JPH0263313A - 電流制御型可変インダクタを用いた同調回路及び受信機 - Google Patents
電流制御型可変インダクタを用いた同調回路及び受信機Info
- Publication number
- JPH0263313A JPH0263313A JP63215754A JP21575488A JPH0263313A JP H0263313 A JPH0263313 A JP H0263313A JP 63215754 A JP63215754 A JP 63215754A JP 21575488 A JP21575488 A JP 21575488A JP H0263313 A JPH0263313 A JP H0263313A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- tuning
- coil
- current
- control
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 230000004907 flux Effects 0.000 claims abstract description 22
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 16
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 abstract description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 229920002635 polyurethane Polymers 0.000 description 2
- 239000004814 polyurethane Substances 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 238000001816 cooling Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/18—Input circuits, e.g. for coupling to an antenna or a transmission line
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J3/00—Continuous tuning
- H03J3/02—Details
- H03J3/16—Tuning without displacement of reactive element, e.g. by varying permeability
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の産業上の利用分野〕
本発明は、同調コイルとその同調コイルの磁束密度を制
御して同調コイルのインダクタンス値を制御する制御コ
イルを具えた電流制御型可変インダクタを用いた同調回
路、及びその同調回路を用いた受信機に関する。
御して同調コイルのインダクタンス値を制御する制御コ
イルを具えた電流制御型可変インダクタを用いた同調回
路、及びその同調回路を用いた受信機に関する。
従来、受信機の同調回路では、可変キャパシタンス素子
（可変容量ダイオード）や可変インダクタンス素子の何
れかが用いられ、受信周波数の選択がなされている。車
載用受信機では、後者の可変インダクタンス素子を用い
たμ同調回路が広く用いられている。可変インダクタン
ス素子としては、高周波コイルの磁気コアを可動するこ
とでインダクタンス値を調整して受信周波数を選択する
μ同調回路が用いられている場合が多い。μ同調回路で
は、通常、同調コイルに棒状の磁気コアを手動で可動さ
せて磁束密度を制御してインダクタンスを可変し所望の
受信周波数に同調を取っている。
（可変容量ダイオード）や可変インダクタンス素子の何
れかが用いられ、受信周波数の選択がなされている。車
載用受信機では、後者の可変インダクタンス素子を用い
たμ同調回路が広く用いられている。可変インダクタン
ス素子としては、高周波コイルの磁気コアを可動するこ
とでインダクタンス値を調整して受信周波数を選択する
μ同調回路が用いられている場合が多い。μ同調回路で
は、通常、同調コイルに棒状の磁気コアを手動で可動さ
せて磁束密度を制御してインダクタンスを可変し所望の
受信周波数に同調を取っている。
第７図は、従来のμ同調回路を用いた受信機のフロント
エンド部の概要を示している。１がアンテナ、３０はア
ンテナ同調回路、３１はＲＦ増幅回路、３２は高周波同
調回路である。Ｃｏは、アンテナ１とチューナとの間の
インピーダンス整合を行う為のコンデンサである。アン
テナ同調回路３０のμ同調回路では、同調コイルの磁気
コアを可動させインダクタンスを調整して同調が取られ
ており、同調コイルし、。の可変範囲が、次式の受信周
波数とインダクタンスとの関係式を満たすように設定さ
れている。この関係式は、同調回路共通のものである。
エンド部の概要を示している。１がアンテナ、３０はア
ンテナ同調回路、３１はＲＦ増幅回路、３２は高周波同
調回路である。Ｃｏは、アンテナ１とチューナとの間の
インピーダンス整合を行う為のコンデンサである。アン
テナ同調回路３０のμ同調回路では、同調コイルの磁気
コアを可動させインダクタンスを調整して同調が取られ
ており、同調コイルし、。の可変範囲が、次式の受信周
波数とインダクタンスとの関係式を満たすように設定さ
れている。この関係式は、同調回路共通のものである。
ｆ ｒａｎｇ ” ／ ｆ ｍｔｎ ” ＝ Ｌ ｔ＝
ｍｘ ／ Ｌ ｍ＝ｈ −−−−−−−−−（１）（但
し、ｆ□８及びｆ ｍｉ＋＋は最大及び最小受信受信周
