JPH0263386A - Multiplex signal extracting device - Google Patents
Multiplex signal extracting deviceInfo
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- JPH0263386A JPH0263386A JP63215610A JP21561088A JPH0263386A JP H0263386 A JPH0263386 A JP H0263386A JP 63215610 A JP63215610 A JP 63215610A JP 21561088 A JP21561088 A JP 21561088A JP H0263386 A JPH0263386 A JP H0263386A
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Landscapes
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の目的］
（産業上の利用分野）
この発明はＮＴＳＣ方式のカラーテレビジョン放送シス
テムと両立性を保ちながら、このシステムにおける本来
のカラーテレビジョン信号とは別のカラーテレビジョン
信号を本来のカラーテレビジョン信号に多重して伝送す
るに当たり、受信側で多重化信号を抽出するのに好適な
多重化信号抽出装置に関する。[Detailed Description of the Invention] [Objective of the Invention] (Field of Industrial Application) This invention maintains compatibility with an NTSC color television broadcasting system, while also providing a signal that is separate from the original color television signal in this system. The present invention relates to a multiplexed signal extracting device suitable for extracting a multiplexed signal on a receiving side when transmitting a color television signal multiplexed with an original color television signal.
（従来の技術）
カラーテレビジョン放送方式の１つであるＮＴＳＣ方式
は、白黒テレビジョン放送と両立性を有し、かつカラー
テレビジョン放送方式として充分なパフォーマンスをも
つ優れた方式であるといえる。これは、日本、米国等で
実施された実績をみてもいえる。(Prior Art) The NTSC system, which is one of the color television broadcasting systems, can be said to be an excellent system that is compatible with black and white television broadcasting and has sufficient performance as a color television broadcasting system. This can be seen from the results of implementation in Japan, the United States, and other countries.
ところで、ＮＴＳＣ方式の画質は、その長い歴史におい
て、送信側および受信側両者の不断の努力の結果、実施
当初よりも大幅に改善されている。Incidentally, over its long history, the image quality of the NTSC system has been significantly improved since its initial implementation as a result of constant efforts by both the transmitting and receiving sides.
しかし、このＮＴＳＣ方式においては、近年の大画面デ
イスプレィの普及もあり、より一層の画質の向上が望ま
れている。However, in the NTSC system, there is a desire for further improvement in image quality due to the recent spread of large screen displays.
ＮＴＳＣ方式の画質向上実現の方法として、Ｉ Ｄ
Ｔ Ｖ （Ｉｍｐｒｏｖｅｄ Ｄｅｌ’１ｎ
ｉＬｉｏｎ Ｔｅ１ｅｖｉｓｉｏｎ）と呼ばれる方
法がある。この方法は、伝送されてくるＮＴＳＣ方式の
カラーテレビジョン信号（以下、ＮＴＳＣ信号と記す）
を受信側で余すことなく活用することにより、画質の向
上を図るものである。このＩ ＤＴＶは、従来のアナロ
グ技術のもとでは実施できなかったものであるが、近年
のデジタル技術の進歩により実施可能となったものであ
る。このＩ ＤＴＶによれば、従来のアナログ方式に比
べ、画質をかなり向上させることができる。As a method to improve the image quality of the NTSC system, ID
T V (Improved Del'1n
There is a method called iLion Te1evision). This method uses the transmitted NTSC color television signal (hereinafter referred to as NTSC signal).
The aim is to improve image quality by making full use of the information on the receiving side. This IDTV could not be implemented under conventional analog technology, but has become possible due to recent advances in digital technology. According to this IDTV, image quality can be significantly improved compared to conventional analog systems.
しかし、このＩ ＤＴＶは、ＮＴＳＣ方式を前提とする
ものであるため、改連可能な画質の上限は、ＮＴＳＣ方
式の規格によって制限される。ここで、方式上の上限項
目としては、
（１）画面の横縦比（アスペクト比）
（２）水平解像度３３０Ｔｖ本
が挙げられる。However, since this IDTV is based on the NTSC system, the upper limit of image quality that can be edited is limited by the NTSC standard. Here, the upper limit items for the system include (1) screen aspect ratio (2) horizontal resolution of 330 Tv lines.
（１）のアスペクト比は、現行では４：３であるが、ユ
ーザによって５二３または６：３といった比が好まれて
いることが知られている（日本放送出版協会発行の放送
方式（編者＝１」本放送協会））の第８０頁参照）。The aspect ratio of (1) is currently 4:3, but it is known that users prefer ratios such as 523 or 6:3 (Broadcasting System published by Japan Broadcasting Publishing Association (Editor) =1'' (Refer to page 80 of the Broadcasting Corporation)).
なお、高精細テレビジョン放送方式（Ｉｌ１ｇｈＤｃｒ
＋ｎ１ｔｌｏｎ ’Ｉ’ｅｌｃｖｉｓｉｏｎ）では、
１６：９のアスペクト比が採用される＋＋Ｊ能性がある
（ＣＣＩＲＲｅｐｏｒｔ ８０１−２）。In addition, high-definition television broadcasting system (Il1ghDcr)
+n1tlon 'I'elcvision),
There is a ++J capability where an aspect ratio of 16:9 is adopted (CCIR Report 801-2).
（２）の水平解像度に関しては、ＮＴＳＣ方式では、４
．２Ｍｌ１ｚと規定されているため、３３０Ｔｖ本が限
度である。一方、垂直解像度は、有効走査線数（４８’
０本）から考えて、オーバースキャン等のマージンをみ
ても４５ＯＴＶ本が可能である。したがって現段階では
、水平、垂直のバランス上、水平解像度の向上が望まれ
る。Regarding the horizontal resolution (2), in the NTSC system, 4
．． Since it is specified as 2Ml1z, the limit is 330Tv. On the other hand, the vertical resolution is the number of effective scanning lines (48'
45 OTV lines is possible considering margins such as overscan. Therefore, at this stage, it is desired to improve the horizontal resolution in terms of horizontal and vertical balance.
上述した２項目の改善を図り、現行のテレビジョン受像
機との両立を保つ方式の例として、例えば、Ｊｏｓｅｐ
ｈ Ｌ、ｌ、ｏｃｉｃｅｒｏ ”Ａ Ｃｏｎ＋ｐａＬ
ｉｂｌｅ ｌｌ１ｇ１＋−ＤｅｆｉｎｉＬｉｏｎ ｔｅ
ｌｅｖｉｓｉｏｎ ５ｙｓＬｅａ＋ （ＳＬＳＣ）ｖｉ
ＬｂＣｂｒｏｉ＋ｎａｎｅｅ ａｎｄ Ａｓｐｅｃｔ
Ｒａｔｉｏ ＩｎｐｕｒｕｖｅａｍｃｔｉＬｓ”ＳＷＰ
’ｒ［Ｅ Ｊｏｕｒｎａｌ 、 Ｍａｙ １９８５が
ある。以下、この５ＬＳＣ方式について述べる。As an example of a system that improves the above two items and maintains compatibility with current television receivers, for example, Josep
h L, l, ocicero ”A Con+paL
ible ll1g1+-DefiniLion te
levision 5ysLea+ (SLSC)vi
LbCbroi+nanee and Aspect
Ratio InpuruveamctiLs”SWP
'r[E Journal, May 1985. This 5LSC method will be described below.
第２７図に５ＬＳＣ方式のスペクトル図を示す。FIG. 27 shows a spectrum diagram of the 5LSC method.
この第２７図において、０〜４．２ＭＨｚの信号が現行
のテレビジョン受像機との両立性を保つための信号であ
る。４．９〜１０．１ＭＨｚの信号は、アスペクト比の
拡大と輝度１色度の解像度の拡大のためにつかわれる付
加信号である。In this FIG. 27, signals of 0 to 4.2 MHz are signals for maintaining compatibility with current television receivers. The 4.9-10.1 MHz signal is an additional signal used to expand the aspect ratio and the resolution of one luminance and one chromaticity.
このように、この５ＬＳＣ方式においては、１局分の信
号を２チャンネル分の帯域を使って伝送しており、一方
のチャンネルでは、基本的に現行のテレビジョン放送信
号に近いものを、他方のチャンネルでは、画質改善のた
めの付加信号を送るようになっている。In this way, in this 5LSC system, the signal for one station is transmitted using the band for two channels, and one channel basically transmits something similar to the current television broadcast signal, while the other channel transmits a signal similar to the current television broadcast signal. The channel sends additional signals to improve image quality.
このような構成によれば、現行のテレビジョン受像機で
受信するチャンネルでは、付加信号が含まれないため、
妨害に関しては両立性が高いと考えられる。According to such a configuration, channels received by current television receivers do not include additional signals, so
It is considered that there is high compatibility with respect to interference.
しかし、１局当り２つのチャンネルを専有するため、効
率的ではない。特に、国内のようにチャンネル割当てが
限界に近い状況では、実施に困難が予想される。また、
局内や局間伝送を考えた場合、現行のテレビジョン放送
機器は、１０ＭＨｚに及ぶ帯域をもっていないので、全
て新規に設備投資する必要がある。However, since each station occupies two channels, it is not efficient. Particularly in situations where channel allocation is near the limit, such as in Japan, implementation is expected to be difficult. Also,
When considering intra-station and inter-station transmission, current television broadcasting equipment does not have a band of 10 MHz, so it is necessary to invest in all new equipment.
以上から１チヤンネルの帯域内での伝送を図ることが好
ましい。しかも、ベースバンド４，２ＭＨｚ付近で付加
信号を多重化することができれば、ビデオテープレコー
ダや送信機等の現行のテレビジ・ヨン放送機器との両立
性も図ることができる。From the above, it is preferable to perform transmission within the band of one channel. Furthermore, if additional signals can be multiplexed around the baseband of 4 or 2 MHz, compatibility with current television broadcasting equipment such as video tape recorders and transmitters can be achieved.
ベースバンドの４．２ＭＩＩＺ付近へ付加信号を多重化
する方法の１つとして、Ｔ、［’ｕｋｉｎｕｋ４ ｅｔ
。One method of multiplexing additional signals near 4.2MIIZ of the baseband is T, ['ukinuk4 et
.
ＥｘｔＯｎｄｅｄ ＤｃｆＪｎｊｓｌｏｎ ＴＶ
Ｆｕｌｌｙ ＣｏＩＩｐａｔｉｂｌｅｗｉｔｈ Ｅ
ｘｉｓｔｉｎｇ ５ｔａｎｄａｒｄｓ ＩＥＥＩＥ
Ｔｒ、ｏｎＧｏ＋ｎ＋ｎｕｎｊｅａｔｉｏｎ Ｖｏ
ｌ、Ｃ０Ｍ−３２ＮＯ，８，Ａｕｇｕｓｔ １９８４
による方法がある。ExtOnded DcfJnjslon TV
Fully CoII compatible with E
xisting 5 standards IEEE
Tr, onGo+n+nunjeation Vo
l, C0M-32NO, 8, August 1984
There is a method.
この方法は、ＮＴＳＣ方式において、静画の場合に、未
使用のスペクトル領域に輝度のデイテール成分（約４〜
６ＭＨｚの信号で、以下、輝度高域信号と記す）Ｙｌｌ
を多重化するものである。ここで、未使用領域としては
、第２８図の垂直−時間方向のスペクトル図において、
第１．第３象限の領域が使われる。なお、図において、
Ｃは色差信号である。In the NTSC system, in the case of still images, this method uses luminance detail components (approximately 4 to
6MHz signal (hereinafter referred to as luminance high frequency signal)
This is to multiplex the data. Here, as the unused area, in the vertical-time direction spectrum diagram of FIG.
1st. The area of the third quadrant is used. In addition, in the figure,
C is a color difference signal.
ところで、この方法は、静画の場合にのみ適用可能であ
り、動画の場合は適用不可能である。これは、動画の場
合には、スペクトルが時間方向へ広がり、本来のＮＴＳ
Ｃ信号と付加信号（輝度高域信号ＹＨ）が重なるため、
受信側で両信号を分離することができなくなるからであ
る。By the way, this method is applicable only to still images and not to moving images. In the case of video, the spectrum spreads in the time direction and the original NTS
Since the C signal and the additional signal (luminance high frequency signal YH) overlap,
This is because it becomes impossible to separate both signals on the receiving side.
輝度高域信号ＹＨは、静画には有効であるから、上記方
法が静画時のみしか付加信号を伝送することができない
としても、静画の解像度の向上という目的は達成するこ
とができる。Since the brightness high frequency signal YH is effective for still images, even if the above method can transmit the additional signal only for still images, the objective of improving the resolution of still images can be achieved.
しかし、付加信号としてアスペクト比を拡大するための
信号を伝送する場合は、付加信号を静画の場合のみなら
ず動画の場合も送らなければならない。したがって、静
画の場合しか付加信号を伝送することができない上記付
加信号多重方式は、アスペクト比を拡大するための付加
信号の伝送には利用することができない。However, when transmitting a signal for enlarging the aspect ratio as an additional signal, the additional signal must be sent not only for still images but also for moving images. Therefore, the above-mentioned additional signal multiplexing method, which can transmit additional signals only for still images, cannot be used to transmit additional signals for expanding the aspect ratio.
この問題を解決するために、現行のＮＴＳＣ信号の動き
の成分を制限することが考えられるが、このようにする
と、副作用として動きの不自然さが生じる可能性が高く
、既存のテレビジョン受像機との両立性が損われる。In order to solve this problem, it may be possible to limit the motion component of the current NTSC signal, but doing so would likely result in unnatural motion as a side effect, and Compatibility with
また、輝度高域信号Ｙ１１は、一般の自然画の場合、低
域成分に比べてはるかにレベルが小さいため、多重付加
しても現行のテレビジョン受像機への妨害は少ない。こ
れに対し、アスペクト比を拡大するための付加信号を伝
送する場合は、レベルの高い低域成分から高域成分まで
伝送しなければならず、現行のＮＴＳＣ信号への妨害が
問題となる。この問題を解決するためには、付加信号の
伝送レベルを下げればよいが、このようにすると、受信
再生時の信号対雑音比が劣化するという本質的な問題が
新たに生じてしまう。In addition, since the brightness high-frequency signal Y11 has a much lower level than the low-frequency component in the case of a general natural image, even if it is multiplexed, there is little interference with current television receivers. On the other hand, when transmitting an additional signal for expanding the aspect ratio, it is necessary to transmit from high-level low-frequency components to high-frequency components, which poses a problem of interference with the current NTSC signal. In order to solve this problem, it is possible to lower the transmission level of the additional signal, but if this is done, a new essential problem arises in that the signal-to-noise ratio during reception and reproduction deteriorates.
