JPH0261997A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、インバータ装置を用いて放電灯を高周波点灯
させる放電灯点灯装置に関するものである。

［従来の技術］ 従来、インバータ装置を用いて蛍光灯を高周波点灯させ
る放電灯点灯装置が広く用いられている。

また、インバータ装置の出力を可変として蛍光灯を調光
点灯させる調光機能付きの電子安定器も知られている。

さらに、より深い調光レベルまでの調光側御を可能とす
るために、間欠的に始動パルス電圧を印加し、この始動
パルス電圧の間の電圧を可変とすることにより、調光を
行う方式も提案されている。

［発明が解決しようとする課Ｍ］ ところが、上述のような調光機能付きの電子安定２５を
用いて放電灯を調光した場合に、浅い調光レベル〈比較
的明るい調光レベル）において、放電灯のちらつきや光
出力急変を生じるという問題があり、また、放電灯の始
動時においても光出力急変を生じることがあった。

まず、浅い調光レベルにおける放電灯のちらつきや光出
力急変の原因について説明する。蛍光灯のような熱陰極
型の放電灯を一般の安定器を用いて点灯する場合、フィ
ラメントを予熱すると共に、ランプ電流となる電子がフ
ィラメントに衝突して、フィラメントが加熱されること
により、フィラメント上に輝点くスポット）が生成され
、この輝点より主たる電子が放出される。一方、調光安
定器においても、定格点灯時においては、−ｍの安定器
と同様の挙動を示すが、深いレベルまで調光した場合に
は、前述の電子とフィラメントの衝突が減少し、フィラ
メントの温度が低下するため、輝点が生成されにくくな
る。このため、蛍光灯を定格点灯状態から、より深いレ
ベルまで連続的に調光する場合、その過程において、輝
点の存在するモードから輝点の存在しないモードへと移
行する調光レベルが存在することとなる。この結果、前
記調光レベルの前後で放電灯の光出力急変が生じたり、
その過渡的状態において、点灯モードが不安定となって
、放電灯のちらつきを生じるものと考えられる。

次に、放電灯始動時における光出力急変について説明す
る。説明のために、放電灯を理想的なインピーダンス成
分、すなわちランプ電圧が放を開始電圧より小さければ
抵抗が無限大であり、放電開始電圧以上であれば導電体
として有限な抵抗値を持つ成分と、現実の放電灯のイン
ピーダンス成分とに別けて考える。

第７図において、ランプ電圧ｖ１ａを放電開始電圧以上
に昇圧して、放電灯１ａを始動するわけであるが、ラン
プ電圧Ｖ１ａを昇圧する際に、放電を開始しない状態で
は理想的なインピーダンス成分Ｚ。

は無限大であり、その電流Ｉｚｏは零である。一方、現
実の放電灯のインピーダンス成分Ｚｌは有限であるため
、■ｌａ／Ｚ１なる電流Ｉｚ、が流れることとなる。そ
して、ランプ電圧Ｖｆａを更に昇圧し、ランプ電圧Ｖ１
ａが放電開始電圧に達した瞬間、インピーダンス成分Ｚ
０は有限の抵抗値Ｚ。１を持つこととなる。このため、
今までＩ　ｚ、＝　Ｏであったのが、Ｖ　ｊ！ａ　／　
Ｚ　ｏ＋なる電流が追加的に流れ始めることとなり、結
果として、放電灯の光出力は急激に増大することとなる
。

ここで、インピーダンス成分２、．２　、に流れる電流
■に対し、インダクタのような電流制限要素を用いて急
峻な電流変化を抑制した場合においても、今までインピ
ーダンス成分ｚ１のみに流れていた電流Ｉｚ、がインピ
ーダンス成分Ｚ０にも分流されることとなり、放電灯の
光出力は急激に増大する。

以上、放電灯始動時における光出力急変の原理について
簡単に説明したが、放電灯と並列にインピーダンス素子
が接続された安定器においては、そのインピーダンス素
子が上述のインピーダンス成分Ｚ１に並列接続される訳
であるから、光出力急変はより激しいものとなる。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、定格点灯状態から深いレベルま
で調光しても、放電灯のちらつきや光出力の急変を生じ
ることがなく、安定な始動並びに調光点灯が行える放電
灯点灯装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明に係る放電灯点灯装置にあっては、上記の課題を
解決するために、第１図に示すように、高周波発生回路
１と、高周波発生回路１の負荷となる放電灯２と、高周
波発生回路１の負荷電流休止区間を制御する第１の調光
制御手段３と、負荷電流休止区間制御以外の負荷電力制
御を行う第２の調光制御手段４とを備えることを特徴と
するものである。

