JPH0261997A - 放電灯点灯装置 - Google Patents
放電灯点灯装置Info
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- JPH0261997A JPH0261997A JP63213016A JP21301688A JPH0261997A JP H0261997 A JPH0261997 A JP H0261997A JP 63213016 A JP63213016 A JP 63213016A JP 21301688 A JP21301688 A JP 21301688A JP H0261997 A JPH0261997 A JP H0261997A
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Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
Landscapes
- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
本発明は、インバータ装置を用いて放電灯を高周波点灯
させる放電灯点灯装置に関するものである。
させる放電灯点灯装置に関するものである。
[従来の技術]
従来、インバータ装置を用いて蛍光灯を高周波点灯させ
る放電灯点灯装置が広く用いられている。
る放電灯点灯装置が広く用いられている。
また、インバータ装置の出力を可変として蛍光灯を調光
点灯させる調光機能付きの電子安定器も知られている。
点灯させる調光機能付きの電子安定器も知られている。
さらに、より深い調光レベルまでの調光側御を可能とす
るために、間欠的に始動パルス電圧を印加し、この始動
パルス電圧の間の電圧を可変とすることにより、調光を
行う方式も提案されている。
るために、間欠的に始動パルス電圧を印加し、この始動
パルス電圧の間の電圧を可変とすることにより、調光を
行う方式も提案されている。
[発明が解決しようとする課M]
ところが、上述のような調光機能付きの電子安定25を
用いて放電灯を調光した場合に、浅い調光レベル〈比較
的明るい調光レベル)において、放電灯のちらつきや光
出力急変を生じるという問題があり、また、放電灯の始
動時においても光出力急変を生じることがあった。
用いて放電灯を調光した場合に、浅い調光レベル〈比較
的明るい調光レベル)において、放電灯のちらつきや光
出力急変を生じるという問題があり、また、放電灯の始
動時においても光出力急変を生じることがあった。
まず、浅い調光レベルにおける放電灯のちらつきや光出
力急変の原因について説明する。蛍光灯のような熱陰極
型の放電灯を一般の安定器を用いて点灯する場合、フィ
ラメントを予熱すると共に、ランプ電流となる電子がフ
ィラメントに衝突して、フィラメントが加熱されること
により、フィラメント上に輝点くスポット)が生成され
、この輝点より主たる電子が放出される。一方、調光安
定器においても、定格点灯時においては、−mの安定器
と同様の挙動を示すが、深いレベルまで調光した場合に
は、前述の電子とフィラメントの衝突が減少し、フィラ
メントの温度が低下するため、輝点が生成されにくくな
る。このため、蛍光灯を定格点灯状態から、より深いレ
ベルまで連続的に調光する場合、その過程において、輝
点の存在するモードから輝点の存在しないモードへと移
行する調光レベルが存在することとなる。この結果、前
記調光レベルの前後で放電灯の光出力急変が生じたり、
その過渡的状態において、点灯モードが不安定となって
、放電灯のちらつきを生じるものと考えられる。
力急変の原因について説明する。蛍光灯のような熱陰極
型の放電灯を一般の安定器を用いて点灯する場合、フィ
ラメントを予熱すると共に、ランプ電流となる電子がフ
ィラメントに衝突して、フィラメントが加熱されること
により、フィラメント上に輝点くスポット)が生成され
、この輝点より主たる電子が放出される。一方、調光安
定器においても、定格点灯時においては、−mの安定器
と同様の挙動を示すが、深いレベルまで調光した場合に
は、前述の電子とフィラメントの衝突が減少し、フィラ
メントの温度が低下するため、輝点が生成されにくくな
る。このため、蛍光灯を定格点灯状態から、より深いレ
ベルまで連続的に調光する場合、その過程において、輝
点の存在するモードから輝点の存在しないモードへと移
行する調光レベルが存在することとなる。この結果、前
記調光レベルの前後で放電灯の光出力急変が生じたり、
その過渡的状態において、点灯モードが不安定となって
、放電灯のちらつきを生じるものと考えられる。
次に、放電灯始動時における光出力急変について説明す
る。説明のために、放電灯を理想的なインピーダンス成
分、すなわちランプ電圧が放を開始電圧より小さければ
抵抗が無限大であり、放電開始電圧以上であれば導電体
として有限な抵抗値を持つ成分と、現実の放電灯のイン
ピーダンス成分とに別けて考える。
る。説明のために、放電灯を理想的なインピーダンス成
分、すなわちランプ電圧が放を開始電圧より小さければ
抵抗が無限大であり、放電開始電圧以上であれば導電体
として有限な抵抗値を持つ成分と、現実の放電灯のイン
ピーダンス成分とに別けて考える。
第7図において、ランプ電圧v1aを放電開始電圧以上
に昇圧して、放電灯1aを始動するわけであるが、ラン
プ電圧V1aを昇圧する際に、放電を開始しない状態で
は理想的なインピーダンス成分Z。
に昇圧して、放電灯1aを始動するわけであるが、ラン
プ電圧V1aを昇圧する際に、放電を開始しない状態で
は理想的なインピーダンス成分Z。
は無限大であり、その電流Izoは零である。一方、現
実の放電灯のインピーダンス成分Zlは有限であるため
、■la/Z1なる電流Iz、が流れることとなる。そ
して、ランプ電圧Vfaを更に昇圧し、ランプ電圧V1
aが放電開始電圧に達した瞬間、インピーダンス成分Z
0は有限の抵抗値Z。1を持つこととなる。このため、
今までI z、= Oであったのが、V j!a /
Z o+なる電流が追加的に流れ始めることとなり、結
果として、放電灯の光出力は急激に増大することとなる
。
実の放電灯のインピーダンス成分Zlは有限であるため
、■la/Z1なる電流Iz、が流れることとなる。そ
して、ランプ電圧Vfaを更に昇圧し、ランプ電圧V1
aが放電開始電圧に達した瞬間、インピーダンス成分Z
0は有限の抵抗値Z。1を持つこととなる。このため、
今までI z、= Oであったのが、V j!a /
Z o+なる電流が追加的に流れ始めることとなり、結
果として、放電灯の光出力は急激に増大することとなる
。
ここで、インピーダンス成分2、.2 、に流れる電流
■に対し、インダクタのような電流制限要素を用いて急
峻な電流変化を抑制した場合においても、今までインピ
ーダンス成分z1のみに流れていた電流Iz、がインピ
ーダンス成分Z0にも分流されることとなり、放電灯の
光出力は急激に増大する。
■に対し、インダクタのような電流制限要素を用いて急
峻な電流変化を抑制した場合においても、今までインピ
ーダンス成分z1のみに流れていた電流Iz、がインピ
ーダンス成分Z0にも分流されることとなり、放電灯の
光出力は急激に増大する。
以上、放電灯始動時における光出力急変の原理について
簡単に説明したが、放電灯と並列にインピーダンス素子
が接続された安定器においては、そのインピーダンス素
子が上述のインピーダンス成分Z1に並列接続される訳
であるから、光出力急変はより激しいものとなる。
簡単に説明したが、放電灯と並列にインピーダンス素子
が接続された安定器においては、そのインピーダンス素
子が上述のインピーダンス成分Z1に並列接続される訳
であるから、光出力急変はより激しいものとなる。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、定格点灯状態から深いレベルま
で調光しても、放電灯のちらつきや光出力の急変を生じ
ることがなく、安定な始動並びに調光点灯が行える放電
灯点灯装置を提供することにある。
の目的とするところは、定格点灯状態から深いレベルま
で調光しても、放電灯のちらつきや光出力の急変を生じ
ることがなく、安定な始動並びに調光点灯が行える放電