波数、Ｌ ｍａｘ及びＬ ｍａｎは可変同調コイルＬ１
゜＋ＬＩＩのインダクタンス値の最大及び最小値である
。） 〔発明が解決しようとする課題〕 従来のインダクタンス可変型の同調回路であるμ同調回
路では、手動によって磁気コアの位置を移動させて、同
調コイルの磁束密度を制御し、同調コイルのインダクタ
ンスを制御して所定の受信周波数に同調を取っている。
ｍｘ ／ Ｌ ｍ＝ｈ −−−−−−−−−（１）（但
し、ｆ□８及びｆ ｍｉ＋＋は最大及び最小受信受信周
波数、Ｌ ｍａｘ及びＬ ｍａｎは可変同調コイルＬ１
゜＋ＬＩＩのインダクタンス値の最大及び最小値である
。） 〔発明が解決しようとする課題〕 従来のインダクタンス可変型の同調回路であるμ同調回
路では、手動によって磁気コアの位置を移動させて、同
調コイルの磁束密度を制御し、同調コイルのインダクタ
ンスを制御して所定の受信周波数に同調を取っている。
従って、従来のμ同調回路では、周波数の選択が磁気コ
アの移動による機械的な方法により同調を取らねばなら
な（、電気的な信号による同調がとれない為に高価な機
械装置を必要とする欠点がある。
アの移動による機械的な方法により同調を取らねばなら
な（、電気的な信号による同調がとれない為に高価な機
械装置を必要とする欠点がある。
本発明は、上述の如き課題を解決する為になされたもの
で、主な目的は、制御電流で所定の受信周波数に同調を
取り得る電流制御型可変インダク夕を用いた同調回路及
びその同調回路を用いた受信機を提供するものである。
で、主な目的は、制御電流で所定の受信周波数に同調を
取り得る電流制御型可変インダク夕を用いた同調回路及
びその同調回路を用いた受信機を提供するものである。
本発明の他の目的は、受信周波数の選択を行う制御電流
の供給に好適な回路系を具える電流制御型可変インダク
タを用いた同調回路及びその同調回路を用いた受信機を
提供するものである。
の供給に好適な回路系を具える電流制御型可変インダク
タを用いた同調回路及びその同調回路を用いた受信機を
提供するものである。
本発明の同調回路は、同調コイルとその同調コイルの磁
束密度を制御する制御コイルから構成された電流制御型
可変インダクタが用いられ、その同調コイルがアンテナ
に対して直列に接続され、その同調コイルの各端子に夫
々同調用コンデンサが接続され、その制御コイルの電流
値を制御することにより、同調コイルに発生する磁束を
打ち消し、或いは、増強、低減して磁束密度を調整し、
同調コイルのインダクタンス値を制御して、受信周波数
帯域に渡って同調が取れるように制御されている。
束密度を制御する制御コイルから構成された電流制御型
可変インダクタが用いられ、その同調コイルがアンテナ
に対して直列に接続され、その同調コイルの各端子に夫
々同調用コンデンサが接続され、その制御コイルの電流
値を制御することにより、同調コイルに発生する磁束を
打ち消し、或いは、増強、低減して磁束密度を調整し、
同調コイルのインダクタンス値を制御して、受信周波数
帯域に渡って同調が取れるように制御されている。
制御コイルに供給される電流の制御は、ポリウム等によ
る手動によってもなされ得るが、予め記憶された受信周
波数に対応した値の信号をＣＰ Ｕ（中央処理装置）を
介してＤ／Ａ変換器に供給し、制御電流に変換して制御
コイルに供給することにより調整して、所望の受信周波
数に同調が堰られるようになされる。
る手動によってもなされ得るが、予め記憶された受信周
波数に対応した値の信号をＣＰ Ｕ（中央処理装置）を
介してＤ／Ａ変換器に供給し、制御電流に変換して制御
コイルに供給することにより調整して、所望の受信周波
数に同調が堰られるようになされる。
本発明の電流制御型可変インダクタを用いた同調回路及
び受信機について実施例に基づき説明する。
び受信機について実施例に基づき説明する。
第１図に於いて、ｌはアンテナ、２はアンテナ同調回路
、３は高周波増幅回路、５は混合回路、６は局部発振回
路、１０はＰＬＬシンセサイザであって、制御端子２０
がら供給されるデジタル信号によって設定されるプログ
ラマブルデバイダ７と、位相比較器８と、低周波通過フ
ィルタ９がら構成されている。１工はパスラインＢ、、
Ｂ２を介してＰＬＬシンセサイザ１０やＤ／Ａ変換器１
２に信号伝送を行うＣＰＵである。
、３は高周波増幅回路、５は混合回路、６は局部発振回
路、１０はＰＬＬシンセサイザであって、制御端子２０
がら供給されるデジタル信号によって設定されるプログ
ラマブルデバイダ７と、位相比較器８と、低周波通過フ
ィルタ９がら構成されている。１工はパスラインＢ、、
Ｂ２を介してＰＬＬシンセサイザ１０やＤ／Ａ変換器１
２に信号伝送を行うＣＰＵである。
アンテナ同調回路２は、同調コイルＬ１と制御コイルＬ
２から構成された電流制御型可変インダクタが用いられ
ている。アンテナ同調回路２は、同調コイルし、と、そ
の両端に夫々接続され同調用コンデンサＣ，，Ｃ２で構
成されている。電流制御型可変インダクタは、同調用コ
イルし、にその磁束密度を調整する制御コイルＬ２が近
接して具えられており、制御コイルＬ２に流れる制御電
流Δｉを制御することによって、同調コイルＬ１に発生
する磁束密度を調整して、同調コイルし、のインダクタ
ンスを調整し、アンテナ同調回路の同調周波数を調整す
る。
２から構成された電流制御型可変インダクタが用いられ
ている。アンテナ同調回路２は、同調コイルし、と、そ
の両端に夫々接続され同調用コンデンサＣ，，Ｃ２で構
成されている。電流制御型可変インダクタは、同調用コ
イルし、にその磁束密度を調整する制御コイルＬ２が近
接して具えられており、制御コイルＬ２に流れる制御電
流Δｉを制御することによって、同調コイルＬ１に発生
する磁束密度を調整して、同調コイルし、のインダクタ
