undesirable harmonics such as the third harmonic and the fifth and higher harmonics.
典型的には、出力インピーダンスマツチングネットワー
ク８４は、ノード１０２で第５高調波の周波数に於ける
ダイオード３４の出力インピーダンスの複素共役に等し
い入力インピーダンスマツチングを有している。しかし
、第３高調波の周波数に於けるノード１０２でのインピ
ーダンスは。Typically, output impedance matching network 84 has an input impedance matching equal to the complex conjugate of the output impedance of diode 34 at the frequency of the fifth harmonic at node 102. However, the impedance at node 102 at the third harmonic frequency is.
出力部１４に達する前にこの高調波を抑制してしまうた
めに、できるだけ低く実質的にほとんど０（ゼロ）にす
べきである。入力信号の基本波の周波数におけるノード
１０２の入力インピーダンスは、その周波数のすべての
エネルギーをダイオード対３４の方向に反射するために
、実質的に無限大かまたはできるだけ高くあるべきであ
る。In order to suppress this harmonic before it reaches the output 14, it should be as low as possible, essentially close to zero. The input impedance of node 102 at the frequency of the fundamental of the input signal should be substantially infinite or as high as possible in order to reflect all the energy at that frequency towards diode pair 34.
第３図に示すように、出力インピーダンスマツチングネ
ットワークは４つの開回路スタブ伝送路１０６．１０８
，１１０．１１２を有している。As shown in Figure 3, the output impedance matching network consists of four open circuit stub transmission lines 106, 108.
, 110.112.
加えて、短絡回路端子を有する２つのスタブ伝送路が用
いられている。理想的には、出力インピーダンスマツチ
ングネットワークの第５高調波の周波数に於けるノード
１１８のインピーダンスマツチングは約５０オームであ
る。In addition, two stub transmission lines with short circuit terminals are used. Ideally, the impedance matching of node 118 at the frequency of the fifth harmonic of the output impedance matching network is approximately 50 ohms.
アクティブプローブの最後のフィルタセクションは帯域
フィルタ８６である。このフィルタの目的は第５高調波
を出力部１４へ伝送し、帯域フィルタの帯域外の周波数
を有する他のすべての信号を減衰または反射させること
である。理想的には帯域フィルタ８６は、使用する約１
００ＧＨｚ周辺の周波数範囲を包含する帯域幅を有する
べきであり、またこの周波数帯域にわたって実質的にフ
ラットな伝達関数またはフィルタ減衰特性を有してなけ
ればならない。また、この帯域フィルタはノード１１８
で、出力インピーダンスマツチングネットワーク８４の
出力インピーダンスマツチングの複素共役に等しい入力
インピーダンスを、第５高調波周波数に於いて有してい
るべきである。帯域フィルタは、また、出力ノード１４
で実質的にほとんど５０オームの出力インピーダンスを
有するべきである。The last filter section of the active probe is bandpass filter 86. The purpose of this filter is to transmit the fifth harmonic to the output 14 and attenuate or reflect all other signals having frequencies outside the band of the bandpass filter. Ideally, bandpass filter 86 uses approximately 1
It should have a bandwidth that encompasses the frequency range around 00 GHz, and it should have a substantially flat transfer function or filter attenuation characteristic over this frequency band. This bandpass filter is also connected to node 118.
should have an input impedance equal to the complex conjugate of the output impedance matching of output impedance matching network 84 at the fifth harmonic frequency. The bandpass filter is also connected to the output node 14
should have an output impedance of substantially almost 50 ohms.
（以下余白）
第６図を参照すると、アクティブプローブの周波数逓倍
器セクションの偽似スケールモデルが示されている（読
者に注意−最初のスケールは本特許を印刷する写真複写
プロセスで歪曲してしまった。）。各コンダクタの長さ
及び幅寸法は図では対応するセグメントの近くにミクロ
ンで示されている。全ギャップ幅は２５ミクロンである
。基板の厚さは９．９の等方性誘電体定数込みで１２５
ミクロンである。チタニウム・タングステン被膜を用い
てメタライゼーションすると全部の厚さは１ミクロンで
ある。しかしながら当業者は、第６図に示さ°れたトポ
グラフィの電気的特性を同上させ、上記第３図の説明に
おいて与えられた、各セクションに対して与えられる基
準により合致するフィルタ及びインピーダンス一致セク
ションについて、他のトポグラフィを容易に想像し得る
。第６図において各セグメントを規定するギャップを表
す１対の黒線を接続する短く黒いセグメントを有するス
タブ伝送線は、その特定のスタブ線で開放回路端を表す
。同様に、スタブの端で終っており、互いに接続されて
いない２本の黒線を有するスタブ線は、グラウンドプレ
ーンへの短絡回路端を表す。グラウンドプレーンは東６
図に示される全構造を取°り囲む白い領域である。黒線
の中の白い領域は、アクティブプローブの周波数逓倍器
セクションのＲＦ信号コンダクタを表す。上述のごとく
、スタブ伝送線は相互接続線セグメントと共に各フィル
タ及びインピーダンス一致セクションにつき適当な誘導
性及び容量性構成要素を提供して、そのインピーダンス
及び減衰特性を規定する。(White space below) Referring to Figure 6, a pseudo-scale model of the frequency multiplier section of the active probe is shown (note to the reader - the original scale was distorted by the photocopying process used to print this patent). Ta.). The length and width dimensions of each conductor are shown in microns near the corresponding segment in the figure. The total gap width is 25 microns. The thickness of the substrate is 125 including the isotropic dielectric constant of 9.9.
It is micron. When metallized using a titanium-tungsten coating, the total thickness is 1 micron. However, those skilled in the art will appreciate that the electrical characteristics of the topography shown in FIG. , other topography can be easily imagined. A stub transmission line with a short black segment connecting a pair of black lines representing the gaps defining each segment in FIG. 6 represents an open circuit end at that particular stub line. Similarly, a stub line with two black lines terminating at the end of the stub and not connected to each other represents a short circuit end to the ground plane. The ground plane is east 6
It is a white area surrounding the entire structure shown in the figure. The white area within the black line represents the RF signal conductor of the frequency multiplier section of the active probe. As mentioned above, the stub transmission line along with the interconnect line segments provide appropriate inductive and capacitive components for each filter and impedance matching section to define its impedance and attenuation characteristics.
第６図の構造がＲＦ信号伝送線２６の両側のグラウンド
プレーンの２半部を接続するワイヤー１２０等の、複数
の短絡ワイヤーを示すことに留意せよ。これらの短絡ワ
イヤーは、グラウンドプレーンの２半部に沿って伝送さ
れ得る偶数コプレーナ型導波路モードを抑えるのに用い
られる。すなわち、グラウンドプレーンの２半部２０及
び２２は、グラウンドプレーンの２半部間の電位の変化
が許容されるなら、プローブの一方の端から他方の端へ
エネルギーを伝送し得る。ワイヤー１２０等の逓倍短絡
ワイヤーはグラウンドプレーンの２半部を複数の位置で
つなぎ、それによって如何なる電位の差もグラウンドプ
レーンの２半部間に存在しないようにしている。このた
め、グラウンドプレーンに関わる疑似モードでは、如何
なるエネルギーも伝送されない。Note that the structure of FIG. 6 shows multiple shorting wires, such as wire 120 connecting the two halves of the ground plane on either side of the RF signal transmission line 26. These shorting wires are used to suppress even coplanar waveguide modes that may be transmitted along the two halves of the ground plane. That is, the two halves 20 and 22 of the ground plane can transfer energy from one end of the probe to the other end if a change in potential between the two halves of the ground plane is allowed. Multiplying shorting wires, such as wire 120, connect the two halves of the ground plane at multiple locations so that no potential differences exist between the two halves of the ground plane. Therefore, no energy is transmitted in the pseudo modes associated with the ground plane.
アクティブプローブを通る伝送の所望のモードは、準−
ＴＥＭモードである。如何なる不連続も、他の所望され
ないモードへのエネルギーの分散を生じ得る。このため
、この様な分散を防ぐために如何なる不連続も最小限に
抑えることが望ましい。The desired mode of transmission through the active probe is semi-
This is TEM mode. Any discontinuity can cause energy to be dissipated into other undesired modes. Therefore, it is desirable to minimize any discontinuities to prevent such dispersion.
第７図を参照すると、ダイオードセクションアッセンブ
リのスケール図がこれまでに示されてきたものよりは実
質的に大きいスケールで示されている。第７図に示され
る実施態様は、チップ容量６８及び７０を配してｙｇ１
図に示される実施態様とはやや異なっている。上述のご
とく、これらの２個のチップ容量は実際には、並列に配
線された４個の容量である。ＲＦ入力信号は接触パッド
１２６における１対の逆並列ダイオードの共通ノード１
２６にカップルされる。この約２０ＧＨｚの入力信号は
次いで、ビームリードダイオードの接合を通って地面に
伝搬する。これらのダイオードは１２８に単純な３個の
ターミナルブロックとして模式的に示されている。２個
のダイオードの個々のターミナル１３０及び１３２は、
２個のチップ容量１３４及び１３６のターミナルにそれ
ぞれカップルされる。これらの各チップ容量の他のター
ミナルは導電性エポキシによってグラウンドプレーン２
０または２２にカップルされている。第２の組のチップ
容１！６８及び７０は、ビームリードダイオード１２８
と１対のり、 Ｃ，バイアス接触パッド７２及び７４
との間に配されている。これらのチップ容量はそれぞれ
、グラウンドプレーン２０または２２に導電性エポキシ
によって結合される１個のターミナルを備え、かつそれ
ぞれ第２のターミナルを備えている。２本の金ワイヤ−
１３８および１４０はチップ容量６８及び７０とチップ
容ｆｆ１１３４及び１３６の第２のターミナル間でワイ
ヤーにより結合されている。これらの４個のチップ容量
は従って、高周波ＲＦ倍信号とっては地面への並行路で
あるが、 Ｄ、 Ｃ，においてはブロック信号であ
る。他の実施態様においては、一致したダイオードが用
いられるか、またはダイオードが均等に一致しない場合
生じる偶数高調波を含む所望されない高調波を適当に押
え得るフィルタセクションが利用され得るなら、Ｄ、
Ｃ，バイアス線は省略され得る。Referring to FIG. 7, a scale diagram of a diode section assembly is shown on a substantially larger scale than previously shown. The embodiment shown in FIG.
The embodiment shown in the figures is slightly different. As mentioned above, these two chip capacitors are actually four capacitors wired in parallel. The RF input signal is applied to the common node 1 of a pair of anti-parallel diodes at contact pad 126.
Couples to 26. This approximately 20 GHz input signal then propagates through the beam lead diode junction to ground. These diodes are shown schematically at 128 as a simple three terminal block. The individual terminals 130 and 132 of the two diodes are
It is coupled to the terminals of two chip capacitors 134 and 136, respectively. The other terminals of each of these chip capacitors are connected to ground plane 2 by conductive epoxy.
Coupled to 0 or 22. The second set of chip capacitors 1!68 and 70 have beam lead diodes 128
and a pair of glue, C, bias contact pads 72 and 74
It is placed between. These chip capacitors each have one terminal coupled by conductive epoxy to the ground plane 20 or 22 and each have a second terminal. 2 gold wires
138 and 140 are coupled by wires between the chip capacitors 68 and 70 and the second terminals of chip capacitors ff1134 and 136. These four chip capacitors are therefore parallel paths to the ground for the high frequency RF multiplied signal, but block signals for D, C, and so on. In other embodiments, if matched diodes are used or a filter section can be utilized that can adequately suppress undesired harmonics, including even harmonics that would result if the diodes were not evenly matched, then D,
C. The bias line can be omitted.
上述のアクティブプローブの構造は容易に利用され得る
ハイパワーなマイクロ波源を利用して、非線形デバイス
を駆動する入力信号を提供するという重要な利点を有す
る。同軸型導波路からコプレーナ型導波路への移行が広
い帯域に渡り低損失でマイクロ波ソースとプローブ入力
の間でインターフェースされている。マイクロ波信号は
適当なミリメートル波周波数に逓倍され、かつプローブ
は試験中に該デバイスの入力パッドと直接接触し、それ
によって試験信号を供給する。次いで試験中ノ該デバイ
スの入力／出力及び内部ノードパラメータを測定するの
に電気光学サンプリングが使用され得る。電気光学サン
プリングは文献において公知であり−，Ｗｅｉｎｇａｒ
ｔｅｎ、 Ｒｏｄｖｅｌｌ及びＢｌｏｏｍの論文に記載
されている（”Ｐｉｃｏ ５ｅｃｏｎｄＯｐｔｉｃａｌ
Ｓａｍｐｌｉｎｇ ｏｆ Ｇａ１ｌｉｕ＋ｘ Ａｒ５
ｅｎｉｄｅ Ｉｎｔｅ−ｇｒａｔｅｄ Ｃ１ｒｃｕｉｔ
ｓ１．ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｑｕａｎｔｕ
ｍＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ、Ｙｏｌｕ＋ａｅ ２４．
Ｎｏ、２． Ｆｅｂｒｕａｒｙ １９８８゜１）Ｉ）：
１９８−２２０ ）。The active probe structure described above has the important advantage of utilizing readily available high power microwave sources to provide the input signal for driving the nonlinear device. The transition from coaxial to coplanar waveguides provides a wideband, low-loss interface between microwave sources and probe inputs. The microwave signal is multiplied to the appropriate millimeter wave frequency, and the probe is in direct contact with the input pad of the device during testing, thereby providing the test signal. Electro-optic sampling can then be used to measure input/output and internal node parameters of the device during testing. Electro-optical sampling is known in the literature - Weingar
described in the paper by Ten, Rodvell and Bloom ("Pico 5econd Optical
Sampling of Ga1liu+x Ar5
enide Inter-grated C1rcuit
s1. IEEE Journal of Quantu
mElectronics, Yolu+ae 24.
No, 2. February 1988゜1)I):
198-220).
他の実施態様に於て、マイクロストリップ伝送線等の他
の形態のブレーナ型伝送媒体が使用され得る。ミリメー
トル波周波数におけるマイクロストリップ伝送線のコプ
レーナ及びユニブレーナ型導波路の主要な利点の１つは
、信号コンダクタと同一平面上にグラウンドコンダクタ
が存在することである。この種の伝送線は場合に依って
はユニブレーナ型伝送線とも称される。ユニブレーナ型
導波路の利点は、回路要素間の短絡接続路が実現され、
減衰しにくくリアクティブな低い寄生インピーダンスが
生じ、しかもホールを通る必要がないということである
。コプレーナ型導波路の特性インピーダンスはまた、マ
イクロストリップ伝送と比べると基板の厚さの変化に対
する感受性が小さい。In other embodiments, other forms of brainer-type transmission media may be used, such as microstrip transmission lines. One of the major advantages of microstrip transmission line coplanar and uniplanar waveguides at millimeter wave frequencies is the presence of a ground conductor coplanar with the signal conductor. This type of transmission line is sometimes referred to as a unibrain transmission line. The advantage of unibrain waveguides is that short-circuit connections between circuit elements are realized,
This creates a low parasitic impedance that is difficult to attenuate, is reactive, and does not require passing through holes. The characteristic impedance of coplanar waveguides is also less sensitive to changes in substrate thickness compared to microstrip transmission.
ユニブレーナ型導波路回路を設計する際、所望されない
モードの励振を回避するよう注意しなければならない。When designing unibrain waveguide circuits, care must be taken to avoid excitation of undesired modes.
アクティブプローブ用コプレーナ型導波路回路に於いて
偶数モードを抑えるためには、エアブリッジの代わりに
金ボンドワイヤーを用いて回路の作成上の複雑さを低減
する。しかしながら、他の実施態様においてはエアブリ
ッジが使用され得る。所望されないモードの励振を回避
するために、コプレーナ型導波路の反吐上主要な不連続
を回避することも重要である。この様な不連続は中心コ
ンダクタまたはギャップ間隔の寸法を突然変化させた。To suppress even modes in a coplanar waveguide circuit for an active probe, gold bond wires are used instead of air bridges to reduce the complexity of the circuit. However, in other embodiments an air bridge may be used. It is also important to avoid major discontinuities in coplanar waveguides in order to avoid excitation of undesired modes. Such discontinuities caused abrupt changes in the dimensions of the central conductor or gap spacing.
これらの変化は等価キャパシタンス及び等価インダクタ
ンスによって表され得る電場及び磁場分布に変化をもた
らす。不連続は次いでこれらのキャパシタンス及びイン
ダクタンスを評価することによって特徴づけられる。こ
こでアクティブプローブの設計に存在するタイプの不連
続は中心コンダクタ幅における段、つまりギャップ幅と
スタブ位置における交差接合との段である。これらの不
連続は低周波数においては通常。These changes result in changes in the electric and magnetic field distributions that can be represented by the equivalent capacitance and equivalent inductance. Discontinuities are then characterized by evaluating their capacitances and inductances. The type of discontinuity present here in the active probe design is a step in the center conductor width, ie, a step in the gap width and the cross-junction at the stub location. These discontinuities are normal at low frequencies.
信号伝搬の動揺をほんの僅かしか起こさないが、ミリメ
ートル波の周波数においてはその影響は無視し得ない。Although it only slightly perturbs the signal propagation, its influence cannot be ignored at millimeter wave frequencies.
コプレーナ型導波路の不連続モデルは現在マイクロ波回
路シュミレーシコンプログラムにおいて利用できないの
で、これらの不連続の影響はマイクロストリップ不連続
モデルを用いて評価された。Since coplanar waveguide discontinuity models are not currently available in microwave circuit simulation programs, the effects of these discontinuities were evaluated using a microstrip discontinuity model.