ここで、上記放電灯２の始動時及びフィラメントに輝点
が生成されない調光レベルにおいては、必ず負荷電流休
止区間が存在するように調光制御を行うものである。し
たがって、放電灯２の光出力を減光する場合には、第１
の調光制御手段３により負荷電流休止区間を長くして減
光した後、第２の調光制御手段４により更に減光し、反
対に、光出力を増光する場合には、第２の調光制御手段
４により増光した後、第１の調光制御手段３により負荷
電流休止区間を短くして更に増光するものである。

なお、第２の調光制御手段４による調光制御区間しは４
０μｓｅｃよりも大きく設定し、この調光制御区間ｔと
第１の調光制御手段３によるランプ電流休止区間とを合
わせた時間Ｔは２Ｑ請ｓｅｃ未満とし、ランプ電流休止
区間を最大としたときのし／Ｔの値、つまりＬＥＴの最
小値は１１５以下に設定することが７ましい。

［作用］ 本発明にあっては、このように、放電灯２が始動しなと
き、及びフィラメントに輝点が生成されないときには、
ランプ電流休止区間が必ず存在するものとしたから、巨
視的に見た場合、ランプ電流の変化量が小さくなり、放
電灯のちらつきや、光出力急変を防Ｉｉ：することがで
きるものである。

また、ランプ電流休止区間制御のみを用いる調光制御に
比べると、調光制御の自由度が大きくなっているため、
放電灯の光出力が低いときに、ちらつきや光出力急変が
最も生じにくいように、ランプ電流休止区間を設定でき
るものである。特に、第１の調光制御手段と第２の調光
制御手段の動作区間を適切に設定すれば、放電灯のちら
つき、光出力急変を人間の眼に感じさせないレベルまで
低減することが可能となるものである。

［実施例１］ 第１図は本発明の最も基本的な実施例のブロック回路図
である。この放電灯点灯装置において、放電灯２の光出
力を増光する場合には、まず、調光信号■により、第２
の調光制御手段４で増光するものとする。このとき、ラ
ンプ電流１１２ａには休止区間が存在するものとする。

第２の調光制御手段４で増光した後、調光信号Ｉにより
、第１の調光制御手段３でランプ電流の休止区間を狭め
て増光し、定格点灯に至らせるものとする。ただし、第
１の調光制御手段３による調光制御に移行する前に、放
電灯２の始動及び輝点生成による点灯モードへの移行は
完全に行われているものとする。

なお、放電灯２を減光する場合には、増光とは全く逆の
過程により減光するものとする。

このように制御することによって、放電灯２の始動と、
輝点生成による点灯モードと輝点生成によらない点灯モ
ードとの移行が、第２の調光制御手段４による調光時に
行われることとなる。その場合、ランプ電流休止区間が
存在するため、ランプ電流休止区間が存在しない従来の
調光制御方式に比べて、巨視的に見たランプ電流の変化
量が少なくなり、放電灯２のちらつきや光出力急変を回
避できることとなる。

［実施例２］ 第２図は本発明の池の実施例のブロック図である。本実
施例にあっては、より深いレベルまで安定して調光でき
るように、低光束安定点灯手段５を備えたものである。

その具体的な回路構成を第３図に示す、第３図（ａ）は
主回路の構成を示しており、同図（ｂ）は制御回路の構
成を示している。

まず、主回路の構成について設明する。商用交流電源Ａ
　Ｃには、正の半サイクルで導通するダイオードＤ、を
介してコンデンサＣ３が接続されると共に、負の半サイ
クルで導通するダイオードＤ２を介してコンデンサＣ１
が接続されている。各コンデンサＣ、、Ｃ４には抵抗Ｒ
，，Ｒ，がそれぞれ並列接続されている。コンデンサＣ
３、Ｃ４は直列に接続されており、コンデンサＣ１の正
端子とコンデンサＣ４の負端子の間には、商用交流電源
ＡＣを倍電圧整流及び平滑した高い直流電圧が得られる
。

なお、商用交流電源ＡＣとダイオードＤ　１．　Ｄ　２
の間に挿入されたフィルタ回路は、コンデンサＣＣ２と
１−ランスＴ１及び非線形抵抗素子ＺＮＲよりなり、高
周波ノイズが電源ラインに漏洩することを防止している
。また、ヒユーズＦは過電流防止用である。

コンデンサＣ１の正端子は、パワーＭＯ３ＦＩＥＴより
なるスイッチング素子Ｑ１と、限流用のインダクタしｌ
を介して、平滑用のコンデンサＣ５の正端子に接続され
ている。コンデンサＣ７の負端子は、コンデンサＣ１の
負端子に接続されると共に、フライホイール電流通電用
のダイオードＤ。