灯点灯装置を提供することにある。
[課題を解決するための手段]
本発明に係る放電灯点灯装置にあっては、上記の課題を
解決するために、第1図に示すように、高周波発生回路
1と、高周波発生回路1の負荷となる放電灯2と、高周
波発生回路1の負荷電流休止区間を制御する第1の調光
制御手段3と、負荷電流休止区間制御以外の負荷電力制
御を行う第2の調光制御手段4とを備えることを特徴と
するものである。
解決するために、第1図に示すように、高周波発生回路
1と、高周波発生回路1の負荷となる放電灯2と、高周
波発生回路1の負荷電流休止区間を制御する第1の調光
制御手段3と、負荷電流休止区間制御以外の負荷電力制
御を行う第2の調光制御手段4とを備えることを特徴と
するものである。
ここで、上記放電灯2の始動時及びフィラメントに輝点
が生成されない調光レベルにおいては、必ず負荷電流休
止区間が存在するように調光制御を行うものである。し
たがって、放電灯2の光出力を減光する場合には、第1
の調光制御手段3により負荷電流休止区間を長くして減
光した後、第2の調光制御手段4により更に減光し、反
対に、光出力を増光する場合には、第2の調光制御手段
4により増光した後、第1の調光制御手段3により負荷
電流休止区間を短くして更に増光するものである。
が生成されない調光レベルにおいては、必ず負荷電流休
止区間が存在するように調光制御を行うものである。し
たがって、放電灯2の光出力を減光する場合には、第1
の調光制御手段3により負荷電流休止区間を長くして減
光した後、第2の調光制御手段4により更に減光し、反
対に、光出力を増光する場合には、第2の調光制御手段
4により増光した後、第1の調光制御手段3により負荷
電流休止区間を短くして更に増光するものである。
なお、第2の調光制御手段4による調光制御区間しは4
0μsecよりも大きく設定し、この調光制御区間tと
第1の調光制御手段3によるランプ電流休止区間とを合
わせた時間Tは2Q請sec未満とし、ランプ電流休止
区間を最大としたときのし/Tの値、つまりLETの最
小値は115以下に設定することが7ましい。
0μsecよりも大きく設定し、この調光制御区間tと
第1の調光制御手段3によるランプ電流休止区間とを合
わせた時間Tは2Q請sec未満とし、ランプ電流休止
区間を最大としたときのし/Tの値、つまりLETの最
小値は115以下に設定することが7ましい。
[作用]
本発明にあっては、このように、放電灯2が始動しなと
き、及びフィラメントに輝点が生成されないときには、
ランプ電流休止区間が必ず存在するものとしたから、巨
視的に見た場合、ランプ電流の変化量が小さくなり、放
電灯のちらつきや、光出力急変を防Ii:することがで
きるものである。
き、及びフィラメントに輝点が生成されないときには、
ランプ電流休止区間が必ず存在するものとしたから、巨
視的に見た場合、ランプ電流の変化量が小さくなり、放
電灯のちらつきや、光出力急変を防Ii:することがで
きるものである。
また、ランプ電流休止区間制御のみを用いる調光制御に
比べると、調光制御の自由度が大きくなっているため、
放電灯の光出力が低いときに、ちらつきや光出力急変が
最も生じにくいように、ランプ電流休止区間を設定でき
るものである。特に、第1の調光制御手段と第2の調光
制御手段の動作区間を適切に設定すれば、放電灯のちら
つき、光出力急変を人間の眼に感じさせないレベルまで
低減することが可能となるものである。
比べると、調光制御の自由度が大きくなっているため、
放電灯の光出力が低いときに、ちらつきや光出力急変が
最も生じにくいように、ランプ電流休止区間を設定でき
るものである。特に、第1の調光制御手段と第2の調光
制御手段の動作区間を適切に設定すれば、放電灯のちら
つき、光出力急変を人間の眼に感じさせないレベルまで
低減することが可能となるものである。
[実施例1]
第1図は本発明の最も基本的な実施例のブロック回路図
である。この放電灯点灯装置において、放電灯2の光出
力を増光する場合には、まず、調光信号■により、第2
の調光制御手段4で増光するものとする。このとき、ラ
ンプ電流112aには休止区間が存在するものとする。
である。この放電灯点灯装置において、放電灯2の光出
力を増光する場合には、まず、調光信号■により、第2
の調光制御手段4で増光するものとする。このとき、ラ
ンプ電流112aには休止区間が存在するものとする。
第2の調光制御手段4で増光した後、調光信号Iにより
、第1の調光制御手段3でランプ電流の休止区間を狭め
て増光し、定格点灯に至らせるものとする。ただし、第
1の調光制御手段3による調光制御に移行する前に、放
電灯2の始動及び輝点生成による点灯モードへの移行は
完全に行われているものとする。
、第1の調光制御手段3でランプ電流の休止区間を狭め
て増光し、定格点灯に至らせるものとする。ただし、第
1の調光制御手段3による調光制御に移行する前に、放
電灯2の始動及び輝点生成による点灯モードへの移行は
完全に行われているものとする。
なお、放電灯2を減光する場合には、増光とは全く逆の
過程により減光するものとする。
過程により減光するものとする。
このように制御することによって、放電灯2の始動と、
輝点生成による点灯モードと輝点生成によらない点灯モ
ードとの移行が、第2の調光制御手段4による調光時に
行われることとなる。その場合、ランプ電流休止区間が
存在するため、ランプ電流休止区間が存在しない従来の
調光制御方式に比べて、巨視的に見たランプ電流の変化
量が少なくなり、放電灯2のちらつきや光出力急変を回
避できることとなる。
輝点生成による点灯モードと輝点生成によらない点灯モ
ードとの移行が、第2の調光制御手段4による調光時に
行われることとなる。その場合、ランプ電流休止区間が
存在するため、ランプ電流休止区間が存在しない従来の
調光制御方式に比べて、巨視的に見たランプ電流の変化
量が少なくなり、放電灯2のちらつきや光出力急変を回
避できることとなる。
[実施例2]
第2図は本発明の池の実施例のブロック図である。本実
施例にあっては、より深いレベルまで安定して調光でき
るように、低光束安定点灯手段5を備えたものである。
施例にあっては、より深いレベルまで安定して調光でき
るように、低光束安定点灯手段5を備えたものである。
その具体的な回路構成を第3図に示す、第3図(a)は
主回路の構成を示しており、同図(b)は制御回路の構
成を示している。
主回路の構成を示しており、同図(b)は制御回路の構
成を示している。
まず、主回路の構成について設明する。商用交流電源A
Cには、正の半サイクルで導通するダイオードD、を
介してコンデンサC3が接続されると共に、負の半サイ
クルで導通するダイオードD2を介してコンデンサC1
が接続されている。各コンデンサC、、C4には抵抗R
,,R,がそれぞれ並列接続されている。コンデンサC
3、C4は直列に接続されており、コンデンサC1の正
端子とコンデンサC4の負端子の間には、商用交流電源
ACを倍電圧整流及び平滑した高い直流電圧が得られる
。
Cには、正の半サイクルで導通するダイオードD、を
介してコンデンサC3が接続されると共に、負の半サイ
クルで導通するダイオードD2を介してコンデンサC1
が接続されている。各コンデンサC、、C4には抵抗R
,,R,がそれぞれ並列接続されている。コンデンサC
3、C4は直列に接続されており、コンデンサC1の正
端子とコンデンサC4の負端子の間には、商用交流電源
ACを倍電圧整流及び平滑した高い直流電圧が得られる
。
なお、商用交流電源ACとダイオードD 1. D 2
の間に挿入されたフィルタ回路は、コンデンサCC2と
1−ランスT1及び非線形抵抗素子ZNRよりなり、高
周波ノイズが電源ラインに漏洩することを防止している
。また、ヒユーズFは過電流防止用である。
の間に挿入されたフィルタ回路は、コンデンサCC2と
1−ランスT1及び非線形抵抗素子ZNRよりなり、高
周波ノイズが電源ラインに漏洩することを防止している
。また、ヒユーズFは過電流防止用である。
コンデンサC1の正端子は、パワーMO3FIETより
なるスイッチング素子Q1と、限流用のインダクタしl
を介して、平滑用のコンデンサC5の正端子に接続され