以上述べたように、ベースバンドの４．２ＭＨｚ以内に
アスペクト比を拡大するための付加信号を多重するには
、
■動画、静画にかがイつらず、付加信号を伝送すること
ができること
■現行のテレビジョン受像機への妨害が少なく、かつ、
付加信号の受信再生時の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）を確
保することができることという条件を満足しなけらばな
らない。As mentioned above, in order to multiplex the additional signal to expand the aspect ratio within 4.2MHz of the baseband, it is necessary to be able to transmit the additional signal without affecting video or still images. Less interference with current television receivers, and
It is necessary to satisfy the condition that a signal-to-noise ratio (S/N ratio) during reception and reproduction of the additional signal can be ensured.
しかし、現在のところこの２つの条件を満足することが
できる方式は開発されていない。However, at present, no method has been developed that can satisfy these two conditions.
（発明が解決しようとする課題）
この発明は上記２つの問題のうち、■の問題に対処すべ
くなされたものである。(Problems to be Solved by the Invention) This invention has been made to deal with problem (2) of the above two problems.
この問題に対処するために、この発明は、送信側で動き
適応処理を行うことを前提とする。To deal with this problem, the present invention assumes that motion adaptive processing is performed on the transmitting side.
そして、この前提のもとで、この発明は、伝送雑音に影
響されることなく、かつ、伝送効率を低下させることな
く、受信側で送信側の動き適応処理の内容を確実に判定
することができ、受信信号から付加信号を確実に抽出す
ることができる装置を提供することを目的とする。Based on this premise, the present invention enables the receiving side to reliably determine the content of motion adaptive processing on the transmitting side without being affected by transmission noise and without reducing transmission efficiency. It is an object of the present invention to provide a device that can reliably extract an additional signal from a received signal.
ここで、この目的の背景について簡単に説明する。Here, the background of this purpose will be briefly explained.
テレビジョン放送システムの送信側で動き適応処理を行
い、受信側で送信側の処理と同期した動き適応処理を行
う場合、受信側において、送信側と同様、画像信号から
画像の動きを検出するものとすると、送信側との間で動
き適応処理の同期をとることができなくなることがある
。これは、動き検出が、通常、所定の画像信号のフレー
ム間の差分値がしきい値以上の時は動画、しきい値未満
の時は、静画というようにしてなされるからである。す
なわち、このような構成では、伝送雑音などにより画像
信号のＳ／Ｎ比が低下すると、動き検出動作が誤動作す
ることがあるからである。When motion adaptive processing is performed on the transmitting side of a television broadcasting system, and motion adaptive processing is performed on the receiving side in synchronization with the processing on the transmitting side, the receiving side detects the motion of the image from the image signal in the same way as the transmitting side. If so, it may become impossible to synchronize the motion adaptive processing with the transmitting side. This is because motion detection is normally performed in such a way that when the difference value between frames of a predetermined image signal is equal to or greater than a threshold value, a moving image is detected, and when it is less than a threshold value, a still image is detected. That is, in such a configuration, if the S/N ratio of the image signal decreases due to transmission noise or the like, the motion detection operation may malfunction.
このような誤動作が生じると、送信側の動き適応処理の
内容を正確に判断することができなくなり、付加信号を
正確に抽出することができなくなるから、その発生を確
実に防止する必要がある。If such a malfunction occurs, it becomes impossible to accurately judge the content of the motion adaptive processing on the transmitting side, and it becomes impossible to accurately extract the additional signal, so it is necessary to reliably prevent its occurrence.
伝送雑音の影響を受けずに、送信側の動き適応処理の内
容を判定するには、動きを示す信号を画１象信号とは別
に伝送することが考えられる。In order to determine the content of motion adaptive processing on the transmitting side without being affected by transmission noise, it is conceivable to transmit a signal indicating motion separately from the image signal.
しかし、このようにすると、画素ごとに動き適応処理を
行う場合には、動きを示す信号の伝送にも、画像信号の
伝送に必要な帯域と同じ帯域が必要となり、伝送効率が
著しく低下する。However, in this case, when motion adaptive processing is performed on a pixel-by-pixel basis, the same band as that required for image signal transmission is required for transmitting a signal indicating motion, resulting in a significant drop in transmission efficiency.
そこで、この発明は、伝送効率の低下を招くことなく、
伝送雑音に影響されずに送信側の動き適応処理の内容を
判定することができ、付加信号の抽出を確実なものにす
ることが可能な多重化信号抽出装置を提供しようという
ものである。Therefore, this invention provides the following advantages:
The present invention aims to provide a multiplexed signal extraction device that can determine the content of motion adaptive processing on the transmitting side without being affected by transmission noise, and can ensure extraction of additional signals.
［発明の構成］
（課題を解決するための手段）
上記目的を達成するためにこの発明は、まず、テレビジ
ョン信号として、静画の場合は、第１゜第２のフィール
ドの平均信号が各フィールドで繰返し伝送され、動画の
場合は、第１、第２のフィールドのうち、一方のフィー
ルドの信号が伝送されるような動き適応処理を受けたテ
レビジョン信号を受けるものとする。[Structure of the Invention] (Means for Solving the Problems) In order to achieve the above object, the present invention first provides that, in the case of a still image, the average signal of the first and second fields is It is assumed that a television signal is received that is repeatedly transmitted in fields, and in the case of a moving image, has undergone motion adaptive processing such that the signal of one of the first and second fields is transmitted.
そして、この受信信号を遅延することにより、各フレー
ムごとに、一方のフィールドに関しては、第１の中央信
号となる１ライン分の信号及びこの第１の中央信号の属
するラインの上下ｎ１（ｒｌ＋は正の整数）ライン分の
第１の上下信号を、他方のフィールドに関しては、上記
第１の中央信号の属するラインから２６２ラインおよび
２６３ライン離れた２ダイン分の第２の中央信号並びに
この第２の中央、信号の属するラインの上下ｎ２ （
ｎ２は正の整数でかつｎｌ＜ｎ２）ライン分の第２の上
下信号を取出し、それらの垂直高域成分を抽出し・、上
記第１．第２の中央信号並びに上記信号抽出手段の出力
信号それぞれの絶対値を求め、この絶対値が最も小さい
信号を選択するようにしたものである。Then, by delaying this received signal, for each frame, for one field, a signal for one line that becomes the first center signal and n1 (rl+) above and below the line to which this first center signal belongs are (a positive integer) line's worth of first up and down signals, and for the other field, 2 dyne's worth of second center signals separated by 262 lines and 263 lines from the line to which the first center signal belongs, as well as this second center signal. center, n2 above and below the line to which the signal belongs (
n2 is a positive integer and nl<n2) The second upper and lower signals for lines are extracted, their vertical high frequency components are extracted, and the first and second upper and lower signals are extracted. The absolute value of each of the second central signal and the output signal of the signal extracting means is determined, and the signal having the smallest absolute value is selected.
（作用）
上記構成のように、動き検出によらず、最尤判定により
送信側の動き適応処理の内容を判定する構成によれば、
伝送効率の低下を招くことがないことは勿論、伝送雑音
に影響されない判定を行うことができ、付加信号を確実
に抽出することができる。(Operation) According to the above configuration, in which the content of the motion adaptive processing on the transmitting side is determined by maximum likelihood determination without using motion detection,
Not only does this not cause a decrease in transmission efficiency, it is also possible to perform determinations that are not affected by transmission noise, and it is possible to reliably extract additional signals.
（実施例）
以下、図面を参照しながらこの発明の実施例を詳細に説
明する。(Embodiments) Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
第１図乃至第４図はこの発明の実施例を示す図である。FIGS. 1 to 4 are diagrams showing embodiments of the present invention.
第５図乃至第２６図は、この発明が適用される付加信号
多重化テレビジョン信号放送システムの一例を示す図で
ある。5 to 26 are diagrams showing an example of an additional signal multiplexing television signal broadcasting system to which the present invention is applied.
ここで、この発明の詳細な説明する前に、第５図乃至第
２６図を参照しながら、上記システムについて詳細に説
明する。Before explaining the present invention in detail, the above system will be explained in detail with reference to FIGS. 5 to 26.
第５図において、１１はカラーテレビジョン信号の入力
端子である。この信号は、アスペクト比１６：９、走査
線数５２５本、フレーム周波数５９．９４Ｈｚ（以下、
６０Ｈｚと記す）の順次走査（ノンインターレース）信
号である。図面では、このようなノンインクレース信号
を５２５／６０というような表わし方をする。この信号
は、Ｙで表わされる輝度信号とＩ、Ｑて表わされる色度
信号からなる。In FIG. 5, 11 is an input terminal for color television signals. This signal has an aspect ratio of 16:9, a number of scanning lines of 525, and a frame frequency of 59.94Hz (hereinafter referred to as
It is a progressive scanning (non-interlaced) signal of 60 Hz). In the drawings, such a non-increment signal is expressed as 525/60. This signal consists of a luminance signal represented by Y and chromaticity signals represented by I and Q.
入力端子１１に供給された信号は、画面分割フィルタ１
２に供給される。この画面分割フィルタ１２は、人力信
号を第６図の画面Ｆのセンタ部Ｆ１に対応する部分とサ
イド部Ｆ２に対応する部分に分割する。ここで、画面セ
ンタ部Ｆｌのアスペクト比は４：３に設定されている。The signal supplied to the input terminal 11 is sent to the screen division filter 1.
2. This screen division filter 12 divides the human input signal into a portion corresponding to the center portion F1 and a portion corresponding to the side portion F2 of the screen F in FIG. Here, the aspect ratio of the screen center portion Fl is set to 4:3.
画面分割フィルタ１２から出力される画面センタ部Ｆｌ
の信号（以下、センタ信号と記す）は、時間伸長回路１
３に供給され、時間軸を５／４倍に伸長される。一方、
画面サイド部Ｆ２の信号（・以下、サイド信号と記す）
は、時間伸長回路１４で４倍に伸長される。第７図に時
間伸長の様子を示す。インターレース換算の有効水平走
査期間５３μｓの内、画面センタ部Ｆ１には４２μｓが
割当てられ、画面サイド部Ｆ２には１１μｓが割当てら
れる。この関係は、
（４２＋１１）：４２Ｘ （３／４）−５： ３にあり
、基本的には、アスペクト比５：３に対応するが、通常
のテレビジョン受像機においては、オーバースキャンを
伴うので、約６％のオーバースキャンを前提とすれば、
１６：９のアスペクト比にも対応することができる。以
降、第４図の関係に基づいたパラメータで説明するが、
オーバースキャンを許容したくなければ、以降の説明の
パラメータを若干変更すればよい。Screen center portion Fl output from the screen division filter 12
The signal (hereinafter referred to as the center signal) is sent to the time expansion circuit 1.
3, and the time axis is expanded by 5/4 times. on the other hand,
Signal of screen side part F2 (hereinafter referred to as side signal)
is expanded four times by the time expansion circuit 14. Figure 7 shows the state of time expansion. Of the effective horizontal scanning period of 53 μs in terms of interlace, 42 μs is allocated to the screen center portion F1, and 11 μs is allocated to the screen side portion F2. This relationship is (42 + 11): 42X (3/4) - 5: 3, which basically corresponds to an aspect ratio of 5:3; , assuming an overscan of about 6%,
It can also support an aspect ratio of 16:9. Hereinafter, the explanation will be made using parameters based on the relationship shown in Figure 4.
If you do not want to allow overscanning, you can slightly change the parameters described below.
センタ信号は、５／４倍に時間伸長される結果、その帯
域がＯ〜１０ＭＨｚとなる。この時間伸長されたセンタ
信号のうち、輝度信号Ｙは輝度高域分離回路１５に供給
される。この輝度高域分離回路１５は、入力信号を８〜
１０ＭＨｚの輝度高域信号ＹｌｌとＯ〜８ＭＨｚの輝度
低域信号ＹＬに分離する。The center signal is time-expanded by a factor of 5/4, resulting in a band of 0 to 10 MHz. Among the time-expanded center signals, the luminance signal Y is supplied to the luminance high frequency separation circuit 15. This brightness high frequency separation circuit 15 receives input signals from 8 to 8.
It is separated into a luminance high frequency signal Yll of 10 MHz and a luminance low frequency signal YL of 0 to 8 MHz.
輝度高域信号ｙｔ＋は、レベル変換回路１６でレベルを
抑圧された後、Ｙ１１エンコーダ１７で多重化に適した
信号に変換される。一方、輝度低域信号ＹＬは、動き適
応プリ処理回路１８で、輝度高域信号Ｙ １１およびサ
イド信号との多重に適した信号にするためのプリ処理を
受けた後、ＮＴＳＣエンコーダ１９に供給される。この
とき、輝度低域成分Ｙ１−のスペクトルは、第８図（ａ
）に示すような領域に制限されている。The brightness high frequency signal yt+ has its level suppressed by the level conversion circuit 16, and then is converted by the Y11 encoder 17 into a signal suitable for multiplexing. On the other hand, the luminance low-band signal YL undergoes pre-processing in the motion adaptive pre-processing circuit 18 to make it a signal suitable for multiplexing with the luminance high-band signal Y 11 and the side signal, and then is supplied to the NTSC encoder 19. Ru. At this time, the spectrum of the luminance low-frequency component Y1- is shown in FIG.