のアノード・カソード間を介して、スイッチング素子Ｑ
１とインダクタＬ１の接続点に接続されている。コンデ
ンサＣ３の両端には抵抗Ｒ３が並列接続されている。ス
イッチング素子Ｑ１がオンされると、コンデンサＣ、、
Ｃ、から、スイッチング素子Ｑ、、インダクタＬ１を介
してコンデンサＣ５に電流が流れ、インダクタＬ、には
電磁エネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ、が
オフされると、インダクタＬ１の電磁エネルギーがダイ
オードＤ、を介してコンデンサＣ６に放出される。これ
によって、周知の降圧チョッパー回路を構成している。

このコンデンサＣ９に充電される直流電圧は、コンデン
サＣ）　、　Ｃ４の直列回路に得られる電圧よりも低い
。

コンデンサＣ９に得られた直流電圧は、逆流阻止用のダ
イオードＤ４を介して、パワーＭＯ３ＦＥＴよりなるス
イッチング素子Ｑ３．Ｑ、の直列回路に印加されている
。一方のスイッチング素子Ｑ４の両端には、直流分カッ
ｌ−用の結かコンデンサＣ６と、インダクタＬ２を介し
て、放電灯１ａと共振用コンデンサＣ７の並列回路が接
続されている。スイッチング素子Ｑ、、Ｑ、は交互にオ
ン、オフされ、これによって、スイッチング素子Ｑ、の
両端には、矩形波状の電圧が発生する。この矩形状の電
圧は、直流分カット用の結合コンデンサＣ６を介して、
インダクタＬ２と共振用コンデンサＣ１よりなる■−〇
直列共振回路に交流電圧として印加され、コンデンサＣ
７の両端に共振作用によって生じる高電圧により放電灯
ｊａが始動・点灯する。

一方、コンデンサＣ、、Ｃ、の直列回路に得られた高い
直流電圧は、パワーＭＯ３ＦＥＴよりなるスイッチング
素子Ｑ２．Ｑ、の直列回路に印加されている。スイッチ
ング素子Ｑ、の両端には、上述のように、結合コンデン
サＣ６を介してＬＣ共振回路を含む負荷回路が接続され
ている。したがって、上述のスイッチング素子Ｑ、、Ｑ
、の直列回路を含む回路を第１の高周波発生回路とすれ
ば、このスイッチング素子Ｑ２．Ｑ、の直列回路を含む
回路は第２の高周波発生回路を構成しており、両者はス
イッチング素子Ｑ４と、結合コンデンサＣ６、及び負荷
回路を共用している０以上の第１及び第２の高周波発生
回路を含めて、第２図に示す高周波発生回路１が構成さ
れている。ここで、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ、よりな
る高周波発生回路は始動・点灯維持用インバータを構成
しており、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ４よりなる高周波
発生回路は調光用インバータを構成している。前者は、
ダイオードＤ、、Ｄ、、抵抗Ｒ，，Ｒ２、コンデンサＣ
ｙ　、　Ｃ＜から成る倍圧整流平滑回路から給電されて
おり、その電源電圧は約２８２ｖである。また、後者は
前記倍圧整流平滑回路の出力をスイッチング素子Ｑ１と
ダイオードＤ３、インダクタＬ１、コンデンサＣ９及び
抵抗Ｒ１より構成される降圧チョッパー回路の出力電圧
を電源としている。

インダクタＬ２とコンデンサＣ７を含む共振系について
は、最低調光レベルでの始動時、すなわち始動・点灯維
持用インバータが４周期動作した後、調光用インバータ
が４周期動作した状態で、放電灯１ａが始動し、且つ０
．５％未満の調光レベルとなるように、また、全点灯時
、すなわち常に２８２Ｖを給電されている状態では、ラ
ンプ電流が定格電流以上流れるように設計されている。

なお、ダイオードＤ４は、スイッチング素子Ｑ２がオン
したときに、スイッチング素子Ｑ、のトレイン・ソース
間に寄生する逆並列ダイオードを介して、コンデンサＣ
３，Ｃ、から降圧チョッパー回路のコンデンサＣ５に電
流が逆流することを防ぐために設けられている。コンデ
ンサｃ３とスイッチング素子Ｑ２の間には、ダイオード
Ｄ、に相当する素子が設けられていないが、これはコン
デンサＣ、、Ｃ、の電圧がコンデンサＣ１の電圧よりも
高いので、スイッチング素子Ｑ、がオンしても、スイッ
チング素子Ｑ２のドレイン・ソース間に寄生する逆並列
ダイオードを介して、コンデンサＣ５がらコンデンサＣ
、、Ｃ４に電流が流れ込む恐れはないからである。

次に、第３図（ｂ）に示す制御回路部について説明する
。スイッチング素子Ｑ、の駆動回路は、トランスＴ１゜
と抵抗Ｒ，，，Ｒ，，及びダイオードＤＩＧＤ　Ｉ＋よ
りなる。　＋−ランスＴ　Ｉ　Ｏの１次巻線のセンター
タップは＄１１御電源に接続され、１次巻線の一端は駆
動用スイッチング素子ＱＩＩを介して接地され、１次巻
線の他端はダイオードＤ１゜を介して接地されている。