ている。コンデンサC7の負端子は、コンデンサC1の
負端子に接続されると共に、フライホイール電流通電用
のダイオードD。
なるスイッチング素子Q1と、限流用のインダクタしl
を介して、平滑用のコンデンサC5の正端子に接続され
ている。コンデンサC7の負端子は、コンデンサC1の
負端子に接続されると共に、フライホイール電流通電用
のダイオードD。
のアノード・カソード間を介して、スイッチング素子Q
1とインダクタL1の接続点に接続されている。コンデ
ンサC3の両端には抵抗R3が並列接続されている。ス
イッチング素子Q1がオンされると、コンデンサC、、
C、から、スイッチング素子Q、、インダクタL1を介
してコンデンサC5に電流が流れ、インダクタL、には
電磁エネルギーが蓄積される。スイッチング素子Q、が
オフされると、インダクタL1の電磁エネルギーがダイ
オードD、を介してコンデンサC6に放出される。これ
によって、周知の降圧チョッパー回路を構成している。
1とインダクタL1の接続点に接続されている。コンデ
ンサC3の両端には抵抗R3が並列接続されている。ス
イッチング素子Q1がオンされると、コンデンサC、、
C、から、スイッチング素子Q、、インダクタL1を介
してコンデンサC5に電流が流れ、インダクタL、には
電磁エネルギーが蓄積される。スイッチング素子Q、が
オフされると、インダクタL1の電磁エネルギーがダイ
オードD、を介してコンデンサC6に放出される。これ
によって、周知の降圧チョッパー回路を構成している。
このコンデンサC9に充電される直流電圧は、コンデン
サC) 、 C4の直列回路に得られる電圧よりも低い
。
サC) 、 C4の直列回路に得られる電圧よりも低い
。
コンデンサC9に得られた直流電圧は、逆流阻止用のダ
イオードD4を介して、パワーMO3FETよりなるス
イッチング素子Q3.Q、の直列回路に印加されている
。一方のスイッチング素子Q4の両端には、直流分カッ
l−用の結かコンデンサC6と、インダクタL2を介し
て、放電灯1aと共振用コンデンサC7の並列回路が接
続されている。スイッチング素子Q、、Q、は交互にオ
ン、オフされ、これによって、スイッチング素子Q、の
両端には、矩形波状の電圧が発生する。この矩形状の電
圧は、直流分カット用の結合コンデンサC6を介して、
インダクタL2と共振用コンデンサC1よりなる■−〇
直列共振回路に交流電圧として印加され、コンデンサC
7の両端に共振作用によって生じる高電圧により放電灯
jaが始動・点灯する。
イオードD4を介して、パワーMO3FETよりなるス
イッチング素子Q3.Q、の直列回路に印加されている
。一方のスイッチング素子Q4の両端には、直流分カッ
l−用の結かコンデンサC6と、インダクタL2を介し
て、放電灯1aと共振用コンデンサC7の並列回路が接
続されている。スイッチング素子Q、、Q、は交互にオ
ン、オフされ、これによって、スイッチング素子Q、の
両端には、矩形波状の電圧が発生する。この矩形状の電
圧は、直流分カット用の結合コンデンサC6を介して、
インダクタL2と共振用コンデンサC1よりなる■−〇
直列共振回路に交流電圧として印加され、コンデンサC
7の両端に共振作用によって生じる高電圧により放電灯
jaが始動・点灯する。
一方、コンデンサC、、C、の直列回路に得られた高い
直流電圧は、パワーMO3FETよりなるスイッチング
素子Q2.Q、の直列回路に印加されている。スイッチ
ング素子Q、の両端には、上述のように、結合コンデン
サC6を介してLC共振回路を含む負荷回路が接続され
ている。したがって、上述のスイッチング素子Q、、Q
、の直列回路を含む回路を第1の高周波発生回路とすれ
ば、このスイッチング素子Q2.Q、の直列回路を含む
回路は第2の高周波発生回路を構成しており、両者はス
イッチング素子Q4と、結合コンデンサC6、及び負荷
回路を共用している0以上の第1及び第2の高周波発生
回路を含めて、第2図に示す高周波発生回路1が構成さ
れている。ここで、スイッチング素子Q、、Q、よりな
る高周波発生回路は始動・点灯維持用インバータを構成
しており、スイッチング素子Q、、Q4よりなる高周波
発生回路は調光用インバータを構成している。前者は、
ダイオードD、、D、、抵抗R,,R2、コンデンサC
y 、 C<から成る倍圧整流平滑回路から給電されて
おり、その電源電圧は約282vである。また、後者は
前記倍圧整流平滑回路の出力をスイッチング素子Q1と
ダイオードD3、インダクタL1、コンデンサC9及び
抵抗R1より構成される降圧チョッパー回路の出力電圧
を電源としている。
直流電圧は、パワーMO3FETよりなるスイッチング
素子Q2.Q、の直列回路に印加されている。スイッチ
ング素子Q、の両端には、上述のように、結合コンデン
サC6を介してLC共振回路を含む負荷回路が接続され
ている。したがって、上述のスイッチング素子Q、、Q
、の直列回路を含む回路を第1の高周波発生回路とすれ
ば、このスイッチング素子Q2.Q、の直列回路を含む
回路は第2の高周波発生回路を構成しており、両者はス
イッチング素子Q4と、結合コンデンサC6、及び負荷
回路を共用している0以上の第1及び第2の高周波発生
回路を含めて、第2図に示す高周波発生回路1が構成さ
れている。ここで、スイッチング素子Q、、Q、よりな
る高周波発生回路は始動・点灯維持用インバータを構成
しており、スイッチング素子Q、、Q4よりなる高周波
発生回路は調光用インバータを構成している。前者は、
ダイオードD、、D、、抵抗R,,R2、コンデンサC
y 、 C<から成る倍圧整流平滑回路から給電されて
おり、その電源電圧は約282vである。また、後者は
前記倍圧整流平滑回路の出力をスイッチング素子Q1と
ダイオードD3、インダクタL1、コンデンサC9及び
抵抗R1より構成される降圧チョッパー回路の出力電圧
を電源としている。
インダクタL2とコンデンサC7を含む共振系について
は、最低調光レベルでの始動時、すなわち始動・点灯維
持用インバータが4周期動作した後、調光用インバータ
が4周期動作した状態で、放電灯1aが始動し、且つ0
.5%未満の調光レベルとなるように、また、全点灯時
、すなわち常に282Vを給電されている状態では、ラ
ンプ電流が定格電流以上流れるように設計されている。
は、最低調光レベルでの始動時、すなわち始動・点灯維
持用インバータが4周期動作した後、調光用インバータ
が4周期動作した状態で、放電灯1aが始動し、且つ0
.5%未満の調光レベルとなるように、また、全点灯時
、すなわち常に282Vを給電されている状態では、ラ
ンプ電流が定格電流以上流れるように設計されている。
なお、ダイオードD4は、スイッチング素子Q2がオン
したときに、スイッチング素子Q、のトレイン・ソース
間に寄生する逆並列ダイオードを介して、コンデンサC
3,C、から降圧チョッパー回路のコンデンサC5に電
流が逆流することを防ぐために設けられている。コンデ
ンサc3とスイッチング素子Q2の間には、ダイオード
D、に相当する素子が設けられていないが、これはコン
デンサC、、C、の電圧がコンデンサC1の電圧よりも
高いので、スイッチング素子Q、がオンしても、スイッ
チング素子Q2のドレイン・ソース間に寄生する逆並列
ダイオードを介して、コンデンサC5がらコンデンサC
、、C4に電流が流れ込む恐れはないからである。
したときに、スイッチング素子Q、のトレイン・ソース
間に寄生する逆並列ダイオードを介して、コンデンサC
3,C、から降圧チョッパー回路のコンデンサC5に電
流が逆流することを防ぐために設けられている。コンデ
ンサc3とスイッチング素子Q2の間には、ダイオード
D、に相当する素子が設けられていないが、これはコン
デンサC、、C、の電圧がコンデンサC1の電圧よりも
高いので、スイッチング素子Q、がオンしても、スイッ
チング素子Q2のドレイン・ソース間に寄生する逆並列
ダイオードを介して、コンデンサC5がらコンデンサC
、、C4に電流が流れ込む恐れはないからである。
次に、第3図(b)に示す制御回路部について説明する
。スイッチング素子Q、の駆動回路は、トランスT1゜
と抵抗R,,,R,,及びダイオードDIGD I+よ
りなる。 +−ランスT I Oの1次巻線のセンター
タップは$11御電源に接続され、1次巻線の一端は駆