) is limited to the area shown in
時間伸長回路１３から出力されるセンタ信号のうち、色
度信号１．Ｑは、色差帯域制限フィルタ２０でＮＴＳＣ
規格にあった帯域に制限された後、ＮＴＳＣエンコーダ
１９に供給される。そして、このＮＴＳＣエンコーダ１
９により、輝度低域信号ＹＬとともに、ＮＴＳＣ方式の
カラーテレビジョン信号に変換された後、加算回路２１
に供給される。Of the center signals output from the time expansion circuit 13, the chromaticity signal 1. Q is NTSC with color difference band limiting filter 20
After being limited to a band that meets the standard, it is supplied to the NTSC encoder 19. And this NTSC encoder 1
9, the luminance low frequency signal YL is converted into an NTSC color television signal, and then the addition circuit 21
supplied to
一方、サイドｆ＝号は、時間伸長回路１４で４倍に時間
伸長され、帯域２．２ＭＨｚの信号とされる。On the other hand, the side f= signal is time-expanded by four times in the time expansion circuit 14, and is made into a signal with a band of 2.2 MHz.
この時間伸長されたサイド信号は時分割色多重回路２２
に供給される。この時分割色多重回路２２は、色差信号
１．Ｑを０．２５ＭＨｚに帯域制限した後、線順次多重
する。さらに、この線順次多重信号と輝度信号Ｙとを時
分割多重することにより、第９図に示す信号を得る。こ
の場合、色差信号ＩＱの振幅は通常の１．３３ （１１
０，７５）倍に設定されている。これにより、受信側で
のＳ／Ｎ比の改善を図ることができる。This time-expanded side signal is sent to the time-division color multiplexing circuit 22.
supplied to This time-division color multiplexing circuit 22 receives color difference signals 1. After band-limiting Q to 0.25 MHz, line sequential multiplexing is performed. Furthermore, by time-division multiplexing this line-sequential multiplexed signal and the luminance signal Y, the signal shown in FIG. 9 is obtained. In this case, the amplitude of the color difference signal IQ is the usual 1.33 (11
0.75) times. This makes it possible to improve the S/N ratio on the receiving side.
時分割色多重回路２２の出力は、帯域圧縮回路２３によ
り、１／３０ ［秒コ当り、垂直方向は５２５／４ ［
ｃ、ｐ、ｈ］ 、水平方向は１［ＭＨｚ］の帯域まで圧
縮される。この圧縮出力は、レベル変換回路２４により
レベルを抑圧された後、サイド情報エンコーダ２５によ
り、多重に適した信号に変換される。この変換信号のス
ペクトルは、第８図（ａ）、（ｂ）の斜線を付す領域に
位置し、第８図（ａ）に示すように、センタ信号とは、
水平、垂直スペクトル領域で分離する位置にある。The output of the time-division color multiplexing circuit 22 is compressed by the band compression circuit 23 at 1/30 [per second, 525/4 in the vertical direction]
c, p, h], and the horizontal direction is compressed to a band of 1 [MHz]. The level of this compressed output is suppressed by the level conversion circuit 24, and then converted by the side information encoder 25 into a signal suitable for multiplexing. The spectrum of this converted signal is located in the shaded area in FIGS. 8(a) and (b), and as shown in FIG. 8(a), the center signal is
They are separated in the horizontal and vertical spectral regions.
サイド情報エンコーダ２５の出力は、加算回路２１に供
給され、ＮＴＳＣエンコーダ１９の出力と加算される。The output of the side information encoder 25 is supplied to the adder circuit 21 and added to the output of the NTSC encoder 19.
この加算出力は、加算回路２６によりＹｌ＋エンコーダ
１７から出力される輝度高域信号Ｙｌ＋と加算される。This addition output is added to the luminance high-frequency signal Yl+ output from the Yl+encoder 17 by the addition circuit 26.
この加算出力が送信信号となる。This addition output becomes a transmission signal.
第１０図は上記動き適応ブリ処理回路１８の具体的構成
の一例を示す回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing an example of a specific configuration of the motion adaptive blurring processing circuit 18.
この第１０図に於いて、入力端子’１ ｂには、先の第
２図に示す輝度高域分離回路１５から０〜８Ｍ Ｉｌｚ
の帯域をもつ輝度低域信号Ｙしが供給される。In this FIG. 10, the input terminal '1b is connected to the 0 to 8M Ilz from the luminance high frequency separation circuit 15 shown in FIG.
A luminance low-band signal Y having a band of .
この輝度低域信号Ｙ ｔ、は、第８図（ａ）の斜線部領
域を通過帯域外とする水平・垂直の２次元ローパスフィ
ルタ（以下、ローパスフィルタをＬＰＦと記す）２ｂに
供給され、斜め高域成分を削除される。この斜め高域成
分は、視覚に対する寄与度が少ないため、削除しても画
質の劣化にはほとんど影響を与えない。This luminance low-pass signal Yt is supplied to a horizontal and vertical two-dimensional low-pass filter (hereinafter referred to as LPF) 2b, which has the shaded area in FIG. High frequency components are removed. This diagonal high-frequency component has little contribution to visual perception, so even if it is deleted, it has almost no effect on deterioration of image quality.
２次元ＬＰＦ２ｂの出力は、水平ＨＰＦ３ｂに供給され
、４〜８ＭＨｚの高域成分が取り出される。The output of the two-dimensional LPF 2b is supplied to the horizontal HPF 3b, and high frequency components of 4 to 8 MHz are extracted.
この４〜８ＭＨｚの高域成分が動き適応ブリ処理に供・
される。すなわち、この４〜８ＭＨｚ成分は、静画処理
回路４ｂおよびノンインターレース／インターレース（
以下、Ｎ Ｉ ＮＴ／Ｉ ＮＴと記す）変換回路６ｂに
供給される。静画処理回路４ｂは、第１１図に示すよう
に、入力信号を１フレ一ム分遅延するフレーム遅延回路
ＩＣを有し、このフレーム遅延回路１ｃの人出力信号の
和を加算回路２Ｃでとり、この加算回路２Ｃの出力信号
を１／２係数回路２Ｃで１／２にするようになっている
。This high-frequency component of 4 to 8 MHz is used for motion adaptive blurring processing.
be done. That is, these 4 to 8 MHz components are processed by the still image processing circuit 4b and non-interlaced/interlaced (
(hereinafter referred to as N I NT/I NT) is supplied to the conversion circuit 6b. As shown in FIG. 11, the still image processing circuit 4b has a frame delay circuit IC that delays the input signal by one frame, and the sum of the human output signals of the frame delay circuit 1c is calculated by the addition circuit 2C. , the output signal of this adder circuit 2C is halved by a 1/2 coefficient circuit 2C.
これにより、１／２係数回路３Ｃからは、２フレ一ム分
の画像信号（この場合、１／３０秒間隔の画像信号）の
平均出力が得られる。As a result, an average output of image signals for two frames (in this case, image signals at 1/30 second intervals) is obtained from the 1/2 coefficient circuit 3C.
この平均出力は、Ｎ Ｉ ＮＴ／ Ｉ ＮＴ変換回路５
ｂに供給され、インターレース信号に変換される。この
Ｎ Ｉ ＮＴ／Ｉ ＮＴ変換回路５ｂは、第１２図に示
すように、ライン分配回路１ｄを有し、このライン分配
回路１ｄにより、１フレ一ム分ノ信号を奇数ラインと偶
数ラインの信号に振分ける。This average output is determined by the N I NT/I NT conversion circuit 5
b and is converted into an interlaced signal. As shown in FIG. 12, this N I NT/I N T conversion circuit 5b has a line distribution circuit 1d, which divides the signal for one frame into signals for odd and even lines. Allocate to.
そして、一方のラインの信号をフィールド遅延回路２ｄ
により遅延し、これと他方のラインの信号とをスイッチ
回路３ｄによりフィールド切替え信号に従って択一的に
選択することにより、インクレース信号をｉりるように
なっている。ここで、スイッチ回路３ｄの出力信号は、
インターレース信号の信号形態となっているが、１フレ
一ム分の情報が２フイールドに分けて伝送されているた
め、その２フイ一ルド間には、動き成分が全くない。Then, the signal on one line is transferred to the field delay circuit 2d.
By selectively selecting this signal and the signal on the other line by the switch circuit 3d in accordance with the field switching signal, the increment signal is output. Here, the output signal of the switch circuit 3d is
Although the signal is in the form of an interlaced signal, since the information for one frame is divided into two fields and transmitted, there is no motion component between the two fields.
したがって、動きがある場合に発生するいわゆるインタ
ーレース折り返しによる垂直高域成分の発生がないので
、付加信号へのクロストークの心配がない。Therefore, there is no generation of vertical high-frequency components due to so-called interlace folding that occurs when there is movement, so there is no worry of crosstalk to additional signals.
上記水平ＨＰＦ３ｂの出力が供給される上記ＮＩＮＴ／
ＩＮＴ変換回路６ｂは、あるフレームでは、５２５本の
走査線の信号のうち、偶数ラインの信号を削除し、連続
する次のフレームでは、奇数ラインの信号を削除するこ
とにより、走査線変換を行なう。したがって、この場合
は連続する２フレ一ム間で、動き成分は保存されている
。The above NINT/ to which the output of the above horizontal HPF 3b is supplied
The INT conversion circuit 6b performs scanning line conversion by deleting even-numbered line signals among the 525 scanning line signals in a certain frame, and deleting odd-numbered line signals in the next consecutive frame. . Therefore, in this case, the motion component is preserved between two consecutive frames.
ＮＩＮＴ／ＩＮＴ変換処理回路６ｂの出力は動画処理回
路７ｂにより所定の動画処理を受けた後、上・記切替え
回路８ｂに供給される。この切替え回路８ｂはＮＩＮＴ
／ＩＮＴ変換回路５ｂの出力と動画処理回路７ｂの出力
のいずれか一方を選択するものであるが、その制御は、
動き折返し検出回路９ｂによってなされる。この動き折
返し検出回路９ｂは、ＮＩＮＴ／ＩＮＴ変換回路６ｂの
出力信号に動きによる折返し成分があるときは、動画処
理回路７ｂの出力が選択されるように切替え回路８ｂを
制御し、折返し成分がないときは、ＮＩＮＴ／ＩＮＴ処
理回路５ｂの出力が選択されるように切替え回路８ｂを
制御する。The output of the NINT/INT conversion processing circuit 6b undergoes predetermined video processing by the video processing circuit 7b, and then is supplied to the switching circuit 8b. This switching circuit 8b is NINT
/INT conversion circuit 5b or video processing circuit 7b is selected, and its control is as follows.
This is done by the motion aliasing detection circuit 9b. The motion aliasing detection circuit 9b controls the switching circuit 8b so that the output of the video processing circuit 7b is selected when the output signal of the NINT/INT conversion circuit 6b has an aliasing component due to motion, and there is no aliasing component. At this time, the switching circuit 8b is controlled so that the output of the NINT/INT processing circuit 5b is selected.
なお、動画処理回路７ｂと動き折返し検出回路９ｂの詳
細については後述する。Note that details of the moving image processing circuit 7b and the motion aliasing detection circuit 9b will be described later.
上記２次元ＬＰＦ２ｂから出力される０〜８Ｍ Ｈｚの
成分のうち、０〜４ＭＨｚの成分は、減算回路１０ｂに
よって、水平ＨＰＦ３ｂの入出力を減算処理することに
より取り出され、ＮＩＮＴ／ＩＮＴ変換回路１１ｂによ
りインターレース信号に変換される。この変換処理は、
先のＮＩＮＴ／ＩＮＴ変換回路６ｂの変換処理と同じで
ある。Among the 0 to 8 MHz components output from the two-dimensional LPF 2b, the 0 to 4 MHz components are extracted by subtracting the input and output of the horizontal HPF 3b by the subtraction circuit 10b, and are extracted by the NINT/INT conversion circuit 11b. Converted to interlaced signal. This conversion process is
The conversion process is the same as that of the NINT/INT conversion circuit 6b described above.
このＮＩＮＴ／ＩＮＴ変換回路１１ｂの出力と切替え回
路８ｂの出力は、加算回路１２ｂで加算される。The output of the NINT/INT conversion circuit 11b and the output of the switching circuit 8b are added by an adding circuit 12b.
このような適応的動作を用いるのは次のような理由によ
る。The reason for using such adaptive operation is as follows.
動きに関しては、同一の信号をフィールド繰返しで伝送
するので、１フレーム（１／３０秒）内の連続する２フ
イ一ルド間では静画として扱うことかできる。しかし、
このような手法では、動きに関しては、劣化要因ともな
る。これを第１３図を参照しながら説明する。同図は長
方形の画柄が１黄方向（左から右）に、一定速度で動い
ている状態を示す。第１３図（ａ）は原信号を示し、ｎ
フィールドからｎ＋３フイールドまで滑らかに動きが表
現されている。第１３図（ｂ）は、上述したフィールド
繰返しの場合を示す。この第１３図（ｂ）によれば、動
き重心に対し、エツジ部が左右に振れる様子がわかる。Regarding motion, since the same signal is transmitted by field repetition, two consecutive fields within one frame (1/30 seconds) can be treated as a still image. but,
In such a method, movement becomes a deterioration factor. This will be explained with reference to FIG. The figure shows a rectangular pattern moving in one yellow direction (from left to right) at a constant speed. Figure 13(a) shows the original signal, n
Movement is expressed smoothly from the field to the n+3 field. FIG. 13(b) shows the case of field repetition described above. According to FIG. 13(b), it can be seen that the edge portion swings left and right with respect to the center of gravity of the movement.
このような動きの連続性に対する表示の不連続さは、視
覚上、モーション・ジャーキネスと呼ばれるぎくしゃく
した不自然な動きとして認識される。例えば、宮原誠［
動画像に対する視覚特性と画質の関係およびそのテレビ
信号帯域圧縮への応用Ｊ ＮＨＫ技術研究。Such discontinuity in display with respect to continuity of movement is visually recognized as jerky and unnatural movement called motion jerkiness. For example, Makoto Miyahara [
Relationship between visual characteristics and image quality for moving images and its application to television signal band compression J NHK Technical Research.
