JPH026031B2 - - Google Patents
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- JPH026031B2 JPH026031B2 JP55045241A JP4524180A JPH026031B2 JP H026031 B2 JPH026031 B2 JP H026031B2 JP 55045241 A JP55045241 A JP 55045241A JP 4524180 A JP4524180 A JP 4524180A JP H026031 B2 JPH026031 B2 JP H026031B2
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- circuit
- output
- pulse width
- pulse
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
-
- G—PHYSICS
- G04—HOROLOGY
- G04G—ELECTRONIC TIME-PIECES
- G04G13/00—Producing acoustic time signals
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/66—Digital/analogue converters
- H03M1/82—Digital/analogue converters with intermediate conversion to time interval
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Audiology, Speech & Language Pathology (AREA)
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- General Physics & Mathematics (AREA)
- Circuit For Audible Band Transducer (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Electric Clocks (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は音声時計に関するもので特に音声等を
発する報音時計における音声信号の発生及び発音
体の駆動法に関するものである。
発する報音時計における音声信号の発生及び発音
体の駆動法に関するものである。
従来、時計における報音発生装置としては、棒
鈴又は半球状の鈴を用いた打撃音発生装置、パル
ス電圧を用いて発音体を駆動する電子音発生装置
が用いられている。近年における電子技術の発展
した結果、半導体ICによるデジタルデータ記録
素子とデジタル/アナログ変換器の使用によるア
ナログ信号の発生機が小容積で実現でき、かつ超
小型計算器を使用した音声データの合成も可能に
なつた。しかしながら、時計においてはその形態
が著しく小型でなければならないという制約があ
り、音声発生装置は低い電圧で安定に動作し、か
つ低消費電力でなければならない。本発明は従来
の音声発生装置を改良し、低い電圧で安定して動
作し、回路における消費電力の低減をはかつた音
声発生装置を提案する。
鈴又は半球状の鈴を用いた打撃音発生装置、パル
ス電圧を用いて発音体を駆動する電子音発生装置
が用いられている。近年における電子技術の発展
した結果、半導体ICによるデジタルデータ記録
素子とデジタル/アナログ変換器の使用によるア
ナログ信号の発生機が小容積で実現でき、かつ超
小型計算器を使用した音声データの合成も可能に
なつた。しかしながら、時計においてはその形態
が著しく小型でなければならないという制約があ
り、音声発生装置は低い電圧で安定に動作し、か
つ低消費電力でなければならない。本発明は従来
の音声発生装置を改良し、低い電圧で安定して動
作し、回路における消費電力の低減をはかつた音
声発生装置を提案する。
以下図面にしたがつて説明すると、第1図は従
来用いられている音声発生装置のブロツク図であ
る。制御回路1はあらかじめ入力装置2より入力
されたデータと時計回路3の出力とを照合し
ROM4に記録された手順に従つてROM5のデ
ータを検索し音声合成回路6に転送される機能
と、ROM5、音声合成回路6、D/Aコンバー
タ7、高域遮断フイルタ8、電力増幅器9の電源
を断続する機能を有する。音声合成回路6は制御
回路1からの入力データに基づいて、デジタル音
声データを発生する機能を有し、例えば
PARCORDER方式や、LPC(線型予測コーデン
グ)、ケプストラム法等が実用化されている。
D/Aコンバータ7は音声合成回路6の発生する
デジタル音声データをアナログ信号に変換する機
能を有する。D/Aコンバータ7より発せられた
アナログ音声信号は、高域遮断フイルタ8によつ
て高域周波数帯に含まれる標本化による雑音成分
を除去された後、電力増幅器9に送られる。10
は発音体であつて、電力増幅器9によつて駆動さ
れ音声を空中又は水中に放射する。
来用いられている音声発生装置のブロツク図であ
る。制御回路1はあらかじめ入力装置2より入力
されたデータと時計回路3の出力とを照合し
ROM4に記録された手順に従つてROM5のデ
ータを検索し音声合成回路6に転送される機能
と、ROM5、音声合成回路6、D/Aコンバー
タ7、高域遮断フイルタ8、電力増幅器9の電源
を断続する機能を有する。音声合成回路6は制御
回路1からの入力データに基づいて、デジタル音
声データを発生する機能を有し、例えば
PARCORDER方式や、LPC(線型予測コーデン
グ)、ケプストラム法等が実用化されている。
D/Aコンバータ7は音声合成回路6の発生する
デジタル音声データをアナログ信号に変換する機
能を有する。D/Aコンバータ7より発せられた
アナログ音声信号は、高域遮断フイルタ8によつ
て高域周波数帯に含まれる標本化による雑音成分
を除去された後、電力増幅器9に送られる。10
は発音体であつて、電力増幅器9によつて駆動さ
れ音声を空中又は水中に放射する。
第2図は従来用いられている荷重抵抗を用いた
電流加算D/Aコンバータの原理を示したもので
あつて、動作原理の詳細は例えば電子通信ハンド