動用スイッチング素子QIIを介して接地され、1次巻
線の他端はダイオードD1゜を介して接地されている。
。スイッチング素子Q、の駆動回路は、トランスT1゜
と抵抗R,,,R,,及びダイオードDIGD I+よ
りなる。 +−ランスT I Oの1次巻線のセンター
タップは$11御電源に接続され、1次巻線の一端は駆
動用スイッチング素子QIIを介して接地され、1次巻
線の他端はダイオードD1゜を介して接地されている。
+−ランスT10の2次巻線の一端はスイッチング素
子Q4のソースに接続され、他端は順バイアス用の抵抗
Rl ?及び逆バイアス用のダイオードD11を介して
スイッチング素子Q4のゲートに接続されている。スイ
ッチング素子Q4のゲート・ソース間には、抵抗RIM
が並列接続されている。
子Q4のソースに接続され、他端は順バイアス用の抵抗
Rl ?及び逆バイアス用のダイオードD11を介して
スイッチング素子Q4のゲートに接続されている。スイ
ッチング素子Q4のゲート・ソース間には、抵抗RIM
が並列接続されている。
今、駆動用スイッチング素子Q、がオンされて、トラン
スT1゜の1次巻線の一端が接地されると、トランスT
1゜の1次巻線のセンタータップに印加された制91I
電源により1次巻線に電流が流れ、トランスT 1 o
の2次巻線に接続された抵抗R+ t 、 RIHの直
列回路に電流が流れて、抵抗RIIの両端に生じる電圧
により、スイッチング素子Q、のゲート・ソース間が順
バイアスされて、スイッチング素子Q、がオンされるも
のである0次に、駆動用スイッチング素子Q11がオフ
されて、トランスTIOの1次巻線に流れる電流が断た
れると、この電流を流し続けるべく、ダイオードDIO
を介して制御電源に回生電流が流れる。このとき、トラ
ンスT。の2次巻線には逆起電力が発生し、ダイオード
D、を介して抵抗R11+に流れる電流により、抵抗R
18の両端にはスイッチング素子Q、のゲートソース間
を逆バイアスする電圧が発生し、ゲートソース間容量の
N積電荷は急速に放電され、スイッチング素子Q、は速
やかにオフされるものである。
スT1゜の1次巻線の一端が接地されると、トランスT
1゜の1次巻線のセンタータップに印加された制91I
電源により1次巻線に電流が流れ、トランスT 1 o
の2次巻線に接続された抵抗R+ t 、 RIHの直
列回路に電流が流れて、抵抗RIIの両端に生じる電圧
により、スイッチング素子Q、のゲート・ソース間が順
バイアスされて、スイッチング素子Q、がオンされるも
のである0次に、駆動用スイッチング素子Q11がオフ
されて、トランスTIOの1次巻線に流れる電流が断た
れると、この電流を流し続けるべく、ダイオードDIO
を介して制御電源に回生電流が流れる。このとき、トラ
ンスT。の2次巻線には逆起電力が発生し、ダイオード
D、を介して抵抗R11+に流れる電流により、抵抗R
18の両端にはスイッチング素子Q、のゲートソース間
を逆バイアスする電圧が発生し、ゲートソース間容量の
N積電荷は急速に放電され、スイッチング素子Q、は速
やかにオフされるものである。
パワーMOSFETよりなるスイッチング素子Q2.Q
、の駆動回路も同様の構成を有し、同様の動作を行う。
、の駆動回路も同様の構成を有し、同様の動作を行う。
つまり、スイッチング素子Q、の駆動回路を構成するト
ランスTl+と抵抗R,,,R2゜及びダイオードD
I2.D 、0、スイッチング素子Q2の駆動回路を構
成するトランスT12と抵抗R2,。
ランスTl+と抵抗R,,,R2゜及びダイオードD
I2.D 、0、スイッチング素子Q2の駆動回路を構
成するトランスT12と抵抗R2,。
R22及びダイオードD I4.D I5は、上述のス
イッチング素子Q4の駆動回路を構成するトランスTl
。
イッチング素子Q4の駆動回路を構成するトランスTl
。
と抵抗R,,,R,,及びダイオードD、。、Dllに
それぞれ対応する。よって、これらについての重複する
説明は省略する。
それぞれ対応する。よって、これらについての重複する
説明は省略する。
制fit源については特に図示していないが、商用交流
電源ACから降圧トランスと全波整流器及び平滑コンデ
ンサを用いて得ることができる。また、そのアースライ
ンをスイッチング素子Q1のソースと一致させておけば
、スイッチング素子Qの駆動回路はトランス’T”to
〜TI2のような絶縁要素を用いずに構成することがで
きる。もっとも、本実施例において、スイッチング素子
Q1をトランスを介さずに直接駆動しているのは、後述
のように、スイッチング素子Q、のオン・デユーティの
変化幅を大きくするためである。
電源ACから降圧トランスと全波整流器及び平滑コンデ
ンサを用いて得ることができる。また、そのアースライ
ンをスイッチング素子Q1のソースと一致させておけば
、スイッチング素子Qの駆動回路はトランス’T”to
〜TI2のような絶縁要素を用いずに構成することがで
きる。もっとも、本実施例において、スイッチング素子
Q1をトランスを介さずに直接駆動しているのは、後述
のように、スイッチング素子Q、のオン・デユーティの
変化幅を大きくするためである。
発振回路丁C,はチョッパー用スイッチング素子Q、の
駆動信号を発振しており、発振回路IC2はインバータ
用スイッチング素子Q2〜Q4の駆動信号を発振してい
る。これらの発振回路IC+、IC2は、いずれもスイ
ッチングレギュレータ用の副扉用IC(日本電気株式会
社製造μPC494C)よりなる。この制御用ICは、
周知のように、電源端子(12番ピン)とアース端子(
7#ピン)の間に$!I #電源を印加されて使用され
、コンデンサ端子(5′#ビン)とアース端T−間に接
続されるコンデンサと、抵抗端子(6番ビン)とアース
端子間に接続される抵抗との時定数に応じた周波数で発
振する発振器を内蔵している。その第1の発振出力は、
第1のオープンコレクタ端子(8番ビン)と第1のオー
ブンエミッタ端子(9番ビン)の間が短絡される状態と
開放される状態が交番することにより得られ、第2の発
振出力は、第2のオーブンコレクタ端’7’(11番ビ
ン)と第2のオープンエミッタ端子(10番ビン)の間
が短絡される状態と開放される状態が交番することによ
り得られる。ここで、出力制御端子(13番ビン)企ア
ースレベルに落としたときには、1石用のシンブール・
エンド動作を行い、第1の発振出力は第2の発振出力と
一致するものであり、出力側tn端子3基準電圧出力端
子(14番ビン)に得られる基準電圧Vrefのレベル
に設定したときには、2石用のプッシュプル動作を行い
、第1の発振出力と第2の発振出力は所定のデッドオフ
タイムを経て、反対の状態を取る。このデッドオフタイ
ムは、基準電圧Vrer又は制御;源Vccのレベル登
分圧して、デッドオフタイム制御端子(4番ビン)に入
力することにより、設定できる。なお、非反転入力端子
(1番ビン、16番ビン)と反転入力端子(2番ピン、
15番ピン)は、パルス幅制御用のコンパレータの入力
端子であり、パルス幅刊御を行わない場合には、前者を
アースレベルにプルダウンし、復音を制御電源VCCの
レベルにプルアップしておくものである。また、フィー
ドバック端子(3番ビン)はパルス幅制御用の帰還入力
端子であり、使用しない場合には開放しておくものであ
る。
駆動信号を発振しており、発振回路IC2はインバータ
用スイッチング素子Q2〜Q4の駆動信号を発振してい
る。これらの発振回路IC+、IC2は、いずれもスイ
ッチングレギュレータ用の副扉用IC(日本電気株式会
社製造μPC494C)よりなる。この制御用ICは、
周知のように、電源端子(12番ピン)とアース端子(
7#ピン)の間に$!I #電源を印加されて使用され
、コンデンサ端子(5′#ビン)とアース端T−間に接
続されるコンデンサと、抵抗端子(6番ビン)とアース
端子間に接続される抵抗との時定数に応じた周波数で発
振する発振器を内蔵している。その第1の発振出力は、
第1のオープンコレクタ端子(8番ビン)と第1のオー
ブンエミッタ端子(9番ビン)の間が短絡される状態と
開放される状態が交番することにより得られ、第2の発
振出力は、第2のオーブンコレクタ端’7’(11番ビ
ン)と第2のオープンエミッタ端子(10番ビン)の間