ンスを調整し、アンテナ同調回路の同調周波数を調整す
る。
第２図は、本発明の他の実施例であり、第１図の実施例
に可変容量ダイオードを含む高周波同調回路４をアンテ
ナ同調回路２の後段に具えた受信機で示された実施例で
あり、他の回路構成は、第１図の実施例と同一であるの
で説明は省略する。
に可変容量ダイオードを含む高周波同調回路４をアンテ
ナ同調回路２の後段に具えた受信機で示された実施例で
あり、他の回路構成は、第１図の実施例と同一であるの
で説明は省略する。
第１図の実施例と比較して、より受信特性の良好な同調
回路である。
回路である。
第３図は、第１図及び第２図の実施例に用いられた代表
的な１涼制御型可変インダクタの断面図である。この種
の電流制御型可変インダクタは、代表的なものとして本
出願人による特開昭６０１６０１０６号、実開昭６２−
１２４．８２０号などがある。第３図はその一例を示し
ている。
的な１涼制御型可変インダクタの断面図である。この種
の電流制御型可変インダクタは、代表的なものとして本
出願人による特開昭６０１６０１０６号、実開昭６２−
１２４．８２０号などがある。第３図はその一例を示し
ている。
ボビン１３には、同調コイルＬ、が捲回され、端子ビン
１７がベース１５に植設されたベース１５に固定されて
いる。更に、ボビン１４は、制御’ｌＵコイルＬ２が捲
回され、ボビン１４に捲回された制御コイルＬ２が同調
コイルＬ＋を被ってベース１５に固定されている。各々
のコイルの捲線の他端は、夫々端子ビン１７に絡げられ
、更に制御コイルＬ２をカップ型の磁気コア１６が被っ
た構造となっている。制御コイルＬ２に供給される電流
を調整することによって、制御コイルＬ２は、同調コイ
ルＬ＋ のインダクタンス値を１０．５μＨ〜８００
ｐ Ｉ（の範囲で容易に可変することが可能である。電
流制御型インダクタンスは、第３図の構造のものに限定
するものではなく、種々の構造のものが実施され得る。
１７がベース１５に植設されたベース１５に固定されて
いる。更に、ボビン１４は、制御’ｌＵコイルＬ２が捲
回され、ボビン１４に捲回された制御コイルＬ２が同調
コイルＬ＋を被ってベース１５に固定されている。各々
のコイルの捲線の他端は、夫々端子ビン１７に絡げられ
、更に制御コイルＬ２をカップ型の磁気コア１６が被っ
た構造となっている。制御コイルＬ２に供給される電流
を調整することによって、制御コイルＬ２は、同調コイ
ルＬ＋ のインダクタンス値を１０．５μＨ〜８００
ｐ Ｉ（の範囲で容易に可変することが可能である。電
流制御型インダクタンスは、第３図の構造のものに限定
するものではなく、種々の構造のものが実施され得る。
第４図の実施例は、アンテナ同調回路２の制御コイルＬ
２に供給される制御電流Δｉの供給回路の−例を示すも
のであって、制御コイルＬ２の一端に基準電圧源Ｅ、が
接続される。その基準電圧源Ｅ１の電位は、■、／２に
設定されている。制御コイルＬ２の他端は、ＮＰＮ ）
ランジスタＴ＋。
２に供給される制御電流Δｉの供給回路の−例を示すも
のであって、制御コイルＬ２の一端に基準電圧源Ｅ、が
接続される。その基準電圧源Ｅ１の電位は、■、／２に
設定されている。制御コイルＬ２の他端は、ＮＰＮ ）
ランジスタＴ＋。
Ｔ２の接続点に接続され、トランジスタＴ、のコレクタ
が■８の電位を有する基準電圧源Ｅ２に接続され、トラ
ンジスタＴ２のエミッタが接地されている。トランジス
タＴ２のベースは、インバータ１３が接続され、その出
力端が、トランジスタＴ、のベースと接続され、インバ
ータ１３の入力端子がＤ／Ａ変換器１２に接続されてい
る。制御コイルＬ２は、Ｄ／Ａ変換器１２を介して（■
±Δｉ）の制御電流が供給されて、制御コイルＬ２にそ
の制御電流に応じた磁束を発生させ、同調コイルＬ１の
磁束密度を制御するようになされ、同調コイルＬ１のイ
ンダクタンスが調整される。従って、制御電流（■±Δ
ｉ）を調整することによって、アンテナ同調回路２の同
調周波数が調整される。
が■８の電位を有する基準電圧源Ｅ２に接続され、トラ
ンジスタＴ２のエミッタが接地されている。トランジス
タＴ２のベースは、インバータ１３が接続され、その出
力端が、トランジスタＴ、のベースと接続され、インバ
ータ１３の入力端子がＤ／Ａ変換器１２に接続されてい
る。制御コイルＬ２は、Ｄ／Ａ変換器１２を介して（■
±Δｉ）の制御電流が供給されて、制御コイルＬ２にそ
の制御電流に応じた磁束を発生させ、同調コイルＬ１の
磁束密度を制御するようになされ、同調コイルＬ１のイ
ンダクタンスが調整される。従って、制御電流（■±Δ
ｉ）を調整することによって、アンテナ同調回路２の同
調周波数が調整される。
第６図の実施例は、トランジスタＴｚ 、Ｔａの接続点
Ｐ１と、トランジスタＴｓ、Ｔｂの接続点Ｐ２との間に
制御コイルＬ２が接続され、トランジスタＴ、、Ｔ％の
ベースの共通接続点にトランジスタＴ８のエミッタが接
続され、トランジスタ７４１Ｔ６のベースの共通接続点
にトランジスタＴ？のエミッタが接続され、トランジス
タＴ？、Ｔ［ｌの共通接続されたコレクタが、可変電流
源２１、或いは、電圧−電流変換回路に接続されている
。可変電流源２１は、Ｄ／Ａ変換器１２等によって構成
されている。トランジスタＴ、のベースが入力端子２２
に接続され、トランジスタＴ８のベースが入力端子２３
に接続されている。
Ｐ１と、トランジスタＴｓ、Ｔｂの接続点Ｐ２との間に
制御コイルＬ２が接続され、トランジスタＴ、、Ｔ％の
ベースの共通接続点にトランジスタＴ８のエミッタが接
続され、トランジスタ７４１Ｔ６のベースの共通接続点
にトランジスタＴ？のエミッタが接続され、トランジス
タＴ？、Ｔ［ｌの共通接続されたコレクタが、可変電流
源２１、或いは、電圧−電流変換回路に接続されている
。可変電流源２１は、Ｄ／Ａ変換器１２等によって構成