好ましい実施態様におけるダイオードはガリウム砒素の
上に積み重ねて作られたショットキーバリヤーダイオー
ドである。各ショット牛−ダイオードはそれぞれ長さ１
０マイクロメーターの２個の平行な指から成る。１５乃
至２０ＧＨｚの入力周波数帯についてのダイオードの入
力インピーダンスは同じ周波数の信号によって大きな信
号駆動力の下で計算される。ダイオードの出力ポートは
基本周波数における開放回路であると想定されるが、こ
の推定は出力フィルタの比較的大きな帯を考えればかな
り正確である。７５乃至１００ＧＨ２のインピーダンス
（第５の高調波周波数）は基本周波数の入力信号を用い
て計算される。該回路は非線形であるため、このインピ
ーダンスは第５の高調波周波数においてダイオードに与
えられる負荷の関数である。The diode in the preferred embodiment is a Schottky barrier diode made stacked on top of gallium arsenide. Each shot cow - each diode is 1 length
Consists of two parallel fingers of 0 micrometers. The input impedance of the diode for the input frequency band of 15-20 GHz is calculated under large signal driving force by a signal of the same frequency. The output port of the diode is assumed to be open circuit at the fundamental frequency, but this estimate is fairly accurate given the relatively large band of the output filter. The impedance between 75 and 100 GH2 (fifth harmonic frequency) is calculated using the fundamental frequency input signal. Since the circuit is non-linear, this impedance is a function of the load placed on the diode at the fifth harmonic frequency.
アクティブプローブのフィルタは２成端ランブト低域プ
ロトタイプフイルタに基づき設計された。The filter of the active probe was designed based on a two-terminated Lambut low-pass prototype filter.
両ボートにおける成端インピーダンスは５０オームに選
択された。コプレーナ型導波路フィルタはＴＯＵＣＨＳ
ＴＯＮＥソフトウェアを用いて更に最適化された。The termination impedance on both boats was chosen to be 50 ohms. Coplanar waveguide filter is TOUCHS
Further optimization was performed using TONE software.
入力フィルタは通過帯域に対して低挿入損を提供し、か
つ通過帯域の奇数の高調波、それも特に茅５高調波の阻
止を提供するよう設計された。該回路はアルミナ基板状
にスパッタされたタンタラムー金を薄膜堆積してリフト
オフし、その後付加的に金めつきを行い、表皮効果損を
低減することによって作られた。直径ｌミルの金ワイヤ
ーを用いて中心コンダクタの両側の多数の位置でグラウ
ンドプレーンを接続し、偶数モードを抑えた。The input filter was designed to provide low insertion loss to the passband and to provide rejection of the odd harmonics of the passband, especially the fifth harmonic. The circuit was fabricated by depositing a thin film of sputtered tantalum gold on an alumina substrate, lift-off, and then additional gold plating to reduce skin effect losses. 1 mil diameter gold wire was used to connect the ground planes at multiple locations on either side of the center conductor to suppress even modes.
周波数逓倍プローブの例
第８図を参照すると、好ましい周波数逓倍器集積回路試
験プローブの一般的な実施態様の平面図が示されている
。該プローブは基板２００を有し、基板は試験プローブ
本体が如何なる市販の選択された試験プローブ本体と互
換されても適するような寸法を有している。第８図の周
波数逓倍器には少なくとも２個の他の構造がある。これ
らはハイブリッド構造及び完全集積構造である。Example Frequency Multiplier Probe Referring to FIG. 8, a top view of a general embodiment of a preferred frequency multiplier integrated circuit test probe is shown. The probe includes a substrate 200 having dimensions such that the test probe body is suitable for interchangeability with any selected commercially available test probe body. There are at least two other structures in the frequency multiplier of FIG. These are hybrid structures and fully integrated structures.
プローブとして形成されたハイブリッド構造においては
、基板はセラミック、すなわちアルミナであり、ビーム
リードダイオードまたはトランジ゛スタ等の他の半導体
接合デバイスは非線形要素２０２に使用され得る。低域
フィルタ、インピーダンス一致セクション２０４、通過
帯域フィルタ、及びインピーダンス一致セクション２０
６は所望のインピーダンス特性及び周波数応答を提供し
、適当な高調波を出力させかつ他の所望されない高調波
を抑える。好ましい実施態様においては、これらのフィ
ルタとインピーダンス一致セクションは両方ともコプレ
ーナ型導波路の電気的にカップルされた複数のセグメン
トを有し、セグメントは所定の特性インピーダンス及び
周波数応答特性を確立し得るような寸法を有する。他の
実施態様においては、選ばれた構造が第８図のプローブ
のプレーナ性と両立し、かつ所望のインピーダンス及び
周波数特性を有するならば、これらのフィルタは他の構
造を持ち得る。 好ましい実施態様においては、所定の
所望のインピーダンス特性は以下の通りである。低域フ
ィルタ及びインピーダンス一致セクション２０４はプロ
ーブ入力２０８に到着する入力試験信号の周波数で約５
０オームの特性インピーダンスを有し、以下場合に依っ
ては基本周波数と呼ばれる。この特性インピーダンスは
基本信号がフィルタ内を矢印２１０の方向に伝搬してい
ても矢印２１２の方向に伝搬していてもフィルタセクシ
ョンに見受けられる。典型的には、入力試験信号は１６
−２５ＧＨｚの周波数を有する。説明のため、ここでは
２０ＧＨｚの周波数を°°基本°°周波数と呼ぶことに
する。In a hybrid structure configured as a probe, the substrate is ceramic, ie alumina, and other semiconductor junction devices such as beam lead diodes or transistors can be used for the nonlinear element 202. Low-pass filter, impedance matching section 204, passband filter, and impedance matching section 20
6 provides the desired impedance characteristics and frequency response, outputs the appropriate harmonics, and suppresses other undesired harmonics. In a preferred embodiment, both the filter and the impedance matching section include a plurality of electrically coupled segments of coplanar waveguides, where the segments are configured to establish predetermined characteristic impedance and frequency response characteristics. It has dimensions. In other embodiments, these filters may have other structures, provided the structure selected is compatible with the planar nature of the probe of FIG. 8 and has the desired impedance and frequency characteristics. In a preferred embodiment, the predetermined desired impedance characteristics are as follows. The low pass filter and impedance matching section 204 is approximately 5 at the frequency of the input test signal arriving at the probe input 208.
It has a characteristic impedance of 0 ohms and is sometimes referred to below as the fundamental frequency. This characteristic impedance is found in the filter section whether the fundamental signal propagates through the filter in the direction of arrow 210 or in the direction of arrow 212. Typically, the input test signal is 16
- It has a frequency of 25 GHz. For the sake of explanation, the 20 GHz frequency will be referred to as the °° fundamental °° frequency.
低域フィルタセクション２０４はまた、基本周波数の第
３高調波にとって短絡回路に実質的に近く、そして矢印
２１２の方向にフィルタをのぞき込んだ時には基本周波
数の第５高調波にとって開放回路に実質的に近い特性イ
ンピーダンスを有するよう設計されている。これによっ
て基本周波数の第３高調波は低域フィルタにおいて抑え
られ、そして以下に場合に依っては出力信号と称される
所望の第５高調波が２１４のプローブ出力方向に反射さ
れる。好ましくは、第７及び第９高調波の様なより高次
の高調波も抑えられる。高調波は非線形要素２０２の位
置で生じ、プローブ出力２１４及びプローブ入力２０８
の両方向に伝搬する。The low pass filter section 204 is also substantially close to a short circuit for the third harmonic of the fundamental frequency, and substantially close to an open circuit for the fifth harmonic of the fundamental frequency when looking into the filter in the direction of arrow 212. It is designed to have a characteristic impedance. The third harmonic of the fundamental frequency is thereby suppressed in the low-pass filter, and the desired fifth harmonic, hereinafter sometimes referred to as the output signal, is reflected in the direction of the probe output at 214. Preferably, higher harmonics such as the 7th and 9th harmonics are also suppressed. The harmonics occur at the location of nonlinear element 202 and at probe output 214 and probe input 208.
propagates in both directions.
所望されない高調波が反応によって抑えられるならば、
それらが低域フィルタまたは通過帯域フィルタにおいて
抑えられるか否かは本発明にとっては重要ではない。通
過帯域フィルタ及びインピーダンス一致セクション２０
６はフィルタを矢印２１８の方向にフィルタをのぞき込
んだ時、基本周波数の竿５高調波において５０オームの
特性インピーダンスを有するものであれば、如何なる設
計であってもよい。同様に、通過帯域フィルタセクショ
ン２０６は矢印２１６の方向にフィルタセクション２０
６をのぞき込んだ時、第５高調波の周波数を有する信号
にとって実質的に５０オーム近くの特性インピーダンス
を有さなければならない。If the undesired harmonics are suppressed by the reaction,
Whether they are suppressed in a low-pass filter or a passband filter is not important to the invention. Passband filter and impedance matching section 20
6 may be of any design as long as it has a characteristic impedance of 50 ohms at the fifth harmonic of the fundamental frequency when the filter is looked into in the direction of arrow 218. Similarly, passband filter section 206 is connected to filter section 206 in the direction of arrow 216.
6, it must have a characteristic impedance substantially close to 50 ohms for signals having a frequency of the fifth harmonic.
同様に、フィルタセクション２０６はこれらの高調波の
出力２１４方向の伝搬を抑えるために基本周波数の第７
高調波またはその付近にある周波数にとって実質的に短
絡回路に近い特性インピーダンスを有するよう、設計さ
れなければならない。Similarly, filter section 206 filters the seventh harmonic of the fundamental frequency to suppress the propagation of these harmonics in the direction of output 214.
It must be designed to have a characteristic impedance that is substantially close to a short circuit for frequencies at or near harmonics.
他の実施態様においては、低域フィルタセクション２０
４は第７高調波の伝搬を抑えるのに充分低い特性インピ
ーダンスを持ち得るし、そして通過帯域フィルタセクシ
ョン２０６は第３高調波の伝搬を抑えるのに充分低い特
性インピーダンスを持ち得る。In other embodiments, the low pass filter section 20
4 may have a characteristic impedance low enough to suppress propagation of the seventh harmonic, and passband filter section 206 may have a characteristic impedance low enough to suppress propagation of the third harmonic.
第８図のプローブのコプレーナ導波路性と両立するなら
ば、上で規定した特性インピーダンス基準を満たす如何
なる不連続なまたは完全に集積されたフィルタ設計も本
発明を実施するためには十分である。Any discontinuous or fully integrated filter design that meets the characteristic impedance criteria defined above is sufficient to practice the invention, provided it is compatible with the coplanar waveguide nature of the probe of FIG. 8.
（以下余白）
第８図のプローブのハイブリッド構造実施態様を第９図
に示す。低域フィルタセクション２０４は、基本周波数
で実質的に５０オーム近くの特性インピーダンスを有す
るコプレーナ型導波路２２１にカップルされた２２０の
低域フィルタ入力を有する。低域フィルタセクションは
また。場合によっては添付の特許請求の範囲においてノ
ードと称される２２２の低域フィルタ出力を有する。こ
のノード２２２は低域フィルタセクション２０４と通過
帯域フィルタセクション２０６との間の電気的カップリ
ングを表わす。ノード２２２はまた。(Left below) An embodiment of the hybrid structure of the probe shown in FIG. 8 is shown in FIG. 9. Low pass filter section 204 has 220 low pass filter inputs coupled to a coplanar waveguide 221 having a characteristic impedance substantially near 50 ohms at the fundamental frequency. There is also a low pass filter section. It has 222 low pass filter outputs, sometimes referred to as nodes in the appended claims. This node 222 represents the electrical coupling between lowpass filter section 204 and passband filter section 206. Node 222 also.
ダイオードセクション２０２への電気的カップリング点
を表わす。Represents the electrical coupling point to diode section 202.
第９図の斜線をつけた構造はセラミック基板２００の表
面に形成された導電性材料を表わす。同図の斜線をつけ
た構造間のギャップにおける空白セクションはベアセラ
ミックの絶縁性ギャップを表わす。コプレーナ型導波路
の中心コンダクタ２２１の両側の導電性材料の広がりは
コプレーナ型導波路２２１のグラウンドプレーン構造２
５０を表わす。２２４の弧状の線のような、グラウンド
プレーンの２つのセグメント上の点と点との間にある弧
形の線はグラウンドプレーンの２半セクシヨンを電機的
に接続しグラウンドプレーンの２半セクシヨン間の電位
を等しく保ち、伝搬の所望されない偶数モードを抑える
ボンドワイヤーを表わす。The shaded structure in FIG. 9 represents a conductive material formed on the surface of the ceramic substrate 200. In FIG. The blank section in the gap between the shaded structures in the figure represents the bare ceramic insulating gap. The spread of conductive material on both sides of the central conductor 221 of the coplanar waveguide is the ground plane structure 2 of the coplanar waveguide 221.
Represents 50. An arcuate line between points on two segments of the ground plane, such as a 224 arcuate line, electrically connects the two half sections of the ground plane and Represents bond wires that maintain equal potential and suppress unwanted even modes of propagation.
第９図の低域フィルタ２０４は第８図の説明に関し上に
規定した特性インピーダンスパラメータを有する。この
フィルタは電機的にカップルされ開放回路コプレーナ型
導波路スタブ２２６乃至２３３と共に様々な位置に載置
されるコプレーナ型導波路の複数のセグメントを有する
。開放回路によって、これらコプレーナ型導波路スタブ
の中心コンダクタは電機的にグラウンドプレーンコンダ
クタの如何なるセクション分とも接触していない。Low pass filter 204 of FIG. 9 has the characteristic impedance parameters defined above with respect to the description of FIG. The filter has multiple segments of coplanar waveguides mounted at various locations with electrically coupled open circuit coplanar waveguide stubs 226-233. Due to the open circuit, the center conductor of these coplanar waveguide stubs is not in electrical contact with any section of the ground plane conductor.
同様に１通過帯域フィルタセクション２０６は第８図の
説明に関し上に規定した特性インピーダンスパラメータ
ヲ有する。該フィルタセクション２０６は複数のカップ
ル線コプレーナ型導波路回路を有する。これらのカップ
ルコプレーナ型導波路の１対を２３６に示す。基本的に
、１対の内のいずれの中心コンダクタのセグメントも出
力２１４における出力信号の周波数の約１／４波長であ
り、１対の内の他方のスタブに近く、平行である。Similarly, the single passband filter section 206 has the characteristic impedance parameters defined above with respect to the description of FIG. The filter section 206 includes a plurality of coupled wire coplanar waveguide circuits. One pair of these coupled coplanar waveguides is shown at 236. Essentially, the segment of the center conductor of either pair is approximately 1/4 wavelength of the frequency of the output signal at output 214 and is close to and parallel to the other stub of the pair.
第９図の周波数逓倍器は基本入力周波数を５倍逓倍しか
つ第５調波を出力するよう設計されているので、２３６
に示されている様なカップル線コプレーナ型導波路にお
ける各スタブは１００ＧＨｚ信号の波長の１／４である
。１００ＧＨｚの信号がこれらの如くサイズ調整された
一連のカップル線コプレーナ型導波路回路を下って伝搬
する際。The frequency multiplier in Figure 9 is designed to multiply the fundamental input frequency by five times and output the fifth harmonic, so it is 236
Each stub in a coupled line coplanar waveguide as shown in Figure 1 is 1/4 of the wavelength of a 100 GHz signal. As a 100 GHz signal propagates down a series of sized couple line coplanar waveguide circuits such as these.
絶縁分離してはいるけれども隣り合うスタブ間に電気的
なカップリングがある。このカップリングは、スタブと
スタブが接近していることから生じた２個のコンダクタ
間のキャパシタンスのために起こる。この様な寸法の異
なるカップル線コプレーナ型導波路回路数個を縦続接続
することによって、様々な周波数において所望の周波数
応答及び所望の特性インピーダンスがフィルタ合成の分
野に公知の方法で合成され得る。カップル線フィルタ設
計のためのフィルタ合成プロセスは、 Ｍ＋ｃｒｏｗａ
ｖｅＦｉｌｔｅｒｓ、 Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ−Ｍａｔｃ
ｈｉｎｇ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ ａｎｄ Ｃｏｕｐｌｉｎ
ｇＳｔｒｕｃｔｕｒｅｓ （Ｍａｔｔｈｅｉ、 Ｙｏｕ
ｎｇ及びＪｏｎｅｓ著、 ＭｃＧｒａｗ−８１１１社、
Ｎｅｗ Ｙｏｒｋ、 １９６４年）に記載されている
。There is electrical coupling between adjacent stubs, although they are electrically isolated. This coupling occurs due to the capacitance between the two conductors resulting from the stub-to-stub proximity. By cascading several such couple-line coplanar waveguide circuits of different dimensions, a desired frequency response and a desired characteristic impedance at various frequencies can be synthesized in a manner well known in the field of filter synthesis. The filter synthesis process for couple line filter design is M+crowa
veFilters, Impedance-Matc
hing Networks and Couplin
gStructures (Matthei, You
ng and Jones, McGraw-8111, Inc.
New York, 1964).
低域フィルタ２０４のためのフィルタ合成は文献に記載
された如何なる公知の方法によっても行われ得る。通過
帯域フィルタ２０６の合成についても同様である。Filter synthesis for low-pass filter 204 may be performed by any known method described in the literature. The same applies to the synthesis of the passband filter 206.
第９図に示される特定の構造を使用することが望ましい
が、これらを使用することが本発明にとって重要なので
はない。第８図の説明に関して記載された特性インピー
ダンスパラメータを実現することのみが必要であり、こ
れらの特性インピーダンスパラメータを実現する如何な
るフィルタの形状も本発明を実施するためには十分であ
る。Although it is desirable to use the particular structures shown in FIG. 9, their use is not critical to the invention. It is only necessary to implement the characteristic impedance parameters described with respect to the description of FIG. 8; any filter shape that implements these characteristic impedance parameters is sufficient for implementing the invention.
（以下余白）
第１０図には、第９図に示される様々な構造の特定の寸
法が示される。(Left below) FIG. 10 shows specific dimensions of the various structures shown in FIG. 9.