が短絡される状態と開放される状態が交番することによ
り得られる。ここで、出力制御端子(13番ビン)企ア
ースレベルに落としたときには、1石用のシンブール・
エンド動作を行い、第1の発振出力は第2の発振出力と
一致するものであり、出力側tn端子3基準電圧出力端
子(14番ビン)に得られる基準電圧Vrefのレベル
に設定したときには、2石用のプッシュプル動作を行い
、第1の発振出力と第2の発振出力は所定のデッドオフ
タイムを経て、反対の状態を取る。このデッドオフタイ
ムは、基準電圧Vrer又は制御;源Vccのレベル登
分圧して、デッドオフタイム制御端子(4番ビン)に入
力することにより、設定できる。なお、非反転入力端子
(1番ビン、16番ビン)と反転入力端子(2番ピン、
15番ピン)は、パルス幅制御用のコンパレータの入力
端子であり、パルス幅刊御を行わない場合には、前者を
アースレベルにプルダウンし、復音を制御電源VCCの
レベルにプルアップしておくものである。また、フィー
ドバック端子(3番ビン)はパルス幅制御用の帰還入力
端子であり、使用しない場合には開放しておくものであ
る。
本実施例にあっては、発振回路IC,の電源端子(12
mビン)をホII御電源に接続し、アース端子(7番ビ
ン)及び非反転入力端子(1番ビン、16番ビン)をア
ースラインに接続17、抵抗R20を介して反転入力端
子(2″gビン、15番ビン)を制OII電源Vccに
プルアップしている。出力制御端子(13番ビン)は基
準電圧出力端子(14番ビン)と接続してプッシュプル
動作させているが、第1及び第2の発振出力(8番〜1
1番ビン)は使用していない。コンデンサ端子(5番ピ
ン)に接続されたコンデンサC1゜と、抵抗端子(6番
ビン)に接続された可変抵抗VR,の時定数により、発
振回路■C1の発振周期が決定される。コンデンサC5
゜の電圧は、発振周期に応じて上昇と降下を繰り返すが
、この電圧はコンパレータCP、の非反転入力端子に印
加されている。コンパレータCP +の反転入力端子に
は、制御電源電圧を可変抵抗V R2にて分圧した基準
電圧が印加されている。コンパレータCP1は、例えば
μPC272のようなオーブンコレクタ出力の電圧比較
器である1本実施例では、コンパレータCP、の出力は
抵抗R11を介してm制御電源電圧にプルアップされる
と共に、否定回路G、〜G3にて反転及び波形整形して
MOSFETよりなるスイッチング素子QIoのゲート
に印加されている。スイッチング素子Q1゜のソースは
アースラインに接続され、ドレインは抵抗R1□を介し
て制御電源電圧にプルアップされている。このスイッチ
ング素子Q1oのドレイン・ソース間に生じる電圧は、
チョッパー回路のスイッチング素子Q、のゲート・ソー
ス間に印加されており、スイッチング素子Q、を駆動し
ている。
mビン)をホII御電源に接続し、アース端子(7番ビ
ン)及び非反転入力端子(1番ビン、16番ビン)をア
ースラインに接続17、抵抗R20を介して反転入力端
子(2″gビン、15番ビン)を制OII電源Vccに
プルアップしている。出力制御端子(13番ビン)は基
準電圧出力端子(14番ビン)と接続してプッシュプル
動作させているが、第1及び第2の発振出力(8番〜1
1番ビン)は使用していない。コンデンサ端子(5番ピ
ン)に接続されたコンデンサC1゜と、抵抗端子(6番
ビン)に接続された可変抵抗VR,の時定数により、発
振回路■C1の発振周期が決定される。コンデンサC5
゜の電圧は、発振周期に応じて上昇と降下を繰り返すが
、この電圧はコンパレータCP、の非反転入力端子に印
加されている。コンパレータCP +の反転入力端子に
は、制御電源電圧を可変抵抗V R2にて分圧した基準
電圧が印加されている。コンパレータCP1は、例えば
μPC272のようなオーブンコレクタ出力の電圧比較
器である1本実施例では、コンパレータCP、の出力は
抵抗R11を介してm制御電源電圧にプルアップされる
と共に、否定回路G、〜G3にて反転及び波形整形して
MOSFETよりなるスイッチング素子QIoのゲート
に印加されている。スイッチング素子Q1゜のソースは
アースラインに接続され、ドレインは抵抗R1□を介し
て制御電源電圧にプルアップされている。このスイッチ
ング素子Q1oのドレイン・ソース間に生じる電圧は、
チョッパー回路のスイッチング素子Q、のゲート・ソー
ス間に印加されており、スイッチング素子Q、を駆動し
ている。
コンパレータCP、の非反転入力端子に印加されるコン
デンサC1゜の電圧が、反転入力端子に印加される基準
電圧よりも高くなると、コンパレータCP +の出力は
High”レベルとなり、否定回路G、〜G3を介して
スイッチング素子Q10のゲート電位は“Lo−”レベ
ルとなって、スイッチング素子Q I Oがオフとなり
、スイッチング素子Q1のゲート・ソース間電圧が“H
igh”レベルとなるので、スイッチング素子Q、がオ
ンとなる。また、コンパレータCP、の非反転入力端子
に印加されるコンデンサCIQの電圧が、反転入力端子
に印加される基準電圧以下になると、コンパレータCP
1の出力は°’Lou+”レベルとなり、否定回路G1
〜G、を介してスイッチング素子Q toのゲート電位
は“High”レベルとなって、スイッチング素子Q
toがオンとなり、スイッチング素子Q、のゲート・ソ
ース間電圧が“LoII+”レベルとなるので、スイッ
チング二子Q、はオフとなる。したがって、コンパレー
タCP、の反転入力端子に印加される基準電圧を可変抵
抗VR,にて操作することにより、スイッチング素子Q
、のオン・デユーティを制御することができ、降圧チョ
ッパー回路の出力電圧をInすることができるものであ
る。
デンサC1゜の電圧が、反転入力端子に印加される基準
電圧よりも高くなると、コンパレータCP +の出力は
High”レベルとなり、否定回路G、〜G3を介して
スイッチング素子Q10のゲート電位は“Lo−”レベ
ルとなって、スイッチング素子Q I Oがオフとなり
、スイッチング素子Q1のゲート・ソース間電圧が“H
igh”レベルとなるので、スイッチング素子Q、がオ
ンとなる。また、コンパレータCP、の非反転入力端子
に印加されるコンデンサCIQの電圧が、反転入力端子
に印加される基準電圧以下になると、コンパレータCP
1の出力は°’Lou+”レベルとなり、否定回路G1
〜G、を介してスイッチング素子Q toのゲート電位
は“High”レベルとなって、スイッチング素子Q
toがオンとなり、スイッチング素子Q、のゲート・ソ
ース間電圧が“LoII+”レベルとなるので、スイッ
チング二子Q、はオフとなる。したがって、コンパレー
タCP、の反転入力端子に印加される基準電圧を可変抵
抗VR,にて操作することにより、スイッチング素子Q
、のオン・デユーティを制御することができ、降圧チョ
ッパー回路の出力電圧をInすることができるものであ
る。
このスイッチング素子Q1のオンデユーテイは、可変抵
抗VR2の分圧比を変えることにより、0〜1009o
の範囲で可変とすることができる。そして、スイッチン
グ素子Q1のオンデユーテイを0〜100%の範囲で変
化させることにより、チョッパー回路の出力電圧を0〜
100%、すなわち0〜282■の範囲で変化させるこ
とができる。
抗VR2の分圧比を変えることにより、0〜1009o
の範囲で可変とすることができる。そして、スイッチン
グ素子Q1のオンデユーテイを0〜100%の範囲で変
化させることにより、チョッパー回路の出力電圧を0〜
100%、すなわち0〜282■の範囲で変化させるこ
とができる。
このように、スイッチング素子Q、のオンデユーテイの
変化幅が大きいため、パルストランスによるスイッチン
グ素子Q、の駆動は困難であり、本実施例では、スイッ
チング素子QIOのドレインをスイッチング素子Q、の
ゲートに直接接続して直f2%動を行っているものであ
る。
変化幅が大きいため、パルストランスによるスイッチン
グ素子Q、の駆動は困難であり、本実施例では、スイッ
チング素子QIOのドレインをスイッチング素子Q、の
ゲートに直接接続して直f2%動を行っているものであ
る。
次に、発振回路IC2では出力制御端子(13番ピ〉)
を基準電圧出力端子(14番ビン)の基準電圧のレベル