　＋−ランスＴ１０の２次巻線の一端はスイッチング素
子Ｑ４のソースに接続され、他端は順バイアス用の抵抗
Ｒｌ　？及び逆バイアス用のダイオードＤ１１を介して
スイッチング素子Ｑ４のゲートに接続されている。スイ
ッチング素子Ｑ４のゲート・ソース間には、抵抗ＲＩＭ
が並列接続されている。

今、駆動用スイッチング素子Ｑ、がオンされて、トラン
スＴ１゜の１次巻線の一端が接地されると、トランスＴ
１゜の１次巻線のセンタータップに印加された制９１Ｉ
電源により１次巻線に電流が流れ、トランスＴ　１　ｏ
の２次巻線に接続された抵抗Ｒ＋　ｔ　、　ＲＩＨの直
列回路に電流が流れて、抵抗ＲＩＩの両端に生じる電圧
により、スイッチング素子Ｑ、のゲート・ソース間が順
バイアスされて、スイッチング素子Ｑ、がオンされるも
のである０次に、駆動用スイッチング素子Ｑ１１がオフ
されて、トランスＴＩＯの１次巻線に流れる電流が断た
れると、この電流を流し続けるべく、ダイオードＤＩＯ
を介して制御電源に回生電流が流れる。このとき、トラ
ンスＴ。の２次巻線には逆起電力が発生し、ダイオード
Ｄ、を介して抵抗Ｒ１１＋に流れる電流により、抵抗Ｒ
１８の両端にはスイッチング素子Ｑ、のゲートソース間
を逆バイアスする電圧が発生し、ゲートソース間容量の
Ｎ積電荷は急速に放電され、スイッチング素子Ｑ、は速
やかにオフされるものである。

パワーＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ２．Ｑ
、の駆動回路も同様の構成を有し、同様の動作を行う。

つまり、スイッチング素子Ｑ、の駆動回路を構成するト
ランスＴｌ＋と抵抗Ｒ，，，Ｒ２゜及びダイオードＤ　
Ｉ２．Ｄ　、０、スイッチング素子Ｑ２の駆動回路を構
成するトランスＴ１２と抵抗Ｒ２，。

Ｒ２２及びダイオードＤ　Ｉ４．Ｄ　Ｉ５は、上述のス
イッチング素子Ｑ４の駆動回路を構成するトランスＴｌ
。

と抵抗Ｒ，，，Ｒ，，及びダイオードＤ、。、Ｄｌｌに
それぞれ対応する。よって、これらについての重複する
説明は省略する。

制ｆｉｔ源については特に図示していないが、商用交流
電源ＡＣから降圧トランスと全波整流器及び平滑コンデ
ンサを用いて得ることができる。また、そのアースライ
ンをスイッチング素子Ｑ１のソースと一致させておけば
、スイッチング素子Ｑの駆動回路はトランス’Ｔ”ｔｏ
〜ＴＩ２のような絶縁要素を用いずに構成することがで
きる。もっとも、本実施例において、スイッチング素子
Ｑ１をトランスを介さずに直接駆動しているのは、後述
のように、スイッチング素子Ｑ、のオン・デユーティの
変化幅を大きくするためである。

発振回路丁Ｃ，はチョッパー用スイッチング素子Ｑ、の
駆動信号を発振しており、発振回路ＩＣ２はインバータ
用スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ４の駆動信号を発振してい
る。これらの発振回路ＩＣ＋、ＩＣ２は、いずれもスイ
ッチングレギュレータ用の副扉用ＩＣ（日本電気株式会
社製造μＰＣ４９４Ｃ）よりなる。この制御用ＩＣは、
周知のように、電源端子（１２番ピン）とアース端子（
７＃ピン）の間に＄！Ｉ　＃電源を印加されて使用され
、コンデンサ端子（５′＃ビン）とアース端Ｔ−間に接
続されるコンデンサと、抵抗端子（６番ビン）とアース
端子間に接続される抵抗との時定数に応じた周波数で発
振する発振器を内蔵している。その第１の発振出力は、
第１のオープンコレクタ端子（８番ビン）と第１のオー
ブンエミッタ端子（９番ビン）の間が短絡される状態と
開放される状態が交番することにより得られ、第２の発
振出力は、第２のオーブンコレクタ端’７’（１１番ビ
ン）と第２のオープンエミッタ端子（１０番ビン）の間
が短絡される状態と開放される状態が交番することによ
り得られる。ここで、出力制御端子（１３番ビン）企ア
ースレベルに落としたときには、１石用のシンブール・
エンド動作を行い、第１の発振出力は第２の発振出力と
一致するものであり、出力側ｔｎ端子３基準電圧出力端
子（１４番ビン）に得られる基準電圧Ｖｒｅｆのレベル
に設定したときには、２石用のプッシュプル動作を行い
、第１の発振出力と第２の発振出力は所定のデッドオフ
タイムを経て、反対の状態を取る。このデッドオフタイ
ムは、基準電圧Ｖｒｅｒ又は制御；源Ｖｃｃのレベル登
分圧して、デッドオフタイム制御端子（４番ビン）に入
力することにより、設定できる。なお、非反転入力端子
（１番ビン、１６番ビン）と反転入力端子（２番ピン、
１５番ピン）は、パルス幅制御用のコンパレータの入力
端子であり、パルス幅刊御を行わない場合には、前者を
アースレベルにプルダウンし、復音を制御電源ＶＣＣの
レベルにプルアップしておくものである。また、フィー
ドバック端子（３番ビン）はパルス幅制御用の帰還入力
端子であり、使用しない場合には開放しておくものであ
る。