ブツク4(電子通信学会編昭和52年発行)に記載
されており、第2図は同文献より引用したもので
ある。第2図に示した回路において、電子スイツ
チ群21はラダー抵抗群22の端子をデジタル信
号入力端子群20に入力するデータにしたがつて
基準電圧源23又は接地電位24のどちらかに切
換える結果、抵抗25にはデジタル入力に比例し
た電流が流れ、出力端子にはデジタル入力に比例
した電圧が発生する。ラダー抵抗群22の各抵抗
の大きさはデジタル信号入力端子群20の各端子
の重み付けに比例した値でなければならない。2
6は演算増幅器である。
電流加算D/Aコンバータの原理を示したもので
あつて、動作原理の詳細は例えば電子通信ハンド
ブツク4(電子通信学会編昭和52年発行)に記載
されており、第2図は同文献より引用したもので
ある。第2図に示した回路において、電子スイツ
チ群21はラダー抵抗群22の端子をデジタル信
号入力端子群20に入力するデータにしたがつて
基準電圧源23又は接地電位24のどちらかに切
換える結果、抵抗25にはデジタル入力に比例し
た電流が流れ、出力端子にはデジタル入力に比例
した電圧が発生する。ラダー抵抗群22の各抵抗
の大きさはデジタル信号入力端子群20の各端子
の重み付けに比例した値でなければならない。2
6は演算増幅器である。
第3図は第2図に示したD/Aコンバータにお
ける電子スイツチの構成回路例であつて、トラン
ジスタ31は入力端子30に加えられたデジタル
信号を基準電圧源32近くの振幅まで増幅し、ト
ランジスタ33,34を飽和領域まで駆動する結
果、ラダー抵抗35の端子は基準電圧源32の電
位と接地電位36との間で切換えられる。
ける電子スイツチの構成回路例であつて、トラン
ジスタ31は入力端子30に加えられたデジタル
信号を基準電圧源32近くの振幅まで増幅し、ト
ランジスタ33,34を飽和領域まで駆動する結
果、ラダー抵抗35の端子は基準電圧源32の電
位と接地電位36との間で切換えられる。
荷重抵抗と電子スイツチを用いた電流加算型
D/Aコンバータは、その精度を決定する要素と
して、ラダー抵抗値の相対誤差と、電子スイツチ
におけるトランジスタの飽和電圧の相対的な差等
があげられる。これらの要素は比較的電源電圧が
高く10ボルト以上の場合には良好な動作を得るこ
とができるが、時計の如く1.3ボルト乃至3ボル
ト程度の低い電圧での動作においては半導体素子
の動作電圧マージンが小さく、トランジスタの飽
和電圧のバラツキが精度に及ぼす影響が相対的に
大となる。また低い電圧では演算増幅器26の直
線性も悪化する結果、低い電源電圧で精度よく安
定に動作するD/Aコンバータは製造が困難であ
る。
D/Aコンバータは、その精度を決定する要素と
して、ラダー抵抗値の相対誤差と、電子スイツチ
におけるトランジスタの飽和電圧の相対的な差等
があげられる。これらの要素は比較的電源電圧が
高く10ボルト以上の場合には良好な動作を得るこ
とができるが、時計の如く1.3ボルト乃至3ボル
ト程度の低い電圧での動作においては半導体素子
の動作電圧マージンが小さく、トランジスタの飽
和電圧のバラツキが精度に及ぼす影響が相対的に
大となる。また低い電圧では演算増幅器26の直
線性も悪化する結果、低い電源電圧で精度よく安
定に動作するD/Aコンバータは製造が困難であ
る。
第4図は第1図9に示した電力増幅器の回路例
であつて従来用いられているB級増幅器である。
B級増幅器はA級増幅器に比して回路能率がすぐ
れているが、反面トランジスタをカツトオフ点近
くまで動作するためクロスオーバー歪を発生す
る。電源電圧が低い場合トランジスタのベース・
コレクタ間電圧を変化せしめたときのコレクタ電
流特性における非直線領域は電源電圧及び増幅器
の最大出力電圧に比して相対的に増大する結果、
増幅器の歪特性は著しく劣化するのみならず、微
小振幅の信号は伝達されない等の不都合が発生す
る。この欠点をおぎなうためには従来はバイアス
電流を流すことによつてトランジスタの動作点を
直線領域に偏移して用いることが行なわれてい
る。このことは消費電流の増大をもたらし、B級
増幅器の利点である高能率性を著しく損う結果と
なる。第4図は従来用いられているB級増幅器の
回路例であつて、40は前置増幅用のトランジス
タ、41,42はバイアス調整の為のダイオー
ド、及び可変抵抗であつて、43,44は出力ト
ランジスタ、45は発音体である。
であつて従来用いられているB級増幅器である。
B級増幅器はA級増幅器に比して回路能率がすぐ
れているが、反面トランジスタをカツトオフ点近
くまで動作するためクロスオーバー歪を発生す
る。電源電圧が低い場合トランジスタのベース・
コレクタ間電圧を変化せしめたときのコレクタ電
流特性における非直線領域は電源電圧及び増幅器
の最大出力電圧に比して相対的に増大する結果、
増幅器の歪特性は著しく劣化するのみならず、微
小振幅の信号は伝達されない等の不都合が発生す
る。この欠点をおぎなうためには従来はバイアス
電流を流すことによつてトランジスタの動作点を
直線領域に偏移して用いることが行なわれてい
る。このことは消費電流の増大をもたらし、B級
増幅器の利点である高能率性を著しく損う結果と
なる。第4図は従来用いられているB級増幅器の
回路例であつて、40は前置増幅用のトランジス
タ、41,42はバイアス調整の為のダイオー
ド、及び可変抵抗であつて、43,44は出力ト
ランジスタ、45は発音体である。
第5図は正弦波出力を例にとつたクロスオーバ
ー歪の説明図であつて、50は無歪の正弦波、5
1,52はクロスオーバー歪を有する出力を示し
ている。
ー歪の説明図であつて、50は無歪の正弦波、5
1,52はクロスオーバー歪を有する出力を示し
ている。
第6図は本発明の実施例を示すブロツク図であ
つて、制御回路1、入力装置2、時計回路3、
ROM4,5及び音声合成回路6の動作は第1図
に示した従来用いられている音声発生装置と同じ
である。11はパルス幅変調回路であつて、音声
合成回路6より入力するデジタル音声データに基
づいて、くり返し周期が一定であつてパルス幅が
デジタル入力データに比例したパルス列を発生す
る。パルス列はデジタルデータの極性によつて
正、負各々独立した2系統のものでもよく、正、
負の電圧振幅のものでもよい。12はパルス幅増
幅器であつて、パルス幅変調回路11の出力によ
つて発音体10を正及び負のパルス電圧で駆動す