としてプッシュプル動作させており、オーブンエミッタ
端子(9番、10番ビン)を接地すると共に、各オーブ
ンコレクタ端子(111,8番ビン)に得られる発振出
力をそれぞれ否定回路G 4 、 G sにて反転及び
波形整形して、インバータ駆動用の第1及び第2の基本
信号を得ている。これらの第1及び第2の基本信号は、
論理積回路AND、、AND2の一方の入力信号とされ
ている6各論埋積回路A N D + 、 A N D
2の出力は、それぞれMOSFETよりなるスイッチ
ング素子Q l l IQ l 2のゲートに接続され
ている。これらのスイッチング素子Q + + 、 Q
l 2は、前述のように、スイッチング素子Q、、Q
、の各駆動回路におけるトランスT I O+ T l
1の一端にそれぞれ接続されて、スイッチング素子Q
、、Q、を駆動している。
を基準電圧出力端子(14番ビン)の基準電圧のレベル
としてプッシュプル動作させており、オーブンエミッタ
端子(9番、10番ビン)を接地すると共に、各オーブ
ンコレクタ端子(111,8番ビン)に得られる発振出
力をそれぞれ否定回路G 4 、 G sにて反転及び
波形整形して、インバータ駆動用の第1及び第2の基本
信号を得ている。これらの第1及び第2の基本信号は、
論理積回路AND、、AND2の一方の入力信号とされ
ている6各論埋積回路A N D + 、 A N D
2の出力は、それぞれMOSFETよりなるスイッチ
ング素子Q l l IQ l 2のゲートに接続され
ている。これらのスイッチング素子Q + + 、 Q
l 2は、前述のように、スイッチング素子Q、、Q
、の各駆動回路におけるトランスT I O+ T l
1の一端にそれぞれ接続されて、スイッチング素子Q
、、Q、を駆動している。
この発振回路IC,のコンデンサ端子(5vビン)は、
発振回路IC7のコンデンサ端子(5番ピン)と共通接
続されており、マスタースレーブ動作を行−)でいる。
発振回路IC7のコンデンサ端子(5番ピン)と共通接
続されており、マスタースレーブ動作を行−)でいる。
したがって、発振回路IC2の発振周波数は発振回路I
C,と同じ周波数となる。また、発振出力のデユーデイ
比は、基準電圧出力端子(141ビン)に得られる基準
電圧を可変抵抗VR3によって分圧した電圧をデッドオ
フタイム制御端子(−1番ビン)に入力することにより
決定される。なお、反転入力端子(2番ビン、15番ビ
〉・)は抵抗R1,を介して制御電源Vccのレベルに
プルアップしてあり、非反転入力端子(1番ビン、16
番ビン)はアースレベルにプルダウンしている。
C,と同じ周波数となる。また、発振出力のデユーデイ
比は、基準電圧出力端子(141ビン)に得られる基準
電圧を可変抵抗VR3によって分圧した電圧をデッドオ
フタイム制御端子(−1番ビン)に入力することにより
決定される。なお、反転入力端子(2番ビン、15番ビ
〉・)は抵抗R1,を介して制御電源Vccのレベルに
プルアップしてあり、非反転入力端子(1番ビン、16
番ビン)はアースレベルにプルダウンしている。
次に、スイッチング素子Q2の制御信号は、インバータ
駆動用の第1及び第2の基本信号のうち、否定回路G、
から得られる第2の基本信号を論理積回路A N D
sにより必要に応じてゲートすることにより得られる。
駆動用の第1及び第2の基本信号のうち、否定回路G、
から得られる第2の基本信号を論理積回路A N D
sにより必要に応じてゲートすることにより得られる。
論理積回路A N D aのゲート信号は、カラ〉・タ
ー回路IC,にて作成している。
ー回路IC,にて作成している。
このカウンター回路IC,は、例えばμPD4040よ
りなり、インバータ駆動用の第2の基本信号をカラン1
−シている。そして、その出力を論理回路により論理演
算し、論理積回路AND、の出力には、8周期分“Hi
gh”レベル、120周期分“L ow”レベルの信号
が得られ、論理積回路AND。
りなり、インバータ駆動用の第2の基本信号をカラン1
−シている。そして、その出力を論理回路により論理演
算し、論理積回路AND、の出力には、8周期分“Hi
gh”レベル、120周期分“L ow”レベルの信号
が得られ、論理積回路AND。
の出力には、4周期分”High”レベル、124周期
分“Low″レベルの信号が得られるようにしている。
分“Low″レベルの信号が得られるようにしている。
論理積回路AND、の出力は、論理積回路AND、によ
って否定回路G、の出力と論理積演算され、スイッチン
グ素子Q1.Jのゲート信号となっている。このように
、始動・点灯維持用インバータは、その発振回路のみな
らず、休止区間までも正確にカウントすることにより、
完全にインバータの動作周波数と同期を取っている。
って否定回路G、の出力と論理積演算され、スイッチン
グ素子Q1.Jのゲート信号となっている。このように
、始動・点灯維持用インバータは、その発振回路のみな
らず、休止区間までも正確にカウントすることにより、
完全にインバータの動作周波数と同期を取っている。
次に、ランプ電流休止区間の設定、換言すれば、インバ
ータの動作区間の設定は、カウンター回路IC,におけ
る論8!精回路AND6の出力を否定回路G1□にて反
転した信号をトリガーとしたタイマー回路IC,の出力
により行われる。このタイマー回路IC,め出力は、上
述の論TI精回路AND、。
ータの動作区間の設定は、カウンター回路IC,におけ
る論8!精回路AND6の出力を否定回路G1□にて反
転した信号をトリガーとしたタイマー回路IC,の出力
により行われる。このタイマー回路IC,め出力は、上
述の論TI精回路AND、。
AND2の他方の入力に接続されており、タイマー回路
IC4の出力が’High”レベルであるときにのみ、
インバータは動作可能となる。
IC4の出力が’High”レベルであるときにのみ、
インバータは動作可能となる。
タイマー回路IC,は汎用のタイマーIC(シグネティ
ックスfiNE555)よりなる、このタイマー回路I
C,は、周知のように、トリガ端子(2番ビン)が(1
/3)Vcc以下になると、トリガされて出力端子(3
1ピン)が’Iligh”レベルとなり、放電端子(’
71ピン)は高インピーダンスとなる。
ックスfiNE555)よりなる、このタイマー回路I
C,は、周知のように、トリガ端子(2番ビン)が(1
/3)Vcc以下になると、トリガされて出力端子(3
1ピン)が’Iligh”レベルとなり、放電端子(’
71ピン)は高インピーダンスとなる。
また、スレショルド端子(6番ビン)が(2/ 3 )
Vecになると出力端子(3番ビン)が゛’Low’レ
ベルとなり、放電端子(7番ビン)も“Low”レベル
となる。
Vecになると出力端子(3番ビン)が゛’Low’レ
ベルとなり、放電端子(7番ビン)も“Low”レベル
となる。
電源端子(8番ビン)はff1l fil ?I:源V
ceのラインに接続され、アース端子(1番ビン)はア
ースラインに接続されている。また、リセッI〜端子(
4番ビン)は制m電源Vccに接続されており、周波数
制御端子(5番ビン)は、デカップリングコンデンサC
を介してアースラインに接続されている。タイマー回路
IC,の時定数回路を構成する可変抵抗■R1とコンデ
ンサC1の直列回路には、制御電源Vcicの電圧が印
加されている。可変抵抗VR1とコンデンサC1の接続
点は、タイマー回1B I C。
ceのラインに接続され、アース端子(1番ビン)はア
ースラインに接続されている。また、リセッI〜端子(
4番ビン)は制m電源Vccに接続されており、周波数
制御端子(5番ビン)は、デカップリングコンデンサC
を介してアースラインに接続されている。タイマー回路
IC,の時定数回路を構成する可変抵抗■R1とコンデ
ンサC1の直列回路には、制御電源Vcicの電圧が印
加されている。可変抵抗VR1とコンデンサC1の接続
点は、タイマー回1B I C。
のスレショルド端子(6番ビン)及び放電端子(7番ビ
ン)に接続されており、これによって、タイマー回路I
C,は、単安定マルチバイブレータとして動作するもの
である。
ン)に接続されており、これによって、タイマー回路I
C,は、単安定マルチバイブレータとして動作するもの
である。