本実施例にあっては、発振回路ＩＣ，の電源端子（１２
ｍビン）をホＩＩ御電源に接続し、アース端子（７番ビ
ン）及び非反転入力端子（１番ビン、１６番ビン）をア
ースラインに接続１７、抵抗Ｒ２０を介して反転入力端
子（２″ｇビン、１５番ビン）を制ＯＩＩ電源Ｖｃｃに
プルアップしている。出力制御端子（１３番ビン）は基
準電圧出力端子（１４番ビン）と接続してプッシュプル
動作させているが、第１及び第２の発振出力（８番〜１
１番ビン）は使用していない。コンデンサ端子（５番ピ
ン）に接続されたコンデンサＣ１゜と、抵抗端子（６番
ビン）に接続された可変抵抗ＶＲ，の時定数により、発
振回路■Ｃ１の発振周期が決定される。コンデンサＣ５
゜の電圧は、発振周期に応じて上昇と降下を繰り返すが
、この電圧はコンパレータＣＰ、の非反転入力端子に印
加されている。コンパレータＣＰ　＋の反転入力端子に
は、制御電源電圧を可変抵抗Ｖ　Ｒ２にて分圧した基準
電圧が印加されている。コンパレータＣＰ１は、例えば
μＰＣ２７２のようなオーブンコレクタ出力の電圧比較
器である１本実施例では、コンパレータＣＰ、の出力は
抵抗Ｒ１１を介してｍ制御電源電圧にプルアップされる
と共に、否定回路Ｇ、〜Ｇ３にて反転及び波形整形して
ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子ＱＩｏのゲート
に印加されている。スイッチング素子Ｑ１゜のソースは
アースラインに接続され、ドレインは抵抗Ｒ１□を介し
て制御電源電圧にプルアップされている。このスイッチ
ング素子Ｑ１ｏのドレイン・ソース間に生じる電圧は、
チョッパー回路のスイッチング素子Ｑ、のゲート・ソー
ス間に印加されており、スイッチング素子Ｑ、を駆動し
ている。

コンパレータＣＰ、の非反転入力端子に印加されるコン
デンサＣ１゜の電圧が、反転入力端子に印加される基準
電圧よりも高くなると、コンパレータＣＰ　＋の出力は
Ｈｉｇｈ”レベルとなり、否定回路Ｇ、〜Ｇ３を介して
スイッチング素子Ｑ１０のゲート電位は“Ｌｏ−”レベ
ルとなって、スイッチング素子Ｑ　Ｉ　Ｏがオフとなり
、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧が“Ｈ
ｉｇｈ”レベルとなるので、スイッチング素子Ｑ、がオ
ンとなる。また、コンパレータＣＰ、の非反転入力端子
に印加されるコンデンサＣＩＱの電圧が、反転入力端子
に印加される基準電圧以下になると、コンパレータＣＰ
１の出力は°’Ｌｏｕ＋”レベルとなり、否定回路Ｇ１
〜Ｇ、を介してスイッチング素子Ｑ　ｔｏのゲート電位
は“Ｈｉｇｈ”レベルとなって、スイッチング素子Ｑ　
ｔｏがオンとなり、スイッチング素子Ｑ、のゲート・ソ
ース間電圧が“ＬｏＩＩ＋”レベルとなるので、スイッ
チング二子Ｑ、はオフとなる。したがって、コンパレー
タＣＰ、の反転入力端子に印加される基準電圧を可変抵
抗ＶＲ，にて操作することにより、スイッチング素子Ｑ
、のオン・デユーティを制御することができ、降圧チョ
ッパー回路の出力電圧をＩｎすることができるものであ
る。