る。13は高域遮断フイルタであつて、標本化雑
音、おり返し雑音を除去すると同時に高周波電力
が発音体に流入しなにようにする。パルス幅変調
回路11の入力と、発音体10に流れる電流に着
目すると、デジタル信号がアナログ信号に変換さ
れている。点線で囲つたブロツク14はデジタル
音声データをパルス信号に変換する機能を有す
る。駆動は出力電圧の実効値の大きくとれる
BTL接続を用いている。
つて、制御回路1、入力装置2、時計回路3、
ROM4,5及び音声合成回路6の動作は第1図
に示した従来用いられている音声発生装置と同じ
である。11はパルス幅変調回路であつて、音声
合成回路6より入力するデジタル音声データに基
づいて、くり返し周期が一定であつてパルス幅が
デジタル入力データに比例したパルス列を発生す
る。パルス列はデジタルデータの極性によつて
正、負各々独立した2系統のものでもよく、正、
負の電圧振幅のものでもよい。12はパルス幅増
幅器であつて、パルス幅変調回路11の出力によ
つて発音体10を正及び負のパルス電圧で駆動す
る。13は高域遮断フイルタであつて、標本化雑
音、おり返し雑音を除去すると同時に高周波電力
が発音体に流入しなにようにする。パルス幅変調
回路11の入力と、発音体10に流れる電流に着
目すると、デジタル信号がアナログ信号に変換さ
れている。点線で囲つたブロツク14はデジタル
音声データをパルス信号に変換する機能を有す
る。駆動は出力電圧の実効値の大きくとれる
BTL接続を用いている。
本発明では周期が一定であつてパルス幅がデジ
タルデータ値に比例するパルスを発生し、これを
発音体に加えることにより、発音体にはアナログ
音声電流が流れる。
タルデータ値に比例するパルスを発生し、これを
発音体に加えることにより、発音体にはアナログ
音声電流が流れる。
第7図は本発明に用いるパルス幅変調波形70
と、電圧又は電流変換型のD/Aコンバータ出力
71とを図示したものであつて、デジタルデータ
の数値とパルス幅変調回路の出力パルス幅が順次
比例した関係にあることを示している。
と、電圧又は電流変換型のD/Aコンバータ出力
71とを図示したものであつて、デジタルデータ
の数値とパルス幅変調回路の出力パルス幅が順次
比例した関係にあることを示している。
第8図はデジタルデータとして正弦波を量子
化、標本化したものを用いた場合を例にとつた。
パルス幅変調回路出力電圧波形の周波数スペクト
ル図である。第8図において、80は原正弦波の
周波数成分すなわち信号電圧であつて、81はパ
ルスのくり返し周波数成分の電圧、83,85は
パルスの高周波成分の電圧を示し、82,84,
86はパルスの周波数81、及びその高調波成分
83,85の両側に原正弦波周波数分離れて発生
する側帯波の電圧である。87は量子化雑音成分
であつて信号電圧80との比はデジタルデータの
量子数によつて定まる。量子化を8ビツト、すな
わち127の等間隔で行なつた場合信号電圧/雑音
電圧比は約50デシベルである。パルス幅のくり返
し周波数91を信号の周波数90の2倍以上に選
択することによつてパルスのくり返し周波数91
の下側に生ずる側帯波周波数92は信号の周波数
90とが重なり合うことはない。したがつてカツ
ト・オフ周波数がパルスのくり返し周波数91の
2分の1以下でかつ信号の周波数90以上である
高域遮断フイルターを用い、その入力として前述
のパルス幅変調回路出力を用いるならば、該高域
遮断フイルターの出力には信号成分のみが現われ
る。
化、標本化したものを用いた場合を例にとつた。
パルス幅変調回路出力電圧波形の周波数スペクト
ル図である。第8図において、80は原正弦波の
周波数成分すなわち信号電圧であつて、81はパ
ルスのくり返し周波数成分の電圧、83,85は
パルスの高周波成分の電圧を示し、82,84,
86はパルスの周波数81、及びその高調波成分
83,85の両側に原正弦波周波数分離れて発生
する側帯波の電圧である。87は量子化雑音成分
であつて信号電圧80との比はデジタルデータの
量子数によつて定まる。量子化を8ビツト、すな
わち127の等間隔で行なつた場合信号電圧/雑音
電圧比は約50デシベルである。パルス幅のくり返
し周波数91を信号の周波数90の2倍以上に選
択することによつてパルスのくり返し周波数91
の下側に生ずる側帯波周波数92は信号の周波数
90とが重なり合うことはない。したがつてカツ
ト・オフ周波数がパルスのくり返し周波数91の
2分の1以下でかつ信号の周波数90以上である
高域遮断フイルターを用い、その入力として前述
のパルス幅変調回路出力を用いるならば、該高域
遮断フイルターの出力には信号成分のみが現われ
る。
第9図は本発明の警報音発生回路が発する音声
の帯域と高域遮断フイルタ、パルス幅変調回路出
力のパルスのくり返し周波数の関係を図示したも
のである。100は信号の帯域、101はフイル
タの特性図、102はパルスのくり返し周波数の
2分の1である。各々の周波数の関係は、信号帯
域フイルタのカツトオフ周波数パルスのくり
返し周波数、でなければならない。
の帯域と高域遮断フイルタ、パルス幅変調回路出
力のパルスのくり返し周波数の関係を図示したも
のである。100は信号の帯域、101はフイル
タの特性図、102はパルスのくり返し周波数の
2分の1である。各々の周波数の関係は、信号帯
域フイルタのカツトオフ周波数パルスのくり
返し周波数、でなければならない。
第10図は本発明に用いるパルス増幅回路の実
施例であつて、イはパルス幅変調回路出力波形例
でロはトランジスタを用いた回路例、ハはその等
価回路である。第10イにおいて110は信号波
形であつて111は信号の論理(0)値、112
は信号の論理(+1)値、113は信号の論理
(−1)値を表わしている。114,115は
(+1)信号、(−1)信号を分離したものであつ
てロに示すパルス増幅回路例の入力端子、12
0,121に加えられる電圧波形である。122
は電源123〜126はスイツチング・トランジ
スタ、127は発音体等の負荷である。ハはパル
ス増幅回路の等価回路であつて、スイツチ133
〜136はトランジスタ123〜126に相当す
る。以下等価回路によつてその動作を説明する
と、通常の状態、すなわち第10図イに示す信号
の論理(0)値のとき、スイツチ133,134
は開、スイツチ135,136は閉の状態にあつ
て負荷127の両端は短絡されている。論理値