この単安定マルチバイブレータは、タイマー回路IC,
の入力端子(2番ビン)が’Loul”レベルとなって
トリガされると、出力端子(3番ビン)が“High”
レベルとなり、放電端子(7番ビン)が高インピーダン
ス状態となって、コンデンサC11が可変抵抗VR,を
介して充電され、その充電電圧がスレショルド端子(6
番ビン)のスレショルド電圧(2/3)Vceに達する
と、出力端子(3番ビン)と放電端子(7番ビン)は“
Low”レベルとなり、コンデンサCI+が放電されて
、次のトリガを待つものである、タイマー回路IC,の
出力端子(3番ビン)が“)(i)Bh”レベルとなる
時間は、可変抵抗■R4とコンデンサC11の時定数に
より決定され、この時間がインバータの動fト区間とな
る。インバータ動作区間は、トリガー信号のrIA係か
ら、8周期分〜128周期分まで可変とされる。
の入力端子(2番ビン)が’Loul”レベルとなって
トリガされると、出力端子(3番ビン)が“High”
レベルとなり、放電端子(7番ビン)が高インピーダン
ス状態となって、コンデンサC11が可変抵抗VR,を
介して充電され、その充電電圧がスレショルド端子(6
番ビン)のスレショルド電圧(2/3)Vceに達する
と、出力端子(3番ビン)と放電端子(7番ビン)は“
Low”レベルとなり、コンデンサCI+が放電されて
、次のトリガを待つものである、タイマー回路IC,の
出力端子(3番ビン)が“)(i)Bh”レベルとなる
時間は、可変抵抗■R4とコンデンサC11の時定数に
より決定され、この時間がインバータの動fト区間とな
る。インバータ動作区間は、トリガー信号のrIA係か
ら、8周期分〜128周期分まで可変とされる。
次に、本実施例の動作について説明する。
第4図(a)は第2の調光制御手段(降圧チョッパー回
路)による調光動作時における各部の動作波形を示して
おり、第5図(a)は第1の調光制御手段(休止区間制
御)による調光動作時における各部の動作波形を示して
いる。また、第4図(b)及び第5図(b)は、それぞ
れ第47(a)及び第5図(a)の要部拡大波形を示し
ている。
路)による調光動作時における各部の動作波形を示して
おり、第5図(a)は第1の調光制御手段(休止区間制
御)による調光動作時における各部の動作波形を示して
いる。また、第4図(b)及び第5図(b)は、それぞ
れ第47(a)及び第5図(a)の要部拡大波形を示し
ている。
本実施例では、調光時における放電灯のちらつきや光出
力急変に対する対策として、高電圧印加区間と、調光区
間と、インバータ休止区間を設け、インバータ休止区間
を前2者の区間と比較して非常に長く設定し、前記調光
区間において降圧チョッパー回路の出力電圧を可変とす
ることにより調光を行い、輝点を生成してから、インバ
ータ休止区間を狭めることによって、全点灯させるよう
にしている。具体的には、1区間128周期巾に、4周
期の高電圧印加区間と、4周期〜124周期可変の調光
区間と、前記調光区間に対応して120周期〜0周期可
変のインバータ休止区間を設けている。そして、深い調
光レベルでは、第4図に示すように、休止区間を最長の
120周期とし、4周期の高電圧印加区間と4周期の調
光区間を設ける。この調光区間における印加電圧のレベ
ルを上げて行くことにより調光を行い、輝点が生成され
る点灯モードに移行させる。ここでも、点灯モードが変
化する調光レベルでは光出力急変や、ちらつきは生じる
が、120周期のインバータ休止区間が存在するため、
1区間(128周期)としては、ブレイクの前後でのラ
ンプ電流変化量は少なく、光出力急変やちらつきが改善
されることとなる。
力急変に対する対策として、高電圧印加区間と、調光区
間と、インバータ休止区間を設け、インバータ休止区間
を前2者の区間と比較して非常に長く設定し、前記調光
区間において降圧チョッパー回路の出力電圧を可変とす
ることにより調光を行い、輝点を生成してから、インバ
ータ休止区間を狭めることによって、全点灯させるよう
にしている。具体的には、1区間128周期巾に、4周
期の高電圧印加区間と、4周期〜124周期可変の調光
区間と、前記調光区間に対応して120周期〜0周期可
変のインバータ休止区間を設けている。そして、深い調
光レベルでは、第4図に示すように、休止区間を最長の
120周期とし、4周期の高電圧印加区間と4周期の調
光区間を設ける。この調光区間における印加電圧のレベ
ルを上げて行くことにより調光を行い、輝点が生成され
る点灯モードに移行させる。ここでも、点灯モードが変
化する調光レベルでは光出力急変や、ちらつきは生じる
が、120周期のインバータ休止区間が存在するため、
1区間(128周期)としては、ブレイクの前後でのラ
ンプ電流変化量は少なく、光出力急変やちらつきが改善
されることとなる。
その後、第5図に示すように、調光区間を4周期から1
24周期に広めると共に、インバータ休止区間を120
周期から0周期に狭めることにより、明るいレベルに調
光し、全点灯に移行させる。
24周期に広めると共に、インバータ休止区間を120
周期から0周期に狭めることにより、明るいレベルに調
光し、全点灯に移行させる。
また、放電灯の始動時の光出力急変についても上記動作
により改善される。まず、4周期の高電圧印加区間と4
周期の調光区間により始動させる。
により改善される。まず、4周期の高電圧印加区間と4
周期の調光区間により始動させる。
二のとき、降圧チョッパー回路により調光区間における
印加電圧のレベルは低く設定しておけば、放電路は形成
されず、管両端のみが発光する。次に、降圧ヂョソバー
回路により調光区間における印加電圧のレベルを上げて
行くと、放電路がブレイクされ、管全体が発光するよう
にする。ここで乙、ブレイクした瞬間には、ある程度の
光出力の変動は生じるが、120周期のインバータ休止
区間が存在するため、1区間く128周期)としては、
ブレイクの前後でのランプ電流の変化量が少なく、始動
時の光出力急変が大幅に改善されることとなる。
印加電圧のレベルは低く設定しておけば、放電路は形成
されず、管両端のみが発光する。次に、降圧ヂョソバー
回路により調光区間における印加電圧のレベルを上げて
行くと、放電路がブレイクされ、管全体が発光するよう
にする。ここで乙、ブレイクした瞬間には、ある程度の
光出力の変動は生じるが、120周期のインバータ休止
区間が存在するため、1区間く128周期)としては、
ブレイクの前後でのランプ電流の変化量が少なく、始動
時の光出力急変が大幅に改善されることとなる。
[実施例3]
第6図は本発明のさらに他の実施例のブロック図である
6本実施例にあっては、ランプ電流休止区間制御による
第1の調光制御手段3と、第2の調光制御手段4のほか
に、第3の調光制御手段6を追加したものである。この
ような回路構成を用いることにより、第1の調光制御手
段3と、第3の調光制御手段6による各調光制御幅、例
えば、周波数側御では周波数変fヒ幅、入力電圧制御で
は入力電圧変(ヒ幅、デユーティ制御ではデユーティ変
flを小さく抑えることができる。
6本実施例にあっては、ランプ電流休止区間制御による
第1の調光制御手段3と、第2の調光制御手段4のほか
に、第3の調光制御手段6を追加したものである。この
ような回路構成を用いることにより、第1の調光制御手
段3と、第3の調光制御手段6による各調光制御幅、例
えば、周波数側御では周波数変fヒ幅、入力電圧制御で
は入力電圧変(ヒ幅、デユーティ制御ではデユーティ変
flを小さく抑えることができる。
例えば、実施例2の具体回路例では、第2の調光制御手
段4として降圧チョッパー回路による入力電圧振幅制御
を用いているが、その変化幅は0〜282Vである。し
かしながら、降圧チコッパー回路は、一般に出力を上げ
るにしたがって、入力電流歪が大きくなる。そこで、第
3の調光制御手段6として、例えば周波数制御方式を併
用すれば、降圧チョッパー回路による入力電圧の変化幅
を小さくすることができ、入力′:r、流歪が大きい高
出力領域(例えば141■〜282V)を用いる必要が
なくなる。
段4として降圧チョッパー回路による入力電圧振幅制御
を用いているが、その変化幅は0〜282Vである。し
かしながら、降圧チコッパー回路は、一般に出力を上げ