第９図のダイオードセクション２０２には逆並列に接続
され、２個のチップ容量と２個のチップ抵抗とを備えた
１対のショットキーガリウム砒素ビームリードダイオー
ドが組み込まれている。ダイオードセクション２０２が
与えられた電気回路は第１１図に示されている。第９図
のプローブのための全電気回路を第１２図に模式的に示
す。ビームリードダイオードはノード２２２にカップル
された１個のビームリードと、チップ容ｆｆ１２４６及
び２４８の上部プレートにカップルされ、第１１図にお
いて２４２及び２４４に対応する他の２個のビームリー
ドとを有する。チップ容量は導電性材料の上部プレート
及び底部プレートを有し、これらの面は絶縁性材料によ
って互いに分けられている。両容量の底面はグラウンド
プレーン２５０と電気的に接触しており、上部プレート
はダイオードと接触している。２個のチップ抵抗２５２
および２５４は結合ワイヤー２５６．２５８．２６０に
よって直列に接続され、第１１図の２６２に示される抵
抗を完成している。この抵抗２６２はノード２２２に現
れるＡ、 Ｃ，信号のダイオード２６４及び２６６に
よる整流によって生じるり。Diode section 202 of FIG. 9 incorporates a pair of Schottky gallium arsenide beam lead diodes connected in antiparallel and having two chip capacitors and two chip resistors. The electrical circuit provided with diode section 202 is shown in FIG. The complete electrical circuit for the probe of FIG. 9 is schematically shown in FIG. The beam lead diode has one beam lead coupled to node 222 and two other beam leads coupled to the top plates of chip volumes ff 1246 and 248, corresponding to 242 and 244 in FIG. The chip capacitor has a top plate and a bottom plate of conductive material, the surfaces of which are separated from each other by an insulating material. The bottom surfaces of both capacitors are in electrical contact with the ground plane 250, and the top plates are in contact with the diodes. 2 chip resistors 252
and 254 are connected in series by bond wires 256, 258, 260 to complete the resistor shown at 262 in FIG. This resistance 262 is caused by the rectification by diodes 264 and 266 of the A, C, signals appearing at node 222.
Ｃ１流のための通路を完成している。容Ｒ２４６及び２
４８の目的は、グラウンドプレーン２５０への高周波信
号のために低インピーダンス分路を提供することにある
。The passage for C1 flow has been completed. R246 and 2
The purpose of 48 is to provide a low impedance shunt for high frequency signals to ground plane 250.
ダイオードの接合容量及び直列抵抗及び容量２４６及び
２４８のキャパシタンス及び抵抗２６２の抵抗値は全て
様々な周波数における信号についての全周波数応答及び
特性インピーダンスの計算において考慮され、第８図の
論考について上に規定した特性インピーダンスパラメー
タをもたらす。The junction capacitance and series resistance of the diodes and the capacitance of capacitors 246 and 248 and the resistance of resistor 262 are all considered in the calculation of the total frequency response and characteristic impedance for signals at various frequencies, as specified above for the discussion of FIG. resulting in a characteristic impedance parameter.
好ましい実施態様においては、 ダイオードはＨｅｖｌ
ｅｔｔ Ｐａｃｋａｒｄ社から一般的に入手可能であり
、６及至８オームの直列抵抗で２０フエムトフアラドの
接合キャパシタンスを有する。これらのダイオードは７
００ＧＨｚを超える遮断周波数を有する。抵抗２５２は
５０オームの値を有するが、好ましい実施態様において
抵抗２５４は１００オームの値を有する。これらの抵抗
もまた、市販されている。容ｆｉ２４６及び２４８は５
ピコフアラドのキャパシタンスを有するセラミック容量
であり、ニューヨークのＤｉｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｌａｂ
ｓから一般的に入手可能である。これらのキャパシタン
スの値は低周波においても高周波においても良好なＡ、
Ｃ，グラウンドを提供するものでなければならない
。ダイオード２４０のビームリードはダイオードに支持
ばかりではなく、電気的接続も提供する。In a preferred embodiment, the diode is Hevl
ett Packard and has a junction capacitance of 20 femtofarads with a series resistance of 6 to 8 ohms. These diodes are 7
It has a cut-off frequency of over 00 GHz. Resistor 252 has a value of 50 ohms, while in the preferred embodiment resistor 254 has a value of 100 ohms. These resistors are also commercially available. 5 for fi246 and 248
It is a ceramic capacitor with a picofurad capacitance and is manufactured by Dielectric Lab in New York.
It is commonly available from s. These capacitance values have good A, both at low and high frequencies.
C. It must provide a ground. The beam leads of diode 240 provide support as well as electrical connection to the diode.
最後に、試験中に該デバイスに出力ノード２１４と電気
的に接触しているり、 Ｃ，バイアスを提供するため
に、Ｄ、 Ｃ，バイアス線が２６８に提供される。こ
のワイヤーで結合されたコンダクタ２６８は、出力ノー
ド２１４を入力ノード２０８にカップルし、Ｄ、 Ｃ
，バイアス路を提供する。Finally, a D, C, bias line is provided at 268 to electrically contact the output node 214 and provide a C, bias to the device during testing. This wire-coupled conductor 268 couples output node 214 to input node 208 and connects D, C
, provides a bias path.
これは第８図に最もよく示されている。このり。This is best shown in FIG. This is it.
Ｃ，バイアス線は個々のチップ容量に載置されて定期的
に分路され、直列インダクタ２７６を有する。分路容量
及び直列インダクタの目的は、如何なる高周波をもし、
Ｄ、 Ｃ，信号のみを入力から出力まで線２６８に沿
って伝搬することにある。C, the bias line is placed on the individual chip capacitors and is periodically shunted and has a series inductor 276. The purpose of the shunt capacitance and series inductor is to
Only the D, C signal is propagated along line 268 from input to output.
（以下余白）
第１３図を参照すると、ダイオードを非線形要素として
用いる周波数逓倍器プローブの好ましい実施態様の完全
集積板が示されている。同様にトランジスタ等の他の半
導体接合も非線形要素として使用され得る。他の構造は
全て第９図に示される構造と同じであるため、ダイオー
ドセクション２０２だけが第１３図に全体を示されてい
る。容量２４６゜２４Ｂ、並びにダイオード２５０．２
５２．２５４及び２５６は全て同じ構造を有し、よって
８８年１０月１７日にＲｏｂＭａｒｓｌａｎｄ、 Ｒｏ
ｄｗｅｌｌ及びＤａｖｉｄ ｂｌｏｏｍが出願し。(White space below) Referring to FIG. 13, a fully integrated board of a preferred embodiment of a frequency multiplier probe using diodes as nonlinear elements is shown. Similarly other semiconductor junctions such as transistors can also be used as nonlinear elements. Only diode section 202 is shown in its entirety in FIG. 13, as all other structures are the same as shown in FIG. Capacity 246°24B and diode 250.2
52.254 and 256 all have the same structure, so on October 17, 1988, Rob Marsland, Ro
Dwell and David bloom.
ここでは文献に援用される同時係属出願の米国特許出願
第２５９．０２７号“ＧＡＬＬＩＩＪＭ ＡＲ５ＥＮＩ
ＣＥ ＭＯＮＯＬｌ−Ｔ１１１ＣＡＬＬＹ ＩＮＴＥ
ＧＲＡＴＥＤｓＡＭＰＬＩＮＧ ＨＩＥＡＤ ｔｌ
ｓＩＮＧ ＢＱ［ＩＩ−ＶＡＬＥＮＴ ＴＩＭＥ
ＳへＭＰＬＩＮＧＩＩＡＶＩＮＧ Ａ ＢＡＮＤ
ＷＩＤＴＨＧＲＢＡ−ＴＢＲＴＨＡＮ １００ ＧＨｚ
”に規定されているのと同じプロセスを用いて構成され
る。同様にエピタキシャル層抵抗２５８及び２６０並び
に上述の様々な構造を接続するエアブリッジは同じ構造
を有し、よって上述の特許出願に記載された同じ方法で
構成される。Co-pending U.S. Patent Application No. 259.027 “GALLIIJM AR5ENI”, which is incorporated herein by reference.
CE MONOLl-T111CALLY INTE
GRATEDsAMPLING HIEAD tl
sING BQ[II-VALENT TIME
MPLINGIAVING A BAND to S
WIDTHGRBA-TBRTHAN 100GHz
Similarly, the epitaxial layer resistors 258 and 260 and the air bridges connecting the various structures described above have the same structure and are therefore constructed using the same process as defined in the above-mentioned patent application. configured in the same way as before.
容量２４６及び２４８はグラウンドプレーンを容量のプ
レートの１つとして使用し、かつ窒化シリコンの絶縁フ
ィルムによってグラウンドプレーンから分けられる金属
性フィルムを容量の上部ンプレートとして使用する薄膜
容量である。容量２４６はエアブリッジ２６２によって
集積ショットキーダイオード２５０のアノードにカップ
ルされる。ダイオード２５０のカソードはショットキー
金属であり。Capacitors 246 and 248 are thin film capacitors that use the ground plane as one of the plates of the capacitor and a metallic film separated from the ground plane by an insulating film of silicon nitride as the top plate of the capacitor. Capacitor 246 is coupled to the anode of integrated Schottky diode 250 by air bridge 262 . The cathode of diode 250 is Schottky metal.
ショットキーダイオード２５２のアノードから基板（７
）下ＩＮ”エピタキシャル層までオーミックコンタクト
２６４及び２６６を形成する。全ての集積ダイオードの
接合はＮ−ドープエピタキシャル層とアノードコンタク
トのショットキー金属との間の界面である。Ｎ−ドープ
トエピタキシャル層の上にＮ′−ドープエピタキシャル
層がある。全てのダイオードのオーミックコンタクトが
下のＮ４ド一プトエピタキシヤル層に接触している。From the anode of the Schottky diode 252 to the substrate (7
) Form ohmic contacts 264 and 266 down to the lower IN'' epitaxial layer. The junction for all integrated diodes is the interface between the N-doped epitaxial layer and the Schottky metal of the anode contact. Above is an N'-doped epitaxial layer.The ohmic contacts of all diodes contact the N4-doped epitaxial layer below.
ショットキーダイオード２５２のカソードはオーミック
２６８及び２７０によってノード２２２にカップルされ
、またショットキー金属アノード２５４も同様である。The cathode of Schottky diode 252 is coupled to node 222 by ohmics 268 and 270, as is the Schottky metal anode 254.
ショットキーダイオードの２５４のカソードはオーミッ
クコンタクトによってショットキーダイオード２５６の
アノードにカップルされる。The cathode of Schottky diode 254 is coupled to the anode of Schottky diode 256 by an ohmic contact.
オーミックコンタクト２７１及び２７２はショットキー
ダイオード２５６のカソードをエアブリッジ２７４を経
て容量２４８の上部プレートにカップルする。Ohmic contacts 271 and 272 couple the cathode of Schottky diode 256 to the top plate of capacitor 248 via air bridge 274.
容量２４６の上部プレートはエアブリッジ２７６及びア
ーミックコンタクト２７８を経て基板の表面の下のＮ＋
ドープトエピタキシャル層に形成された抵抗２６０にカ
ップルされる。第１３図に示される構造の基板はガリウ
ム砒素である。エピタキシャル層抵抗２６０及び２５８
は抵抗路を形成する領域を取り囲む領域のイオン注入に
よってＮ＋ドープトエピタキシャル層に形成される。十
分なイオンダメージは包囲領域を絶縁化する。オーミッ
クコンタクトは次いで抵抗路の各端部に形成され、抵抗
構成を完了する。The top plate of capacitor 246 connects to N+ below the surface of the board via air bridge 276 and armic contact 278.
It is coupled to a resistor 260 formed in the doped epitaxial layer. The substrate of the structure shown in FIG. 13 is gallium arsenide. Epitaxial layer resistors 260 and 258
is formed in the N+ doped epitaxial layer by ion implantation in a region surrounding the region in which the resistive path is to be formed. Sufficient ion damage insulates the surrounding area. Ohmic contacts are then formed at each end of the resistor path to complete the resistor configuration.
イオン注入はまた。エピタキシャル層のダイオードのた
めのアクティブ接合領域を規定するにも用いられる。す
なわち、ショットキーアノードコンタクトの下の直接接
合を除いたダイオードの全ての領域がイオン注入されて
これらの半導体の領域を絶縁材料に変換する。典型的な
アクティブ接合領域は破線２８０で示されており、イオ
ン注入されて絶縁材料に変換された破線外の領域も示さ
れている。エピタキシャル層抵抗２５８はエアブリッジ
２８２によって容量２４８の上七部プレートにカップル
される。Also ion implantation. It is also used to define the active junction area for the diode in the epitaxial layer. That is, all areas of the diode except for the direct junction under the Schottky anode contact are implanted to convert these semiconductor areas into insulating material. A typical active junction area is shown as a dashed line 280, and areas outside the dashed line that have been implanted and converted to insulating material are also shown. Epitaxial layer resistor 258 is coupled to the top plate of capacitor 248 by air bridge 282.
個々で用いられる“上部プレート”という用語はグラウ
ンドプレートと物理的に接触していない容量の電極を示
す。この用語は慣習により容量２４６及び２４８のみな
らず種々の図面に示される他の全ての容量にも適用され
る。The term "top plate" used individually refers to a capacitive electrode that is not in physical contact with the ground plate. This term, by convention, applies not only to capacitors 246 and 248, but also to all other capacitors shown in the various figures.
２個のダイオードを容量と直列で使用し第１３図のグラ
ウンドプレーンに通じる分路を形成するのは、ショット
キーバリヤーの高さを２倍にすることを意図するもので
ある。The use of two diodes in series with a capacitor to form a shunt to the ground plane of FIG. 13 is intended to double the height of the Schottky barrier.
第１３図に示される構造の集積性は、第９図に示される
構造に結合ワイヤーとビームリードを使用するために生
じる寄生インダクタンス及びキャパシタンスを減少させ
る。従って、第１３図に示される実施態様はより高いレ
ベルの性能を有する。The integrated nature of the structure shown in FIG. 13 reduces the parasitic inductance and capacitance caused by the use of bond wires and beam leads in the structure shown in FIG. Therefore, the embodiment shown in FIG. 13 has a higher level of performance.
第１３図に示されるダイオード接続の逆並列性はこれら
の逆並列ダイオードの配列が対称的な電流−電圧特性を
有するため第８及至１２図に示される構造の場合と同様
に好ましい。このため対称波型がゆがみ、偶数次高調波
の発生が抑えられる。この特徴は広帯幅奇数オーダー周
波数逓倍器プローブの設計に有利である。しかしながら
、他の実施態様においては信号ダイオードを使用するこ
とも可能であり、これによって非対称的な波型のゆがみ
を提供する。これによって奇数及び偶数次高調波両方が
発生し、より望ましくない高調波を抑えなければならな
いのでフィルタ合成作業がより困難になる。全ての望ま
しくない高調波を抑えてそれらが出力に届かないように
する一方で、好ましい高調波を選択してその高調波につ
きダイオードの側から出力に５０Ωの特性インピーダン
スを与え。The anti-parallel nature of the diode connections shown in FIG. 13 is preferred, as is the structure shown in FIGS. 8-12, because these anti-parallel diode arrangements have symmetrical current-voltage characteristics. Therefore, the symmetrical waveform is distorted, and the generation of even-order harmonics is suppressed. This feature is advantageous for the design of broadband odd-order frequency multiplier probes. However, in other embodiments it is also possible to use signal diodes, thereby providing asymmetric waveform distortion. This generates both odd and even harmonics, making the filter synthesis task more difficult as the more undesirable harmonics must be suppressed. While suppressing all unwanted harmonics so that they do not reach the output, select the preferred harmonic and give it a characteristic impedance of 50Ω from the diode side to the output.
他方本来無限のインピーダンスを入力方向へ戻る長波の
伝搬に与えるようフィルタを設計することが基本的に必
要である。更に１本来無限の入力インピーダンスは出入
ノード向きのノード２２２において基本入力信号の伝搬
に与えられなければならない。しかしながら、この様な
フィルタを合成し得るならば１周波数逓倍器に他のダイ
オード配列を用いても本発明の範囲から逸脱することは
ない。On the other hand, it is fundamentally necessary to design the filter in such a way that it presents an essentially infinite impedance to the propagation of long waves back towards the input direction. Furthermore, an essentially infinite input impedance must be provided for the propagation of the fundamental input signal at the node 222 towards the ingress and egress nodes. However, if such filters can be synthesized, other diode arrangements may be used in one frequency multiplier without departing from the scope of the invention.
（以下余白）
第１４図に移ると、ハイブリッド高調波ミキサ集積回路
アクティブプローブの好ましい実施態様の概略平面図が
示されている。このプローブの目的は、入力ノード３０
０のところで装置又は集積回路に接触し、高周波数ミリ
メートル波長信号をデバイス又は集積回路から受信する
ことである。これらの高周波数信号は低周波数に変換さ
れ、入力／出力ノード３０２において出力される。これ
らの出力信号は、中間周波数信号と呼ばれる。ノード３
０２は、中間周波数信号を出力し、かつ局部発振器信号
を受信するので入力／出力ノードと呼ばれる。(White space below) Turning to FIG. 14, a schematic top view of a preferred embodiment of a hybrid harmonic mixer integrated circuit active probe is shown. The purpose of this probe is to
contacting the device or integrated circuit at 0 and receiving high frequency millimeter wavelength signals from the device or integrated circuit. These high frequency signals are converted to lower frequencies and output at input/output node 302. These output signals are called intermediate frequency signals. node 3
02 is called an input/output node because it outputs the intermediate frequency signal and receives the local oscillator signal.
局部発振器信号の高調波はノード３００で受信された入
力信号とミキシングされ、中間周波数信号を発生させる
。局部発振器信号は非線形回路３１０に導かれ、ここで
、５０Ω特性インピーダンスコプレーナ型導波路３０４
によりミキシングが起こる。The harmonics of the local oscillator signal are mixed with the input signal received at node 300 to generate an intermediate frequency signal. The local oscillator signal is directed to a nonlinear circuit 310 where a 50Ω characteristic impedance coplanar waveguide 304
Mixing occurs.