されている。トランジスタＴ、のベースが入力端子２２
に接続され、トランジスタＴ８のベースが入力端子２３
に接続されている。
これらの第１図、第２図、第４図、第６図に用いられる
電流制御型可変インダクタは、第５図の等価回路図に示
されるような同調コイルが直列接続された固定型コイル
し、と可変型コイルし＋ｚから構成されているものも用
いられ得る。受信周波数帯域に応じてこのような固定型
のコイルＬ１１に可変型コイルＬＩｚを可変することに
より、予め発生する初期磁束密度を調整することによっ
て、受信周波数帯域に応じて同調帯域を調整することが
できる。
電流制御型可変インダクタは、第５図の等価回路図に示
されるような同調コイルが直列接続された固定型コイル
し、と可変型コイルし＋ｚから構成されているものも用
いられ得る。受信周波数帯域に応じてこのような固定型
のコイルＬ１１に可変型コイルＬＩｚを可変することに
より、予め発生する初期磁束密度を調整することによっ
て、受信周波数帯域に応じて同調帯域を調整することが
できる。
尚、第１図及び第２図の実施例では、制御コイルＬ２に
供給される電流の制御が、ＣＰＵＩ １やＤ／Ａ変換器
１２によってなされているが、手動によって制御電流を
供給する同調操作がなされても良く、更にＤ／Ａ変換器
の代わりに電圧（同調電圧）−電流変換回路を介し行っ
てもよく、これらの実施例に限定されるものではない。
供給される電流の制御が、ＣＰＵＩ １やＤ／Ａ変換器
１２によってなされているが、手動によって制御電流を
供給する同調操作がなされても良く、更にＤ／Ａ変換器
の代わりに電圧（同調電圧）−電流変換回路を介し行っ
てもよく、これらの実施例に限定されるものではない。
次に、電流制御型可変インダクタを用いた同調回路の動
作について説明する。
作について説明する。
本発明の電流制御型可変インダクタを用いた同調回路は
、第１図に示すようにアンテナ同調回路に用いられたも
のである。同調コイルＬ、の両端に夫々同調用コンデン
サＣ，，Ｃ２が接続されて構成されている。制御コイル
Ｌ２に供給される制御電流Δｉによって制御コイルＬ２
に磁束を発生させ、制御コイルＬ２の磁束密度を制御す
る。同調コイルＬ、から発生する磁束を打ち消し、或い
は増強、低減して同調コイルし、の磁束密度を制御する
。同調コイルＬ、のインダクタンス値を制御コイルＬ２
に供給する電流値によって制御する。
、第１図に示すようにアンテナ同調回路に用いられたも
のである。同調コイルＬ、の両端に夫々同調用コンデン
サＣ，，Ｃ２が接続されて構成されている。制御コイル
Ｌ２に供給される制御電流Δｉによって制御コイルＬ２
に磁束を発生させ、制御コイルＬ２の磁束密度を制御す
る。同調コイルＬ、から発生する磁束を打ち消し、或い
は増強、低減して同調コイルし、の磁束密度を制御する
。同調コイルＬ、のインダクタンス値を制御コイルＬ２
に供給する電流値によって制御する。
制御コイルＬ２に発生する磁束は、制御電流の方向を反
転させたり、或いは、電流値を変えることによって、同
調コイルＬ、の磁束密度を容易に制御し得る。第４図及
び第６図の実施例が、電流制御の一例を示している。
転させたり、或いは、電流値を変えることによって、同
調コイルＬ、の磁束密度を容易に制御し得る。第４図及
び第６図の実施例が、電流制御の一例を示している。
制御電流は、（■±Δｉ）或いは（±Δｉ）の電流を供
給することによって、同調コイルＬ２のインダクタンス
値を制御するものであり、同調コイルＬ２のインダクタ
ンス値は、１０．５μＨ〜８００μＨの値を容易に設定
することができる。このインダクタンス値は、電流制御
型可変インダクタンスの構造、コイルの捲回数、或いは
磁気コアの材質等の選択によって設定される。殊に制御
コイルＬ２の電気的特性によるところが大きく、電流制
御型可変インダクタを所望のインダクタンス範囲に設定
することが容易である。第５図のような電流制御型可変
インダクタを用いることによって、より同調周波数の選
択が容易となり、受信感度も良好となる。
給することによって、同調コイルＬ２のインダクタンス
値を制御するものであり、同調コイルＬ２のインダクタ
ンス値は、１０．５μＨ〜８００μＨの値を容易に設定
することができる。このインダクタンス値は、電流制御
型可変インダクタンスの構造、コイルの捲回数、或いは
磁気コアの材質等の選択によって設定される。殊に制御
コイルＬ２の電気的特性によるところが大きく、電流制
御型可変インダクタを所望のインダクタンス範囲に設定
することが容易である。第５図のような電流制御型可変
インダクタを用いることによって、より同調周波数の選
択が容易となり、受信感度も良好となる。
電流制御型可変インダクタに供給される制御電流（Ｉ±
Δｉ）或いは（±Δｉ）の制御は、制御電流値に応じた
インダクタンスを発生し、同調回路が所定の同調周波数
に設定され、所望の受信周波数を選択するものであるが
、その−例として第１図の実施例のようなＣＰＵＩＩ等
を用いたものがあり、ＣＰＵＩ １の記憶回路に予め制
御電流と同調周波数との関係を記憶させておき、プログ
ラマブルデバイダ７によって設定された受信周波数に対
応する値をデジタル信号を介してＤ／Ａ変換器１２に供
給して制御電流に変換して制御コイルＬ２に供給する。
Δｉ）或いは（±Δｉ）の制御は、制御電流値に応じた
インダクタンスを発生し、同調回路が所定の同調周波数
に設定され、所望の受信周波数を選択するものであるが
、その−例として第１図の実施例のようなＣＰＵＩＩ等
を用いたものがあり、ＣＰＵＩ １の記憶回路に予め制
御電流と同調周波数との関係を記憶させておき、プログ
ラマブルデバイダ７によって設定された受信周波数に対
応する値をデジタル信号を介してＤ／Ａ変換器１２に供