昭５０年、第２７巻、第４号、第１４１頁乃至人１７１
頁においても報告されているように、上述したフィール
ド繰返しは動きの滑らかさという点で、視覚特性上許容
範囲が狭い。1970, Volume 27, No. 4, Pages 141 to 171
As reported in this paper, the field repetition described above has a narrow range of permissible visual characteristics in terms of smoothness of movement.
そこで、この実施例では、２フイ一ルド間での動き幅が
大きくなると、第１４図（ａ）に示すように、１フレー
ム内の連続する２つのフィールドのうち、一方のフィー
ルドに関して輝度信号Ｙの水平高域成分を削除する。す
なわち、動き領域では、局所的にフィールド間引き伝送
とする。したがって、動き領域は、水平エツジ部の３０
Ｈｚフリッカの要因となるが、第１４図（ａ）に破線
で示す領域は、いわゆるアンカバードバックグランドと
呼ばれる動いた後に残された部分であり、画質上あまり
白゛用な部分ではないため、視覚上劣化はほとんどない
。第１４図（ｂ）に示すように、受信側では、輝度信号
Ｙの水平高域成分が削除されて付加情報のみ重畳されて
いるフィールドを用いて１１生することができる。Therefore, in this embodiment, when the width of movement between two fields becomes large, as shown in FIG. 14(a), the luminance signal Y is Remove horizontal high frequency components. That is, in the motion area, locally field thinning transmission is performed. Therefore, the motion area is 30
The area shown by the broken line in Fig. 14(a), which is a cause of Hz flicker, is the so-called uncovered background, which is the area left after movement, and is not an area that is particularly useful for whitening in terms of image quality. There is almost no visual deterioration. As shown in FIG. 14(b), on the receiving side, the horizontal high-frequency components of the luminance signal Y are deleted and only the additional information is superimposed.
第１５図は第１０図の動画処理回路７ｂの具体的（１Ｍ
成の一例を示す回路図である。FIG. 15 shows a concrete example (1M
FIG. 2 is a circuit diagram showing an example of the configuration.
この第１５図において、第１０図のＮＩＮＴ／ＩＮＴ変
換回路６ｂの出力信号は、スイッチ回路４ｅと絶対値大
小比較回路１ｅに供給される。絶対値大小比較回路１ｅ
へのもう一方の入力は後述するフィールド遅延され上下
２ラインの平均信号である。絶対値大小比較回路１ｅで
は、前記２種の信号の絶対値の大小比較がなされる。こ
れにより連続するフィールドの信号のうち、信号として
より白°意なものが判定される。この判定信号はメジア
ンフィルタ２ｅに供給され、孤立点的な雑音成分が除か
れる。この雑音成分が除かれた判定信号は、スイッチ回
路４ｅの出力の切替えに使われている。すなわち、１／
２係数回路８ｅから出力されるフィールド遅延された上
下２ラインの平均信号が入力信号より大きく、仔意と判
定された時には、スイッチ回路４ｅをオフして第２フイ
ールドの情報を削除する。すなわち、第１４図（ａ）に
破線で示したｎ＋ｌフィールドの領域を削除する。これ
は、インクレース構造の第２フイールドの情報を削除し
てフィールド間引きを行なうための判定を行なっている
。In FIG. 15, the output signal of the NINT/INT conversion circuit 6b of FIG. 10 is supplied to a switch circuit 4e and an absolute value comparison circuit 1e. Absolute value comparison circuit 1e
The other input is a field-delayed average signal of the upper and lower two lines, which will be described later. The absolute value comparison circuit 1e compares the absolute values of the two types of signals. As a result, among the signals of consecutive fields, the more interesting signal is determined. This determination signal is supplied to the median filter 2e, and isolated point noise components are removed. The determination signal from which this noise component has been removed is used to switch the output of the switch circuit 4e. That is, 1/
When the field-delayed average signal of the two upper and lower lines outputted from the two-coefficient circuit 8e is larger than the input signal and is determined to be intentional, the switch circuit 4e is turned off to delete the information in the second field. That is, the area of the n+l field indicated by the broken line in FIG. 14(a) is deleted. This is a determination to perform field thinning by deleting information in the second field of the increment structure.
次に、以上の処理と全く同様に、フィールド遅延回路５
ｅの出力信号の２ライン分の平均信号をライン遅延回路
６ ｅ ％加算回路７ｅ、１／２係敬回路８ｅで得る。Next, in exactly the same way as the above process, the field delay circuit 5
The average signal for two lines of the output signal of e is obtained by the line delay circuit 6e, the % addition circuit 7e, and the 1/2 correction circuit 8e.
そして、この２ライン平均信号とフィールド遅延回路５
ｅの入力信号とから絶に、Ｉ値大小比較回路９ｅに供給
し、その判定信号からメデイアンフィルタ１０ｅにより
雑音成分を除去する。この判定信号とこれをライン遅延
回路１、１ ｅて１ライン分遅延したものとをオア回路
１２ｅで合成し、２ライン分連続する判定１３号を得る
。そして、フィールド遅延回路５ｅの入力信号の振幅の
方が２ライン平均信号の振幅より大きく、有意信号と判
定されたとき、スイッチ１４ｅがオフとされ、第１フイ
ールドの情報を削除するフィールド間引きがなされる。Then, this two-line average signal and the field delay circuit 5
The input signal e is supplied to the I value comparison circuit 9e, and noise components are removed from the determination signal by the median filter 10e. This judgment signal and the signal delayed by one line by the line delay circuits 1 and 1e are combined by an OR circuit 12e to obtain a judgment No. 13 which is continuous for two lines. When the amplitude of the input signal to the field delay circuit 5e is larger than the amplitude of the two-line average signal and is determined to be a significant signal, the switch 14e is turned off and field thinning is performed to delete information in the first field. Ru.
これは、第１４図（ａ）のｎフィールドの破線部を削除
したことになる。This means that the broken line portion of the n field in FIG. 14(a) has been deleted.
以上の動画処理は１フレ一ム単位で行なわれるため、フ
ィールド遅延回路５ｅの出力に第１フイールドの信号が
現われ、人力に第２フイールドの信号が現われる１フイ
一ルド期間のみ、スイッチ３ｅ、１３ｅがオンとなって
上述したような動作がなされる。Since the above video processing is performed in units of one frame, the switches 3e and 13e are operated only during one field period when the first field signal appears at the output of the field delay circuit 5e and the second field signal appears at the output of the field delay circuit 5e. is turned on and the operations described above are performed.
第１６図は動画処理回路７ｂの具体的構成の他の例を示
す回路図である。FIG. 16 is a circuit diagram showing another example of the specific configuration of the moving image processing circuit 7b.
この第１６図の回路（よ、第１５図の回路において、ス
イッチ回路４ｅ、１４ｅの制御部の構成を入れ替えたも
のである。This circuit of FIG. 16 (or the circuit of FIG. 15) is obtained by replacing the configurations of the control sections of the switch circuits 4e and 14e.
このような構成によって得られる信号は、第１５図の構
成によって得られる信号とは若干違うが、以後の信号処
理には全く問題はない。Although the signal obtained with this configuration is slightly different from the signal obtained with the configuration shown in FIG. 15, there is no problem at all with subsequent signal processing.
以上の処理により、１フレーム内の第１フイールドと第
２フイールドのどちらかのフィールドに有意情報があっ
たとき、他方のフィールドの隣接する上下２ラインでは
、輝度信号Ｙが削除され、局所的にフィールド間引き状
態が得られる。この信号は、動き領域では、フィールド
繰返しを禁止してフィールド間引きとして処理されるの
で、動きの滑らかさを損うことがない。Through the above processing, when there is significant information in either the first field or the second field within one frame, the luminance signal Y is deleted from the two adjacent lines above and below in the other field, and locally Field thinning status is obtained. This signal is processed as field thinning in the motion area by prohibiting field repetition, so that the smoothness of the motion is not impaired.
第１７図は第１０図の動き折返し検出回路９ｂの具体的
構成の一例を示す回路図である。FIG. 17 is a circuit diagram showing an example of a specific configuration of the motion aliasing detection circuit 9b shown in FIG. 10.
この第１７図において、１ｆは第１０図のＮＩＮＴ／Ｉ
ＮＴ変換回路６ｂから出力されるインクレース信号が供
給される入力端子である。この入力端子１ｆには２次元
（垂直−時間）の台形フィルタが接続されている。この
２次元台形フィルタは、入力端子１ｆに接続される（ｎ
＋１）ライン遅延回路２ｆと、この（ｎ＋１）ライン遅
延回路２ｆの出力端子に接続され、（２６２−ｎ）Ｈの
遅延量を有するフィールド遅延回路３ｆと、このフィー
ルド遅延回路３ｆの出力端子に接続される日ライン遅延
回路４ｆと、垂直ＨＰＦ５ｆとから成る。In this FIG. 17, 1f is NINT/I in FIG.
This is an input terminal to which an increment signal output from the NT conversion circuit 6b is supplied. A two-dimensional (vertical-temporal) trapezoidal filter is connected to this input terminal 1f. This two-dimensional trapezoidal filter is connected to the input terminal 1f (n
+1) A line delay circuit 2f, which is connected to the output terminal of this (n+1) line delay circuit 2f, and a field delay circuit 3f having a delay amount of (262-n)H, which is connected to the output terminal of this field delay circuit 3f. It consists of a daily line delay circuit 4f and a vertical HPF 5f.
（ｎ ＋ １）ライン遅延回路２ｆは（ｎ＋１）個のラ
イン遅延回路を直列接続した構成となっており、（ｎ＋
２）のタップ数を有する。同様に、°ｎライン遅延回路
４ｆはｎ個のライン遅延回路を直列接続した構成となっ
ており、（ｎ＋１）個のタップ数を有する。そして、垂
直ＨＰＦ５ｆには、第１８図の台形で規定される範囲内
の第１．第２フイールドのライン信号が供給される。The (n+1) line delay circuit 2f has a configuration in which (n+1) line delay circuits are connected in series.
2) has the number of taps. Similarly, the n line delay circuit 4f has a configuration in which n line delay circuits are connected in series, and has (n+1) taps. Then, the vertical HPF 5f has the first filter within the range defined by the trapezoid in FIG. A second field line signal is provided.
すなイつち、第１フイールドに関しては、ｎライン遅延
回路４ｆのあるタップをメインタップとして、このメイ
ンタップの信号（第１８図の第１フイールドにおける１
つの黒ポイントの信号）およびこのメインタップの上下
それぞれ２ライン分（ｎ／２ライン分）の信号が供給さ
れる。In other words, regarding the first field, the tap with the n-line delay circuit 4f is set as the main tap, and the signal of this main tap (1 in the first field in FIG.
A signal for two black points) and a signal for two lines above and below this main tap (n/2 lines) are supplied.
一方、第２フイールドに関しては、第１フイールドのメ
インタップの信号と最も相関の高いと考えられる２ライ
ン分の信号、つまり、第１フイールドのメインタップの
ラインより２６２Ｈ早いラインの信号および２６３Ｈ早
いラインの信号（第１８図の第２フイールドの２つの黒
ポイントの信号）と、これら２つのラインのタップをメ
インタップとして、このメインタップより上下それぞれ
２・ライン分（ｎ ／ ２ライン分）の信号が供給され
る。On the other hand, regarding the second field, the two lines of signals that are considered to have the highest correlation with the main tap signal of the first field, that is, the signal of the line 262H earlier than the line of the main tap of the first field, and the signal of the line 263H earlier than the line of the main tap of the first field. (the signals of the two black points in the second field in Figure 18), and with these two line taps as the main taps, the signals of 2 lines (n/2 lines) above and below this main tap, respectively. is supplied.
このように構成された２次元台形フィルタは、第８図の
斜線部、つまり、（５２５／２）±（５２５／８）［ｃ
ｐｈコの領域を通過帯域とする。The two-dimensional trapezoidal filter configured in this way is shown in the shaded area in FIG.
Let the region of ph be the passband.
この領域の成分は、第１０図の水平・垂直の２次元ＨＰ
Ｆ２ｂで削除されているので、本来なら存在しないもの
である。しかし、第１０図の場合、この削除の後にＮＩ
ＮＴ／ＩＮＴ変換回路６ｂで走査線変換がなされる。そ
の結果動画の場合、この走査線変換により、第８図の斜
線部に折返し成分が発生する。この折返し成分が上記２
次元台形フィルタによって抽出される。The components of this area are the horizontal and vertical two-dimensional HP in Figure 10.
Since it was deleted in F2b, it does not originally exist. However, in the case of Figure 10, after this deletion, NI
Scanning line conversion is performed in the NT/INT conversion circuit 6b. As a result, in the case of a moving image, aliasing components occur in the shaded area in FIG. 8 due to this scanning line conversion. This folding component is the above 2
Extracted by dimensional trapezoidal filter.
第１７図の動き折返し検出回路の動作の特徴は、１フレ
ームを形成する第１．第２のフィールド間の動作にあり
、フレーム間の動作は行なわない。The feature of the operation of the motion aliasing detection circuit shown in FIG. 17 is that the first . The second field-to-field operation is performed, and no inter-frame operation is performed.
垂直ＨＰＦ５ｆの出力は、絶対値回路６ｆて絶対値を取
られた後、非線形回路７ｆで折返し成分検出信号に変換
される。この変換出力は、メデイアンフィルタ８ｆて孤
立的な雑音成分を除かれた後、スイッチ回路１２ｆ及び
フィールド遅延回路９ｆに供給される。The output of the vertical HPF 5f has an absolute value taken by an absolute value circuit 6f, and then is converted into an aliasing component detection signal by a nonlinear circuit 7f. This converted output is supplied to a switch circuit 12f and a field delay circuit 9f after isolated noise components are removed by a median filter 8f.