このスイッチング素子Ｑ１のオンデユーテイは、可変抵
抗ＶＲ２の分圧比を変えることにより、０〜１００９ｏ
の範囲で可変とすることができる。そして、スイッチン
グ素子Ｑ１のオンデユーテイを０〜１００％の範囲で変
化させることにより、チョッパー回路の出力電圧を０〜
１００％、すなわち０〜２８２■の範囲で変化させるこ
とができる。

このように、スイッチング素子Ｑ、のオンデユーテイの
変化幅が大きいため、パルストランスによるスイッチン
グ素子Ｑ、の駆動は困難であり、本実施例では、スイッ
チング素子ＱＩＯのドレインをスイッチング素子Ｑ、の
ゲートに直接接続して直ｆ２％動を行っているものであ
る。

次に、発振回路ＩＣ２では出力制御端子（１３番ピ〉）
を基準電圧出力端子（１４番ビン）の基準電圧のレベル
としてプッシュプル動作させており、オーブンエミッタ
端子（９番、１０番ビン）を接地すると共に、各オーブ
ンコレクタ端子（１１１，８番ビン）に得られる発振出
力をそれぞれ否定回路Ｇ　４　、　Ｇ　ｓにて反転及び
波形整形して、インバータ駆動用の第１及び第２の基本
信号を得ている。これらの第１及び第２の基本信号は、
論理積回路ＡＮＤ、、ＡＮＤ２の一方の入力信号とされ
ている６各論埋積回路Ａ　Ｎ　Ｄ　＋　、　Ａ　Ｎ　Ｄ
　２の出力は、それぞれＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチ
ング素子Ｑ　ｌ　ｌ　ＩＱ　ｌ　２のゲートに接続され
ている。これらのスイッチング素子Ｑ　＋　＋　、　Ｑ
　ｌ　２は、前述のように、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ
、の各駆動回路におけるトランスＴ　Ｉ　Ｏ＋　Ｔ　ｌ
　１の一端にそれぞれ接続されて、スイッチング素子Ｑ
、、Ｑ、を駆動している。

この発振回路ＩＣ，のコンデンサ端子（５ｖビン）は、
発振回路ＩＣ７のコンデンサ端子（５番ピン）と共通接
続されており、マスタースレーブ動作を行−）でいる。

したがって、発振回路ＩＣ２の発振周波数は発振回路Ｉ
Ｃ，と同じ周波数となる。また、発振出力のデユーデイ
比は、基準電圧出力端子（１４１ビン）に得られる基準
電圧を可変抵抗ＶＲ３によって分圧した電圧をデッドオ
フタイム制御端子（−１番ビン）に入力することにより
決定される。なお、反転入力端子（２番ビン、１５番ビ
〉・）は抵抗Ｒ１，を介して制御電源Ｖｃｃのレベルに
プルアップしてあり、非反転入力端子（１番ビン、１６
番ビン）はアースレベルにプルダウンしている。

次に、スイッチング素子Ｑ２の制御信号は、インバータ
駆動用の第１及び第２の基本信号のうち、否定回路Ｇ、
から得られる第２の基本信号を論理積回路Ａ　Ｎ　Ｄ　
ｓにより必要に応じてゲートすることにより得られる。

論理積回路Ａ　Ｎ　Ｄ　ａのゲート信号は、カラ〉・タ
ー回路ＩＣ，にて作成している。

このカウンター回路ＩＣ，は、例えばμＰＤ４０４０よ
りなり、インバータ駆動用の第２の基本信号をカラン１
−シている。そして、その出力を論理回路により論理演
算し、論理積回路ＡＮＤ、の出力には、８周期分“Ｈｉ
ｇｈ”レベル、１２０周期分“Ｌ　ｏｗ”レベルの信号
が得られ、論理積回路ＡＮＤ。

の出力には、４周期分”Ｈｉｇｈ”レベル、１２４周期
分“Ｌｏｗ″レベルの信号が得られるようにしている。

論理積回路ＡＮＤ、の出力は、論理積回路ＡＮＤ、によ
って否定回路Ｇ、の出力と論理積演算され、スイッチン
グ素子Ｑ１．Ｊのゲート信号となっている。このように
、始動・点灯維持用インバータは、その発振回路のみな
らず、休止区間までも正確にカウントすることにより、
完全にインバータの動作周波数と同期を取っている。

次に、ランプ電流休止区間の設定、換言すれば、インバ
ータの動作区間の設定は、カウンター回路ＩＣ，におけ
る論８！精回路ＡＮＤ６の出力を否定回路Ｇ１□にて反
転した信号をトリガーとしたタイマー回路ＩＣ，の出力
により行われる。このタイマー回路ＩＣ，め出力は、上
述の論ＴＩ精回路ＡＮＤ、。