(+1)の信号が入力されるとスイツチ133,
135の状態が反転し133は閉、135は開と
なる結果負荷127には138で示した矢印の方
向向の電圧が加わる。同様に論理値(−1)の信
号が入力されるとスイツチ134,136が反転
し矢印139で示した方向の電圧が加わる結果、
負荷127に端子には第10図110で示した電
圧が印加される。
施例であつて、イはパルス幅変調回路出力波形例
でロはトランジスタを用いた回路例、ハはその等
価回路である。第10イにおいて110は信号波
形であつて111は信号の論理(0)値、112
は信号の論理(+1)値、113は信号の論理
(−1)値を表わしている。114,115は
(+1)信号、(−1)信号を分離したものであつ
てロに示すパルス増幅回路例の入力端子、12
0,121に加えられる電圧波形である。122
は電源123〜126はスイツチング・トランジ
スタ、127は発音体等の負荷である。ハはパル
ス増幅回路の等価回路であつて、スイツチ133
〜136はトランジスタ123〜126に相当す
る。以下等価回路によつてその動作を説明する
と、通常の状態、すなわち第10図イに示す信号
の論理(0)値のとき、スイツチ133,134
は開、スイツチ135,136は閉の状態にあつ
て負荷127の両端は短絡されている。論理値
(+1)の信号が入力されるとスイツチ133,
135の状態が反転し133は閉、135は開と
なる結果負荷127には138で示した矢印の方
向向の電圧が加わる。同様に論理値(−1)の信
号が入力されるとスイツチ134,136が反転
し矢印139で示した方向の電圧が加わる結果、
負荷127に端子には第10図110で示した電
圧が印加される。
第11図は本発明に用いるフイルタについて説
明したものであつてイは逆L型フイルタ、ロは直
列型フイルタ、ハは並列型フイルタを示してい
る。140はパルス幅変調回路出力を増幅するパ
ルス増幅回路、141は発音体、142は高域遮
断フイルタ、143,144はフイルタ142を
構成する直列インピーダンス要素、並列インピー
ダンス要素である。本発明にフイルタを用いる目
的はパルス幅変調回路出力波形電圧源を駆動源と
して発音体141に音声電流のみを流すことであ
り、かつ回路全体に流れる電流を最小ならしめ
る、すなわちパルスのくり返し成分等の電流を最
小にすることである。したがつてフイルタ回路1
42は電源140から見て入力インピーダンスが
音声周波数領域で低く、パルスのくり返し成分等
の高周波領域で高い回路が適し、かつ電流の分岐
路をもたない構成ロが最適である。直列インピー
ダンス素子143としてはチヨーク・コイル等の
インダクタンス素子が適している。
明したものであつてイは逆L型フイルタ、ロは直
列型フイルタ、ハは並列型フイルタを示してい
る。140はパルス幅変調回路出力を増幅するパ
ルス増幅回路、141は発音体、142は高域遮
断フイルタ、143,144はフイルタ142を
構成する直列インピーダンス要素、並列インピー
ダンス要素である。本発明にフイルタを用いる目
的はパルス幅変調回路出力波形電圧源を駆動源と
して発音体141に音声電流のみを流すことであ
り、かつ回路全体に流れる電流を最小ならしめ
る、すなわちパルスのくり返し成分等の電流を最
小にすることである。したがつてフイルタ回路1
42は電源140から見て入力インピーダンスが
音声周波数領域で低く、パルスのくり返し成分等
の高周波領域で高い回路が適し、かつ電流の分岐
路をもたない構成ロが最適である。直列インピー
ダンス素子143としてはチヨーク・コイル等の
インダクタンス素子が適している。
第12図は第11図ロに示した回路のパルス増
幅器140を2コの電池150,151及び3つ
の接点152、〜154を有するスイツチ155
により構成した等価回路と直列インピーダンス素
子143としてチヨーク・コイル156を用いた
動作説明図である。スイツチの接点152〜15
4は第10図イ110に示したパルス幅変調回路
出力波形の論理値(+1,0,−1)に対応して
接続される。例えば発音体141に流れる音声電
流が正の半サイクルでは110で示したパルスの
論理値は(0)と(+1)を取り、スイツチ15
5は接点153,152を切換り、負の半サイク
ルでは接点153,154が切換る。
幅器140を2コの電池150,151及び3つ
の接点152、〜154を有するスイツチ155
により構成した等価回路と直列インピーダンス素
子143としてチヨーク・コイル156を用いた
動作説明図である。スイツチの接点152〜15
4は第10図イ110に示したパルス幅変調回路
出力波形の論理値(+1,0,−1)に対応して
接続される。例えば発音体141に流れる音声電
流が正の半サイクルでは110で示したパルスの
論理値は(0)と(+1)を取り、スイツチ15
5は接点153,152を切換り、負の半サイク
ルでは接点153,154が切換る。
第13図は第12図に示した回路の動作を説明
したもので、160はチヨーク・コイル156及
びスイツチ155の接続点電圧波形例であつて第
10図イ110と同様のものである。170はチ
ヨーク・コイル156及び発音体141に流れる
音声電流波形例であつて、160に示した駆動電
圧波形がチヨーク・コイル156の作用によつて
積分されており、160の波形に含まれるパルス
のくり返し周波数成分等の実周波成分が減少して
いる様子がわかる。チヨーク・コイル156の電
流は160の波形における(+1)又は(−1)
の期間充電され、(0)の期間放電されるが、パ
ルスのくり返し時間々隔がチヨーク・コイル15
6、発音体141からなる回路の時定数より十分
短かければ、170に示した波形に含まれる高周
波成分は十分に減少する結果、波形170は17
1に示す如くなめらかとなる。
したもので、160はチヨーク・コイル156及
びスイツチ155の接続点電圧波形例であつて第
10図イ110と同様のものである。170はチ
ヨーク・コイル156及び発音体141に流れる
音声電流波形例であつて、160に示した駆動電
圧波形がチヨーク・コイル156の作用によつて
積分されており、160の波形に含まれるパルス
のくり返し周波数成分等の実周波成分が減少して
いる様子がわかる。チヨーク・コイル156の電
流は160の波形における(+1)又は(−1)
の期間充電され、(0)の期間放電されるが、パ
ルスのくり返し時間々隔がチヨーク・コイル15