このコプレーナ型導波路は、低域フィルタ及びインピー
ダンスマツチング回路３０６にカップルされている。同
様に、コプレーナ型導波路３０４は、中間周波数信号を
低域フィルタ３０６から入力／出力ノード３０２へと導
く。This coplanar waveguide is coupled to a low pass filter and impedance matching circuit 306. Similarly, coplanar waveguide 304 directs intermediate frequency signals from low pass filter 306 to input/output node 302 .
コプレーナ型導波路３０４は、中心コンダクタＡ及び２
つの絶縁間隙Ｇにより中心コンダクタＡから離された２
つのグラウンドプレーンＰにより構成される。この構成
は、基板３０８上に組み立てられており、この基板は、
ある実施態様においてはセラミックであり、他の実施態
様ではガリウム砒素半導体である。The coplanar waveguide 304 has central conductors A and 2
2 separated from the central conductor A by an insulating gap G
It is composed of two ground planes P. This configuration is assembled on a substrate 308, which includes:
In some embodiments it is a ceramic, and in other embodiments it is a gallium arsenide semiconductor.
第１４図における高調波ミキサプローブのその他の構成
部分は、非線形回路３１０．高域フィルタ及びマツチン
グ回路３１２であり、非線形回路３１０は。Other components of the harmonic mixer probe in FIG. 14 include nonlinear circuit 310. A high-pass filter and matching circuit 312, and a nonlinear circuit 310.
好ましい実施態様においては、一対の逆並列に接続した
ダイオード及び分路容量であるが、トランジスタ等の他
の半導体装置であってもよい。分路容量は、低域フィル
タの入力ノード３１４をグラウンドプレーンＰにカップ
ルする。好ましい実施態様においては、ダイオード回路
３１０は、高域フィルタ３１２及び低域フィルタ３０６
間の直列接続を形成する２つの逆並列ダイオードを含む
。即ち、ダイオードの一つは、低域フィルタ３０６にカ
ップルされたアノードと高域フィルタ３１２にカップル
されたカソードとを有し、もう一つのダイオードは。In the preferred embodiment, it is a pair of anti-parallel connected diodes and a shunt capacitor, but other semiconductor devices such as transistors may also be used. A shunt capacitor couples the input node 314 of the low pass filter to the ground plane P. In a preferred embodiment, diode circuit 310 includes high-pass filter 312 and low-pass filter 306.
It includes two anti-parallel diodes forming a series connection between. That is, one of the diodes has an anode coupled to a low pass filter 306 and a cathode coupled to a high pass filter 312, and the other diode has an anode coupled to a high pass filter 312.
低域フィルタ３０６にカップルされたカソードと高域フ
ィルタ３１２にカップルされたアノードとを有している
。ある実施態様においては、これらのダイオードはガリ
ウム砒素ビームリードダイオードであり、他の実施態様
では、これらのダイオードはガリウム砒素基板に集積さ
れたガリウム砒素ショットキーダイオードである。これ
らの種々の構成の詳細を以下に述べることにする。It has a cathode coupled to a low pass filter 306 and an anode coupled to a high pass filter 312. In some embodiments, these diodes are gallium arsenide beam lead diodes, and in other embodiments, these diodes are gallium arsenide Schottky diodes integrated on a gallium arsenide substrate. Details of these various configurations will be discussed below.
低域フィルタ３０６と高域フィルタ３１２の厳密な構成
は１選ばれた構成が、第１４図に示されたプローブのプ
レーナ性と矛盾しないものであり、かつ以下に与えられ
る関連周波数におけるインピーダンス特性を有している
限りは９本発明にとって決定的なものではない。即ち、
関連周波数とは、１００ＧＨｚオーダの入力ＲＦ周波数
と、実質的に５ ＧＨｚに近い局部発振器周波数とを含
む。従って、中間周波数は１局部発振器周波数の２０番
目の高調波と入力ＲＦ周波数との差であり、入力ＲＦ信
号又は中間周波数信号よりもずっと低い周波数となる。The exact configuration of the low-pass filter 306 and high-pass filter 312 is such that the selected configuration is consistent with the planar nature of the probe shown in FIG. 9 is not critical to the present invention. That is,
Relevant frequencies include input RF frequencies on the order of 100 GHz and local oscillator frequencies substantially close to 5 GHz. Therefore, the intermediate frequency is the difference between the 20th harmonic of one local oscillator frequency and the input RF frequency, which is a much lower frequency than the input RF signal or intermediate frequency signal.
低域フィルタ及び高域フィルタは、好ましい実施態様に
おいては以下に示すインピーダンス特性を有する。高域
フィルタ３１２は、導波路に沿ってフィルタ３１２内を
いずれの方向へも移動する入力ＲＦ倍信号対し約５０Ω
特性インピーダンスを示さなければならない。コプレー
ナ型導波路３１６も又。In a preferred embodiment, the low-pass filter and the high-pass filter have the impedance characteristics shown below. The high pass filter 312 is approximately 50 Ω for the input RF multiplied signal traveling in either direction within the filter 312 along the waveguide.
Must exhibit characteristic impedance. Also the coplanar waveguide 316.
導波路に沿いいずれの方向にも移動する１００ ＧＨｚ
オーダの周波数を有する入力ＲＦ信号に対し、５０Ωの
特性インピーダンスを提供しなければならない。100 GHz moving in either direction along a waveguide
A characteristic impedance of 50Ω must be provided for an input RF signal having a frequency of the order of magnitude.
更に、高域フィルタ３１２は、ダイオード回路３１０か
らインプットノード３００の方へ伝搬する局部発振器信
号及び中間周波数信号の短絡回路に実質的に近いインピ
ーダンスを示さなければならない。Furthermore, high-pass filter 312 must exhibit an impedance that is substantially close to a short circuit for the local oscillator signal and intermediate frequency signal propagating from diode circuit 310 toward input node 300.
好ましい実施態様においては、ダイオード回路３１０の
逆並列性は奇数次の局部発振器信号高調波のみを発生さ
せ、一方、偶数次のミキシグ積のみが発生される。又、
好ましい実施態様においては。In the preferred embodiment, the anti-parallel nature of diode circuit 310 generates only odd order local oscillator signal harmonics, while only even order mixing products are generated. or,
In a preferred embodiment.
低域フィルタ３０６は、ダイオード回路３１０から入力
／出力ノードの方へ伝搬する局部発振器信号の第３．第
５及び第７の高調波の短絡回路に実質的に近いインピー
ダンスを提供する。これにより。Low-pass filter 306 filters the third oscillator signal propagating from diode circuit 310 toward the input/output node. providing a substantially near short circuit impedance for the fifth and seventh harmonics. Due to this.
これらの高調波のいずれの方向へもの伝搬が効果的に抑
制される。なぜなら、これらの高調波はノード３１４を
見ている短絡回路を「見る」（ｓｅｅ）からである。又
、高域フィルタ３１２は入力ＲＦ倍信号みを通過させ１
局部発振器部号の第３．第５゜及び第７の高調波に、実
質的に短絡回路に近いインピーダンスを提供するように
設計されなければならない。第７の高調波より上のより
高いオーダの高調波も又、これらのより高い周波数の信
号の短絡回路に実質的に近いインピーダンスを提供する
フィルタ３０６と３１２の両方を有することにより理想
的に抑制される。通常、これらのより高いオーダの高調
波の量は、抑制可能なものであることが望ましいが、こ
れは９本発明には決定的ではない。Propagation of these harmonics in either direction is effectively suppressed. This is because these harmonics "see" the short circuit looking at node 314. Also, the high-pass filter 312 passes only the input RF multiplied signal.
Local oscillator section number 3. It must be designed to provide substantially short circuit impedance to the 5th and 7th harmonics. Higher order harmonics above the 7th harmonic are also ideally suppressed by having both filters 306 and 312 provide impedances that are substantially close to short circuiting these higher frequency signals. be done. Typically, it is desirable that the amount of these higher order harmonics be suppressable, but this is not critical to the present invention.
従って、一般に、入力ＲＦｆＷ号が、ノード３００での
フィルタ３１２の出力において５０Ωの入力インピーダ
ンスを見てダイオード回路３１０へ導かれるが。Thus, in general, the input RFfW signal is directed to diode circuit 310 seeing an input impedance of 50Ω at the output of filter 312 at node 300.
ダイオード回路３１０の方へ反射できるように、ノード
３１４において実質的にゼロの入力インピーダンス見る
ことにより、入力／出力ノード３０２まで達しないよう
な低域及び高域フィルタ３０６と３１２のインピーダン
ス特性を有することが望ましい。Having the impedance characteristics of low-pass and high-pass filters 306 and 312 such that they do not reach input/output node 302 by seeing a substantially zero input impedance at node 314 to allow reflection toward diode circuit 310. is desirable.
又１局部発振器部号はノード３０２において受信され、
５０オームの入力インピーダンスを見て、ダイオード回
路３１０へと導かれる。これらの局部発振器信号は入力
ノード３００まで達しない。ここでは中間周波数信号と
呼ばれる所望のミキシング積が。Also, one local oscillator part code is received at node 302;
It sees an input impedance of 50 ohms and is directed to diode circuit 310. These local oscillator signals do not reach input node 300. The desired mixing product is here called the intermediate frequency signal.
次に９入力／出力ノード３０２に導かれなければならな
い。この間、中間周波数信号は、中間周波数信号からの
エネルギはほとんど入力ノード３００に達することなし
に、５０オームの特性インピーダンスを見ていなければ
ならない。従って、高域フィルタ３１２は、このエネル
ギの大部分を入力／出力ノード３０２の方へ反射するた
めに、中間周波数信号の短絡回路に実質的に近い特性イ
ンピーダンスを提供するのが望ましい。It must then be routed to the 9 input/output node 302. During this time, the intermediate frequency signal must see a characteristic impedance of 50 ohms, with little energy from the intermediate frequency signal reaching input node 300. Therefore, high-pass filter 312 desirably provides a characteristic impedance that is substantially close to a short circuit for the intermediate frequency signal in order to reflect most of this energy toward input/output node 302.
好ましい実施態様においては、基板３０８の寸法は、市
販の受動集積回路テストプローブのプローブ本体と相互
交換が可能であるようなものでなければならない。以下
に説明する。ハイブリッド構成の実施態様においては、
基板は、チタニウムと金のメタライゼーションを有する
厚さ５ミルのアルミナ基板であり、導電層として１ミク
ロンの金めつきを有し、これからコプレーナ型導波路３
０４及び３１４が形成される。コプレーナ型導波路３０
４と３１６の構造は、第９図のコプレーナ型導波路２２
１及び２２３と同様であるが、これらの導波路を伝搬す
る周波数のために５０Ωの特性インピーダンスを示すよ
うな寸法を有する。これらの寸法は、導波路２２１及び
２２３の寸法と幾分具なるかも知れない。In a preferred embodiment, the dimensions of substrate 308 should be such that it is interchangeable with the probe bodies of commercially available passive integrated circuit test probes. This will be explained below. In a hybrid configuration embodiment,
The substrate is a 5 mil thick alumina substrate with titanium and gold metallization, with 1 micron gold plating as a conductive layer, from which the coplanar waveguide 3
04 and 314 are formed. Coplanar waveguide 30
4 and 316 are similar to the coplanar waveguide 22 in FIG.
1 and 223, but with dimensions such that they exhibit a characteristic impedance of 50Ω for the frequencies propagating in these waveguides. These dimensions may be somewhat similar to the dimensions of waveguides 221 and 223.
第１５図に移ると、第１４図の高調波ミキサプローブの
ハイブリッド構成のさらに詳しい平面図が示されている
。第１５図によると、低域フィルタセクション３０６は
、コプレーナ型導波路の一連の電気的にカップルされた
セグメントから成る。種々のコプレーナ型導波路セグメ
ントの寸法は、第１４図を参照して説明された上記のイ
ンピーダンス特性を提供するように選択される。上記の
インピーダンス特性を有する低域フィルタの設計にはさ
まざまな他の実施態様があり、そのいずれもが本発明を
実施する目的に有効である。しかし、有効であると知ら
れているある特定の実施態様が第１５図に示されている
。種々の構成の正確な寸法は第１６図に示される。第１
５図の低域フィルタ３０６のコプレーナ型導波路セグメ
ントは開路になっている。Turning to FIG. 15, a more detailed plan view of the hybrid configuration of the harmonic mixer probe of FIG. 14 is shown. According to FIG. 15, the low-pass filter section 306 consists of a series of electrically coupled segments of a coplanar waveguide. The dimensions of the various coplanar waveguide segments are selected to provide the impedance characteristics described above with reference to FIG. There are various other implementations of low pass filter designs having the impedance characteristics described above, any of which are useful for purposes of implementing the present invention. However, one particular implementation known to be effective is shown in FIG. The exact dimensions of the various configurations are shown in FIG. 1st
The coplanar waveguide segment of low-pass filter 306 in FIG. 5 is open.
第１５図の高域フィルタセクション３１２も又、複数の
電気的にカップルされたコプレーナ型導波路セグメント
より構成され、その正確な寸法も又。The high-pass filter section 312 of FIG. 15 is also comprised of a plurality of electrically coupled coplanar waveguide segments, and its exact dimensions are also similar.
第１６図に示されている。低域フィルタ３０６の状態に
比べて、高域フィルタ３１２のコプレーナ型導波路セグ
メントはグラウンドプレーンＰへの短絡回路になってい
る。It is shown in FIG. Compared to the condition of low-pass filter 306, the coplanar waveguide segment of high-pass filter 312 is a short circuit to the ground plane P.
ダイオード回路３１０は、一対の、ショットキーガリウ
ム砒素、逆並列性ビームリードダイオード３１８より構
成される。逆並列ダイオードは第１７図に示された回路
を形成し、２つの共通ノードを有している。これらのノ
ードの一つは、ビームリ−ド３２０に接続されており、
他方の共通ノードは。Diode circuit 310 is comprised of a pair of Schottky gallium arsenide anti-parallel beam lead diodes 318 . The anti-parallel diodes form the circuit shown in FIG. 17 and have two common nodes. One of these nodes is connected to beam lead 320,
The other common node is.
ビームリード３２２に接続されている。これらのビーム
リードは、ダイオード３１８のための電気的接触と機械
的サポートを提供する。ビームリード３２０は、高域フ
ィルタ３１２のコプレーナ型導波路主要セグメントの中
心コンダクタにカップルされている。ビームリード３２
２は、チップ容量３２６の上部プレートにカップルされ
ており、この容量３２Ｇはその底部プレートが電気的に
グラウンドプレーンＰにカップルされている。容量３２
６は、 ＲＦ倍信号グラウンドプレーンへの分路を提供
する。容量３２６の上部プレートは又、ボンドワイヤ３
２８により。It is connected to the beam lead 322. These beam leads provide electrical contact and mechanical support for diode 318. Beam lead 320 is coupled to the center conductor of the coplanar waveguide main segment of high pass filter 312. beam lead 32
2 is coupled to the top plate of a chip capacitor 326, and this capacitor 32G has its bottom plate electrically coupled to the ground plane P. Capacity 32
6 provides a shunt to the RF double signal ground plane. The top plate of capacitor 326 also connects bond wire 3
By 28.
低域フィルタ３０６のコプレーナ型導波路主要セグメン
トの中心コンダクタ３３０にカップルされている。It is coupled to the center conductor 330 of the coplanar waveguide main segment of the low pass filter 306 .
第１７図には、第１５図の実施態様である回路の概略図
が示されている。第１７図の回路には、ダイオード回路
３１０内のダイオードの接続の逆並列性が明らかに示さ
れている。第１７図においては、高域フィルタ３１２の
垂直方向のコプレーナ型導波路セグメントの端の三角形
の印はグラウンドプレーンへの短絡回路になっているこ
とを表す。第１７図において、ダイプレクサ回路３３０
は入力／出力ノード３０２にカップルされていることに
留意されたい。FIG. 17 shows a schematic diagram of the circuit according to the embodiment of FIG. 15. The circuit of FIG. 17 clearly shows the anti-parallel nature of the connections of the diodes in diode circuit 310. In FIG. 17, the triangular markings at the ends of the vertical coplanar waveguide segments of high-pass filter 312 represent short circuits to the ground plane. In FIG. 17, diplexer circuit 330
Note that is coupled to input/output node 302.
このダイプレクサ回路は、ヒユーレット パラカード（
Ｈｅｗｌｅｔｔ Ｐａｃｋｅｒｄ ）社により市販され
ており、プローブ本体より離れている。ダイプレクサ３
３０の目的は、ライン３３２の局部発振器信号を受信し
、それを入力／出力ノード３０２へ導き、かつ入力／出
力ノード３０２において中間周波数信号を受信し、それ
を中間周波数出力ライン３３４へと導くことである。This diplexer circuit is compatible with Huuret Paracard (
Hewlett Packard), and is separate from the probe body. diplexer 3
The purpose of 30 is to receive a local oscillator signal on line 332 and route it to input/output node 302 and to receive an intermediate frequency signal at input/output node 302 and route it to intermediate frequency output line 334. It is.
第１８図では１局部発振器部号に対する。高調波ミキサ
プローブの回路３１０におけるダイオードの導電レスポ
ンスの時間帯域が示されている。ダイオードは局部発振
器信号Ａ、Ｃ，波形を修正し、一連の略々矩形のパルス
を発生させる。第１８図の波形の周波数スペクトルが第
１９図に示されている。In FIG. 18, this is for one local oscillator section. The time band of the diode conduction response in the harmonic mixer probe circuit 310 is shown. The diodes modify the local oscillator signal A, C waveform to produce a series of approximately rectangular pulses. The frequency spectrum of the waveform of FIG. 18 is shown in FIG.
第１９図には、第１８図の時間帯域波形を構成するフー
リエスペクトルには多くの周波数構成成分があることか
示されている。高調波及びミキシング積を発生させるの
はこれらさまざまの周波数構成成分であり、この高調波
及びミキシング積が中間周波数信号を発生させ、それら
が第１７図のライン３３４より出力される。FIG. 19 shows that the Fourier spectrum that constitutes the time band waveform of FIG. 18 has many frequency components. It is these various frequency components that generate harmonics and mixing products that generate intermediate frequency signals that are output on line 334 of FIG. 17.