スイッチ回路１２ｆはフィールドごとに切り替えられる
。すなわち、第１フイールドでは、・メデイアンフィル
タ８ｆの出力が選択され、第２フイールドでは、オア回
路１１ｆの出力が選択される。The switch circuit 12f is switched for each field. That is, in the first field, the output of the median filter 8f is selected, and in the second field, the output of the OR circuit 11f is selected.
ここで、ライン遅延回路１０ｆは第２フイールドの信号
を第１０図の切替え回路８ｂにおいてより動画処理に切
り替える為である。スイッチ回路１２ｆの選択出力は、
第１０図の切替え回路８ｂに供給される。Here, the line delay circuit 10f is used to switch the second field signal to video processing in the switching circuit 8b of FIG. 10. The selection output of the switch circuit 12f is
The signal is supplied to the switching circuit 8b in FIG.
なお、第１７図では、第１フイールドのメインタップを
１つとし、第２フイールドのメインタ・ツブを２つとす
る場合を説明したが、逆に、第２フイールドのメインタ
ップを２つとし、第１フイールドのメインタップを１つ
とするようにしてもよい。In addition, in FIG. 17, the case where the first field has one main tap and the second field has two main taps has been explained, but conversely, the second field has two main taps and the second field has two main taps. One field may have one main tap.
これは、第１７図において、ライン遅延回路１０ｆとオ
ア回路１１ｆを削除し、フィールド遅延回路９ｆの遅延
量を２６２Ｈあるいは２６３Ｈとすることにより可能で
ある。This is possible by removing the line delay circuit 10f and the OR circuit 11f in FIG. 17 and setting the delay amount of the field delay circuit 9f to 262H or 263H.
また、第１９図に示すように、（ｎ＋１）ライン遅延回
路２ｆとｎライン遅延回路４ｆとを入れ替え、第１フイ
ールドと第２フイールドのフィルタ構成を第１７図のフ
ィルタ構成とは逆にするようにしてもよい。この場合、
２次元台形フィルタの台形の向きは、第２０図に示すよ
うに、第１８図の向きとは逆になる。また、メデイアン
フィルタ８ｆの出力は、これをライン遅延回路１３ｆて
遅延したものとオア回路１４ｆで論理和をとられる。さ
らに、このフィルタ出力は、フィールド遅延回路１５ｆ
で２６３Ｈ遅延される。そして、この遅延出力と上記論
理和出力とがスイッチ回路１２ｆでフィールドごとに交
互に選択される。Also, as shown in FIG. 19, the (n+1) line delay circuit 2f and the n line delay circuit 4f are replaced, and the filter configurations of the first and second fields are reversed from the filter configuration of FIG. 17. You can also do this. in this case,
The orientation of the trapezoid of the two-dimensional trapezoidal filter, as shown in FIG. 20, is opposite to that shown in FIG. 18. Further, the output of the median filter 8f is delayed by a line delay circuit 13f, and is logically summed by an OR circuit 14f. Furthermore, this filter output is the field delay circuit 15f.
is delayed by 263H. Then, this delayed output and the above-mentioned OR output are alternately selected for each field by the switch circuit 12f.
第２１図は、第５図の帯域圧縮回路２３、レベル変換回
路２４、サイド情報エンコーダ２５の具体的構成の一例
を示す回路図である。なお、第２１図では、帯域圧縮回
路２３とサイド情報エンコーダ２５とが混然としている
ため、説明の都合上、レベル変換回路２４を一番人力側
に示すが、原理的には第２１図の信号処理経路のどこに
挿入してもよいものである。FIG. 21 is a circuit diagram showing an example of a specific configuration of the band compression circuit 23, level conversion circuit 24, and side information encoder 25 shown in FIG. Note that in FIG. 21, the band compression circuit 23 and the side information encoder 25 are confused, so for convenience of explanation, the level conversion circuit 24 is shown on the human-powered side, but in principle, the band compression circuit 23 and the side information encoder 25 are It can be inserted anywhere in the signal processing path.
先の第８図に示すようにサイド情報用として振り分けら
れた領域（図中斜線を付す領域）を用いて信号を伝送す
るとすれば、許される情報量としては、］７３３０秒り
、
垂直５２５／４ ［ｃ、ｐ、ｈ］ ｘ水平１ ［Ｍ Ｈ
ｚ ］の情報二である。As shown in Figure 8 above, if a signal is transmitted using the area allocated for side information (the shaded area in the figure), the permissible amount of information is 7330 seconds, vertical 525/ 4 [c, p, h] x horizontal 1 [M H
z ] Information 2.
第２１図に示す回路は、フレーム周波数６０ Ｈｚの入
力信号をフレーム間引き回路５ｇを用いて１／３０秒ご
との信号に変換する。The circuit shown in FIG. 21 converts an input signal with a frame frequency of 60 Hz into a signal every 1/30 seconds using a frame thinning circuit 5g.
このように送信側でフレーム間引きがなされるために、
受信側では、フレーム補間により再生するようになって
いる。この場合、動きの不自然さを少なくするために、
フレーム遅延回路１ｇの入力信１号と出力信号とのｈ】
を加算回路２ｇでとり、これを１／２係数回路３ｇで１
／２倍して２フレ一ム分の信号の弔均出力を得る。２次
元水平・垂直ＬＰＦ４ｇは、第２２図（ａ）のスペクト
ル特性にサイド信号を制限する。伝送時には、インター
レース変換のため、１／２の情報をライン間弓き回路１
０ｇ、１７ｇで間引くので、情報口としては、
５２５／４ ［ｃ、 ｐ、 ｈ］ ｘｌ ［
ＭＩＩｚ］と等価である。このようにして得られた信号
は、フィールド間引き回路５ｇに供給され、］フレーム
ごとに情報を間引かれ、フレーム周波数３０ Ｉｌｚと
なる。Because frames are thinned out on the sending side in this way,
On the receiving side, reproduction is performed using frame interpolation. In this case, to reduce the unnaturalness of the movement,
h of input signal No. 1 and output signal of frame delay circuit 1g]
is taken by the adder circuit 2g, and this is 1 by the 1/2 coefficient circuit 3g.
/2 to obtain the average output of the signal for two frames. The two-dimensional horizontal/vertical LPF 4g limits the side signal to the spectrum characteristics shown in FIG. 22(a). During transmission, 1/2 of the information is sent to the line-to-line archiving circuit 1 for interlace conversion.
Since it is thinned out at 0g and 17g, the information source is 525/4 [c, p, h] xl [
MIIz]. The signal obtained in this manner is supplied to a field thinning circuit 5g, where information is thinned out for each frame, resulting in a frame frequency of 30 Ilz.
垂直ＬＰＦ６ｇは、フレーム間引き回路５ｇから出力さ
れる第２２図（ａ）に示すスペクトルをもつ信号から同
図（ｂ）に示すスペクトルをもつ信号を抽出する。加算
回路７ｇは垂直ＬＰＦ６ｇの人力信号からその出力信号
を減する。この減算出力を水・１＜ Ｌ Ｐ Ｆ ８
ｇに通すことにより、第２２図（Ｃ）のスペクトルをも
つ信号を得ることがてきる。垂直周波数シフタ９ｇは、
この信号に対して垂直方向に４ライン反転処理を施すこ
とにより、第２２図（ｄ）に示すスペクトルをもつ信号
を得る。The vertical LPF 6g extracts a signal having the spectrum shown in FIG. 22(b) from the signal having the spectrum shown in FIG. 22(a) output from the frame thinning circuit 5g. The adder circuit 7g subtracts its output signal from the human input signal of the vertical LPF 6g. This subtraction output is water・1< L P F 8
By passing it through g, a signal having the spectrum shown in FIG. 22(C) can be obtained. The vertical frequency shifter 9g is
By subjecting this signal to four-line inversion processing in the vertical direction, a signal having the spectrum shown in FIG. 22(d) is obtained.
ライン間引き回路Ｌｏｇは、垂直周波数シフタ９ｇの出
力信号に対してライン間引き処理を施すことにより、走
査線数が２６２．５本で、１水平周期が６４μｓに時間
伸長された信号を得る。この信号のフレーム周波数は３
０Ｈｚで、帯域は０〜０．５ＭＨｚである。ライン分配
回路１１ｇは入力信号を分割し、走査線数が１３１本の
２つの信号を得る。時間圧縮・時分割多重回路１２ ｇ
は、ライン分配回路１１ｇから出力される２つの信号を
１／２に時間圧縮し、かつこの圧縮出力を時分割多重す
ることにより、１水平期間に１３１Ｘ２本分の走査線数
を有する信号を得る。これにより、走査線数１３１本、
フレーム周波数３０Ｈｚ、帯域Ｏ〜ＩＭＨｚの信号を得
ることができる。The line thinning circuit Log performs line thinning processing on the output signal of the vertical frequency shifter 9g to obtain a signal with the number of scanning lines being 262.5 and one horizontal period being time expanded to 64 μs. The frame frequency of this signal is 3
0Hz, the band is 0-0.5MHz. The line distribution circuit 11g divides the input signal and obtains two signals each having 131 scanning lines. Time compression/time division multiplexing circuit 12g
obtains a signal having the number of scanning lines of 131 x 2 in one horizontal period by time-compressing the two signals output from the line distribution circuit 11g to 1/2 and time-division multiplexing the compressed output. . As a result, the number of scanning lines is 131,
A signal with a frame frequency of 30 Hz and a band of O to IMHz can be obtained.
ライン捕間フィルタ１３ｇは、時間圧縮・時分割多重回
路１４ｇから出力される走査線数１３１本の信号を走査
線数５２５本の信号に変換する。The line interpolation filter 13g converts the signal with 131 scanning lines output from the time compression/time division multiplexing circuit 14g into a signal with 525 scanning lines.
このとき、信号尖頭値は１／４になり、５２５本の走査
線に分散される。この信号は１／３ｏ秒ごとに、１／６
０秒間だけしか出力されないので、う・イン分配回路１
４ｇで奇数ラインと偶数ラインに分配する。そして、一
方のラインの信号をフィールド遅延回路１５ｇで１フイ
一ルド分遅延した後、両者をスイッチ回路１６ｇにより
フィールド切替え信号に従って択一的に選択することに
より、インターレースと同様、走査線数２６２．５、フ
ィールド周波数６０１１ｚ 、帯域０〜ＩＭＨｚの信号
を得る。At this time, the signal peak value becomes 1/4 and is distributed over 525 scanning lines. This signal is transmitted every 1/3o seconds, 1/6
Since the output is only for 0 seconds, the U-in distribution circuit 1
4g to distribute between odd and even lines. Then, after the signal of one line is delayed by one field by the field delay circuit 15g, both signals are selectively selected by the switch circuit 16g according to the field switching signal, so that the number of scanning lines is 262. 5. Obtain a signal with a field frequency of 6011z and a band of 0 to IMHz.
上記垂直ＬＰＦ６ｇの出力は、さらに、ライン間引き回
路１７ｇに供給される。このライン間引き回路１７ｇは
、入力信号の走査線数を１３１本に間引き、かつ時間を
２倍に伸長する。これにより、走査線数１３１本、フレ
ーム周波数３０Ｈｚ。The output of the vertical LPF 6g is further supplied to a line thinning circuit 17g. This line thinning circuit 17g thins out the number of scanning lines of the input signal to 131, and doubles the time. As a result, the number of scanning lines is 131 and the frame frequency is 30Hz.
帯域Ｏ〜ＩＭＨｚの信号を得ることができる。この信号
はライン捕間フィルタ１８ｇで走査線数を５２５本に変
換されるとともに、尖頭値を１７４に縮小される。した
がって、総信号エネルギーはなんら変換されない。この
後、この信号は、ライン分配回路１９ｇ１フ、イールド
遅延回路２０ｇ。Signals in the band O to IMHz can be obtained. This signal is converted into a number of scanning lines of 525 by a line interpolation filter 18g, and its peak value is reduced to 174. Therefore, no total signal energy is converted. Thereafter, this signal is sent to the line distribution circuit 19g1 and the yield delay circuit 20g.
スイッチ回路２１ｇにより、走査線数２６２．５本、フ
ィールド周波数６０Ｈｚ、帯域０〜ＩＭＨｚの１ｉ゛号
となる。With the switch circuit 21g, the number of scanning lines is 262.5, the field frequency is 60 Hz, and the band is 1i' from 0 to IMHz.
スイッチ回路１６ｇ、２１ｇの出力は、乗算回路２２
ｇ 、 ２３ 、ｇで直交変調される。この直交変調
用の副搬送波の周波数は、
（６／７）ｆｓｃ ＝１９５ｆｏ−３．０７ＭＨｚ但し
、ｆｌｌ：水平同期周波数
に設定され、かつ、フィールドごとに位相が反転される
ようになっている。この位相反転は移相回路２４ｇとス
イッチ回路２５ｇによってなされる。The outputs of the switch circuits 16g and 21g are sent to the multiplier circuit 22.
It is orthogonally modulated with g, 23, and g. The frequency of this subcarrier for orthogonal modulation is (6/7) fsc =195fo-3.07 MHz, where fll is set to the horizontal synchronization frequency, and the phase is inverted for each field. This phase inversion is performed by a phase shift circuit 24g and a switch circuit 25g.
なお、２６ ｇは乗算回路２２ｇ、２３ｇに供給される
副搬送波にπ／２の位相差をもたせるための移相回路で
ある。Note that 26g is a phase shift circuit for providing a phase difference of π/2 to the subcarriers supplied to the multiplication circuits 22g and 23g.