6、発音体141からなる回路の時定数より十分
短かければ、170に示した波形に含まれる高周
波成分は十分に減少する結果、波形170は17
1に示す如くなめらかとなる。
第14図はボイスコイルを有するダイナミツク
スピーカの一般的な等価回路図であつて、180
は電気回路、190は機械回路を示し、181は
ボイスコイル等のリアクタンス成分l、182は
抵抗成分Rであつて、191,192,193は
機械系の質量、スチフネス、抵抗を表わす。
スピーカの一般的な等価回路図であつて、180
は電気回路、190は機械回路を示し、181は
ボイスコイル等のリアクタンス成分l、182は
抵抗成分Rであつて、191,192,193は
機械系の質量、スチフネス、抵抗を表わす。
第15図は一般的な発音体とチヨークコイルの
インピーダンス特性と出力音圧特性例を示し、2
00は発音体のインピーダンス、201はチヨー
クコイルのインピーダンス、202は発音体の出
力音圧特性である。発音体のインピーダンス特性
曲線200のうち低周波領域210では第14図
に示すボイスコイル抵抗182、高周波領域21
1ではボイスコイルのリアクタンス181が支配
的であつて、発音体の使用可能周波数帯212で
は機械回路190のインピーダンス特性が支配的
である。低周波領域210、高周波領域211に
おいては機械回路190のインピーダンスも増大
するので発音体の出力音圧特性202は急激な減
衰を示し、この減衰率は電気的インピーダンス特
性200の増加率より大きい。したがつて発音体
は電気的に電圧を入力として電流を出力とした高
域遮断フイルタの作用を有するとともに、機械的
にはボイスコイル電流により発生する力を入力と
し、振動面の速度を出力とする帯域通過型フイル
タの作用を有する。その結果第12図に示す本発
明の回路から直列インピーダンス素子156を除
くこともできる。さらにまたパルス幅変調回路出
力におけるパルスのくり返し周波数を発音体の出
力帯域の2倍以上に選択することによつて、発音
体の出力音中からパルス幅変調によつて生ずる高
域の周波数を取り除くことができる。
インピーダンス特性と出力音圧特性例を示し、2
00は発音体のインピーダンス、201はチヨー
クコイルのインピーダンス、202は発音体の出
力音圧特性である。発音体のインピーダンス特性
曲線200のうち低周波領域210では第14図
に示すボイスコイル抵抗182、高周波領域21
1ではボイスコイルのリアクタンス181が支配
的であつて、発音体の使用可能周波数帯212で
は機械回路190のインピーダンス特性が支配的
である。低周波領域210、高周波領域211に
おいては機械回路190のインピーダンスも増大
するので発音体の出力音圧特性202は急激な減
衰を示し、この減衰率は電気的インピーダンス特
性200の増加率より大きい。したがつて発音体
は電気的に電圧を入力として電流を出力とした高
域遮断フイルタの作用を有するとともに、機械的
にはボイスコイル電流により発生する力を入力と
し、振動面の速度を出力とする帯域通過型フイル
タの作用を有する。その結果第12図に示す本発
明の回路から直列インピーダンス素子156を除
くこともできる。さらにまたパルス幅変調回路出
力におけるパルスのくり返し周波数を発音体の出
力帯域の2倍以上に選択することによつて、発音
体の出力音中からパルス幅変調によつて生ずる高
域の周波数を取り除くことができる。
第16図は本発明に用いる第6図に示したパル
ス幅変調回路11の構成例を示すブロツク図であ
つて、220は発振器であつて、その出力はカウ
ンタ221によつて計数される。カウンタ221
はその計数最大値と最小値の間を交互に往復する
出力を発生する機能を有するものであつて、例え
ばアツプダウンカウンタと制御ゲート及びフリツ
プ・フロツプによつて構成し、入力クロツク・パ
ルスを加算計数しその値が最大値に達すると制御
ゲート及びフリツプ・フロツプによつて減算計数
に切換り、その値が最少値に達すると再び加算計
数を行なうカウンタ回路であればよい。222は
データ・ラツチでデータバス223より入力され
たデータを保持する機能を有するものであつて、
224はデータ保持を制御する入力信号である。
マグニチユード・コンパレータ227はラツチ2
22によつて保持されたデータ中のマグニチユー
ド・ビツトとカウンタ221の出力とを比較し、
カウンタ221の出力225の値がデータ226
より小のとき論理値(1)、大のとき論理値(0)の
パルス228をパルス分配器229に出力する。
カウンタ221の出力は発振器220の出力によ
つて一定時間毎に「1」づつ変化する結果、マグ
ニチユードコンパレータ227はデータラツチ2
22の出力したデータの絶対値に比例した幅であ
つて、周期は発振器220の出力パルス幅にカウ
ンタ221の最大計数値と2を乗じた値であるパ
ルス列を発生し、パルス分配器229に出力す
る。パルス分配器229はデータのサインビツト
の値によつてパルス列を2つに分配する機能を有
し、その出力パルスは第10図イの114,11
5に相当する信号であつて第10図ロに示す発音
体駆動回路の入力端子120及び121に入力す
る。
ス幅変調回路11の構成例を示すブロツク図であ
つて、220は発振器であつて、その出力はカウ
ンタ221によつて計数される。カウンタ221
はその計数最大値と最小値の間を交互に往復する
出力を発生する機能を有するものであつて、例え
ばアツプダウンカウンタと制御ゲート及びフリツ
プ・フロツプによつて構成し、入力クロツク・パ
ルスを加算計数しその値が最大値に達すると制御
ゲート及びフリツプ・フロツプによつて減算計数
に切換り、その値が最少値に達すると再び加算計
数を行なうカウンタ回路であればよい。222は
データ・ラツチでデータバス223より入力され
たデータを保持する機能を有するものであつて、
224はデータ保持を制御する入力信号である。
マグニチユード・コンパレータ227はラツチ2
22によつて保持されたデータ中のマグニチユー
ド・ビツトとカウンタ221の出力とを比較し、
カウンタ221の出力225の値がデータ226
より小のとき論理値(1)、大のとき論理値(0)の
パルス228をパルス分配器229に出力する。
カウンタ221の出力は発振器220の出力によ
つて一定時間毎に「1」づつ変化する結果、マグ
ニチユードコンパレータ227はデータラツチ2