第２０図に移ると１本発明が教示する高調波ミキサプロ
ーブの完全に一体化された実施態様が示されている。第
２０図に示される集積構成は、低域フィルタセクション
３０６の構成の別のオプションの一つを説明するもので
ある。第２０図に示す実施態様の低域フィルタは、コプ
レーナ型導波路の曲がりくねったパターンにより互いに
接続されている複数の集積容量３４０から３４３により
構成されている。各集積容量は底部プレートとしてグラ
ウンドプレーンＰを有し、かつ上部プレートとして、グ
ラウンドプレーンＰ上に堆積された絶縁層の上に形成さ
れた金属層を有する。ボンドワイヤに関連した寄生イン
ダクタンスとキャパシタンスを最小限に押さえるために
、エアブリッジが、第１５図のワイヤ３４６や３４８等
のボンドワイヤの代わりに用いられている。第２０図の
エアブリッジは「エアブリッジ」と示されており、参照
符号３５０が与えられている。これらのエアブリッジは
、コプレーナ型導波路の長さに沿い間隔をおいて置かれ
ており。Turning to FIG. 20, a fully integrated embodiment of a harmonic mixer probe taught by the present invention is shown. The integrated configuration shown in FIG. 20 illustrates one other option for the configuration of low pass filter section 306. The low-pass filter of the embodiment shown in FIG. 20 is comprised of a plurality of integrated capacitors 340 to 343 connected to each other by a meandering pattern of coplanar waveguides. Each integrated capacitor has a ground plane P as a bottom plate and a metal layer formed on an insulating layer deposited on the ground plane P as a top plate. Air bridges are used in place of bond wires, such as wires 346 and 348 in FIG. 15, to minimize the parasitic inductance and capacitance associated with the bond wires. The air bridge in FIG. 20 is designated as "air bridge" and is given the reference numeral 350. These air bridges are spaced along the length of the coplanar waveguide.
グラウンドプレーンの半分ずつがこの構成の全地点にお
いて等しい電位に留まるようになっている。Each half of the ground plane remains at the same potential at all points in the configuration.
容量３４０から３４３はすべて９前述の集積構造を有す
る。Capacitors 340 to 343 all have the integrated structure described above.
容量３２６も又、上記の容量３４０から３４３と同様。Capacitor 326 is also similar to capacitors 340 to 343 above.
集積構造を有する。容量３２６と３４０は両方とも。It has an integrated structure. Capacity 326 and 340 are both.
０、３５ｐＦの値を持つ。容量３４１と３４３は各々１
．５９ｐＦの値であり、容量３４２は、好ましい実施態
様においては、 １．９８９Ｆの値をもつ。容量３４０
から３４３及び容量３２６を接続している曲がりくねっ
たコプレーナ型導波路は、第１５図の低域フィルタセク
ション３０６のコプレーナ型導波路と同じような９種々
の適切な周波数におけるイ“ンビーダンスを提供するよ
うに寸法が決められている。第２０図の曲がりくねった
構造が有する利点は、チップ領域の消耗がより少なくな
るということであり、第２０図の構成はガリウム砒素基
板上に集積されている故にこれは重要である。It has a value of 0.35 pF. Capacities 341 and 343 are each 1
．． 59 pF, and capacitor 342 has a value of 1.989 F in the preferred embodiment. Capacity 340
343 and capacitor 326 to provide impedance at nine different suitable frequencies, similar to the coplanar waveguide of low-pass filter section 306 in FIG. The advantage of the serpentine structure of FIG. 20 is that it consumes less chip area, and the structure of FIG. is important.
（以下余白）
好ましい実施Ｊｌｑ様においては、一対の逆並列なダイ
オードが非線形素子として使用されている。(Left below) In the preferred implementation Jlq, a pair of anti-parallel diodes are used as non-linear elements.
他の実施態様においては、トランジスタ等の他の半導体
接合デバイスも、非線形素子として使用できる。好まし
い実施態様においては、非線形回路３１０のダイオード
は、基板に形成されたｎ型にドーピングされたエピタキ
シャル層に対するショットキーダイオードコンタクトを
用いて、形成される。ショットキー金属のアノードコン
タクト３５２は、ダイオード回路３１０の一方のダイオ
ードのためのダイオード接合を成し、アノードコンタク
ト３５４は、ダイオード回路の他方のダイオードのため
のショットキー接合を成す。破線３５６および３５８は
、エピタキシャル層で決められたアクティブ接合の外部
限界を示すものである。このアクティブ接合領域は、エ
ピタキシャル層のイオン注入損傷により、全側面が絶縁
分離している。これらのダイオードのカソードコンタク
トは、コンタクト３６０等のオーミックコンタクトによ
り形成される。上面ダイオードのアノードコンタクト３
５２および底面ダイオードのカソードコンタクト３６２
及び３６４は、それぞれエアブリッジ３６６及び３６８
により容量３２６の上部プレートにカップルされる。容
量３２６はＲＦ倍信号グラウンドプレーンＰへの分路を
提供する。容量３２６の上部プレートは、又、エアブリ
ッジ３７０により、成域フィルタ回路３０６の曲がりく
ねったコプレーナ型導波路の中心コンダクタにカップル
されている。上部ダイオードのカソードコンタクト及び
低部ダイオードのアノードコンタクト３５４は、高域フ
ィルタセクション３１２のコプレーナ型導波路の中心コ
ンダクタのショットキー金属の延長である。In other embodiments, other semiconductor junction devices such as transistors can also be used as nonlinear elements. In a preferred embodiment, the diodes of nonlinear circuit 310 are formed using Schottky diode contacts to an n-doped epitaxial layer formed in the substrate. Schottky metal anode contact 352 forms a diode junction for one diode of diode circuit 310, and anode contact 354 forms a Schottky junction for the other diode of the diode circuit. Dashed lines 356 and 358 indicate the outer limits of the active junction defined by the epitaxial layers. This active junction region is isolated on all sides due to ion implantation damage to the epitaxial layer. The cathode contacts of these diodes are formed by ohmic contacts, such as contact 360. Top diode anode contact 3
52 and bottom diode cathode contact 362
and 364 are air bridges 366 and 368, respectively.
is coupled to the top plate of capacitor 326 by. Capacitor 326 provides a shunt to the RF multiplier signal ground plane P. The top plate of capacitor 326 is also coupled by an air bridge 370 to the center conductor of the serpentine coplanar waveguide of bandpass filter circuit 306 . The cathode contact of the top diode and the anode contact of the bottom diode 354 are Schottky metal extensions of the center conductor of the coplanar waveguide of the high pass filter section 312.
第２０図を検分することにより、当業者は１本発明の教
示はフィルタセクション３０６及び３１２の優秀な構成
を示すものであり、そのすべてが前述の種々のインピー
ダンス基準を満たすものであることが理解できるであろ
う。これらの構成の数例のみをここでは説明したが、当
業者は２本発明の教示を実施する他の構成もあることが
わかるであろう。By inspecting FIG. 20, one skilled in the art will appreciate that the teachings of the present invention demonstrate superior configurations of filter sections 306 and 312, all of which meet the various impedance criteria discussed above. It will be possible. Although only a few examples of these configurations have been described herein, those skilled in the art will recognize that there are other configurations that implement the teachings of the present invention.
第２１図では、デバイス及び集積回路のＳパラメータの
ウェハ上でのミリメートル波測定を行うためのＳパラメ
ータアクティブプローブが示されている。Ｓパラメータ
のコンセプトは、第２２図から第２５図を同時に参照す
ることにより最もよく理解されるであろう。第２２図は
、テスト中のデバイス又は集積回路４００の典型的なテ
スト設定を示す。In FIG. 21, an S-parameter active probe is shown for making on-wafer millimeter-wave measurements of S-parameters of devices and integrated circuits. The concept of S-parameters may be best understood by concurrently referring to FIGS. 22-25. FIG. 22 shows a typical test setup for a device or integrated circuit 400 under test.
典型的には、テスト中のデバイス又は集積回路は。Typically, the device or integrated circuit under test.
テストプローブ４０２により送り込まれるミリメートル
オーダの波長を有するテスト信号を有することになる。It will have a test signal sent by the test probe 402 having a wavelength on the order of millimeters.
ウェハ上でミリメートル波Ｓパラメータ測定を行うには
、プローブ４０２は第２１図に示すような種類のプロー
ブである。テスト信号を送り込むプロセスの間、テスト
中のデバイスからの反射パワーがある。なぜなら、プロ
ーブ４０２の出力インピーダンスとプローブが接触する
テスト中のデバイスのノードの入力インピーダンスとの
間のインピーダンス不整合があるからである。入射テス
ト信号は、ベクトル要素Ａ１により表される。反射エネ
ルギーは、ベクトル要素Ｂｌにより表される。To perform millimeter wave S-parameter measurements on a wafer, probe 402 is of the type shown in FIG. During the process of delivering the test signal, there is reflected power from the device under test. This is because there is an impedance mismatch between the output impedance of the probe 402 and the input impedance of the node of the device under test that the probe contacts. The incident test signal is represented by vector element A1. The reflected energy is represented by the vector element Bl.
又、テスト中のデバイスを通して伝送されるエネルギー
があり、これはＢｔにより表される。There is also energy transmitted through the device under test, which is represented by Bt.
典型的には、プローブ４０４は又、第２１図に示す種類
のプローブである。プローブ４０４はプローブ４０２が
いわゆる「フォワードモード」で送り込み信号Ａ１を提
供している間、テスト中のデバイスを通して伝送される
信号＋ Ｂｇを受信する。「リバースモード」において
、プローブ４０４は、典型的には、信号を、ベクトル要
素Ａ２により表される。テスト中のデバイスのもう一方
のポートに送り込む。Typically, probe 404 is also a probe of the type shown in FIG. Probe 404 receives the signal +Bg transmitted through the device under test while probe 402 provides infeed signal A1 in a so-called "forward mode." In "reverse mode", probe 404 typically transmits a signal represented by vector element A2. into the other port of the device under test.
さらに１反射及び伝送信号がある。これらの反射及び伝
送信号は、ベクトル量Ｂ２及びＢ１により表される。There is also one reflected and transmitted signal. These reflected and transmitted signals are represented by vector quantities B2 and B1.
第２３図のベクトル式はＳパラメータとベクトルｉＡ及
びＢとの間の関係を示す。ベクトルｉｌＡは第２２図の
ベクトル八、及びＡ２により構成され、一方。The vector equation in FIG. 23 shows the relationship between the S parameter and vectors iA and B. Vector ilA is composed of vector 8 and A2 in FIG.
ベクトル量Ｂは第２２図のベクトル量ＢＩ及びＢ２から
構成される。Vector quantity B is composed of vector quantities BI and B2 shown in FIG.
第２４図の２つの等式は、４つのＳパラメータと。The two equations in Figure 24 have four S-parameters.
ベクトル量Ａ及びＢの各要素との間の正確な関係を示す
。第２４図の等式から、ベクトル要素Ｂ、は。The exact relationship between each element of vector quantities A and B is shown. From the equation in FIG. 24, vector element B is.
ＳパラメータＳ０．１とＡベクトルのＡ、要素との積と
ＳパラメータＳ３．２とＡベクトルのＡ２要素との積の
合計から成ることがわかるであろう。同様の関係が、Ｂ
ベクトルの８２要素に関しても言える。第２５図は、Ｓ
パラメータＳＩ＋１が極座標又はＸ−Ｙ座標においてベ
クトル量とどのように表され得るか示す。It will be seen that it consists of the sum of the product of the S parameter S0.1 and the A, element of the A vector and the product of the S parameter S3.2 and the A2 element of the A vector. A similar relationship is B
The same can be said about the 82 elements of the vector. Figure 25 shows S
It is shown how the parameter SI+1 can be expressed as a vector quantity in polar coordinates or in X-Y coordinates.
第２１図のＳパラメータアクティブプローブは。The S-parameter active probe in FIG.
Ｓパラメータについて、ミゾメートル波デバイス及び集
積回路をウェハ上でテストし、特徴づけることのできる
テストプローブの概略の好ましい実施態様である。Ｓパ
ラメータをｆｆｌ！定するには、２ポ一ト回路の各ポー
トにおける入射パワー、反射パワー及び伝送パワーを知
る必要がある。第２１図のＳパラメータアクティブプロ
ーブにより、入射。1 is a schematic preferred embodiment of a test probe capable of testing and characterizing millimeter wave devices and integrated circuits on wafers for S-parameters; ffl S-parameters! To determine this, it is necessary to know the incident power, reflected power, and transmitted power at each port of the two-point circuit. Injected using the S-parameter active probe shown in Figure 21.
伝送及び反射エネルギが測定できる。Transmitted and reflected energy can be measured.
第２１図のＳパラメータアクティブプローブは。The S-parameter active probe in FIG.
次の概略構成を有する。基板４０６がプローブの集積プ
ラットフォームとして使用されている。他の実施態様に
おいては、基板４０６はカスタムメートの構成であって
もよく。独自の注文設計されたサポート構造を有する。It has the following schematic configuration. A substrate 406 is used as an integration platform for the probe. In other embodiments, substrate 406 may be a custom-made configuration. Has a unique custom-designed support structure.
好ましい実施例においては。In a preferred embodiment.
基板４０６は、チタニウムと金の導電被膜を有する厚さ
５ミルのアルミナであり、その一方の面に形成された１
ミクロンの金メツキを有する。しかし。Substrate 406 is 5 mil thick alumina with a conductive coating of titanium and gold with 1
It has micron gold plating. but.
他の実施態様においては、ガリウム砒素又は他の誘電基
板を用いることができる。In other embodiments, gallium arsenide or other dielectric substrates may be used.
周波数逓倍器４０８が、コプレーナ型導波路４１０に沿
い伝播する入力テスト信号を受信するために。A frequency multiplier 408 receives an input test signal propagating along a coplanar waveguide 410.
基板上に形成される。典型的には、これらのテスト信号
は、約２０ＧＨｚの周波数を有する。周波数逓倍器セク
ション４０８は、入ってくるテスト信号を５倍で逓倍し
、コプレーナ型導波路４１２に、 １００Ｇ１［ｚオー
ダの周波数を有する信号を出力する。これらのテスト信
号は、アウトプットノード４１４と接しているテスト中
のデバイスに送り込まれる。ディレクショナルカプラ４
１６が、コプレーナ型導波路４１２内をテスト中のデバ
イスの方へと伝播している入射力の一部分を取り出し、
この取り出されたエネルギを、コプレーナ型導波路４１
２を介し高調波ミキサ回路４２０へとカップルさせる。formed on a substrate. Typically these test signals have a frequency of approximately 20 GHz. Frequency multiplier section 408 multiplies the incoming test signal by a factor of 5 and outputs a signal to coplanar waveguide 412 having a frequency on the order of 100G1[z. These test signals are routed to the device under test in contact with output node 414. Directional coupler 4
16 picks up a portion of the incident power propagating within the coplanar waveguide 412 toward the device under test;
This extracted energy is transferred to the coplanar waveguide 41
2 to a harmonic mixer circuit 420.
高調波ミキサ回路４２０は、ポート４２２において局部
発振器信号を受信し１局部発振器信号の高調波を、コプ
レーナ型導波路４１８に至る取り出された信号とミキシ
ングさせる。コプレーナ型導波路４１８の取り出された
信号は、典型的には、コプレーナ型導波路４１２内をテ
スト中のデバイスの方へ伝播するテスト信号の強度の約
１０％の強度を有する。局部発振器信号の高調波とコプ
レーナ型導波路４１８の取り出された信号とのミキシン
グは、ミキシング積信号を発生させ、その一つが中間周
波数信号と称される。この信号は、ポート４２２で出力
され。A harmonic mixer circuit 420 receives the local oscillator signal at port 422 and mixes the harmonics of one local oscillator signal with the tapped signal to the coplanar waveguide 418 . The tapped signal of the coplanar waveguide 418 typically has an intensity about 10% of the strength of the test signal propagating within the coplanar waveguide 412 towards the device under test. The mixing of the harmonics of the local oscillator signal with the tapped signal of the coplanar waveguide 418 generates mixing product signals, one of which is referred to as an intermediate frequency signal. This signal is output at port 422.
第２２図のパラメータＡ１を測定するのに用いられる。It is used to measure parameter A1 in FIG.
テスト中のデバイスに適用された入射エネルギの一部は
、コプレーナ型導波路４１２に沿い２周波数逓倍器セク
ション４０８の方へと反射及び伝播する。ディレクショ
ナルカプラ４２４がこの反射エネルギの一部を取り出し
、それを、導波路４２６に沿い、高調波ミキサ回路４２
８へと導く。高調波ミキサ回路４２８は又、ポート４３
０で送り込まれた局部発振器信号を受信する。これらの
局部発振器信号は、コプレーナ型導波路４３２に沿い、
高調波ミキサ回路４２８へと導かれる。これは、ボート
４２２に至る局部発振器信号が、コプレーナ型導波路４
３４により、高調波ミキサ回路４２０へと導かれるのと
同様である。高調波ミキサ回路４２８は、コプレーナ型
導波路４３２に至る局部発振器信号の２０番目の高調波
を、コプレーナ型導波路４２６に至る反射信号の取り出
し部分とミキシングさせる。典型的には、ディレクショ
ナルカプラ４２４は、コプレーナ型導波路４１２内を周
波数逓倍器４０８の方へ伝播する反射波のエネルギの約
１０％を取り出す。高調波ミキサ４２８により発生した
ミキシング積の一つが所望の中間周波数信号であり２局
部発振器部号の周波数と反射信号の取り出し部分の周波
数との差を示す。コプレーナ型導波路４３２内を左方向
へと伝播する中間周波数信号は、第２２図のベクトル要
素Ｂ、を測定するのに用いることができる。A portion of the incident energy applied to the device under test is reflected and propagated along coplanar waveguide 412 toward dual frequency multiplier section 408 . A directional coupler 424 picks up a portion of this reflected energy and transmits it along a waveguide 426 to a harmonic mixer circuit 42.