乗算回路２２ｇ、２３．ｇの出力は加算回路２７ｇに供
給され、同相、直交変調成分の和をとられる。水平バン
ドパスフィルタ（以下、バンドパスフィルタをＢＰＦと
記す）はこの加算出力から２〜４ＭＨｚ以外の不要成分
を除去する。これにより、第８図で斜線を付すスペクト
ルを有する多重化信号が得られる。なお、乗算回路２２
ｇ。Multiplication circuits 22g, 23. The output of g is supplied to an adder circuit 27g, and the in-phase and quadrature modulation components are summed. A horizontal band pass filter (hereinafter, a band pass filter will be referred to as BPF) removes unnecessary components other than 2 to 4 MHz from this addition output. As a result, a multiplexed signal having a spectrum indicated by hatching in FIG. 8 is obtained. Note that the multiplication circuit 22
g.
２３ｇに人力される信号は、第１６図に実線枠で示すス
ペクトルをもつ信号である。The signal manually inputted to 23g is a signal having a spectrum shown by a solid line frame in FIG.
このような構成によれば、フィールド間引きを行なう必
要がなく、毎フィールド情報を伝送することができるの
で、動きの劣化を無くすことができる。但し、大幅に斜
め成分を除去するために、Ｍ像度特性は劣化する。According to such a configuration, there is no need to perform field thinning, and information can be transmitted for each field, thereby eliminating deterioration of motion. However, since the oblique component is largely removed, the M image quality characteristics deteriorate.
第２４図は輝度高域信号Ｙ １１の多重化処理を行なう
Ｙ。エンコーダ１７の具体的構成の一例を示す回路図で
ある。FIG. 24 shows Y for multiplexing the luminance high frequency signal Y11. 2 is a circuit diagram showing an example of a specific configuration of an encoder 17. FIG.
輝度高域信号Ｙ、の伝送には、第８図において、ＹＨと
記す領域、すなわち、
垂直（５２５／２）±（１／１６）Ｘ５２５［ｃ、ｐ、
ｈ］
水゛１’ １〜２ ［ＭＨｚ］
を割り当て、静止領域部のみ多重化する。In order to transmit the brightness high-frequency signal Y, the area marked YH in FIG.
h] Allocate water 1-2 [MHz] and multiplex only the stationary area.
伝送情報量削減を代償として雑音パワーを減少させる効
果として、伝送レベルを減少してＮＴＳＣ方式のテレビ
ジョン受像機の受信時の妨害を軽減するために、レベル
変換回路１６で、８〜１０ Ｍ Ｈｚの周波数成分の振
幅を低下させる。As an effect of reducing noise power at the cost of reducing the amount of transmitted information, the level conversion circuit 16 converts the frequency of 8 to 10 MHz to reduce the transmission level and reduce interference during reception by an NTSC television receiver. decrease the amplitude of the frequency components of
水平輝度高域信号の伝送に関しては、垂直スペクトルを
ある程度制限しても、効果はさほど劣化しないため、垂
直ＬＰＦ １ ｈで垂直方向に５２５／８ ［ｃ、ｐ、
ｈ］に制限する。静画のみの伝送を考えているので、ス
イッチ回路２ｈにより２フレームに１フイ一ルド分の情
報を取り出す。この情報は、１３１本の走査線数で表現
することができるため、ライン間引き回路３ｈで走査線
数を１／４に間引く。そして、この１３１本の走査線数
をもつ信号の偶数ラインと奇数ラインをオフセットライ
ン分配回路４ｈで分離し、一方のライン情報のみフレー
ム遅延回路５ｈで遅延した後、両ライン情報をスイッチ
回路６ｈでフレーム周期で切り替えて出力する。これに
より、走査線数６５本、フレーム周波数３０Ｈｚの信号
が得られる。垂直補間フィルタ７ｈは、この信号を走査
線数５２５本の信号に変換する。オフセットライン分配
回路８ｈは、この信号を奇数ラインと偶数ラインの信号
に振り分ける。この２つのラインの信号はフィー・ルド
遅延回路９ｈとフィールド切替え用のスイッチ回路１０
ｈにより、走査線数２６２．５本、フレーム周波数６０
Ｈｚの信号に変換される。この信号は次の乗算回路１１
ｈにより、周波数が（１２／７） ｆ ｓ ｃ ［
Ｈｚ］でフィールドごとに位相が反転する副搬送波を用
いて多重化変調される。Regarding the transmission of horizontal luminance high-frequency signals, even if the vertical spectrum is limited to some extent, the effect does not deteriorate much, so the vertical LPF 1 h is 525/8 [c, p,
h]. Since we are considering transmitting only still images, the switch circuit 2h extracts one field's worth of information in two frames. Since this information can be expressed by 131 scanning lines, the line thinning circuit 3h thins out the number of scanning lines to 1/4. Then, the even lines and odd lines of the signal having 131 scanning lines are separated by an offset line distribution circuit 4h, and only one line information is delayed by a frame delay circuit 5h, and then both line information is transferred by a switch circuit 6h. Switch and output at frame intervals. As a result, a signal with 65 scanning lines and a frame frequency of 30 Hz is obtained. The vertical interpolation filter 7h converts this signal into a signal with 525 scanning lines. The offset line distribution circuit 8h distributes this signal into odd line and even line signals. The signals on these two lines are connected to a field delay circuit 9h and a field switching switch circuit 10.
h, the number of scanning lines is 262.5, and the frame frequency is 60.
It is converted into a Hz signal. This signal is passed to the next multiplier circuit 11
h, the frequency becomes (12/7) f sc [
Hz] and is multiplexed and modulated using subcarriers whose phase is inverted for each field.
これにより、フィールドスイッチ回路１０ｈの出力信号
は第６図のＹｌｌの領域へ変換される。この変換信号は
、静画判定信号で制御されるスイッチ１２ｈを介して静
画のときのみＢ Ｐ Ｆ １．３ ｅに供給される。そ
してこのＢＰＦ１３ｈにより１〜２Ｍ Ｈｚの成分のみ
が抽出される。この抽出出力は第５図の加算回路２６に
供給され、サイド信号等と多重される。As a result, the output signal of the field switch circuit 10h is converted to the region Yll in FIG. This conversion signal is supplied to the B P F 1.3 e only when the image is a still image via a switch 12h that is controlled by the still image determination signal. This BPF 13h extracts only the 1 to 2 MHz components. This extracted output is supplied to the adder circuit 26 in FIG. 5 and multiplexed with the side signal and the like.
第２５図に受信側の処理ブロックを示す。FIG. 25 shows a processing block on the receiving side.
この第２５図において、４１は受信信号が供給される入
力端子である。この入力端子４１に供給された受信信号
は、ＮＴＳＣデコーダ４２により輝度信号Ｙと色度信号
１．Ｑに復号される。この実施例では、付加信号は全て
輝度領域へ含まれるため、ＮＴＳＣデコーダ４２の輝度
信号出力には、付加信号が含まれていることになる。こ
のため、ＮＴＳＣデコーダ４２の輝度信号出力は、Ｙ
ｔｌデコーダ４３およびサイド情報デコーダ４４の両デ
コーダに供給され、復号される。但し、第２５図におい
ては、説明を簡単にするため、ＮＴＳＣデコーダ４２、
Ｙｌ＋デコーダ４３、サイド情報デコダ４４を分離した
形で示しており、センタ信号は→ノ゛イド信号を含んだ
ままの処理となっているから、サイド信号に妨害が若干
残る。したがって、実際のテレビジョン受像機としては
、ＮＴＳＣデコーダ４２、ＹＨデコーダ４３、サイド情
報デコーダ４４の信号分離回路が一体として動作し、各
デコーダ４２．４３．４４に不必要な信号が人力されな
いように１１〜Ｓ成されている。In FIG. 25, 41 is an input terminal to which a received signal is supplied. The received signal supplied to this input terminal 41 is processed by an NTSC decoder 42 into a luminance signal Y and a chromaticity signal 1. It is decoded to Q. In this embodiment, since all the additional signals are included in the luminance region, the luminance signal output of the NTSC decoder 42 includes the additional signals. Therefore, the luminance signal output of the NTSC decoder 42 is Y
The signal is supplied to both the tl decoder 43 and the side information decoder 44, and is decoded. However, in FIG. 25, in order to simplify the explanation, the NTSC decoder 42,
The Yl+ decoder 43 and the side information decoder 44 are shown separately, and since the center signal is processed while containing the →noid signal, some interference remains in the side signal. Therefore, in an actual television receiver, the signal separation circuits of the NTSC decoder 42, YH decoder 43, and side information decoder 44 operate as one, so that unnecessary signals are not input to each decoder 42, 43, and 44 manually. 11-S has been completed.
Ｙ１１デコーダ４３で復号された４〜５ＭＨｚの輝度高
域信号Ｙ Ｈは、センタ信号の輝度低域信号ＹＬと加算
回路４５で加算される。これにより、０〜５ＭＨｚの帯
域をもつ輝度信号Ｙが得られる。The 4-5 MHz luminance high frequency signal YH decoded by the Y11 decoder 43 is added to the luminance low frequency signal YL of the center signal in an adder circuit 45. As a result, a luminance signal Y having a band of 0 to 5 MHz is obtained.
この輝度信号Ｙは時間圧縮回路４６で４１５倍に時・間
圧線され、０〜６．２５ＭＨｚの帯域をもつようになる
。この時間圧縮信号は、ノンインクレース変換回路４７
で走査線数５２５本、フレーム周波数６０Ｈｚ、帯域０
〜１．３ Ｍ Ｈｚの信号に変換される。This luminance signal Y is multiplied by 415 times in the time compression circuit 46 and has a band of 0 to 6.25 MHz. This time compressed signal is converted into a non-increment conversion circuit 47.
Number of scanning lines: 525, frame frequency: 60Hz, band: 0
~1.3 MHz signal.
一方、サイド情報デコーダ４４で復号されたサイド信号
は、時間圧縮回路４８で１／４倍に時間圧縮される。こ
れにより、走査線数５２５本、フレーム周波数６０Ｈｚ
、帯域０〜８ＭＨｚの信号が得られる。On the other hand, the side signal decoded by the side information decoder 44 is time-compressed by a factor of 1/4 by the time compression circuit 48. As a result, the number of scanning lines is 525 and the frame frequency is 60Hz.
, a signal in the band 0 to 8 MHz can be obtained.
この時間圧縮されたサイド信号とインタレース変換回路
４７から出力されるセンタ信号とは画面合成回路４９で
合成され、１６：９という大きなアスペクト比をもつ信
号に変換される。この画面合成回路４９から出力される
輝度信号Ｙ、色度信号１．Ｑは逆マトリクス回路５０に
より、Ｒ，Ｇ。This time-compressed side signal and the center signal output from the interlace conversion circuit 47 are combined by a screen synthesis circuit 49 and converted into a signal having a large aspect ratio of 16:9. Luminance signal Y, chromaticity signal 1. output from this screen synthesis circuit 49. Q is R, G by the inverse matrix circuit 50.
Ｂの原色信号に変換され、表示に供される。The signal is converted into a B primary color signal and used for display.
第２６図にサイド情報デコーダ４４の具体的構成の一例
を示す。FIG. 26 shows an example of a specific configuration of the side information decoder 44.
図に於いて、Ｙ／Ｃ分離回路１１には、ＮＴＳＣデコー
ダ４２から出力されるサイド信号多重複合信号が供給さ
れる。このＹ／Ｃ分離回路ＩＬは、入力信号を輝度信号
Ｙと色度信号Ｃに分離する。このうち輝度信号Ｙは、サ
イド情報抽出フィルタ２１に供給される。このサイド情
報抽出フィルタ２１は、入力輝度信号Ｙからこれに含ま
れるサイド信号を抽出する。抽出されたサイド信号は、
直交同期復調回路３１に供給され、周波数６／７ｆｓｃ
（副搬送波周波数）の副搬送波を使ってベースバンド
の信号に再現される。この復調出力は、帯域圧縮復号回
路４１により、サイド信号のテレビジョン信号に変換さ
れる。In the figure, a side signal multiplexed composite signal output from an NTSC decoder 42 is supplied to the Y/C separation circuit 11. This Y/C separation circuit IL separates the input signal into a luminance signal Y and a chromaticity signal C. Of these, the luminance signal Y is supplied to the side information extraction filter 21. This side information extraction filter 21 extracts a side signal included in the input luminance signal Y from the input luminance signal Y. The extracted side signal is
It is supplied to the orthogonal synchronous demodulation circuit 31, and the frequency is 6/7 fsc.
(subcarrier frequency) is reproduced as a baseband signal using a subcarrier. This demodulated output is converted into a side signal television signal by a band compression decoding circuit 41.
なお、復調用の副搬送波は、サイド信号多重復号信号に
従って副搬送波再生回路５１で作られる。Note that the subcarrier for demodulation is generated by the subcarrier regeneration circuit 51 according to the side signal multiplexed decoded signal.
では、第１図乃至第４図に戻り、この発明の実施例を詳
細に説明する。Now, returning to FIGS. 1 to 4, an embodiment of the present invention will be described in detail.
第１図は第２６図を具体化したものである。FIG. 1 is a concrete example of FIG. 26.
この第１図において、水平ＨＰＦ１ｊはサイド情報デコ
ーダ４４の人力信号から２〜４ Ｍ Ｈｚの成分を抽出
する。今、水平ＨＰＦ１ｊに入力されてい゛る信号がｎ
＋１フィールドの信号であるとする。In FIG. 1, the horizontal HPF 1j extracts components of 2 to 4 MHz from the human input signal of the side information decoder 44. The signal currently being input to the horizontal HPF 1j is n
Assume that it is a +1 field signal.
ｌフレーム内のｎ、ｎ＋１の連続する２フイールドの信
号から作る５２５本の走査線をもつ信号において、隣接
する走査線の情報は、もともと（５２５／ ８ ）
Ｃｃ 、 ｐ 、 ｈ ］という狭帯域の成分を５
，２５本の走査線で表わしたものであるので、非常に相
関が高く、はぼ同信号とみなすことができる。In a signal with 525 scanning lines created from the signals of two consecutive fields n and n+1 within an l frame, the information on adjacent scanning lines is originally (525/8)
The narrow band components Cc, p, h ] are expressed as 5
, 25 scanning lines, the correlation is very high and they can be regarded as almost identical signals.