22の出力したデータの絶対値に比例した幅であ
つて、周期は発振器220の出力パルス幅にカウ
ンタ221の最大計数値と2を乗じた値であるパ
ルス列を発生し、パルス分配器229に出力す
る。パルス分配器229はデータのサインビツト
の値によつてパルス列を2つに分配する機能を有
し、その出力パルスは第10図イの114,11
5に相当する信号であつて第10図ロに示す発音
体駆動回路の入力端子120及び121に入力す
る。
第17図は本発明のパルス幅変調回路の構成回
路例であつて、点線で囲つたブロツク250,2
51,252,253,254は第16図におけ
る発振器220、カウンタ221、マグニチユー
ドコンパレータ227、データラツチ222、パ
ルス分配器229と同等である。260〜265
はフリツプ・フロツプであつてリツプル・カウン
タを構成する。266〜270はデータ・セレク
タであつて制御フリツプ・フロツプとして働く最
終段のフリツプ・フロツプ265の値によつて各
フリツプ・フロツプの相補的2出力の1つを選択
する。正出力Qが選択されるとデータ・セレクタ
226〜270は逐次加算する計数値を出力し、
補出力が選択されると逐次減算する計数値が出
力される。フリツプ・フロツプ305は発振器2
50の出力パルス幅の1/2だけ遅らせてマグニチ
ユード・コンパレータ252の出力を保持するも
ので、カウンタ251の計数値が過渡的に発生す
る誤つた値による短いパルスを除去するものであ
る。308は発振器250の発振、停止を制御す
る入力、309はデータラツチ253の保持を制
御する入力であつて、例えば制御フリツプ・フロ
ツプ265の出力318、又は,319に接続し
て用いることもできる。320,321は本パル
ス幅変調回路の出力端子である。310〜315
はデータの入力端子であつて、音声のデジタル化
されたデータが入力される。
路例であつて、点線で囲つたブロツク250,2
51,252,253,254は第16図におけ
る発振器220、カウンタ221、マグニチユー
ドコンパレータ227、データラツチ222、パ
ルス分配器229と同等である。260〜265
はフリツプ・フロツプであつてリツプル・カウン
タを構成する。266〜270はデータ・セレク
タであつて制御フリツプ・フロツプとして働く最
終段のフリツプ・フロツプ265の値によつて各
フリツプ・フロツプの相補的2出力の1つを選択
する。正出力Qが選択されるとデータ・セレクタ
226〜270は逐次加算する計数値を出力し、
補出力が選択されると逐次減算する計数値が出
力される。フリツプ・フロツプ305は発振器2
50の出力パルス幅の1/2だけ遅らせてマグニチ
ユード・コンパレータ252の出力を保持するも
ので、カウンタ251の計数値が過渡的に発生す
る誤つた値による短いパルスを除去するものであ
る。308は発振器250の発振、停止を制御す
る入力、309はデータラツチ253の保持を制
御する入力であつて、例えば制御フリツプ・フロ
ツプ265の出力318、又は,319に接続し
て用いることもできる。320,321は本パル
ス幅変調回路の出力端子である。310〜315
はデータの入力端子であつて、音声のデジタル化
されたデータが入力される。
第18図は第17図に示すマグニチユード・コ
ンパレータ252の動作を説明した図であつて、
400はカウンタ251の出力をアナログ的に図
示したもの、401〜403はデータクラツチ2
53の出力データをアナログ的に図示したもので
ある。マグニチユードコンパレータ252の出力
波形410はカウンタ出力400がデータ401
〜403より小のとき“1”、等しいか大のとき
“0”の論理値である結果、波形410の論理値
“1”である時間はデータラツチ253の出力デ
ータに比例する、すなわち410はデジタルデー
タ401〜403でパルス幅変調された波形であ
る。405,406はカウンター251の制御フ
リツプ・フロツプ264が“0”及び“1”に変
化するタイミングを示しており、405〜406
の期間では減算計数、406〜405の期間では
加算計数を行なう。第18図の例においては、デ
ータラツチ253の出力データはカウンタ251
と同期しており、この動作を得るには制御フリツ
プ・フロツプの出力319をラツチ253の制御
入力309に接続すればよい。(第17図参照) 第19図は、第17図に示すカウンタ251の
動作と、データラツチ253の動作が非同期であ
る場合のマグニチユードコンパレータ252の出
力波形を示す。420はカウンタ出力をアナログ
的に図示したもの、430〜435はデータラツ
チ253の出力データをアナログ的に図示したも
ので440はコンパレータ252の出力波形であ
る。第19図における波形420,430〜43
5,440から明らかなように、波形420の半
周期における出力波形440のパルス幅の総和
は、データ430〜435のうち、当該半周期中
にマグニチユードコンパレータ252に入力され
るものの最大値に相当するパルス幅と最小値に相
当するパルス幅の中間値であることがわかる。し
たがつて、カウンタ251の周期とマグニチユー
ドコンパレータ252に入力するデジタル・デー
タの周期が非同期であつても、第16,第17図
に記載する本発明のパルス幅変調回路の出力44
0にはデジタル・データに対応するアナログ信号
成分が含まれるため、カウンタ251とデジタル
データの発生源である音声合成回路を独立した周
波数系で用いてもよい。カウンタ251の周期が
データの変化する周期より低い場合には、本回路
はカウンタ251の周波数の2分の1をカツトオ
フとするデジタル高域遮断フイルタの作用を有す
る。
ンパレータ252の動作を説明した図であつて、
400はカウンタ251の出力をアナログ的に図
示したもの、401〜403はデータクラツチ2
53の出力データをアナログ的に図示したもので
ある。マグニチユードコンパレータ252の出力
波形410はカウンタ出力400がデータ401
〜403より小のとき“1”、等しいか大のとき
“0”の論理値である結果、波形410の論理値
“1”である時間はデータラツチ253の出力デ
ータに比例する、すなわち410はデジタルデー
タ401〜403でパルス幅変調された波形であ
る。405,406はカウンター251の制御フ
リツプ・フロツプ264が“0”及び“1”に変
化するタイミングを示しており、405〜406