Leads to 8. Harmonic mixer circuit 428 also connects port 43
Receives local oscillator signal injected with 0. These local oscillator signals are routed along the coplanar waveguide 432,
It is guided to harmonic mixer circuit 428. This means that the local oscillator signal reaching the boat 422 is transmitted through the coplanar waveguide 4.
34 to the harmonic mixer circuit 420. The harmonic mixer circuit 428 mixes the 20th harmonic of the local oscillator signal that reaches the coplanar waveguide 432 with the extracted portion of the reflected signal that reaches the coplanar waveguide 426 . Typically, directional coupler 424 extracts approximately 10% of the energy of the reflected wave propagating within coplanar waveguide 412 toward frequency multiplier 408 . One of the mixing products produced by harmonic mixer 428 is the desired intermediate frequency signal, which represents the difference between the frequencies of the two local oscillator sections and the frequency of the extracted portion of the reflected signal. The intermediate frequency signal propagating to the left in the coplanar waveguide 432 can be used to measure vector element B in FIG.
高調波ミキサ４２０及び４２８と周波数逓倍器４０８の
特定の構成は、ここに説明された周波数逓倍器と高調波
ミキサプローブの構造のいずれかであることが望ましい
。他の実施態様においては、ここに説明した実施態様の
いずれかの周波数逓倍器又は高調波ミキサのフィルタ要
素又は非線形要素のかわりに別の構造を用いても１本発
明の教示するところより逸脱することはない。さらに、
第２１図のプローブのコプレーナ型導波路の性質及びそ
のプローブの上記機能と矛盾しないいずれの高調波ミキ
サ又は周波数逓倍器の構造も用いることが可能である。The particular configuration of harmonic mixers 420 and 428 and frequency multiplier 408 is preferably any of the frequency multiplier and harmonic mixer probe structures described herein. In other embodiments, other structures may be substituted for the filter elements or nonlinear elements of the frequency multiplier or harmonic mixer of any of the embodiments described herein without departing from the teachings of the present invention. Never. moreover,
Any harmonic mixer or frequency multiplier structure consistent with the coplanar waveguide nature of the probe of FIG. 21 and the above-described functionality of the probe may be used.
第２６図には、第２１図のプローブ設計におけるディレ
クショナルカプラ４１６と４２４の構造の平面図が示さ
れている。ディレクンヨナルカブラ４１６は、出力ノー
ド４１４と電気的に接触しているテスト中のデバイスの
方へコプレーナ型導波路４１２内を伝搬している１ ０
０ Ｇ Ｈｚのテスト信号の波長に対して各々１７４波
長である１対の集積コンダクタ４４０と４４２により構
成されている。即ち、第２６図の１と２で示される地点
間の距離が１００ＧＨｚ信号の波長の１／４である。デ
ィレクショナルカプラ４１６は９周波数逓倍器４０８の
、複数の対を成すカップルされたラインセクションの出
力と接触している４４４において入力する。取り出され
た信号のためのディレクショナルカプラ４１６の出力は
、地点４４６において行なわれる。出力４４６は、入射
信号の取り出し部分を第２１図に示される高調波ミキサ
４２０へと導くコプレーナ型導波路４１Ｂの中心コンダ
クタにカップルさる。コンダクタ４４０の反対側の端４
４８は、コプレーナ型導波路４１２の中心コンダクタに
カップルされており、１００ＧＨｚテスト信号のエネル
ギーの主要部を、テスト中のデバイスへと移す。コンダ
クタ４４２の出力４４６と反対側の端は、ボンドワイヤ
４５０により、チップ抵抗４５２にカップルされている
。チップ抵抗４５２は、コンダクタ４４２の端４５４と
グラウンドプレーンＰとの間で約５０オームの特性イン
ピーダンスを提供する。FIG. 26 shows a top view of the structure of directional couplers 416 and 424 in the probe design of FIG. 21. Directional coupler 416 is propagating within coplanar waveguide 412 toward the device under test in electrical contact with output node 414 10
It consists of a pair of integrated conductors 440 and 442, each 174 wavelengths for the 0 GHz test signal wavelength. That is, the distance between the points 1 and 2 in FIG. 26 is 1/4 of the wavelength of the 100 GHz signal. Directional coupler 416 has an input at 444 that contacts the outputs of multiple pairs of coupled line sections of nine frequency multiplier 408 . The output of directional coupler 416 for the tapped signal occurs at point 446. Output 446 is coupled to the center conductor of coplanar waveguide 41B which directs a tapped portion of the incident signal to harmonic mixer 420 shown in FIG. Opposite end 4 of conductor 440
48 is coupled to the center conductor of the coplanar waveguide 412 and transfers the majority of the energy of the 100 GHz test signal to the device under test. The end of conductor 442 opposite output 446 is coupled to chip resistor 452 by bond wire 450 . Chip resistor 452 provides a characteristic impedance of approximately 50 ohms between end 454 of conductor 442 and ground plane P.
ディレクショナルカプラ４２４の構造は、第２６図にお
いて左側へと導波路４１２内を伝搬する反射信号の一部
分を取り出すために、方位が変更されているという点を
除いては、ディレクショナルカプラ４１６の構造と著し
く同様である。即ち。The structure of directional coupler 424 is the same as that of directional coupler 416 except that the orientation is changed in order to extract a portion of the reflected signal propagating in waveguide 412 to the left in FIG. It is strikingly similar to That is.
ディレクショナルカプラ４２４は、お互いに平行に間隔
をあけて置かれ、かつコプレーナ型導波路４１２内を伝
搬する反射信号の波長に対し、各々１／４の長さの波長
である２つのコンダクタ４５６と４５８により構成され
ている。ディレクショナルカプラ４２４の入力は、参照
符号４６０により示される。コンダクタ４５６の端であ
る。取り出されたエネルギーのためのディレクショナル
カプラ４２４の出力は、コンダクタ４５８の端４６２で
ある。この出力は、コプレーナ型導波路４２６の中心コ
ンダクタにカップルされており２反射波のエネルギーの
約１０％を、第２１図の高調波ミキサ４２８へと導く。The directional coupler 424 includes two conductors 456 that are parallel to each other, spaced apart, and each having a length of one-fourth the wavelength of the reflected signal propagating in the coplanar waveguide 412. 458. The input of directional coupler 424 is indicated by reference numeral 460. This is the end of conductor 456. The output of directional coupler 424 for extracted energy is end 462 of conductor 458. This output is coupled to the center conductor of coplanar waveguide 426 and directs approximately 10% of the energy of the two reflected waves to harmonic mixer 428 in FIG.
周波数逓倍器及び高調波ミキサ各セクションの詳しい構
造は、第２６図には示されていない。なぜなら、これら
他の回路の構造的詳細は、他の図を検分することにより
理解できるだろうからである。The detailed structure of each section of the frequency multiplier and harmonic mixer is not shown in FIG. This is because the structural details of these other circuits may be understood by examining the other figures.
参照符号４６４として示されているコンダクタ４５８の
もう一方の端は、ボンドワイヤ４６６により５０オーム
のチップ抵抗４６８にカップルされており、この抵抗４
６８はこの端を５０オームインピーダンスで終結させる
。コンダクタ４５６の入力端４６０の反対側の参照符号
４６８として示されている端は、ディレクショナル丈ブ
ラ４１６の端４４８にカップルされている。The other end of conductor 458, shown as 464, is coupled by bond wire 466 to a 50 ohm chip resistor 468, which
68 terminates this end with a 50 ohm impedance. The end of conductor 456 opposite input end 460, shown as reference numeral 468, is coupled to end 448 of directional bra 416.
当業者は、第２１図のディレクショナルカプラ４１６及
び４２４には他の構造もあることが理解できるである。Those skilled in the art will appreciate that there are other configurations for the directional couplers 416 and 424 of FIG. 21.
くり返しかつ予期しうる態様で伝搬する入射及び反射波
の一部を取り化すことのできるいずれのディレクショナ
ルカプラの構造も本発明を実施する目的には十分である
。Any directional coupler structure that is capable of capturing a portion of the incident and reflected waves that propagate in a repetitive and predictable manner is sufficient for the purpose of practicing the present invention.
本発明は、ここに記載の好ましい及び他の実施態様に鑑
みて説明されてきたが、当業者は１本発明の真の趣旨及
び範囲を逸脱することなくなされ得る多くの修正を理解
できるであろう。このような修正はすべて、ここに添付
の特許請求の範囲に含まれるように意図されている。Although the invention has been described in light of preferred and other embodiments described herein, those skilled in the art will recognize many modifications that may be made without departing from the true spirit and scope of the invention. Dew. All such modifications are intended to be included within the scope of the claims appended hereto.
（以下余白）(Margin below)
第１図は本発明の一実施例のミリ波アクティブプローブ
の構造を示す平面図、第２図は第１図のプローブをＹ軸
から見た正面図である。第３図は周波数逓倍器のフィル
タ及びマツチングセクションの電気的概略図であり、様
々なフィルタと、インピーダンスマツチングセクション
とで構成されるコ、プレーナ型導波路セグメントの数と
の関係、及びスタブライン上の用いられた終端部のタイ
プを示している。第４図は周波数逓倍器に用いられる逆
並列ダイオードのＩ−Ｖ特性図、第５図は周波数逓倍器
によって発生される高調波を象徴する周波数スペクトル
図である。第６図はフィルタ及びインピーダンスマツチ
ングセクションの一実施例のスケール（Ｓｃａｌｅｄ）
図であり、全ての大きさの関係を示している。第７図は
ダイオード非線形セクションのスケール図、第８図は周
波数逓倍集積回路テストプローブの好ましい一般的な例
の平面図、第９図は周波数逓倍プローブのハイブリッド
構成の好ましい形状の配置を示す平面図、第１Ｏ図は周
波数逓倍プローブのフィルタセクションの大きさを示す
図、第１１図は第９図のダイオードセクション２０２の
概略図、第１２図は周波数逓倍プローブの好ましい実施
例の全体の概略図、第１３図は周波数逓倍器の好ましい
実施例の完全に集積された構造を示す図、第１４図は高
調波プローブミキサの好ましい実施例の一般的な平面図
、第１５図は本発明の技術による高調波ミキサプローブ
のハイブリッド構造の平面図、第１６図は高調波ミキサ
プローブの低域フィルタ及び高域フィルタセクションの
好ましい実施例の大きさを示す図、第１７図は高調波ミ
キサプローブの好ましい実施例の概略図、第１８図は高
調波ミキサプローブに於ける局部発振器駆動信号に対す
るダイオードの時間領域コンダクタンス応答を示す図、
第１９図は第１８図の時間領域の波形の周波数領域スペ
クトルを示す図である。第２０図は高調波ミキサプロー
ブの完全な集積を示す図、第２１図はデバイス又は集積
回路のＳ−パラメータのウェーハ上でのミリ波測定の為
のＳ−パラメータアクティブブローブの概略図、第２２
図はＳ−パラメータアクティブプローブが、このような
測定に関わるＳ−パラメータ及び信号の測定にどの様に
用いられるかを示す図、第２３図は第２２図に示された
テスト配置に於て測定された信号の間の関係を定義する
ベクトル方程式である。第２４図はＳ−パラメータがど
のようにベクトル量Ａ及びＢを関係付けるかを定義する
。第２６図は第２１図のプローブ設計のディレクショナ
ルカプラの配置の平面図である。
１０・・・ミリ波アクティブプローブ、１２・・・同軸
コネクタ、１８，２００・・・基板、２０．２２・・・
グランドプレーン、２４．６０．６２・・・ギャップ、
２６・・・中心コンダクタ、３６．３８・・・Ｄ、Ｃ，
バイアスコンダクタ、４４．４６・・・ボンドワイヤ、
６８．７０・・・チップ容量、７２．７４・・・Ｄ、
Ｃ。
バイアスコンタクトパッド、８６・・・帯域フィルタ、
８８・・・低域フィルタ、３４・・・ダイオード対、９
８・・・入力インピーダンスマツチングネットワーク、
８４・・・出力インピーダンスマッチングネットワー図
面の浄書（内容に変更なし）
２・・・非線形素子。FIG. 1 is a plan view showing the structure of a millimeter wave active probe according to an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a front view of the probe shown in FIG. 1 viewed from the Y-axis. FIG. 3 is an electrical schematic diagram of the filter and matching section of a frequency multiplier, showing the relationship between the various filters and the impedance matching section, the number of planar waveguide segments, and the stubs. It shows the type of termination used on the line. FIG. 4 is an IV characteristic diagram of an anti-parallel diode used in a frequency multiplier, and FIG. 5 is a frequency spectrum diagram symbolizing harmonics generated by the frequency multiplier. Figure 6 is a scaled example of the filter and impedance matching section.
Figure 1 shows all size relationships. FIG. 7 is a scale diagram of a diode nonlinear section; FIG. 8 is a plan view of a preferred general example of a frequency doubling integrated circuit test probe; and FIG. 9 is a plan view showing the arrangement of a preferred geometry of a hybrid frequency doubling probe configuration. , FIG. 1O is a diagram illustrating the dimensions of the filter section of the frequency doubling probe, FIG. 11 is a schematic diagram of the diode section 202 of FIG. 9, and FIG. 12 is an overall schematic diagram of a preferred embodiment of the frequency doubling probe. FIG. 13 shows a fully integrated structure of a preferred embodiment of a frequency multiplier; FIG. 14 is a general plan view of a preferred embodiment of a harmonic probe mixer; and FIG. A plan view of the hybrid structure of the harmonic mixer probe; FIG. 16 shows the dimensions of the preferred embodiment of the low-pass filter and high-pass filter sections of the harmonic mixer probe; FIG. 17 shows the preferred implementation of the harmonic mixer probe. A schematic diagram of an example, FIG. 18 is a diagram showing the time-domain conductance response of a diode to a local oscillator drive signal in a harmonic mixer probe;
FIG. 19 is a diagram showing a frequency domain spectrum of the time domain waveform of FIG. 18. FIG. 20 shows a complete integration of a harmonic mixer probe; FIG. 21 is a schematic diagram of an S-parameter active probe for on-wafer millimeter-wave measurements of S-parameters of devices or integrated circuits; FIG.
The figure shows how an S-parameter active probe is used to measure the S-parameters and signals involved in such measurements. is a vector equation that defines the relationship between the signals. FIG. 24 defines how the S-parameters relate vector quantities A and B. FIG. 26 is a plan view of the directional coupler arrangement of the probe design of FIG. 21. 10... Millimeter wave active probe, 12... Coaxial connector, 18,200... Board, 20.22...
Ground plane, 24.60.62... gap,
26...center conductor, 36.38...D, C,
Bias conductor, 44.46... bond wire,
68.70...Chip capacity, 72.74...D,
C. Bias contact pad, 86... bandpass filter,
88...Low pass filter, 34...Diode pair, 9
8...Input impedance matching network,
84... Engraving of output impedance matching network drawing (no change in content) 2... Nonlinear element.