第１４図（ｂ）に示すように、動画領域においては、ｎ
、ｎ＋１フィールドのうち、一方のフィールドには、フ
ィールドごとに位相が反転するサイド信号のみが多重さ
れており、輝度信号Ｙは削除されている。一方、静両頭
域においては、フィールドごとに反転するサイド信号に
加えて同一画像を表わす輝度信号Ｙが存在するようにな
っている。As shown in FIG. 14(b), in the video area, n
, n+1 fields, only side signals whose phases are inverted for each field are multiplexed in one field, and the luminance signal Y is deleted. On the other hand, in the static double head region, in addition to the side signals that are inverted for each field, there is a luminance signal Y representing the same image.
第１図において、ＨＰＦｌｊの出力信号はサイド信号抽
出回路２ｊに供給される。このサイド信号抽出回路２ｊ
の一部の具体的構成をの一例を第２図に、他の例を第３
図に示す。In FIG. 1, the output signal of HPFlj is supplied to a side signal extraction circuit 2j. This side signal extraction circuit 2j
An example of the specific configuration of a part of is shown in Figure 2, and another example is shown in Figure 3.
As shown in the figure.
第２図の回路は、第１９図の動き折返し検出回路９ｂの
２次元台形フィルタと同じ構成の２次元台形フィルタを
有する。すなわち、サイド信号抽出回路２ｊの入力端子
ｌ ｌｃに接続されるｎライン遅延回路２には第１９図
のｎライン遅延回路２ｆに対応し、フィールド遅延回路
３には同じくフィールド遅延回路３ｆに対応し、（ｎ＋
１）ライン遅延回路４には（ｎ＋１）ライン遅延回路４
ｆに対応し、垂直ＨＰＦ５には垂直ＨＰＦ５ｆに対応す
る。そして、この垂直ＨＰ Ｆ ５１ｃには、第２０図
に示す台形内の第１のフィールドの２つのメインタップ
（黒ポイント）の信号（中央信号）、その上下それぞれ
２ライン分（ｎ／２ライン分）の信号（上下信号）、第
２フイールドの１つのメインタップ（黒ポイント）の信
号（中央信号）、その上下それぞれ２ライン分（２ライ
ン分）の信号が供給される。The circuit of FIG. 2 has a two-dimensional trapezoidal filter having the same configuration as the two-dimensional trapezoidal filter of the motion aliasing detection circuit 9b of FIG. That is, the n-line delay circuit 2 connected to the input terminal llc of the side signal extraction circuit 2j corresponds to the n-line delay circuit 2f shown in FIG. 19, and the field delay circuit 3 similarly corresponds to the field delay circuit 3f. , (n+
1) Line delay circuit 4 includes (n+1) line delay circuits 4
f, and the vertical HPF5 corresponds to the vertical HPF5f. This vertical HP F 51c contains the signals (center signals) of the two main taps (black points) of the first field in the trapezoid shown in FIG. ) signals (upper and lower signals), a signal (center signal) of one main tap (black point) of the second field, and signals for two lines above and below each (two lines) are supplied.
このように構成された２次元台形フィルタも、第８図の
斜線部の領域を通過帯域をとする。The two-dimensional trapezoidal filter configured in this manner also has a pass band in the shaded area in FIG.
次に、第２図の回路では、第２フイールドのメインタッ
プの信号、第１フイールドの２つのメインタップの信号
、垂直ＨＰＦ５にの出力信号はそれぞれ絶対値回路６
ｋ 、 ７ ｋ 、 ８ ｋ 、 ９ ｋで絶対値
をとられた後、最小値判定回路１０ｋに供給される。こ
の最小値判定回路１０１（は、４つの絶対値入力のうち
、最も小さい絶対値を判定する。この判定信号は図示し
ない信号選択回路に制御信号として供給され、上記絶対
値回路５１ｃ、７１ｃ。Next, in the circuit shown in FIG. 2, the main tap signal of the second field, the two main tap signals of the first field, and the output signal to the vertical HPF 5 are respectively input to the absolute value circuit 6.
After the absolute values are taken at k, 7k, 8k, and 9k, they are supplied to the minimum value determination circuit 10k. This minimum value determination circuit 101 (determines the smallest absolute value among the four absolute value inputs). This determination signal is supplied as a control signal to a signal selection circuit (not shown), and the absolute value circuits 51c, 71c.
８に、９にの入力信号のうち、絶対値が最も小さいと判
定された信号の選択に供される。これにより、サイド信
号のみ存在する信号が選択されることになり、サイド信
号が抽出される。8 and 9, the signal determined to have the smallest absolute value is selected. As a result, a signal in which only the side signal exists is selected, and the side signal is extracted.
すなわち、第１図の水平ＨＰＦ１ｊから出力される信号
に動きがある場合は、第２０図に示す３つの黒ポイント
のうち、少なくとも１ポイントでは、輝度信号Ｙが存在
せず、サイド信号のみが存在する。言替えれば、第２図
の３つの絶対値回路６に、７に、８に、９にの入力信号
のうち、少なくともいずれか１つの人力信号には、輝度
信号が存在せず、サイド信号のみが存在する。したがっ
て、この場合には、絶対値回路６に、７に、８ｋ。That is, if there is movement in the signal output from the horizontal HPF 1j in FIG. 1, at least one of the three black points shown in FIG. 20 does not have the luminance signal Y and only the side signal exists. do. In other words, there is no luminance signal in at least one of the input signals to the three absolute value circuits 6, 7, 8, and 9 in FIG. 2, and there is only a side signal. exists. Therefore, in this case, absolute value circuits 6, 7, and 8k.
９１（の入力信号のうち、いずれか１つの人力信号がサ
イド信号として抽出される。91(), any one human input signal is extracted as a side signal.
なお、２次元台形フィルタは、上記の如く、（５２５／
２）±（５２５／８）［ｃｐｈ］の通過帯域を白゛する
。したがって、絶対値回路９にの入力信号もサイド信号
のみから成る。しかし、この信号は、２フイ一ルド分の
サイド信号の和信号となっているため、絶対値回路６に
、７に、８にの少なくともいずれか１つの入力信号のよ
うに、１フイ一ルド分のサイド信号のみが存在する入力
信号に比べたら、絶対値が大きい。したがって、この場
合は、この絶対値回路９にの入力信号が選択されること
はない。Note that the two-dimensional trapezoidal filter is (525/
2) Whiten the passband of ±(525/8) [cph]. Therefore, the input signal to the absolute value circuit 9 also consists of only side signals. However, since this signal is a sum signal of side signals for two fields, one field is input to the absolute value circuit 6, 7, and 8 like at least one input signal. The absolute value is large compared to the input signal in which only the minute side signal exists. Therefore, in this case, the input signal to this absolute value circuit 9 is not selected.
次に、静画の場合は、絶対値回路６に、７ｋ。Next, in the case of a still image, 7k is applied to the absolute value circuit 6.
８１（の人力信号のいずれにも輝度信号Ｙとサイド他号
が存在する。これに対し、絶対値回路９にの人力信号に
は、サイド信号のみが存在する。したがって、この場合
は、絶対値回路９１ｃの出力が最も小さくなり、その入
力信号が選択される。これにより、サイド信号が抽出さ
れたことになる。81 (both of the human input signals have a luminance signal Y and a side signal. On the other hand, the human input signal to the absolute value circuit 9 has only the side signal. Therefore, in this case, the absolute value The output of the circuit 91c becomes the smallest and its input signal is selected.This means that the side signal has been extracted.
第３図に示す回路は、ｎライン遅延回路２にと（ｎ ＋
１． ）ライン遅延回路４にとを入れ替え、第１、第
２のフィルタ構成を第２図のフィルタ構成とは逆にした
ものである。つまり、先の第１７図の動き折返し検出回
路９ｂの２次元フィルタと同じように、第１フイールド
のメインタップを１つ、第２フイールドのメインタップ
を２つとするような２次元台形フィルタを構成するよう
にしたものである。The circuit shown in FIG. 3 has an n line delay circuit 2 and (n +
1. ) is replaced with line delay circuit 4, and the first and second filter configurations are reversed from the filter configuration of FIG. In other words, like the two-dimensional filter of the motion aliasing detection circuit 9b shown in FIG. 17, a two-dimensional trapezoidal filter is configured in which the first field has one main tap and the second field has two main taps. It was designed to do so.
この゛ような構成においても、先の第２図の構成と同じ
作用効果を得ることができることは勿論である。Of course, even in such a configuration, the same effects as in the configuration shown in FIG. 2 can be obtained.
以上のようにしてサイド信号抽出回路２ｊで抽出された
サイド信号は、乗算回路３ｊ、４ｊで直交復調される。The side signals extracted by the side signal extraction circuit 2j as described above are orthogonally demodulated by the multiplication circuits 3j and 4j.
水平ＬＰＦ５ ｊは、この復調出力から０〜ＩＭＨｚ成
分を抽出する。これにより、走査線数２６２．５本、フ
レーム周波数３０ Ｈｚの信号かｆＵられる。この１；
号は、ライン間引き回路６ｊにより１３１本の走査線を
もつ信号に変換される。水平ＬＰＦ５ｊから出力される
信号の垂直スペクトルは、５２５／８ ［ｃ、ｐ、ｂ］
の帯域に制限されているので、ライン間引きにより走査
線数１３１本の信号に変換しても、情報は保存される。The horizontal LPF 5 j extracts 0 to IMHz components from this demodulated output. As a result, a signal with a number of scanning lines of 262.5 and a frame frequency of 30 Hz is fU. This 1;
The signal is converted into a signal having 131 scanning lines by a line thinning circuit 6j. The vertical spectrum of the signal output from the horizontal LPF 5j is 525/8 [c, p, b]
Since the bandwidth is limited to , the information is preserved even if the signal is converted to a signal with 131 scanning lines by line thinning.
第２２図（ｄ）に示す信号は、走査線数１３１本の２つ
の信号を時分割多重することにより伝送されてくるので
、時間分割回路７ｊ、時間伸長回路８ノでもとの走査線
数１３１本の２つの信号に戻した後、ライン重畳回路９
ｊで走査線数２６２．５本の信号に変換する。この信号
のスペクトルを第２２図（ｄ）に示す。The signal shown in FIG. 22(d) is transmitted by time-division multiplexing two signals with 131 scanning lines, so the time division circuit 7j and the time expansion circuit 8 reduce the original number of scanning lines to 131. After returning to the original two signals, the line superimposition circuit 9
j is converted into a signal with 262.5 scanning lines. The spectrum of this signal is shown in FIG. 22(d).
この後、このｔ＝号をライン捕間回路１０ｊて走査線数
５２５本の信号に変換する。次に、この信号を垂直周波
数シフタｌｌｊにより（５２５／ ８ ）［ｃ、ｐ、ｈ
コだけシフトすると、第２２図（Ｃ）のスペクトルをも
つ信号が得られる。Thereafter, this t= signal is converted into a signal of 525 scanning lines by a line interpolation circuit 10j. Next, this signal is converted to (525/8) [c, p, h
By shifting by 0, a signal having the spectrum shown in FIG. 22(C) is obtained.
−Ｊｊ、乗算回路４ｊ側の信号は、走査線数が１３１本
で、第２２図（ｂ）に示すようなスペクトルをもつ信号
である。この信号はライン補間回路１２ ｊで走査線数
５２５本の信号に変換された後、加算回路１３ｊで垂直
周波数シフタｌｌｊの出力と加算される。これにより、
加算回路１３ｊからは、第２２図（ａ）に示すスペクト
ルをもつ信号が出力される。但し、この信号は、１／３
０秒に１回現われる信号であるので、１／６０秒の遅延
量を持つフレーム遅延回路１４ｊ、１５ｊ、加算回路１
７ｊ、１／２係数回路１７ｊてフレーム補間信号を作り
、これとフレーム遅延回路１４ｊの出力とをスイッチ回
路１８ｊで１／６０秒ごとに択一的に選択し、走査線数
５２５本、フレーム周波数６’ＯＨｚの信号を得る。-Jj, the signal on the multiplication circuit 4j side has 131 scanning lines and has a spectrum as shown in FIG. 22(b). This signal is converted into a signal with 525 scanning lines by the line interpolation circuit 12j, and then added to the output of the vertical frequency shifter llj by the addition circuit 13j. This results in
The adder circuit 13j outputs a signal having the spectrum shown in FIG. 22(a). However, this signal is 1/3
Since this is a signal that appears once every 0 seconds, the frame delay circuits 14j and 15j and the adder circuit 1 each have a delay amount of 1/60 seconds.
7j, the 1/2 coefficient circuit 17j generates a frame interpolation signal, and the switch circuit 18j selectively selects this signal and the output of the frame delay circuit 14j every 1/60 seconds, so that the number of scanning lines is 525 and the frame frequency is Obtain a 6'OHz signal.
ところで、フレーム補間信号は、第４図に示すように、
前後のフレームの信号の平均をとっているだけなので、
動きの不自然さを招く要素をもっている。そこで、動き
検出回路１９ｊで画像の動き二を検出し、その検出出力
でフレーム捕間信号の高域成分を制御する。すなわち、
動きのある場合は、フレーム補間信号の高域成分を抑制
することで、動きの不臼然さを無くすわけである。By the way, the frame interpolation signal is as shown in FIG.
Since we are simply averaging the signals of the previous and subsequent frames,
It has an element that causes unnatural movement. Therefore, the motion detection circuit 19j detects the motion of the image, and uses the detection output to control the high frequency component of the frame interpolation signal. That is,
When there is movement, the high-frequency components of the frame interpolation signal are suppressed to eliminate the uncertainty of the movement.