給して制御電流に変換して制御コイルＬ２に供給する。
それによって、電流制御型可変インダクタを用いた同調
回路の同調周波数を所定の値に設定して受信するもので
ある。
回路の同調周波数を所定の値に設定して受信するもので
ある。
第１図と第２図等の実施例に示されたアンテナ同調回路
２の共振周波数ｆは、次式のように表される。
２の共振周波数ｆは、次式のように表される。
ｆ ＝ １ ／ ２ πＬ （ＣＩ ／／Ｃｔ ） −
−−−−−−−−−（２）同調用コンデンサＣ２は、通
常２２００ｐＦの容量のコンデンサが用いられ、同調用
コンデンサＣ，，Ｃ２の合成容量を１５０ｐＦ 〜２０
０ｐＦとする。この場合の共振周波数は、（２）弐から
容易に求められる。
−−−−−−−−−（２）同調用コンデンサＣ２は、通
常２２００ｐＦの容量のコンデンサが用いられ、同調用
コンデンサＣ，，Ｃ２の合成容量を１５０ｐＦ 〜２０
０ｐＦとする。この場合の共振周波数は、（２）弐から
容易に求められる。
ＭＷの（５３０〜１７１０ＫＨｚ）までの周波数に対し
て共振するアンテナ同調回路としては、電流制御型可変
インダクタがどの範囲まで可変できれば良いか、（１１
，（２１式を用いて示せば、次式のように求められる。
て共振するアンテナ同調回路としては、電流制御型可変
インダクタがどの範囲まで可変できれば良いか、（１１
，（２１式を用いて示せば、次式のように求められる。
今、アンテナ同調回路の同調用コンデンサＣＩ。
Ｃ２の合成容量を１８０ｐＦとすると、受信周波数５３
０ ＫＨｚにおけるインダクタンス値しは、（２）式か
ら次式のように求めることができる。
０ ＫＨｚにおけるインダクタンス値しは、（２）式か
ら次式のように求めることができる。
Ｌ＝１／（２πｆ ） ” ｘ （ＣＩ ／／Ｃ２）
−−−−・＝（３）＝１／（２πＸ５３０Ｘ１０３）” Ｘ （１８０Ｘ１０−”） −５０１（μＨ） 依って、受信周波数が５３０ＫＨｚの場合の同調回路の
インダクタンス値は、５０１μＩ４と求められ、受信周
波数が１７１０ ＫＨｚにおける同調回路の必要なイン
ダクタンス値Ｘは、（１）弐より求めることができる。
−−−−・＝（３）＝１／（２πＸ５３０Ｘ１０３）” Ｘ （１８０Ｘ１０−”） −５０１（μＨ） 依って、受信周波数が５３０ＫＨｚの場合の同調回路の
インダクタンス値は、５０１μＩ４と求められ、受信周
波数が１７１０ ＫＨｚにおける同調回路の必要なイン
ダクタンス値Ｘは、（１）弐より求めることができる。
ｆ、、Ｘ”／ｆ□ｎ ” ＝ Ｌｍａｘ ／ Ｌｍｉｎ
（１７１０１５３０）” ＝５０１／ＸＸ＝４８．１（
μＨ） 上記の結果から受信周波数が１７１０ＫＨｚにおける必
要なインダクタンス値は、４８．１μＨと求められる。
（１７１０１５３０）” ＝５０１／ＸＸ＝４８．１（
μＨ） 上記の結果から受信周波数が１７１０ＫＨｚにおける必
要なインダクタンス値は、４８．１μＨと求められる。
従って、電流制御型可変インダクタを用いた同調回路の
インダクタンスが、１０．５μＨ〜８００μＩ］の値を
容易にとり得るので、ＭＷの５３０ＫＨｚ〜１７１０Ｋ
Ｈｚまでの受信周波数に対して共振するアンテナ同調回
路を構成できることが実証される。
インダクタンスが、１０．５μＨ〜８００μＩ］の値を
容易にとり得るので、ＭＷの５３０ＫＨｚ〜１７１０Ｋ
Ｈｚまでの受信周波数に対して共振するアンテナ同調回
路を構成できることが実証される。
本発明の電流制御型可変インダクタを用いた同調回路は
、従来のアンテナ同調回路が、非同調回路が用いられて
いたのに対して、アンテナ同調回路に制御電流を供給し
て同調コイルのインダクタンス値を可変して同調周波数
を調整し、所望の受信周波数が選択されるようになされ
ている。従って、従来の受信機と比較して妨害特性が向
上すると共に、従来非同調型の受信機では、実用感度が
２７ｄＢμ程度であったものを、実用感度を２２ｄＢμ
以下まで向上させることができた。
、従来のアンテナ同調回路が、非同調回路が用いられて
いたのに対して、アンテナ同調回路に制御電流を供給し
て同調コイルのインダクタンス値を可変して同調周波数
を調整し、所望の受信周波数が選択されるようになされ
ている。従って、従来の受信機と比較して妨害特性が向
上すると共に、従来非同調型の受信機では、実用感度が
２７ｄＢμ程度であったものを、実用感度を２２ｄＢμ
以下まで向上させることができた。
又、従来のμ同調回路が、同調コイルの磁気コアを機械
的に手動で移動させて同調を取っているのに対して、本
発明の電流制御型可変インダクタを用いた同調回路は、
同調操作が電流制御によってなされているので、同調操
作が容易であって、ボリウム等によるのみならずＣＰＵ
によっても制御が可能である特徴を有するので電子チュ
ーナに好適である。
的に手動で移動させて同調を取っているのに対して、本
発明の電流制御型可変インダクタを用いた同調回路は、
同調操作が電流制御によってなされているので、同調操
作が容易であって、ボリウム等によるのみならずＣＰＵ
によっても制御が可能である特徴を有するので電子チュ
ーナに好適である。
更に、電流の制御によって同調を取るので、μ同調回路
のように機械振動によって磁気コアがずれて同調点が狂
うこともなく、車載用の受信機としても好適である。
のように機械振動によって磁気コアがずれて同調点が狂
うこともなく、車載用の受信機としても好適である。
更に又、本発明の電流制御型可変インダクタによる同調
回路によれば、アンテナとアンテナ同調回路とのインピ
ーダンス整合の為の直列に接続されたコンデンサを必要
とせず、又、同調の為の可変容量ダイオードを必要とし
ない為に部品数の低減に効果的である。
回路によれば、アンテナとアンテナ同調回路とのインピ
ーダンス整合の為の直列に接続されたコンデンサを必要
とせず、又、同調の為の可変容量ダイオードを必要とし