ＡＮＤ２の他方の入力に接続されており、タイマー回路
ＩＣ４の出力が’Ｈｉｇｈ”レベルであるときにのみ、
インバータは動作可能となる。

タイマー回路ＩＣ，は汎用のタイマーＩＣ（シグネティ
ックスｆｉＮＥ５５５）よりなる、このタイマー回路Ｉ
Ｃ，は、周知のように、トリガ端子（２番ビン）が（１
／３）Ｖｃｃ以下になると、トリガされて出力端子（３
１ピン）が’Ｉｌｉｇｈ”レベルとなり、放電端子（’
７１ピン）は高インピーダンスとなる。

また、スレショルド端子（６番ビン）が（２／　３　）
Ｖｅｃになると出力端子（３番ビン）が゛’Ｌｏｗ’レ
ベルとなり、放電端子（７番ビン）も“Ｌｏｗ”レベル
となる。

電源端子（８番ビン）はｆｆ１ｌ　ｆｉｌ　？Ｉ：源Ｖ
ｃｅのラインに接続され、アース端子（１番ビン）はア
ースラインに接続されている。また、リセッＩ〜端子（
４番ビン）は制ｍ電源Ｖｃｃに接続されており、周波数
制御端子（５番ビン）は、デカップリングコンデンサＣ
を介してアースラインに接続されている。タイマー回路
ＩＣ，の時定数回路を構成する可変抵抗■Ｒ１とコンデ
ンサＣ１の直列回路には、制御電源Ｖｃｉｃの電圧が印
加されている。可変抵抗ＶＲ１とコンデンサＣ１の接続
点は、タイマー回１Ｂ　Ｉ　Ｃ。

のスレショルド端子（６番ビン）及び放電端子（７番ビ
ン）に接続されており、これによって、タイマー回路Ｉ
Ｃ，は、単安定マルチバイブレータとして動作するもの
である。

この単安定マルチバイブレータは、タイマー回路ＩＣ，
の入力端子（２番ビン）が’Ｌｏｕｌ”レベルとなって
トリガされると、出力端子（３番ビン）が“Ｈｉｇｈ”
レベルとなり、放電端子（７番ビン）が高インピーダン
ス状態となって、コンデンサＣ１１が可変抵抗ＶＲ，を
介して充電され、その充電電圧がスレショルド端子（６
番ビン）のスレショルド電圧（２／３）Ｖｃｅに達する
と、出力端子（３番ビン）と放電端子（７番ビン）は“
Ｌｏｗ”レベルとなり、コンデンサＣＩ＋が放電されて
、次のトリガを待つものである、タイマー回路ＩＣ，の
出力端子（３番ビン）が“）（ｉ）Ｂｈ”レベルとなる
時間は、可変抵抗■Ｒ４とコンデンサＣ１１の時定数に
より決定され、この時間がインバータの動ｆト区間とな
る。インバータ動作区間は、トリガー信号のｒＩＡ係か
ら、８周期分〜１２８周期分まで可変とされる。

次に、本実施例の動作について説明する。

第４図（ａ）は第２の調光制御手段（降圧チョッパー回
路）による調光動作時における各部の動作波形を示して
おり、第５図（ａ）は第１の調光制御手段（休止区間制
御）による調光動作時における各部の動作波形を示して
いる。また、第４図（ｂ）及び第５図（ｂ）は、それぞ
れ第４７（ａ）及び第５図（ａ）の要部拡大波形を示し
ている。

本実施例では、調光時における放電灯のちらつきや光出
力急変に対する対策として、高電圧印加区間と、調光区
間と、インバータ休止区間を設け、インバータ休止区間
を前２者の区間と比較して非常に長く設定し、前記調光
区間において降圧チョッパー回路の出力電圧を可変とす
ることにより調光を行い、輝点を生成してから、インバ
ータ休止区間を狭めることによって、全点灯させるよう
にしている。具体的には、１区間１２８周期巾に、４周
期の高電圧印加区間と、４周期〜１２４周期可変の調光
区間と、前記調光区間に対応して１２０周期〜０周期可
変のインバータ休止区間を設けている。そして、深い調
光レベルでは、第４図に示すように、休止区間を最長の
１２０周期とし、４周期の高電圧印加区間と４周期の調
光区間を設ける。この調光区間における印加電圧のレベ
ルを上げて行くことにより調光を行い、輝点が生成され
る点灯モードに移行させる。ここでも、点灯モードが変
化する調光レベルでは光出力急変や、ちらつきは生じる
が、１２０周期のインバータ休止区間が存在するため、
１区間（１２８周期）としては、ブレイクの前後でのラ
ンプ電流変化量は少なく、光出力急変やちらつきが改善
されることとなる。