なお、１／２係数回路１７ｊから出力されるフィールド
補間信号の高域成分は、このフレーム補間信号が供給さ
れる水平ＬＰＦ２０ ｊとこの水平ＬＰＦ２０ ｊの人
出力信号を減算処理する加算回路２１ｊによって取り出
される。そして、この高域成分は、乗算回路２２ｊによ
り動き検出出力に従って振幅量を制御される。この制御
出力は、加算回路２３ ｊにおいて、水平ＬＰＦ２０
ｊから出力される低域成分と加算される。Note that the high frequency component of the field interpolation signal output from the 1/2 coefficient circuit 17j is extracted by the addition circuit 21j that performs subtraction processing between the horizontal LPF 20j to which this frame interpolation signal is supplied and the human output signal of this horizontal LPF 20j. It will be done. The amplitude of this high frequency component is controlled by the multiplication circuit 22j according to the motion detection output. This control output is sent to the horizontal LPF 20 in the adder circuit 23j.
It is added to the low frequency component output from j.
スイッチ回路１８ｊの出力は第５図に示す送信側のレベ
ル変換回路２４とは逆特性を有するレベル変換回路２４
ｊで本来の信号に変換される。この信号は色デコーダ
２５ｊにより輝度信号Ｙ１色度信号１．Ｑに復号される
。The output of the switch circuit 18j is a level conversion circuit 24 having characteristics opposite to those of the level conversion circuit 24 on the transmitting side shown in FIG.
It is converted to the original signal at j. The color decoder 25j converts this signal into a luminance signal Y1, a chromaticity signal 1. It is decoded to Q.
以上詳述したこの実施例によれば、伝送効率を低下させ
ることがないことは勿論、伝送雑音に影響されることな
く、送信側の動き適応処理の内容を判定することでき、
サイド信号の正確な抽出に寄り、することが可能である
。According to this embodiment described in detail above, it is possible to determine the content of motion adaptive processing on the transmitting side without reducing transmission efficiency, and without being affected by transmission noise.
It is possible to accurately extract side signals.
これは、この実施例が送信側の動き適応処理を内容を画
像の動き検出によらず、最尤判定で判定しているためで
ある。この場合、仮に判定が誤ったとしても、これは、
動画、静画の差が少ない場合に相当するので、破綻は生
じない。This is because, in this embodiment, the content of the motion adaptive processing on the transmitting side is determined by maximum likelihood determination rather than by image motion detection. In this case, even if the judgment is incorrect, this
This corresponds to a case where there is little difference between a moving image and a still image, so no failure occurs.
以上この発明の一実施例を詳細に説明したが、この発明
は、このような実施例に限定されるものではないことは
勿論である。Although one embodiment of the present invention has been described above in detail, it goes without saying that the present invention is not limited to this embodiment.
［発明の効果］
以上述べたようにこの発明によれば、伝送雑音に影響さ
れず、しかも、伝送効率の低下を招くことなく、送信側
の動き適応処理をの内容を正確に判別することができ、
受信側での付加信号抽出を確実なものにすることができ
る。[Effects of the Invention] As described above, according to the present invention, it is possible to accurately determine the content of motion adaptive processing on the transmitting side without being affected by transmission noise and without causing a decrease in transmission efficiency. I can do it,
Additional signal extraction on the receiving side can be ensured.
第１図はこの発明の一実施例の全体的な構成を示す回路
図、第２図は第１図のサイド信号回路の具体的構成の一
例を示す回路図、第３図は同じく他の例の構成を示す回
路図、第４図は第２図の動作を説明するための信号波形
図、第５図はこの発明が適用される付加信号多重化テレ
ビジョン信号放送システムの送信系の構成を示す回路図
、第６図乃至第９図は第５図の動作を説明するための図
、第１０図は第５図に示す動き適応ブリ処理回路の具体
的構成の一例を示す回路図、第１１図は第１０図に示す
静画処理回路の具体体構成の一例を示す回路図、第１２
図は第１０図に示すＮＩＮＴ／ＩＮＴ変換回路の具体的
構成の一例を示す回路図、第１３図および第１４図は第
１０図の動作を説明するための図、第１５図は第１０図
に示す動画処理回路の具体的構成の一例を示す回路図、
第１６図は同じく他の例の構成を示す回路図、第１７図
および第１８図は第１０図に示す動き折返し検出回路の
具体的構成の一例を示す図、第１９図および第２０図は
同じく他の例の構成を示す図、第２１図は第５図に示す
帯域圧縮回路、レベル変換回路、サイド情報エンコーダ
の具体的構成の一例を示す回路図、第２２図および第２
３図は第２１図の動作を説明するための図、第２４図は
第５図に示すＹ１１エンコーダの具体的構成の一例を示
す回路図、第２５図は付加信号多重化テレビジョ゛ン放
送システムの受信系の構成を示す回路図、第２６図は第
２５図に示すサイド情報デコーダの具体的構成の一例を
示す回路図、第２７図および第２８図はそれぞれ従来の
伝送方式の異なる例を説明するための図である。
１ｊ・・・水平ＨＰＦ、２ｊ・・・サイド信号抽出回路
、３ｊ、４Ｊ、２２ｊ・・・乗算回路、５ｊ、２０ｊ・
・・水平ＬＰＦ、６ｊ・・・ライン間引き回路、７ｊ・
・・時間分割回路、８ｊ・・・時間伸張回路、９ｊ・・
・ライン重畳回路、１０ｊ、１２ｊ・・・ライン補間回
路、１１ｊ・・・周波数シフト回路、１３ｊ、１６ｊ。
２１ｊ、２３ｊ・・・加算回路、１４ｊ、１５ｊ・・・
フレーム遅延回路、１７ｊ・・・１／２係数回路、１８
ｊ・・・スイッチ回路、１９ｊ・・・動き検出回路、２
４ｊ・・・レベル変換回路、２５ｊ・・・色デコーダ、
１１（・・・入力端子、２１（・・・ｎライン遅延回路
、３に・・・フィールド遅延回路、４１（・・・（ｎ＋
１）ライン遅延回路、５１（・・・垂直ＨＰ Ｆ 、
６ ｋ 、 ７ ｋ 、 ８１ｃ 。
９１ｃ・・・絶え１値回路、１０ｋ・・・最小値判定回
路。FIG. 1 is a circuit diagram showing an overall configuration of an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram showing an example of a specific configuration of the side signal circuit in FIG. 1, and FIG. 3 is another example. 4 is a signal waveform diagram for explaining the operation of FIG. 2, and FIG. 5 is a circuit diagram showing the configuration of the additional signal multiplexing television signal broadcasting system to which the present invention is applied. 6 to 9 are diagrams for explaining the operation of FIG. 5, and FIG. 10 is a circuit diagram showing an example of a specific configuration of the motion adaptive blurring processing circuit shown in FIG. 11 is a circuit diagram showing an example of a concrete configuration of the still image processing circuit shown in FIG. 10;
The figure is a circuit diagram showing an example of a specific configuration of the NINT/INT conversion circuit shown in FIG. 10, FIGS. 13 and 14 are diagrams for explaining the operation of FIG. 10, and FIG. A circuit diagram showing an example of a specific configuration of the video processing circuit shown in FIG.
FIG. 16 is a circuit diagram showing another example of the configuration, FIGS. 17 and 18 are diagrams showing an example of a specific configuration of the motion aliasing detection circuit shown in FIG. 10, and FIGS. 19 and 20 are Similarly, FIG. 21 is a diagram showing the configuration of another example, and FIG. 21 is a circuit diagram showing an example of a specific configuration of the band compression circuit, level conversion circuit, and side information encoder shown in FIG.
3 is a diagram for explaining the operation of FIG. 21, FIG. 24 is a circuit diagram showing an example of a specific configuration of the Y11 encoder shown in FIG. 5, and FIG. 25 is a diagram for additional signal multiplexed television broadcasting. FIG. 26 is a circuit diagram showing a specific configuration of the side information decoder shown in FIG. 25, and FIGS. 27 and 28 are examples of different conventional transmission systems. FIG. 1j...Horizontal HPF, 2j...Side signal extraction circuit, 3j, 4J, 22j...Multiplication circuit, 5j, 20j...
・Horizontal LPF, 6j...Line thinning circuit, 7j・
...Time division circuit, 8j...Time expansion circuit, 9j...
- Line superimposition circuit, 10j, 12j... Line interpolation circuit, 11j... Frequency shift circuit, 13j, 16j. 21j, 23j...addition circuit, 14j, 15j...
Frame delay circuit, 17j...1/2 coefficient circuit, 18
j...Switch circuit, 19j...Motion detection circuit, 2
4j...level conversion circuit, 25j...color decoder,
11(...input terminal, 21(...n line delay circuit, 3...field delay circuit, 41(...(n+
1) Line delay circuit, 51 (...vertical HP F,
6k, 7k, 81c. 91c... Constant 1 value circuit, 10k... Minimum value judgment circuit.
Claims (1)
ン信号が多重されたテレビジョン信号を受信し、この受
信信号から上記第２のテレビジョン信号を抽出するもの
であって、上記第１のテレビジョン信号は、 ２：１インタレース走査構造を有し、 また、その輝度信号は、水平方向の周波数がｆｘ［ＭＨ
ｚ］以上、垂直方向の周波数がｆｙ［ｃｐｈ］以上の斜
め高域成分が除去された構造を有し、 さらに、この輝度信号は、水平方向の周波数がｆｘ［Ｍ
Ｈｚ］以上、垂直方向の周波数がｆｙ［ｃｐｈ］未満の
成分が、静画の場合は、各フレームの第１、第２のフィ
ールドの平均信号を両フィールドで繰返し伝送するよう
に伝送され、動画の場合は、各フレームのいずれか一方
のフィールドを間引くように伝送されるような信号であ
り、 上記第２のテレビジョン信号は、 水平同期周波数の整数倍の周波数を有し、 フィールドごとに位相が反転する信号を搬送波として変
調されるようになっており、 また、上記第１のテレビジョン信号に対して上記斜め高
域成分の削除領域を使って多重されているような信号で
ある多重化信号抽出装置において、 上記受信信号を遅延し、各フレームごとに、一方のフィ
ールドに関しては、第１の中央信号となる１ライン分の
信号及びこの第１の中央信号の属するラインの上下それ
ぞれｎ＿１（ｎ＿１は正の整数）ライン分の第１の上下
信号を出力し、他方のフィールドに関しては、上記第１
の中央信号の属するラインから２６２ラインおよび２６
３ライン離れた２ライン分の第２の中央信号並びにこの
第２の中央信号の属するラインの上下それぞれｎ＿２（
ｎ＿２は正の整数）ライン分の第２の上下信号を出力す
る遅延手段と、 この遅延手段から出力される上記第１、第２の中央信号
および上記第１、第２の上下信号の垂直高域成分を抽出
する信号抽出手段と、 上記第１、第２の中央信号および上記信号抽出手段の出
力信号のうち、絶対値が最も小さい信号を判定する最小
値判定手段と、 上記第１、第２の中央信号および上記信号抽出手段の出
力信号のうち、上記最小値判定手段によって絶対値が最
も小さいと判定された信号を選択する信号選択手段とを
具備したことを特徴とする多重化信号抽出装置。[Scope of Claims] A television signal in which a second television signal is multiplexed in a predetermined area of a first television signal is received, and the second television signal is extracted from this received signal. The first television signal has a 2:1 interlaced scanning structure, and the luminance signal has a horizontal frequency of fx[MH
The luminance signal has a structure in which diagonal high-frequency components with a vertical frequency of fy[cph] or higher are removed, and furthermore, this luminance signal has a horizontal frequency of fx[M
In the case of still images, components with a vertical frequency of Hz] or more and less than fy[cph] are transmitted in such a way that the average signal of the first and second fields of each frame is repeatedly transmitted in both fields; In the case of , it is a signal that is transmitted so as to thin out one field of each frame, and the above-mentioned second television signal has a frequency that is an integral multiple of the horizontal synchronization frequency, and a phase for each field. is modulated using a signal inverted as a carrier wave, and multiplexing is a signal that is multiplexed with the first television signal using the diagonal high-frequency component deletion area. In the signal extracting device, the received signal is delayed, and for each frame, for one field, a signal for one line serving as the first center signal and n_1( n_1 is a positive integer) outputs the first upper and lower signals for the line, and for the other field, outputs the first upper and lower signals for the line.
262 lines and 26 lines from the line to which the central signal belongs.
A second center signal for two lines separated by three lines, and n_2(
(n_2 is a positive integer) delay means for outputting second up and down signals for lines; and vertical heights of the first and second center signals and the first and second up and down signals output from the delay means; a signal extracting means for extracting a frequency component; a minimum value determining means for determining a signal having the smallest absolute value among the first and second central signals and the output signal of the signal extracting means; 2, and signal selection means for selecting the signal whose absolute value is determined to be the smallest by the minimum value determination means, from among the central signal of No. 2 and the output signal of the signal extraction means. Device.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63215610A JPH0263386A (en) | 1988-08-30 | 1988-08-30 | Multiplex signal extracting device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63215610A JPH0263386A (en) | 1988-08-30 | 1988-08-30 | Multiplex signal extracting device |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0263386A true JPH0263386A (en) | 1990-03-02 |
Family
ID=16675273
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63215610A Pending JPH0263386A (en) | 1988-08-30 | 1988-08-30 | Multiplex signal extracting device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0263386A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5338951A (en) * | 1991-11-06 | 1994-08-16 | Ramtron International Corporation | Structure of high dielectric constant metal/dielectric/semiconductor capacitor for use as the storage capacitor in memory devices |
| US5361225A (en) * | 1992-03-23 | 1994-11-01 | Rohm Co., Ltd. | Nonvolatile memory device utilizing field effect transistor having ferroelectric gate film |
-
1988
- 1988-08-30 JP JP63215610A patent/JPH0263386A/en active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5338951A (en) * | 1991-11-06 | 1994-08-16 | Ramtron International Corporation | Structure of high dielectric constant metal/dielectric/semiconductor capacitor for use as the storage capacitor in memory devices |
| US5361225A (en) * | 1992-03-23 | 1994-11-01 | Rohm Co., Ltd. | Nonvolatile memory device utilizing field effect transistor having ferroelectric gate film |
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