ない為に部品数の低減に効果的である。
第１図は、本発明の電流制御型可変インダクタを用いた
アンテナ同調回路を含む受信機の一実施例を示す回路図
、第２図は、本発明の電流制御型可変インダクタを用い
たアンテナ同調回路を含む受信機の他の実施例を示す図
、第３図は、電流制御型可変インダクタの一例の断面図
、第４図は、電流制御型可変インダクタに供給される制
御電流の供給回路の一例を示す回路図、第５図は、電流
制御型可変インダクタの他の等価回路を示す回路図、第
６図は、電流制御型可変インダクタの制御電流の供給回
路の他の例を示す回路図、第７図は、従来のμ同調回路
の略図を示す回路図である。 二位相比較器 ７：プログラマブルデバイダ、８ ９：低域通過フィルタ。 １０ ： ＰＬＬシンセサイゼ、ｔｔ：ｃｐｕ。 １２ ： Ｄ／Ａ変換器、 １３：ボビン。 １５：ベース、 １６：磁気コア。 １７：端子ビン、 １８：インバータ。 ２０：制御端子、 ２１：可変電流源回路。 Ｌｌ ：同調コイル、 Ｌ２ ＝制御コイル。 Ｃ，Ｃ，：同調用コンデ・ンサ。 Ｔ１乃至Ｔ８ ：トランジスタ。 Ｂｌ、８２：バスライン。 Ｅｌ、２２：基準電圧源
アンテナ同調回路を含む受信機の一実施例を示す回路図
、第２図は、本発明の電流制御型可変インダクタを用い
たアンテナ同調回路を含む受信機の他の実施例を示す図
、第３図は、電流制御型可変インダクタの一例の断面図
、第４図は、電流制御型可変インダクタに供給される制
御電流の供給回路の一例を示す回路図、第５図は、電流
制御型可変インダクタの他の等価回路を示す回路図、第
６図は、電流制御型可変インダクタの制御電流の供給回
路の他の例を示す回路図、第７図は、従来のμ同調回路
の略図を示す回路図である。 二位相比較器 ７：プログラマブルデバイダ、８ ９：低域通過フィルタ。 １０ ： ＰＬＬシンセサイゼ、ｔｔ：ｃｐｕ。 １２ ： Ｄ／Ａ変換器、 １３：ボビン。 １５：ベース、 １６：磁気コア。 １７：端子ビン、 １８：インバータ。 ２０：制御端子、 ２１：可変電流源回路。 Ｌｌ ：同調コイル、 Ｌ２ ＝制御コイル。 Ｃ，Ｃ，：同調用コンデ・ンサ。 Ｔ１乃至Ｔ８ ：トランジスタ。 Ｂｌ、８２：バスライン。 Ｅｌ、２２：基準電圧源
Claims (7)
- （１）アンテナ同調回路が、同調コイルと、該同調コイ
ルの磁束密度を調整して該同調コイルのインダクタンス
値を制御する制御コイルを具える電流制御型可変インダ
クタを具備し、該同調コイルの一端に第１の同調コンデ
ンサが接続され、該同調コイルの他端に第２の同調コン
デンサが接続されてなり、該制御コイルに流れる電流値
を調整することによって該アンテナ同調回路の同調周波
数を可変して、所望の受信周波数を選択するようになさ
れたことを特徴とする電流制御型可変インダクタを用い
た同調回路。 - （２）前記同調コイルの磁束密度を制御して該同調コイ
ルのインダクタンス値を調整する前記制御コイルの一端
が、第１の基準電圧源（Ｖ＿Ｂ／２）に接続され、該制
御コイルの他端が、第２の基準電圧源（Ｖ＿Ｂ）と接地
間に接続された第１と第２のトランジスタの接続点に接
続されることによって該制御コイルに供給される制御電
流を調整することを特徴とする特許請求の範囲第１項記
載の電流制御型可変インダクタを用いた同調回路。 - （３）前記同調コイルの磁束密度を制御して該同調コイ
ルインダクタンス値を調整する該制御コイルの一端が第
１と第２のトランジスタとの接続点に接続され、該制御
コイルの他端が第３と第４のトランジスタとの接続点に
接続され、該第１と該第３のトランジスタのコレクタが
第１の電源電圧源に接続され、該第２と該第４のトラン
ジスタのエミッタが接地端子に接続された制御電流供給
回路によって、該制御コイルに供給される電流を制御し
て該同調回路の同調周波数を制御することを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載の電流制御型可変インダクタ
を用いた同調回路。 - （４）前記電流制御型可変インダクタの同調コイルが、
直列接続された可変型コイルと固定型コイルで形成され
ているものであることを特徴とする特許請求の範囲第１
項又は第２項又は第３項記載の電流制御型可変インダク
タを用いた同調回路。 - （５）ＰＬＬシンセサイザ受信機に於いて、アンテナ同
調回路が、同調コイルと該同調コイルに近接して設けら
れる制御コイルに供給される電流を制御することにより
該同調コイルのインダクタンスを調整する制御コイルを
具備する電流制御型インダクタと、該同調コイルの一端
に第１の同調用コンデンサが接続され、該同調コイルの
他端に第２の同調用コンデンサが接続されてなり、該制
御コイルに供給される制御電流が、プログラマブルデバ
イダからの信号に基づきＣＰＵに予め記憶された値に従
ってＤ／Ａ変換器を介して該制御コイルに供給され、所
定の周波数に同調を取ることを特徴とする電流制御型可
変インダクタを用いた受信機。 - （６）前記電流制御型インダクタの同調コイルが、直列
接続された可変型コイルと固定型コイルで形成されてい
ることを特徴とする特許請求の範囲第５項記載の電流制
御型可変インダクタを用いた受信機。 - （７）受信機のアンテナ同調回路に、同調コイルと該同
調コイルのインダクタンス値を調整する制御コイルから
なる電流制御型可変インダクタを用いた同調回路が用い
られ、該制御コイルに受信周波数に対応した制御電流を
供給することによって所望の受信周波数に同調を取るこ
とを特徴とする電流制御型可変インダクタを同調回路と
して用いた受信機。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63215754A JPH0263313A (ja) | 1988-08-30 | 1988-08-30 | 電流制御型可変インダクタを用いた同調回路及び受信機 |