Claims (1)
、該入力信号の周波数を逓倍して第２の周波数を得て出
力部において該第２の周波数の信号を出力するための周
波数逓倍集積回路テストアクティブプローブであって、 市場で入手可能ないかなる選択された集積回路のための
テストプローブのプローブボディとも交換可能であるよ
うな形状を有する基板、 該基板上に備えられており、かつ第１のセクションにお
いてグラウンドプレーンを有するコプレーナ型導波路中
に形成されている導電層であって、低周波入力信号を案
内するための該コプレーナ導波路が第２のセクションに
おいて該第１のセクションにカップルされている低域フ
ィルタ中に形成されており、所定の周波数レスポンスと
所定のインピーダンス特性とを有する該低域フィルタが
第３のセクションにおいて該第２のセクションにカップ
ルされている帯域フィルタ中に形成されており、該帯域
フィルタが所定の周波数レスポンスと所定のインピーダ
ンス特性とを備えている、導電層。 該第２及び第３のセクションの接合において該導電層に
カップルされている、ＡＣ信号を整流してＤＣ信号を形
成するためのダイオード手段、該ダイオード手段を該グ
ラウンドプレーンにカップルしている少なくとも１個の
容量、及び該ダイオード手段よるＡＣ信号の整流によっ
て生成されたＤＣ電流のための通路を完全に形成するよ
うに、該ダイオード手段にカップルされている抵抗、 を備えている、周波数逓倍集積回路テストアクティブプ
ローブ。 ２、前記ダイオード手段が、偶数個の逆並列に接続され
たダイオードを備えており、これらが前記容量に接続さ
れて、これにより、前記グラウンドプレーンと、第２及
び第３のセクションの接合との間に分路が形成されてい
る、請求項１に記載の装置。 ３、前記第２及び第３のセクションがノードにて接合さ
れており、前記ダイオード手段が、該ノードに接続され
ているアノード及び前記容量にカップルされているカソ
ードを備えた第１のダイオードと、該ノードにカップル
されているカソード及び前記容量にカップルされている
アノードを備えた第２のダイオードとを備えており、さ
らに前記抵抗が該第１のダイオードのカソードと該第２
のダイオードのアノードとの間にカップルされている、
請求項２に記載の装置。 ４、前記第３のセクションが、複数の直列に接続されカ
ップルされたラインコプレーナ型導波路を備えている、
請求項１に記載の装置。 ５、前記カップルされたラインコプレーナ型導波路が、
それぞれ、前記導電層に形成されている第１及び第２の
コンダクタを備えており、各コンダクタの長さが、前記
第３のセクションにおいて伝搬されている出力信号の周
波数領域の波長の実質的に４分の１とされている、請求
項４に記載の装置。 ６、前記第１のセクションが、複数の電気的にカップル
されたセグメントに分割されているコプレーナ型導波路
を備えており、各セグメントの接合には少なくとも１個
のコプレーナ型導波路伝送路ラインスタブが電気的に搭
載されている、請求項５に記載の装置。 ７、前記スタブ及びコプレーナ型導波路セグメント並び
に前記第１と第２のセクションのギャップの寸法が、実
質的に５０オームの前記第１の周波数の信号のインピー
ダンスが前記第１及び第２のセクションの入力部を見る
ようにされ、前記第１の周波数の第３の高調波と同等の
周波数を有する信号の前記入力部の方を見返している前
記第２及び第３のセクションの接合における入力インピ
ーダンスが実質的に短絡回路であるようにされ、さらに
、前記第１の周波数の第５の高調波と同等の周波数を有
する信号の前記入力部の方を 見返している前記第２及び第３のセクションの接合にお
ける入力インピーダンスが実質的に開放回路であるよう
にされている、請求項６に記載の装置。 ８、前記コプレーナ導波路コンダクタ及び前記第３のセ
クションのギャップの寸法が、実質的に５０オームの前
記第２の周波数の信号のインピーダンスが該第３のセク
ションの入力部から前記出力部を見るようにされており
、前記第１の周波数の第７の高調波と同等の周波数を有
する信号のプローブ出力部の方を見ている前記第２及び
第３のセクションの接合における入力インピーダンスが
実質的に短絡回路であるようにされており、さらに、前
記第１の周波数と同等の周波数を有する信号のプローブ
出力部の方を見ている前記 第２及び第３のセクションの接合における入力インピー
ダンスが実質的に開放回路であるようにされている、請
求項７に記載の装置。 ９、前記容量が第１及び第２の別個の容量を備えており
、これらの容量が各々第１及び第２のターミナルを備え
、該第２のターミナルが電気的に前記グラウンドプレー
ンに接続されており、また、前記ダイオード手段が１対
の逆並列ビームリードダイオードを備え、これらが第１
のビームリードにカップルされた共通のノードを有し、
第２及び第３のビームリードがそれぞれ該１対のダイオ
ードのうちの１方にカップルされており、該共通ノード
のリードが該第２及び第３のセクションの結合部にカッ
プルされ、該第２及び第３のビームリードが該第１及び
第２の別個の容量の第１のターミナルにカップルされて
いる、請求項８に記載の装置。 １０、前記容量が第１及び第２の別個の容量を備えてお
り、これらの容量が各々第１及び第２のターミナルを備
え、該第２のターミナルが電気的に前記グラウンドプレ
ーンに接続されており、また、前記ダイオード手段が、
前記基板に集積されている１対のダイオードを備えてお
り、これらのダイオードがそれぞれアノード及びカソー
ドターミナルを備え、かつカップルされて、前記第２及
び第３のセクションの結合部にカップルされた共通ノー
ドを備えるようにされ、さらに、１方の非共通ノードア
ノードターミナルが該第１の容量の第１のターミナルに
カップルされるようにされ、他方のダイオードの非共通
ノードカソードターミナルが該第２の容量の第１のター
ミナルにカップルされるようにされている、請求項８に
記載の装置。 １１、前記プローブの入力部と出力部との間にカップル
されている、ＲＦ信号を通過させる際に該プローブ入力
部から該プローブ出力部にＤＣバイアス信号を案内する
ためのチョーク手段を更に備えている、請求項１に記載
の装置。 １２、第１の周波数の入力信号を受け入れるための入力
部と第２の周波数の信号を出力するための出力部とを備
えている、テストデバイス又は集積回路のための周波数
逓倍アクティブプローブであって、 基板、 グラウンドプレーンを有する該基板上に形成され、該入
力部にカップルされ、導波路出力部を備えているコプレ
ーナ型導波路、 該基板上に形成されており、該導波路出力部にカップル
されている入力部と低域フィルタ出力部とを備えている
低域フィルタであって、コプレーナ型導波路の１個以上
のセグメントを備え、該第１の周波数の信号のための第
１の所定の特性インピーダンスと該第１の周波数の高調
波の信号のための他の所定の特性インピーダンスとを備
えるような寸法を有する低域フィルタ、 該低域フィルタ出力部と該グラウンドプレーンとの間に
カップルされている、少なくとも１連のカップルされた
ダイオードと容量との組合せ又は抵抗の組合せ、及び 複数のカップルされたコプレーナ型導波路セグメントを
備えており、該第２の周波数の信号のための第１の所定
の特性インピーダンスと該第１の周波数の高調波の信号
のための他の所定の特性インピーダンスとを備えるよう
な寸法を有する帯域フィルタ、 を備えている、テストデバイス又は集積回路のための周
波数逓倍アクティブプローブ。 １３、集積回路テストプローブであって、 基板、及び 複数のカップルされたコプレーナ型導波路セグメントと
して該基板上に形成されており、第１の周波数で入力部
にて受け入られた入力信号をノードに案内し、該第１の
周波数の所望の高調波にて信号を出力部に案内し、該入
力部を見ている、又は該ノードから該入力部を見ている
第１の特性インピーダンスを該第１の周波数の入力信号
に提供し、該第１の周波数の第１の所定の高調波のため
の該ノードを見ている、実質的に短絡回路である特性イ
ンピーダンスを提供し、さらに、第１の周波数の第２の
所定の高調波のための該ノードを見ている、実質的に開
放回路である特性インピーダンスを提供するための第１
の手段、 を備えている、集積回路テストプローブ。 １４、集積回路から第１の周波数で入力信号を入力部に
て受け入れて、該入力信号を第２のより低い周波数に変
換し、出力部にて該第２の周波数信号を出力するための
高調波ミキサアクティブプローブであって、 その上に導電性のグラウンドプレーンを備えている基板
、 該出力部にカップルされるように該基板上に形成されて
おり、多様な周波数にて所定のインピーダンス特性を備
えている低域フィルタ、 該入力部にカップルされるように該基板上に形成されて
おり、多様な周波数にて所定のインピーダンス特性を備
えている高域フィルタ、 該高域フィルタを該低域フィルタにカップルさせている
少なくとも１個のダイオード又は抵抗、及び 該少なくとも１個のダイオードと該グラウンドプレーン
とにカップルされている容量、 を備えている、高調波ミキサアクティブプローブ。 １５、前記少なくとも１個のダイオードが、前記高域フ
ィルタにカップルされているアノード及び前記低域フィ
ルタにカップルされているカソードを備えている第１の
ダイオードと、前記低域フィルタにカップルされている
アノード及び前記高域フィルタにカップルされているカ
ソードを備えている第２のダイオードとを備えている、
請求項１４に記載の装置。 １６、前記容量が、前記第２のダイオードのアノードと
前記第１のダイオードのカソードとを前記グラウンドプ
レーンにカップルさせている、請求項１５に記載の装置
。 １７、前記低域フィルタが、導電性の材料により形成さ
れかつ前記基板の表面に載置されている複数の電気的に
カップルされたコプレーナ型導波路セグメントを備えて
いる、請求項１５に記載の装置。 １８、前記高域フィルタが、複数の電気的にカップルさ
れたコプレーナ型導波路セグメントを備えており、該セ
グメントの少なくとも１部が前記グラウンドプレーンに
対して短絡回路となっている、請求項１５に記載の装置
。 １９、前記高域フィルタが、複数の電気的にカップルさ
れたコプレーナ型導波路セグメントを備えており、該セ
グメントの少なくとも１部が前記グラウンドプレーンに
対して短絡回路となっている、請求項１７に記載の装置
。 ２０、前記第１及び第２のダイオードが、前記低域及び
高域フィルタを、電気的接続によって、ビームリードと
該低域及び高域フィルタのそれぞれに設けられている少
なくとも１個の前記コプレーナ型導波路セグメントとの
間にカップルしているガリウム砒素ビームリードダイオ
ードである、請求項１９に記載の装置。 ２１、前記基板がガリウム砒素で形成されており、前記
第１及び第２のダイオードが、ドーピングされたエピタ
キシャル層を使用して該基板中に形成された集積された
ショットキーダイオードであり、該第２のダイオードの
アノードと該第１のダイオードのカソードとの間から前
記低域フィルタへの電気的接続が、エアブリッジによる
ものであり、該第２のダイオードの該カソードから該高
域フィルタへの電気的接続が、該エピタキシャル層への
オーミックコンタクトによるものであり、さらに、該第
１のダイオードと該高域フィルタとの間の電気的接続が
該エピタキシャル層へのショットキーコンタクトによる
ものである、請求項１９に記載の装置。 ２２、前記基板がガリウム砒素によって形成されており
、前記低域フィルタが、前記基板上に集積されかつ複数
のコプレーナ導波路セグメントによって相互接続された
複数の容量を備えている、請求項１８に記載の装置。 ２３、前記第１及び第２のダイオードが、ドーピングさ
れたエピタキシャル層を使用して基板中に形成された、
集積されたショットキーダイオードであり、該第２のダ
イオードのアノードと該第１のダイオードのカソードと
の間から前記低域フィルタへの電気的接続が、エアブリ
ッジによるものであり、該第２のダイオードの該カソー
ドから該高域フィルタへの電気的接続が、該エピタキシ
ャル層へのオーミックコンタクトによるものであり、さ
らに、該第１のダイオードと該高域フィルタとの間の電
気的接続が該エピタキシャル層へのショットキーコンタ
クトによるものである、請求項２２に記載の装置。 ２４、局部発振器信号を受け入れて中間周波数出力信号
を出力する入力ノード及び入力／出力ノードを備えてい
る高調波ミキサアクティブプローブであって、 その上に少なくとも１個の導電性グラウンドプレーンを
備えている基板。 該入力ノードにカップルされた第１のフィルタ手段であ
って、該第１のフィルタ手段内のいずれの方向にも伝搬
されている第１の周波数の入力信号に所定の特性インピ
ーダンスを提供し、該第１のフィルタ手段内で該入力ノ
ードの方向へ伝搬されている局部発振器信号に、実質的
には短絡回路であるインピーダンスを提供するための第
１のフィルタ手段、 該入力／出力ノード及び該第１のフィルタ手段にカップ
ルされている第２のフィルタ手段であって、該第２のフ
ィルタ手段内で該入力ノード又は該入力／出力ノードの
方向に伝搬されている局部発振器信号に第１の特性イン
ピーダンスを提供し、該第２のフィルタ手段内で該入力
／出力ノードの方向へ伝搬されている中間周波数信号に
該第１の特性インピーダンスを提供し、該局部発振器信
号の所定の高調波及び該入力／出力ノードの方向へ伝搬
されている入力信号に、実質的に短絡回路であるインピ
ーダンスを提供するための第２のフィルタ手段、 該第１のフィルタ手段と該第２のフィルタ手段とをカッ
プルさせるためのダイオード手段、及び該ダイオード手
段を該グラウンドプレーンにカップルさせている容量、 を備えている、高調波ミキサアクティブプローブ。 ２５、局部発振器信号を受け入れて中間周波数出力信号
を出力する入力ノード及び入力／出力ノードを備えてい
る高調波ミキサアクティブプローブであって、 その上に少なくとも１個の導電性グラウンドプレーンを
備えている基板、 該入力ノードから該局部発振器信号及び入力信号を受け
入れ、該局部発振器信号の奇数次の高調波のみと該入力
ノードにて受け入れらた該局部発振高調波信号及び入力
信号の偶数次のみのミキシング積とを生成するための非
線形素子。 該入力／出力ノードにて該局部発振器信号を受け入れて
、該入力ノードにて受け入れられて該入力／出力ノード
の方向へ伝搬されている該局部発振器信号及び入力信号
の奇数次高周波を抑制しつつ該局部発振器信号を該非線
形素子に案内するための手段、 該入力ノードにて入力信号を受け入れて、該入力信号を
該非線形素子に案内し、該入力ノードの方向へ伝搬され
ている該局部発振器信号を抑制し、所定のミキシング積
を該入力／出力ノードに反射させて所定の所望されない
ミキシング積を抑制するための手段、 を備えている、高調波ミキサアクティブプローブ。 ２６、デバイス又は集積回路のミリ波Ｓパラメータのウ
ェハ上測定のためのＳパラメータアクティブプローブで
あって、 入力部にてテスト信号を受け入れて、出力部にて該テス
ト信号の選択された高調波を出力するための周波数逓倍
回路。 局部発振器信号の高調波と入力信号とを混合してミキシ
ング積信号を出力するための第１の高調波ミキサ回路、 該周波数逓倍回路からの選択された高周波出力の一部を
入力信号として該第１の高調波ミキサにカップルするた
めの第１のディレクショナルカプラ。 局部発振器信号を入力信号と混合してミキシング積信号
を出力するための第２の高調波ミキサ回路、及び 該デバイス又は集積回路から反射されたいかなる信号を
もその一部を該第２の高調波ミキサに入力信号としてカ
ップルさせるための第２のディレクショナルカプラ、 を備えている、デバイス又は集積回路のミリ波Ｓパラメ
ータのウェハ上測定のためのＳパラメータアクティブプ
ローブ。 ２７、基板を更に備えており、前記周波数逓倍回路、前
記第１及び第２の高調波ミキサ回路、並びに前記第１及
び第２のディレクショナルカプラ回路が該基板上に集積
されている、請求項２６に記載の装置。 ２８、市場で入手できるテストプローブのプローブボデ
ィと交換可能であるような寸法を備えた基板を更に備え
ており、前記周波数逓倍回路、前記第１及び第２の高調
波ミキサ回路並びに前記第１及び第２のディレクショナ
ルカプラ回路が該基板に集積されている、請求項２６に
記載の装置。 ２９、前記周波数逓倍回路、前記第１及び第２の高調波
ミキサ回路並びに前記第１及び第２のディレクショナル
カプラ回路が、コプレーナ型導波路技術を使用して前記
基板上に集積されている、請求項２７に記載の装置。 ３０、前記周波数逓倍回路、前記第１及び第２の高調波
ミキサ回路並びに前記第１及び第２のディレクショナル
カプラ回路が、コプレーナ型導波路技術を使用して前記
基板上に集積されている、請求項２８に記載の装置。 ３１、前記テストプローブがテスト信号を受け入れるた
めの入力部及び基板を備えており、前記周波数逓倍回路
が、 グラウンドプレーンを備えた該基板上に形成され、テス
ト信号を受け入れるための入力部にカップルされており
、出力部を更に備えている、コプレーナ型導波路、 該基板上に形成されており、該コプレーナ型導波路の該
出力部にカップルされている入力部及び低域フィルタ出
力部を備えている低域フィルタであって、前記第１の周
波数の信号に第１の所定の特性インピーダンスを備える
ようにし、該第１の周波数の高調波の信号に異なる所定
の特性インピーダンスを備えるようにする寸法を有する
低域フィルタ、 該低域フィルタ出力と該グラウンドプレーンとの間にカ
ップルされている、少なくとも１個の直列にカップルさ
れたダイオードと容量との組合せ、及び 前記第２の周波数の信号に第１の所定の特性インピーダ
ンスを備え、前記第１の周波数の高調波の信号に異なる
所定の特性インピーダンスを備えるような寸法を有する
帯域フィルタ、 を備えている、 請求項２８に記載の装置。 ３２、前記第１及び第２の高調波ミキサ回路のそれぞれ
が、 入力／出力ノードにカップルされて前記局部発振器信号
を受け入れるように前記基板上に形成されており、多様
な周波数での所定のインピーダンス特性を備えている低
域フィルタ、 前記第１の又は第２のディレクショナルカプラの対応す
る一方から入力信号を受け取るべくカップルされるよう
に前記基板上に形成されており、多様な周波数での所定
のインピーダンス特性を備えている高域フィルタ、 該高域フィルタを該低域フィルタにカップルさせている
少なくとも１個のダイオード、及び該少なくとも１個の
ダイオード及び前記グラウンドプレーンにカップルされ
ている容量、 を備えている、 請求項３１に記載の装置。 ３３、前記テストプローブが、テストされるデバイス又
は集積回路と接触して配されるための出力部を備えてお
り、さらに、前記第１のディレクショナルカプラが、 前記選択された高調波信号の波長の４分の１の長さであ
り、第１及び第２の端を備えており、さらに、該第１の
端が、前記周波数逓倍回路の出力部から該選択された高
調波を受け取るようにカップルされており、該第２の端
が該テストプローブの出力部にカップルされている、第
１のコンダクタ、 前記選択された高調波信号の波長の４分の１の長さであ
り、第１及び第２の端を備えており、さらに、該第１の
端が、前記第１の高調波ミキサ回路に入力信号を供給す
るようにカップルされており、該第２の端が、所定の特
性インピーダンスで終結している、第２のコンダクタ、 を備えている、 請求項３２に記載の装置。 ３４、前記第１のディレクショナルカプラが、前記選択
された高調波信号の波長の４分の１の長さであり、第１
及び第２の端を備えており、さらに、該第１の端が、前
記周波数逓倍回路の出力部から該選択された高調波を受
け取るようにカップルされており、該第２の端が該テス
トプローブの出力部にカップルされている、第１のコン
ダクタ、及び 前記選択された高調波信号の波長の４分の１の長さであ
り、第１及び第２の端を備えており、さらに、該第１の
端が、前記第２の高調波ミキサ回路に入力信号を供給す
るようにカップルされており、該第２の端が、所定の特
性インピーダンスで終結している、第２のコンダクタ、 を備えている、 請求項３３に記載の装置。 ３５、デバイス又は集積回路のＳパラメータのウェハ上
測定を補助するためのＳパラメータアクティブプローブ
であって、 基板、 第１の入力部と第１の出力部とを備え、該第１の入力部
にて第１の周波数を有する第１の信号を受け取り、該第
１の信号の周波数に所定の倍率で逓倍して第２の周波数
にて第２の信号を生成し、該第１の出力部から該第２の
信号を出力するための周波数逓倍手段、 該第１の出力部にカップルされた第２の入力部と、第２
の出力部とを備え、該第２の入力部にて該第２の信号を
受け取り、該第２の信号のパワーの所定の率を第３の信
号として該第２の出力部にカップルするための第１のデ
ィレクショナルカプラ手段、 該第３の信号を受け取るようにカップルされた第３の入
力部と、第１の入力／出力ノードとを備え、該第１の入
力／出力ノードにて局部発振器信号を受け取り、該局部
発振器信号の高調波に該第３の信号を混合し、該入力／
出力ノードからミキシング積信号を出力するための第１
の高調波ミキサ手段、該周波数逓倍手段の該第１の出力
部にカップルされている第４の入力部と、第３の出力部
を備え、該集積回路から反射された信号を受け取り、該
反射された信号のパワーの所定の率を該第３の出力部に
第４の信号としてカップルさせるための第２のディレク
ショナルカプラ手段、及び 該第４の信号を受け取るように該第３の出力部にカップ
ルされた第４の入力部と、第２の入力／出力ノードとを
備え、該第２の入力／出力ノードにて局部発振器信号を
受け取り、該局部発振器信号を該第４の信号と混合し、
該第２の入力／出力ノードにてミキシング積信号を出力
するための第２の高調波ミキサ手段、 を備えている、デバイス又は集積回路のＳパラメータの
ウェハ上測定を補助するためのＳパラメータアクティブ
プローブ。 ３６、集積回路のためのテストプローブであって、 基板、 入力信号を受け取り、その周波数を逓倍し、逓倍された
周波数信号を出力ノードに提供するように、該基板上に
集積された周波数逓倍回路、該出力ノードに提供された
逓倍された周波数信号の所定の部分を取り出し、該信号
の取り出された部分と局部発振器信号の高調波とを混合
し、該取り出された信号と局部発振器信号との混合によ
って生成された第１の中間周波数信号を出力するための
、該基板上に集積された第１のミキシング回路、及び 該出力ノードから反射された逓倍された周波数信号の所
定の部分を取り出し、該取り出された反射された信号の
取り出された部分と局部発振器信号の高調波とを混合し
て中間周波数信号を生成し、該中間周波数信号を出力す
るための、該基板上に集積された第２のミキシング回路
、 を備えている、集積回路のためのテストプローブ。[Claims] 1. An input section receives an input signal of a first frequency, multiplies the frequency of the input signal to obtain a second frequency, and outputs a signal of the second frequency at an output section. a frequency doubling integrated circuit test active probe for a substrate having a shape that is interchangeable with the probe body of any selected test probe for integrated circuits available on the market; a conductive layer formed in a coplanar waveguide having a ground plane in a first section, the coplanar waveguide for guiding a low frequency input signal having a ground plane in a second section; 1, the low pass filter having a predetermined frequency response and a predetermined impedance characteristic is coupled to the second section in a third section. A conductive layer formed in a bandpass filter, the bandpass filter having a predetermined frequency response and a predetermined impedance characteristic. diode means for rectifying an AC signal to form a DC signal, coupled to the conductive layer at the junction of the second and third sections; at least one diode means coupling the diode means to the ground plane; a frequency doubling integrated circuit, comprising: a capacitance of 100 Ω, and a resistor coupled to the diode means so as to completely form a path for the DC current generated by the rectification of the AC signal by the diode means. Test active probe. 2. said diode means comprising an even number of anti-parallel connected diodes, which are connected to said capacitance, thereby providing a connection between said ground plane and the junction of the second and third sections; 2. The device of claim 1, wherein a shunt is formed between. 3. the second and third sections are joined at a node, the diode means comprising a first diode having an anode connected to the node and a cathode coupled to the capacitor; a second diode having a cathode coupled to the node and an anode coupled to the capacitor;
is coupled between the anode of the diode,
3. The device according to claim 2. 4. The third section includes a plurality of series-connected and coupled line coplanar waveguides.