の期間では減算計数、406〜405の期間では
加算計数を行なう。第18図の例においては、デ
ータラツチ253の出力データはカウンタ251
と同期しており、この動作を得るには制御フリツ
プ・フロツプの出力319をラツチ253の制御
入力309に接続すればよい。(第17図参照) 第19図は、第17図に示すカウンタ251の
動作と、データラツチ253の動作が非同期であ
る場合のマグニチユードコンパレータ252の出
力波形を示す。420はカウンタ出力をアナログ
的に図示したもの、430〜435はデータラツ
チ253の出力データをアナログ的に図示したも
ので440はコンパレータ252の出力波形であ
る。第19図における波形420,430〜43
5,440から明らかなように、波形420の半
周期における出力波形440のパルス幅の総和
は、データ430〜435のうち、当該半周期中
にマグニチユードコンパレータ252に入力され
るものの最大値に相当するパルス幅と最小値に相
当するパルス幅の中間値であることがわかる。し
たがつて、カウンタ251の周期とマグニチユー
ドコンパレータ252に入力するデジタル・デー
タの周期が非同期であつても、第16,第17図
に記載する本発明のパルス幅変調回路の出力44
0にはデジタル・データに対応するアナログ信号
成分が含まれるため、カウンタ251とデジタル
データの発生源である音声合成回路を独立した周
波数系で用いてもよい。カウンタ251の周期が
データの変化する周期より低い場合には、本回路
はカウンタ251の周波数の2分の1をカツトオ
フとするデジタル高域遮断フイルタの作用を有す
る。
第20図は本発明のパルス幅変調回路の有する
補間作用について説明したものであつて、カウン
タ251とデジタル・データの出力は同期して変
化する場合の動作例である。450,460はカ
ウンタ251の出力及びデータラツチ253の出
力データ値をアナログ的に示したものであつて、
データ460はカウンタ出力450に同期し、
1.5倍の周期で変化する。470,471はデー
タの変化する瞬間であつて、470ではカウンタ
251は加算計数より減算計数に、471では減
算計数より加算計数に変化する。マグニチユード
コンパレータ252の出力480は、470と4
71の間のカウンタ251の第1の切換り点46
1近傍ではデータ462に相当する時間幅481
の対称形パルスを発生し、第2の切換り点471
では前半がデータ462に相当する時間幅48
1、後半が新しいデータ463に相当する時間幅
482のパルスを発生する結果、パルス484の
幅はパルス483と485の和の2分の1の値と
なる。すなわち見かけ上デデータのサンプル・レ
ートが倍になる効果を有する。
補間作用について説明したものであつて、カウン
タ251とデジタル・データの出力は同期して変
化する場合の動作例である。450,460はカ
ウンタ251の出力及びデータラツチ253の出
力データ値をアナログ的に示したものであつて、
データ460はカウンタ出力450に同期し、
1.5倍の周期で変化する。470,471はデー
タの変化する瞬間であつて、470ではカウンタ
251は加算計数より減算計数に、471では減
算計数より加算計数に変化する。マグニチユード
コンパレータ252の出力480は、470と4
71の間のカウンタ251の第1の切換り点46
1近傍ではデータ462に相当する時間幅481
の対称形パルスを発生し、第2の切換り点471
では前半がデータ462に相当する時間幅48
1、後半が新しいデータ463に相当する時間幅
482のパルスを発生する結果、パルス484の
幅はパルス483と485の和の2分の1の値と
なる。すなわち見かけ上デデータのサンプル・レ
ートが倍になる効果を有する。
以上説明した如く、本発明のパルス幅変調回路
を用いることによつて、時計等小型電気音響装置
に適した低電圧で安定に動作し、かつデータの補
間機能を有するD/Aコンバータと電力能率のよ
い発音体駆動回路を得ることができる。
を用いることによつて、時計等小型電気音響装置
に適した低電圧で安定に動作し、かつデータの補
間機能を有するD/Aコンバータと電力能率のよ
い発音体駆動回路を得ることができる。
第1図は従来の音声時計の構成例を示すブロツ
ク図、第2図は従来のD/Aコンバータの構成例
を示す回路図、第3図は従来用いられている電子
スイツチの構成例を示す回路図、第4図は従来用
いられているB級増幅器の構成例を示す回路図、
第5図はクロスオーバー歪をともなつた第4図に
示読B級増幅器の出力波形図、第6図は本発明に
よる音声時計のブロツク図、第7図はパルス幅変
調波形の説明図、第8図はパルス幅変調波形の周
波数スペクトル図、第9図は音声、フイルタ・パ
ルスくり返し周波数の周波数関係を示す説明図、
第10図イ,ロ,ハはパルス幅変調波形例とパル
ス増幅回路図、第11図イ,ロ,ハ第12図はフ
イルタの構成例を示す説明図、第13図はパルス
幅変調波形と音声電流の説明図、第14図は発音
体の等価回路図、第15図は発音体インピーダン
ス及び出力音圧特性図、第16図は本発明の実施
例であるパルス幅変調回路の構成例を示すブロツ
ク図、第17図は本発明の一実施例を示すパルス
幅変調回路図、第18図,第19図,第20図は
第16図,第17図記載の実施例におけるパルス
幅変調回路の動作説明図である。 1…制御回路、2…入力装置、3…時計回路、
4,5…ROM、6…音声合成回路、7…D/A
コンバータ、8,13,142…高域遮断フイル
タ、11…パルス幅変調回路、12…パルス幅増
幅器、221,251…カウンタ、222,25
3…データラツチ、227,252…マグニチユ
ードコンパレータ、229,254…パルス分配
器。
ク図、第2図は従来のD/Aコンバータの構成例
を示す回路図、第3図は従来用いられている電子
スイツチの構成例を示す回路図、第4図は従来用
いられているB級増幅器の構成例を示す回路図、
第5図はクロスオーバー歪をともなつた第4図に
示読B級増幅器の出力波形図、第6図は本発明に
よる音声時計のブロツク図、第7図はパルス幅変
調波形の説明図、第8図はパルス幅変調波形の周
波数スペクトル図、第9図は音声、フイルタ・パ
ルスくり返し周波数の周波数関係を示す説明図、
第10図イ,ロ,ハはパルス幅変調波形例とパル
ス増幅回路図、第11図イ,ロ,ハ第12図はフ
イルタの構成例を示す説明図、第13図はパルス
幅変調波形と音声電流の説明図、第14図は発音