| US07/398,170 US5040239A (en) | 1988-08-30 | 1989-08-23 | Tuning circuit and receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63215754A JPH0263313A (ja) | 1988-08-30 | 1988-08-30 | 電流制御型可変インダクタを用いた同調回路及び受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0263313A true JPH0263313A (ja) | 1990-03-02 |
| JPH0473884B2 JPH0473884B2 (ja) | 1992-11-24 |
Family
ID=16677669
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63215754A Granted JPH0263313A (ja) | 1988-08-30 | 1988-08-30 | 電流制御型可変インダクタを用いた同調回路及び受信機 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5040239A (ja) |
| JP (1) | JPH0263313A (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5140700A (en) * | 1990-12-07 | 1992-08-18 | Ford Motor Company | FM resonant filter having AM frequency bypass |
| US5491715A (en) * | 1993-06-28 | 1996-02-13 | Texas Instruments Deutschland Gmbh | Automatic antenna tuning method and circuit |
| US5548830A (en) * | 1993-12-27 | 1996-08-20 | Ford Motor Company | Dual-band frequency-selective attenuator for automatic gain control |
| JPH07283692A (ja) * | 1994-04-11 | 1995-10-27 | Toko Inc | Ａｍ受信機の電子同調回路 |
| US6219529B1 (en) * | 1994-07-19 | 2001-04-17 | Seiko Instruments Inc. | Wireless communication system using only the magnetic field component |
| JP2000036702A (ja) * | 1998-07-21 | 2000-02-02 | Hitachi Ltd | 無線端末 |
| US20020142729A1 (en) * | 2001-03-30 | 2002-10-03 | Siemens Ag | Method for identifying a system state of a technical system with a sensor device having a passive component, as well as a sensor device and use of a sensor device |
| US7164950B2 (en) * | 2002-10-30 | 2007-01-16 | Pacesetter, Inc. | Implantable stimulation device with isolating system for minimizing magnetic induction |
| US7426373B2 (en) * | 2005-01-11 | 2008-09-16 | The Boeing Company | Electrically tuned resonance circuit using piezo and magnetostrictive materials |
| WO2009149426A2 (en) * | 2008-06-05 | 2009-12-10 | Qualcomm Incorporated | Ferrite antennas for wireless power transfer |
| FR2987196B1 (fr) * | 2012-02-17 | 2014-04-04 | Continental Automotive France | Procede et dispositif de diagnostic d'antenne |
| US9997290B2 (en) * | 2015-06-26 | 2018-06-12 | Intel Corporation | Variable inductor and wireless communication device including variable device for conversion of a baseband signal to a radio frequency (RF) range |
| JP6645258B2 (ja) * | 2016-02-24 | 2020-02-14 | スミダコーポレーション株式会社 | コイル部品およびコイル部品の製造方法 |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3571716A (en) * | 1968-04-16 | 1971-03-23 | Motorola Inc | Electronically tuned antenna system |