その後、第５図に示すように、調光区間を４周期から１
２４周期に広めると共に、インバータ休止区間を１２０
周期から０周期に狭めることにより、明るいレベルに調
光し、全点灯に移行させる。

また、放電灯の始動時の光出力急変についても上記動作
により改善される。まず、４周期の高電圧印加区間と４
周期の調光区間により始動させる。

二のとき、降圧チョッパー回路により調光区間における
印加電圧のレベルは低く設定しておけば、放電路は形成
されず、管両端のみが発光する。次に、降圧ヂョソバー
回路により調光区間における印加電圧のレベルを上げて
行くと、放電路がブレイクされ、管全体が発光するよう
にする。ここで乙、ブレイクした瞬間には、ある程度の
光出力の変動は生じるが、１２０周期のインバータ休止
区間が存在するため、１区間く１２８周期）としては、
ブレイクの前後でのランプ電流の変化量が少なく、始動
時の光出力急変が大幅に改善されることとなる。

［実施例３］ 第６図は本発明のさらに他の実施例のブロック図である
６本実施例にあっては、ランプ電流休止区間制御による
第１の調光制御手段３と、第２の調光制御手段４のほか
に、第３の調光制御手段６を追加したものである。この
ような回路構成を用いることにより、第１の調光制御手
段３と、第３の調光制御手段６による各調光制御幅、例
えば、周波数側御では周波数変ｆヒ幅、入力電圧制御で
は入力電圧変（ヒ幅、デユーティ制御ではデユーティ変
ｆｌを小さく抑えることができる。

例えば、実施例２の具体回路例では、第２の調光制御手
段４として降圧チョッパー回路による入力電圧振幅制御
を用いているが、その変化幅は０〜２８２Ｖである。し
かしながら、降圧チコッパー回路は、一般に出力を上げ
るにしたがって、入力電流歪が大きくなる。そこで、第
３の調光制御手段６として、例えば周波数制御方式を併
用すれば、降圧チョッパー回路による入力電圧の変化幅
を小さくすることができ、入力′：ｒ、流歪が大きい高
出力領域（例えば１４１■〜２８２Ｖ）を用いる必要が
なくなる。

もちろん、第２の調光制御手段４が入力電圧制御以外の
調光側御方式であっても、第３の調光制御手段６を併用
する効果はある。例えば、第２の調光制御手段４が周波
数制御方式である場合、その周波数変化幅が大きいと、
４ｍ３対策が困難となるが、第３の調光制御手段６を併
用することにより、第２の調光制御手段４における周波
数変化幅を小さくすることができ、雑音対策が容易とな
る。

また、第２の１光＄制御手段４にデユーティ制御方式３
用いた場合、デユーティ変化幅が大きいと、オン・デユ
ーティを絞り過ぎることにより、突入電流が流れたり、
スイッチング素子に流れる電流が進相波形になったりす
るが、第３の調光制御手段６を併用することにより、オ
ン・デユーティを余り絞り込む必要がなくなり、突入電
流や進相波形の発生を防ぐことができるものである。

［発明の効果］ 本発明によれば、上述のように、ランプ電流休止区間制
御による第１の調光制御と、ランプ電流休止区間制御以
外の第２の調光制御とを用いて放電灯を調光することに
より、ランプ電流急変に伴うちらつき、光出力急変が生
じる調光レベルでは必ずランプ電流休止区間を設けるこ
とが可能となり、したがって、巨視的に見たランプ電流
の変化量を小さくし、ちらつきや光出力急変が人間の眼
には感じられないレベルまで低減できるという効果があ
る。

なお、低光出力時の調光制御をランプ電流休止区間制御
以外の第２の調光制御手段にて行い、高光出力時の調光
制御をランプ電流休止区間による第１の調光ｉｔｌ＋御
手段にて行うようにすれば、ランプ電流休止区間制御の
みで調光を行う場合に比べて調光制御の自由度が大きく
なり、放電灯のちらつきや光出力急変の抑制効果が最も
高くなるように、ランプ電流休止区間制御を行うことが
可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の概略構成を示すブロック図
、第２図は本発明の池の実施例の概略構成を示すブロッ
ク図、第３図（ａ）、（ｂ）は同上の具体回路構成を示
す回路図、第４図及び第５図は同上の動ｆＶ波形図、第
６図は本発明のさらに他の実施例の概略構成を示すブロ
ック図、第７図は従来例の動作説明図である。 １は高周波発生回路、２は放電灯、３は第１の調光制御
手段、４は第２の調光制御手段である。 第１図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）高周波発生回路と、高周波発生回路の負荷となる
   放電灯と、高周波発生回路の負荷電流休止区間を制御す
   る第１の調光制御手段と、負荷電流休止区間制御以外の
   負荷電力制御を行う第２の調光制御手段とを備えること
   を特徴とする放電灯点灯装置。