体の等価回路図、第15図は発音体インピーダン
ス及び出力音圧特性図、第16図は本発明の実施
例であるパルス幅変調回路の構成例を示すブロツ
ク図、第17図は本発明の一実施例を示すパルス
幅変調回路図、第18図,第19図,第20図は
第16図,第17図記載の実施例におけるパルス
幅変調回路の動作説明図である。 1…制御回路、2…入力装置、3…時計回路、
4,5…ROM、6…音声合成回路、7…D/A
コンバータ、8,13,142…高域遮断フイル
タ、11…パルス幅変調回路、12…パルス幅増
幅器、221,251…カウンタ、222,25
3…データラツチ、227,252…マグニチユ
ードコンパレータ、229,254…パルス分配
器。
Claims (1)
- 1 時計機構、デジタル記憶素子、デジタル音声
発生回路および電気―機械変換器として発音体を
備えた音声時計であつて、デジタル音声発生回路
は、デジタル信号値に応じてパルス幅変調された
パルス列を出力するパルス幅変調回路と、該出力
パルス列を増幅するパルス増幅器から構成されて
発音体を駆動するものにおいて、パルス幅変調回
路は、音声デジタル信号のラツチ回路と、出力が
増加と減少を繰り返す計数回路と、該ラツチ回路
出力と該計数回路出力を比較し大小関係に応じて
2値信号を出力する数値比較回路と、該音声デジ
タル信号の符号データに応じて該比較回路出力を
2個の出力端子に分配する分配回路を備え、パル
ス増幅器は該分配回路の出力を受ける2個の入力
端子を備え、信号の入力する端子に応じて発音体
駆動電流の方向が切り替わる構造であることを特
徴とする音声時計。
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4524180A JPS56141587A (en) | 1980-04-08 | 1980-04-08 | Voice watch |
US06/237,788 US4397562A (en) | 1980-02-26 | 1981-02-24 | Digital-analog converter circuit for speech-synthesizing electronic timepiece |
DE19813107298 DE3107298A1 (de) | 1980-02-26 | 1981-02-26 | Digital-analog-umformerschaltung fuer eine elektronische uhr mit sprachsynthese |
GB8106082A GB2073456B (en) | 1980-02-26 | 1981-02-26 | Digital-analogue converter circuit for speech-synthesizing electronic timepiece |
CH130581A CH645503GA3 (en) | 1980-02-26 | 1981-02-26 | Battery-operated electronic clock with voice synthesising |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4524180A JPS56141587A (en) | 1980-04-08 | 1980-04-08 | Voice watch |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS56141587A JPS56141587A (en) | 1981-11-05 |
JPH026031B2 true JPH026031B2 (ja) | 1990-02-07 |
Family
ID=12713748
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4524180A Granted JPS56141587A (en) | 1980-02-26 | 1980-04-08 | Voice watch |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS56141587A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0499922U (ja) * | 1991-02-12 | 1992-08-28 | ||
JPH08157U (ja) * | 1995-08-07 | 1996-02-02 | ユニ・チャーム株式会社 | 使い捨てパンツ型着用物品 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS51151579A (en) * | 1975-06-09 | 1976-12-27 | Camin Ind Corp | Voice indication clock |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6022679Y2 (ja) * | 1978-05-02 | 1985-07-05 | ヤマハ株式会社 | D/aコンバ−タ |
-
1980
- 1980-04-08 JP JP4524180A patent/JPS56141587A/ja active Granted
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS51151579A (en) * | 1975-06-09 | 1976-12-27 | Camin Ind Corp | Voice indication clock |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0499922U (ja) * | 1991-02-12 | 1992-08-28 | ||
JPH08157U (ja) * | 1995-08-07 | 1996-02-02 | ユニ・チャーム株式会社 | 使い捨てパンツ型着用物品 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS56141587A (en) | 1981-11-05 |
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