| US3579115A (en) * | 1969-02-11 | 1971-05-18 | Motorola Inc | Electronically tuned oscillator |
| US3600684A (en) * | 1969-05-15 | 1971-08-17 | Motorola Inc | Overload compensation circuit for antenna tuning system |
| JPS56111326A (en) * | 1980-02-08 | 1981-09-03 | Hitachi Ltd | Antenna circuit of am radio receiver |
| DE3115291C2 (de) * | 1981-04-15 | 1983-07-21 | Becker Autoradiowerk Gmbh, 7516 Karlsbad | "Abstimmschaltung für Hochfrequenzempfänger" |
| US4630013A (en) * | 1984-01-30 | 1986-12-16 | Toko Kabushiki Kaisha | Current controlled variable inductor |
| JPS61196625A (ja) * | 1985-02-26 | 1986-08-30 | Sony Corp | オ−トダイン受信機 |
| JPH0697730B2 (ja) * | 1985-04-30 | 1994-11-30 | ソニー株式会社 | 電子同調式ｆｍ受信機 |
| US4725805A (en) * | 1985-12-25 | 1988-02-16 | Toko Kabushiki Kaisha | Electric current control type variable inductor |
-
1988
- 1988-08-30 JP JP63215754A patent/JPH0263313A/ja active Granted
-
1989
- 1989-08-23 US US07/398,170 patent/US5040239A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0473884B2 (ja) | 1992-11-24 |
| US5040239A (en) | 1991-08-13 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CA1239234A (en) | Tuning circuit for a multiband tuner | |
| JPH0263313A (ja) | 電流制御型可変インダクタを用いた同調回路及び受信機 | |
| US6490441B1 (en) | Tuning circuit device with built-in band pass integrated on semiconductor substrate together with PLL circuit | |
| US4984296A (en) | Tuned radio apparatus | |
| US5418500A (en) | High-frequency oscillator circuit | |
| US4593257A (en) | Multiband local oscillator | |
| US4450588A (en) | Tuning system for a high frequency receiver utilizing a controllable inductor | |
| US6876401B2 (en) | FM-broadcast-receivable television tuner for preventing adjacent-channel interference | |
| JP3790786B2 (ja) | Ｆｍラジオ受信機 | |
| CA1233577A (en) | Doubly-balanced mixer termination | |
| JPH0644185Y2 (ja) | 電子同調チューナにおける局部発振回路 | |
| JP3136050B2 (ja) | 複同調回路 | |
| US6172578B1 (en) | Oscillation circuit suitable for upper heterodyne receiver | |
| US7363015B2 (en) | Wide-frequency-range television tuner | |
| JP3042230B2 (ja) | 電子チューナ | |
| JPS6216025Y2 (ja) | ||
| JPH0611645Y2 (ja) | 高周波同調回路 | |
| JPH09214292A (ja) | 高周波同調回路 | |
| JPS6051312A (ja) | 高周波切換回路 | |
| JP2859309B2 (ja) | ディジタル選局受信機 | |
| JPS58139523A (ja) | 局部発振器 | |
| JP3841602B2 (ja) | テレビジョンチューナの入力同調回路 | |
| JP4043222B2 (ja) | テレビジョンチューナ | |
| JP2798254B2 (ja) | 高周波増幅装置 | |
| JP3065761B2 (ja) | フィルタ装置 |