The device according to claim 1. 5. The coupled line coplanar waveguide is
each comprising first and second conductors formed in the conductive layer, each conductor having a length substantially equal to the frequency domain wavelength of the output signal being propagated in the third section. 5. The device of claim 4, wherein the device is quartered. 6. The first section includes a coplanar waveguide divided into a plurality of electrically coupled segments, and at least one coplanar waveguide transmission line stub is provided at the junction of each segment. 6. The device of claim 5, wherein the device is electrically mounted. 7. The dimensions of the gap between the stub and coplanar waveguide segments and the first and second sections are such that the impedance of the first frequency signal of substantially 50 ohms is such that the impedance of the first frequency signal of the first and second sections is substantially 50 ohms. an input impedance at the junction of the second and third sections that is adapted to look at the input and looking back towards the input of a signal having a frequency equivalent to a third harmonic of the first frequency; said second and third sections being substantially short-circuited and further looking back towards said input of a signal having a frequency equivalent to a fifth harmonic of said first frequency; 7. The apparatus of claim 6, wherein the input impedance at the junction is substantially open circuit. 8. The gap dimensions of the coplanar waveguide conductor and the third section are such that the impedance of the second frequency signal of substantially 50 ohms is seen from the input of the third section to the output. and the input impedance at the junction of said second and third sections looking towards the probe output of a signal having a frequency equivalent to the seventh harmonic of said first frequency is substantially short-circuited and further configured to have a substantial input impedance at the junction of said second and third sections looking toward the probe output of a signal having a frequency equivalent to said first frequency. 8. The device of claim 7, wherein the device is adapted to be open circuit. 9. the capacitor comprising first and second separate capacitors each having a first and a second terminal, the second terminal electrically connected to the ground plane; and the diode means comprises a pair of anti-parallel beam lead diodes, which are connected to the first
has a common node coupled to the beam lead of
second and third beam leads are each coupled to one of the pair of diodes, a lead of the common node is coupled to a junction of the second and third sections, and a lead of the common node is coupled to a junction of the second and third sections; and a third beam lead are coupled to first terminals of the first and second separate volumes. 10, the capacitor comprising first and second separate capacitors each having a first and a second terminal, the second terminal electrically connected to the ground plane; and the diode means further comprises:
a pair of diodes integrated in said substrate, each having an anode and a cathode terminal, and coupled to a common node coupled to a junction of said second and third sections; and further configured such that one non-common node anode terminal is coupled to a first terminal of the first capacitor, and the non-common node cathode terminal of the other diode is coupled to a first terminal of the second capacitor. 9. The apparatus of claim 8, wherein the apparatus is adapted to be coupled to a first terminal of the apparatus. 11. further comprising choke means coupled between the input and output of the probe for guiding a DC bias signal from the probe input to the probe output when passing an RF signal; 2. The device of claim 1. 12. A frequency doubling active probe for a test device or integrated circuit, comprising an input section for receiving an input signal at a first frequency and an output section for outputting a signal at a second frequency. , a substrate, a coplanar waveguide formed on the substrate having a ground plane, coupled to the input, and having a waveguide output; formed on the substrate, coupled to the waveguide output; a low-pass filter comprising one or more segments of a coplanar waveguide, the filter having a first predetermined input for a signal at the first frequency; and another predetermined characteristic impedance for a signal of a harmonic of the first frequency; at least one series of coupled diode and capacitor combinations or resistor combinations, and a plurality of coupled coplanar waveguide segments; a bandpass filter having dimensions such that it has a predetermined characteristic impedance for a signal of a harmonic of the first frequency and another predetermined characteristic impedance for a signal of a harmonic of the first frequency. Multiplying active probe. 13. An integrated circuit test probe comprising a substrate and a plurality of coupled coplanar waveguide segments formed on the substrate to transmit an input signal received at an input at a first frequency to a node. guiding a signal at a desired harmonic of the first frequency to an output, and determining a first characteristic impedance looking at the input, or looking at the input from the node. providing an input signal of a first frequency and providing a characteristic impedance that is substantially a short circuit looking at the node for a first predetermined harmonic of the first frequency; 1 for providing a characteristic impedance that is substantially open circuit, looking at the node for a second predetermined harmonic of the frequency of
An integrated circuit test probe comprising: 14. A harmonic for receiving an input signal at a first frequency from an integrated circuit at an input, converting the input signal to a second lower frequency, and outputting the second frequency signal at an output. a wave mixer active probe, the substrate having a conductive ground plane thereon; a low-pass filter comprising: a high-pass filter formed on the substrate to be coupled to the input section and having predetermined impedance characteristics at various frequencies; A harmonic mixer active probe comprising: at least one diode or resistor coupled to a filter; and a capacitor coupled between the at least one diode and the ground plane. 15. The at least one diode is coupled to the low pass filter with a first diode having an anode coupled to the high pass filter and a cathode coupled to the low pass filter. a second diode having an anode and a cathode coupled to the high pass filter;
15. Apparatus according to claim 14. 16. The apparatus of claim 15, wherein the capacitor couples an anode of the second diode and a cathode of the first diode to the ground plane. 17. The low-pass filter of claim 15, wherein the low-pass filter comprises a plurality of electrically coupled coplanar waveguide segments formed of an electrically conductive material and resting on a surface of the substrate. Device. 18. The high-pass filter comprises a plurality of electrically coupled coplanar waveguide segments, at least some of which are short circuited to the ground plane. The device described. 19. The high-pass filter of claim 17, wherein the high-pass filter comprises a plurality of electrically coupled coplanar waveguide segments, at least some of which are short circuited to the ground plane. The device described. 20. At least one of the coplanar types, wherein the first and second diodes connect the low-pass and high-pass filters to the beam lead and each of the low-pass and high-pass filters by electrical connection. 20. The apparatus of claim 19, wherein the device is a gallium arsenide beam lead diode coupled between the waveguide segments. 21. the substrate is formed of gallium arsenide, the first and second diodes are integrated Schottky diodes formed in the substrate using a doped epitaxial layer; The electrical connection between the anode of the second diode and the cathode of the first diode to the low-pass filter is by an air bridge, and the electrical connection from the cathode of the second diode to the high-pass filter is by an air bridge. electrical connection is by an ohmic contact to the epitaxial layer; and further, electrical connection between the first diode and the high-pass filter is by a Schottky contact to the epitaxial layer. 20. Apparatus according to claim 19. 22. The substrate is formed of gallium arsenide, and the low pass filter comprises a plurality of capacitors integrated on the substrate and interconnected by a plurality of coplanar waveguide segments. equipment. 23. the first and second diodes are formed in a substrate using a doped epitaxial layer;
an integrated Schottky diode, the electrical connection to the low pass filter between the anode of the second diode and the cathode of the first diode is by an air bridge; an electrical connection from the cathode of the diode to the high pass filter is by an ohmic contact to the epitaxial layer; 23. The device of claim 22, by Schottky contact to the layer. 24. A harmonic mixer active probe having an input node and an input/output node for accepting a local oscillator signal and outputting an intermediate frequency output signal, the harmonic mixer active probe having at least one conductive ground plane thereon. substrate. a first filter means coupled to the input node, the first filter means providing a predetermined characteristic impedance to an input signal of a first frequency propagating in either direction within the first filter means; first filter means for providing an impedance that is substantially a short circuit to a local oscillator signal being propagated within the first filter means toward the input node; a second filter means coupled to the first filter means, wherein the local oscillator signal being propagated within the second filter means in the direction of the input node or the input/output node has a first characteristic; providing an impedance to an intermediate frequency signal being propagated within the second filter means toward the input/output node, and providing the first characteristic impedance to a predetermined harmonic of the local oscillator signal and a predetermined harmonic of the local oscillator signal; second filter means for providing an impedance that is substantially a short circuit to the input signal being propagated towards the input/output node; coupling the first filter means and the second filter means; a harmonic mixer active probe, comprising: diode means for coupling the diode means to the ground plane; and a capacitor coupling the diode means to the ground plane. 25. A harmonic mixer active probe having an input node and an input/output node for accepting a local oscillator signal and outputting an intermediate frequency output signal, the harmonic mixer active probe having at least one conductive ground plane thereon. a substrate receiving the local oscillator signal and an input signal from the input node, and receiving only odd harmonics of the local oscillator signal and only even harmonics of the local oscillator signal and the input signal received at the input node; A nonlinear element for generating a mixing product. receiving the local oscillator signal at the input/output node while suppressing odd-order high frequencies of the local oscillator signal and the input signal received at the input node and propagating toward the input/output node; means for guiding the local oscillator signal to the non-linear element, the local oscillator receiving an input signal at the input node and guiding the input signal to the non-linear element, the local oscillator being propagated in the direction of the input node; A harmonic mixer active probe comprising: means for suppressing a signal and reflecting a predetermined mixing product to the input/output node to suppress a predetermined undesired mixing product. 26. An S-parameter active probe for on-wafer measurements of millimeter-wave S-parameters of devices or integrated circuits, comprising: receiving a test signal at an input and measuring selected harmonics of the test signal at an output; Frequency multiplier circuit for output. a first harmonic mixer circuit for mixing harmonics of a local oscillator signal and an input signal to output a mixing product signal; A first directional coupler for coupling to the first harmonic mixer. a second harmonic mixer circuit for mixing the local oscillator signal with the input signal to output a mixing product signal; and converting a portion of any signal reflected from the device or integrated circuit into the second harmonic. a second directional coupler for coupling as an input signal to a mixer. 27. Claim 27, further comprising a substrate, on which the frequency multiplier circuit, the first and second harmonic mixer circuits, and the first and second directional coupler circuits are integrated. 27. The device according to 26. 28, further comprising a substrate having dimensions such that it is interchangeable with a probe body of a commercially available test probe, the substrate comprising the frequency multiplier circuit, the first and second harmonic mixer circuits and the first and second harmonic mixer circuits; 27. The apparatus of claim 26, wherein a second directional coupler circuit is integrated into the substrate. 29. The frequency multiplier circuit, the first and second harmonic mixer circuits, and the first and second directional coupler circuits are integrated on the substrate using coplanar waveguide technology. 28. Apparatus according to claim 27. 30. The frequency multiplier circuit, the first and second harmonic mixer circuits, and the first and second directional coupler circuits are integrated on the substrate using coplanar waveguide technology. 29. Apparatus according to claim 28. 31. The test probe comprises an input portion for receiving a test signal and a substrate, and the frequency multiplier circuit is formed on the substrate with a ground plane and coupled to the input portion for receiving the test signal. a coplanar waveguide formed on the substrate and further comprising an output section, an input section and a low pass filter output section formed on the substrate and coupled to the output section of the coplanar waveguide. a low pass filter having dimensions such that a signal at the first frequency has a first predetermined characteristic impedance and a signal at a harmonic of the first frequency has a different predetermined characteristic impedance; a low-pass filter having at least one series-coupled diode and capacitor combination coupled between the low-pass filter output and the ground plane; 29. The apparatus of claim 28, comprising: a bandpass filter having dimensions such that it has a predetermined characteristic impedance of 1 and a harmonic of the first frequency has a different predetermined characteristic impedance. 32, each of the first and second harmonic mixer circuits being formed on the substrate coupled to an input/output node to receive the local oscillator signal and having a predetermined impedance at various frequencies; a low-pass filter having the characteristics of a low-pass filter formed on the substrate to be coupled to receive an input signal from a corresponding one of the first or second directional couplers and having a predetermined frequency range at various frequencies; a high-pass filter having an impedance characteristic of; at least one diode coupling the high-pass filter to the low-pass filter; and a capacitance coupled to the at least one diode and the ground plane. 32. The apparatus of claim 31, comprising: 33. The test probe comprises an output for being placed in contact with a device or integrated circuit under test, and the first directional coupler further comprises: a wavelength of the selected harmonic signal; and having first and second ends, the first end receiving the selected harmonic from the output of the frequency multiplier. a first conductor having a length of one quarter of the wavelength of the selected harmonic signal, the second end being coupled to the output of the test probe; and a second end, the first end being coupled to provide an input signal to the first harmonic mixer circuit, and the second end having a predetermined characteristic. 33. The apparatus of claim 32, comprising: a second conductor terminating in an impedance. 34, the first directional coupler is one-fourth the wavelength of the selected harmonic signal;
and a second end, the first end being coupled to receive the selected harmonic from the output of the frequency multiplier circuit, and the second end being coupled to receive the selected harmonic from the output of the frequency multiplier circuit. a first conductor coupled to the output of the probe, and having a length of one quarter of the wavelength of the selected harmonic signal and having first and second ends; a second conductor, the first end coupled to provide an input signal to the second harmonic mixer circuit, and the second end terminating in a predetermined characteristic impedance; 34. The apparatus of claim 33, comprising: 35. An S-parameter active probe for assisting on-wafer measurement of S-parameters of a device or integrated circuit, comprising: a substrate; a first input; and a first output; receives a first signal having a first frequency, multiplies the frequency of the first signal by a predetermined factor to generate a second signal at a second frequency, and outputs a second signal from the first output section. a frequency multiplier for outputting the second signal; a second input coupled to the first output;
an output for receiving the second signal at the second input and for coupling a predetermined proportion of the power of the second signal to the second output as a third signal. first directional coupler means of, comprising: a third input coupled to receive the third signal; and a first input/output node; receiving an oscillator signal and mixing the third signal with harmonics of the local oscillator signal;
the first for outputting the mixing product signal from the output node;
harmonic mixer means having a fourth input coupled to the first output of the frequency multiplication means and a third output for receiving the reflected signal from the integrated circuit; second directional coupler means for coupling a predetermined fraction of the power of the signal to the third output as a fourth signal; and the third output for receiving the fourth signal. and a second input/output node, receiving a local oscillator signal at the second input/output node and mixing the local oscillator signal with the fourth signal. death,
second harmonic mixer means for outputting a mixing product signal at the second input/output node; probe. 36. A test probe for an integrated circuit, comprising: a substrate; a frequency multiplier circuit integrated on the substrate for receiving an input signal, multiplying its frequency, and providing a multiplied frequency signal to an output node; , extracting a predetermined portion of the multiplied frequency signal provided to the output node, mixing the extracted portion of the signal with a harmonic of the local oscillator signal, and combining the extracted signal with the local oscillator signal. a first mixing circuit integrated on the substrate for outputting a first intermediate frequency signal generated by mixing; and taking a predetermined portion of the multiplied frequency signal reflected from the output node; a second circuit integrated on the substrate for mixing the tapped portion of the tapped reflected signal with a harmonic of the local oscillator signal to generate an intermediate frequency signal and outputting the intermediate frequency signal; A test probe for integrated circuits, comprising two mixing circuits.
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