るにしたがって、入力電流歪が大きくなる。そこで、第
3の調光制御手段6として、例えば周波数制御方式を併
用すれば、降圧チョッパー回路による入力電圧の変化幅
を小さくすることができ、入力′:r、流歪が大きい高
出力領域(例えば141■〜282V)を用いる必要が
なくなる。
もちろん、第2の調光制御手段4が入力電圧制御以外の
調光側御方式であっても、第3の調光制御手段6を併用
する効果はある。例えば、第2の調光制御手段4が周波
数制御方式である場合、その周波数変化幅が大きいと、
4m3対策が困難となるが、第3の調光制御手段6を併
用することにより、第2の調光制御手段4における周波
数変化幅を小さくすることができ、雑音対策が容易とな
る。
調光側御方式であっても、第3の調光制御手段6を併用
する効果はある。例えば、第2の調光制御手段4が周波
数制御方式である場合、その周波数変化幅が大きいと、
4m3対策が困難となるが、第3の調光制御手段6を併
用することにより、第2の調光制御手段4における周波
数変化幅を小さくすることができ、雑音対策が容易とな
る。
また、第2の1光$制御手段4にデユーティ制御方式3
用いた場合、デユーティ変化幅が大きいと、オン・デユ
ーティを絞り過ぎることにより、突入電流が流れたり、
スイッチング素子に流れる電流が進相波形になったりす
るが、第3の調光制御手段6を併用することにより、オ
ン・デユーティを余り絞り込む必要がなくなり、突入電
流や進相波形の発生を防ぐことができるものである。
用いた場合、デユーティ変化幅が大きいと、オン・デユ
ーティを絞り過ぎることにより、突入電流が流れたり、
スイッチング素子に流れる電流が進相波形になったりす
るが、第3の調光制御手段6を併用することにより、オ
ン・デユーティを余り絞り込む必要がなくなり、突入電
流や進相波形の発生を防ぐことができるものである。
[発明の効果]
本発明によれば、上述のように、ランプ電流休止区間制
御による第1の調光制御と、ランプ電流休止区間制御以
外の第2の調光制御とを用いて放電灯を調光することに
より、ランプ電流急変に伴うちらつき、光出力急変が生
じる調光レベルでは必ずランプ電流休止区間を設けるこ
とが可能となり、したがって、巨視的に見たランプ電流
の変化量を小さくし、ちらつきや光出力急変が人間の眼
には感じられないレベルまで低減できるという効果があ
る。
御による第1の調光制御と、ランプ電流休止区間制御以
外の第2の調光制御とを用いて放電灯を調光することに
より、ランプ電流急変に伴うちらつき、光出力急変が生
じる調光レベルでは必ずランプ電流休止区間を設けるこ
とが可能となり、したがって、巨視的に見たランプ電流
の変化量を小さくし、ちらつきや光出力急変が人間の眼
には感じられないレベルまで低減できるという効果があ
る。
なお、低光出力時の調光制御をランプ電流休止区間制御
以外の第2の調光制御手段にて行い、高光出力時の調光
制御をランプ電流休止区間による第1の調光itl+御
手段にて行うようにすれば、ランプ電流休止区間制御の
みで調光を行う場合に比べて調光制御の自由度が大きく
なり、放電灯のちらつきや光出力急変の抑制効果が最も
高くなるように、ランプ電流休止区間制御を行うことが
可能となる。
以外の第2の調光制御手段にて行い、高光出力時の調光
制御をランプ電流休止区間による第1の調光itl+御
手段にて行うようにすれば、ランプ電流休止区間制御の
みで調光を行う場合に比べて調光制御の自由度が大きく
なり、放電灯のちらつきや光出力急変の抑制効果が最も
高くなるように、ランプ電流休止区間制御を行うことが
可能となる。
第1図は本発明の一実施例の概略構成を示すブロック図
、第2図は本発明の池の実施例の概略構成を示すブロッ
ク図、第3図(a)、(b)は同上の具体回路構成を示
す回路図、第4図及び第5図は同上の動fV波形図、第
6図は本発明のさらに他の実施例の概略構成を示すブロ
ック図、第7図は従来例の動作説明図である。 1は高周波発生回路、2は放電灯、3は第1の調光制御
手段、4は第2の調光制御手段である。 第1図
、第2図は本発明の池の実施例の概略構成を示すブロッ
ク図、第3図(a)、(b)は同上の具体回路構成を示
す回路図、第4図及び第5図は同上の動fV波形図、第
6図は本発明のさらに他の実施例の概略構成を示すブロ
ック図、第7図は従来例の動作説明図である。 1は高周波発生回路、2は放電灯、3は第1の調光制御
手段、4は第2の調光制御手段である。 第1図
Claims (1)
- (1)高周波発生回路と、高周波発生回路の負荷となる
放電灯と、高周波発生回路の負荷電流休止区間を制御す
る第1の調光制御手段と、負荷電流休止区間制御以外の
負荷電力制御を行う第2の調光制御手段とを備えること
を特徴とする放電灯点灯装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63213016A JP2818599B2 (ja) | 1988-08-26 | 1988-08-26 | 放電灯点灯装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63213016A JP2818599B2 (ja) | 1988-08-26 | 1988-08-26 | 放電灯点灯装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0261997A true JPH0261997A (ja) | 1990-03-01 |
JP2818599B2 JP2818599B2 (ja) | 1998-10-30 |
Family
ID=16632106
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63213016A Expired - Fee Related JP2818599B2 (ja) | 1988-08-26 | 1988-08-26 | 放電灯点灯装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2818599B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1993019570A1 (fr) * | 1992-03-25 | 1993-09-30 | Toto Ltd. | Regulateur de tension de lampe a decharge et appareil d'eclairage en couleur modulable mettant en ×uvre ce regulateur |
-
1988
- 1988-08-26 JP JP63213016A patent/JP2818599B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1993019570A1 (fr) * | 1992-03-25 | 1993-09-30 | Toto Ltd. | Regulateur de tension de lampe a decharge et appareil d'eclairage en couleur modulable mettant en ×uvre ce regulateur |
US5491388A (en) * | 1992-03-25 | 1996-02-13 | Toto Ltd. | Power regulator of discharge lamp and variable color illumination apparatus using the regulator |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2818599B2 (ja) | 1998-10-30 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080821 Year of fee payment: 10 |
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LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |