JPH0254599B2 - - Google Patents
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- JPH0254599B2 JPH0254599B2 JP56119421A JP11942181A JPH0254599B2 JP H0254599 B2 JPH0254599 B2 JP H0254599B2 JP 56119421 A JP56119421 A JP 56119421A JP 11942181 A JP11942181 A JP 11942181A JP H0254599 B2 JPH0254599 B2 JP H0254599B2
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- Measurement Of Levels Of Liquids Or Fluent Solid Materials (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、容器内の充てん状態に依存する容量
を有する容量的なゾンデが容器内に絶縁されて配
置されており、かつゾンデ容量に依存する測定値
信号を発生する測定変換器が前記容器の要所に配
置されており、かつ前記容器とは離れた所に評価
装置が配置されており、この評価装置は前記測定
変換器と２線式線路によつて接続されており、こ
の２線式線路を介して一方において測定変換器の
作動のために必要な直流電流エネルギが評価装置
から測定変換器に伝送され、他方において測定変
換器から供給される測定値信号が評価装置に伝送
される、容器内の充てん状態を検出するための装
置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention is characterized in that a capacitive probe having a capacitance dependent on the filling state of the container is arranged insulated within the container and generates a measured value signal dependent on the capacitance of the probe. A measuring transducer is arranged at a strategic point in the container, and an evaluation device is arranged at a distance from the container, the evaluation device being connected to the measuring transducer by a two-wire line. Via this two-wire line, on the one hand, the direct current energy required for the activation of the measuring transducer is transmitted from the evaluation device to the measuring transducer, and on the other hand, the measured value signal supplied by the measuring transducer is transmitted. It relates to a device for detecting the filling state in a container, which is transmitted to an evaluation device.
この形式の装置では測定変換器と評価装置との
間には、測定変換器への電流供給並びに測定値信
号の伝送のために用いられる簡単な２線式線路の
みがあればよいという利点がある。充てん状態を
示す信号量は、発振器によつて発生される振動の
周波数である。その際その周波数あるいは有利に
はその周波数から分周によつて導き出される比較
的低い周波数を有する測定値信号は、２線式線路
において給電直流電流に重畳される。 This type of device has the advantage that only a simple two-wire line is required between the measuring transducer and the evaluation device, which is used for the current supply to the measuring transducer and for transmitting the measured value signal. . The signal quantity indicative of the filling condition is the frequency of the vibrations generated by the oscillator. In this case, the measured value signal with its frequency or with a relatively low frequency, which is preferably derived from this frequency by frequency division, is superimposed on the supply direct current in the two-wire line.
評価装置は重畳された測定値信号の周波数を検
出しかつそれから充てん状態に関する情報を得
る。前以つて決められた最大充てん状態を上回つ
ているかまたは前以つて決められた最小充てん状
態を下回つているかを検出することだけが必要で
あることも多い。その際この種の装置は限界スイ
ツチと称される。 The evaluation device detects the frequency of the superimposed measurement signal and obtains information about the filling state therefrom. Often it is only necessary to detect whether the predetermined maximum fill condition is exceeded or the predetermined minimum fill condition is exceeded. Devices of this type are then referred to as limit switches.
ドイツ連邦共和国特許公開第2701184号公報か
ら、測定変換器の分路において測定値信号を重畳
する目的のため、２線式線路に測定値信号のタイ
ミングで制御される抵抗分路を接続することが公
知である。その際測定値信号は、２線式線路を介
して伝送される給電直流電流に重畳される付加的
な電流パルスである。この技術手段を、冒頭に述
べた形式の装置に使用した場合重畳された電流パ
ルスの繰返し周波数が容器内の充てん状態を示
す。 German Patent Application No. 2701184 discloses that for the purpose of superimposing the measured value signal in the shunt of the measuring transducer, a resistive shunt controlled by the timing of the measured value signal can be connected to the two-wire line. It is publicly known. The measured value signal is then an additional current pulse which is superimposed on the supply direct current transmitted via the two-wire line. When this technical measure is used in a device of the type mentioned at the outset, the repetition frequency of the superimposed current pulses indicates the filling state in the container.
発振器の周波数をその周波数に依存した直流電
流に変換しかつこのパルス直流電流を測定値信号
として、２線式線路の給電直流電流に重畳するこ
とも可能である。その際評価装置は、直流電流の
変化に応動するように構成されている。 It is also possible to convert the frequency of the oscillator into a frequency-dependent direct current and to superimpose this pulsed direct current as a measurement value signal on the supply direct current of the two-wire line. The evaluation device is designed in such a way that it reacts to changes in the direct current.
しかしこの形式の公知の装置では、ゾンデまた
は測定変換器における障害は検出されなかつた
り、その上誤つた充てん状態として評価されるこ
とが起こりうる。しかも特定の用途においては、
例えばゾンデ短絡またはゾンデ破断による測定変
換器の停止によつて惹起される測定信号の完全な
欠落が誤つた評価を招くおそれがある。即ち付着
損の生じやすい充てん物では、ゾンデが完全に充
てん物によつて覆われたときの著しい減衰によつ
て発振器の振動が一時停止することが起こり得
る。充てん状態測定の観点からすればこの現象は
決して不利ではない。というのは振動の停止は、
“容器は一杯”という情報として評価できるから
である。しかし評価装置において、測定信号の欠
落が正常な作動状態であるのかまたは重大な障害
であるのかを検出できないという問題が残る。 However, with known devices of this type, it can occur that faults in the probe or measuring transducer are not detected or are even interpreted as an incorrect filling state. Moreover, in specific applications,
A complete absence of the measuring signal, which is caused, for example, by a stoppage of the measuring transducer due to a probe short-circuit or probe breakage, can lead to an erroneous evaluation. That is, with a filling that is prone to adhesion losses, the vibration of the oscillator may temporarily stop due to significant damping when the sonde is completely covered by the filling. From the viewpoint of filling state measurement, this phenomenon is by no means disadvantageous. This is because the cessation of vibration is
This is because it can be evaluated as information that "the container is full." However, the problem remains that in the evaluation device it is not possible to detect whether a missing measurement signal is a normal operating condition or a serious fault.
本発明の課題は、冒頭に述べた形式の装置にお
いて、生じうる欠陥および障害を評価装置におい
て確実にできかつそれらを正常な作動状態と区別
できるようにした装置を提供することである。 The object of the invention is to provide a device of the type mentioned at the outset, which makes it possible to ensure that possible defects and disturbances occur in the evaluation device and to distinguish them from normal operating conditions.
この課題は本発明により次のように解決され
る。即ち容量的なゾンデを、正常な作動において
生じるどんなゾンデ容量とも異なつた検査容量に
切換えるための切換装置を測定変換器に設け、か
つこの切換装置を周期的に操作するための制御装
置を設ける。 This problem is solved by the present invention as follows. That is, the measuring transducer is provided with a switching device for switching the capacitive probe to a test volume different from any probe volume that occurs in normal operation, and a control device is provided for cyclically operating this switching device.
本発明の装置では、切換装置の各操作周期にお
いて２つの異なつた形式の測定信号が伝送され
る。即ち一方の部分周期（ゾンデが作動接続され
ている際）において充てん状態情報を示す測定値
信号が伝送され、他方の部分周期（ゾンデが遮断
されている際）において検査容量に相応しかつ測
定変換器の正常な動作を示する測定値信号が伝送
される。このようにすれば評価装置において欠陥
および障害を検出することができる。 In the device according to the invention, two different types of measurement signals are transmitted during each operating period of the switching device. That is, in one partial period (when the probe is activated) a measured value signal representing the filling state information is transmitted, and in the other partial period (when the probe is switched off) a measurement signal corresponding to the test volume and the measurement conversion is transmitted. A measurement signal indicating normal operation of the device is transmitted. In this way, defects and failures can be detected in the evaluation device.
ゾンデ容量は、検査用部分周期の間には完全に
遮断されているので、検査信号は一定であつて、
殊に容器内の充てん状態には無関係である。更
に、検査信号は、作動中生じるどんな充てん状態
測定信号とも異なるので、取違えるおそれはな
い。 Since the sonde capacitance is completely shut off during the test subperiod, the test signal is constant and
In particular, it is independent of the filling state in the container. Moreover, the test signal is different from any fill status measurement signal occurring during operation, so there is no risk of confusion.
本発明の装置は殊に、ゾンデ容量に依存した周
波数を有する振動を発振する発振器を含んだ測定
変換器に適している。この場合発振器は、切換装
置の周期的な操作においてその都度、測定周波数
とは異なつた検査周波数を発生する。その際検査
周波数は、検査容量によつて規定されている。こ
れにより評価装置において、発振器の振動周波数
を変えかつそれによつて誤つた充てん状態を表わ
してしまうことになる欠陥および障害を検出する
ことができる。更に付着損が生じやすい充てん物
においても、振動の停止が装置の故障に基づくも
のなのかまたはゾンデが完全に覆われている折の
正常な作動状態に相応するのかが明瞭に検出でき
る。即ち後者の場合発振器は、ゾンデが遮断され
ている部分周期において再び振動開始するはずな
ので、その結果この部分周期においては相応の繰
返し周波数乃至相応の直流電流値を有する測定値
信号が２線式線路を介して評価装置に伝送され
る。これに対して前者の場合には測定値信号は完
全に発生せず、本発明の装置においてはこのこと
は常に障害として指示される。 The device according to the invention is particularly suitable for measuring transducers that include an oscillator that oscillates vibrations with a frequency that depends on the sonde capacitance. In this case, the oscillator generates a test frequency that is different from the measurement frequency each time during periodic operation of the switching device. In this case, the test frequency is determined by the test volume. This makes it possible in the evaluation device to detect defects and faults that would change the oscillation frequency of the oscillator and thereby indicate an incorrect filling state. Furthermore, even with fillings that are prone to adhesion losses, it is clearly possible to detect whether the cessation of vibration is due to a malfunction of the device or corresponds to a normal operating state when the probe is completely covered. In the latter case, therefore, the oscillator must start oscillating again in the partial period in which the sonde is switched off, so that in this partial period the measured value signal with the corresponding repetition frequency or the corresponding DC current value is transmitted to the two-wire line. is transmitted to the evaluation device via. In the first case, on the other hand, no measured value signal is generated at all, which is always indicated as a fault in the device according to the invention.
本発明の有利な実施例は次の通りである。即ち
容量的なゾンデは、容器とは絶縁されているゾン
デ電極を有し、この電極を介して切換装置によつ
て制御される直流的な電流回路が形成され、かつ
切換装置の周期的な操作によつて直流的な電流回
路に発生される周期的な電流パルスに応動する検
知回路が設けられており、この検知回路は周期的
な電流パルスが生じないとパルスの欠落を特徴付
ける情報を評価装置に伝送するよう作用する。 Advantageous embodiments of the invention are as follows. In other words, a capacitive probe has a probe electrode which is insulated from the container, through which a direct current circuit is formed which is controlled by a switching device, and which is controlled by a cyclic operation of the switching device. A detection circuit is provided which responds to periodic current pulses generated in a direct current circuit by a DC current circuit. It acts to transmit to.
この実施態様によつて殊に、ゾンデ接続部にお
いて短絡または断線が生じたかどうかを検出する
ことができる。即ち両方の場合とも検知回路は切
換装置の操作の繰返し周波数を有する電流パルス
を受信せず、一定の電位を得る。 This embodiment makes it possible in particular to detect whether a short circuit or a disconnection has occurred at the sensor connection. That is, in both cases the detection circuit does not receive current pulses with the repetition frequency of the operation of the switching device, but obtains a constant potential.
本発明のその他の特徴および利点を、以下の図
面を用いた実施例の説明から明らかにする。 Other features and advantages of the invention will become apparent from the following description of an exemplary embodiment with the aid of the drawings.
第１図に図示の装置は、液体またはばら積材料
を格納している容器１における充てん状態を検出
するために用いられる。例えば、前以つて決めら
れる最小または最大限界状態の検出が行なわれる
ものと仮定すれば、装置は限界スイツチとして動
作する。容器１内には、その充てん状態に依存し
て容量が変化する容量的なゾンデ２が配置されて
いる。容器の要所に配置されている電子測定変換
器３は、ゾンデ２の容量の変化を検出しかつそれ
をパルス状の測定値信号に変換する。この測定値
信号は離れた場所に配置されている評価装置４に
伝送される。測定変換器３は、２線式線路５を介
して評価装置に接続されている。つまりこの２線
式線路を介して、一方では測定変換器３への電流
供給が、評価装置４の要所に配置された直流電圧
源６によつて行なわれ、他方では測定値信号の、
測定変換器３から評価装置４への伝送が行なわれ
る。評価装置４における測定値信号は通例、検出
すべき最小または最大の充てん状態の到達を指示
するために利用できるは、または例えば充てんま
たは排出過程を開始または終了せしめる切換過程
をトリガするためにも利用することができる。 The device illustrated in FIG. 1 is used to detect the filling condition in a container 1 containing liquid or bulk material. For example, assuming that a predetermined minimum or maximum limit condition is detected, the device operates as a limit switch. A capacitive probe 2 whose capacity changes depending on the filling state of the container 1 is arranged in the container 1 . Electronic measuring transducers 3, which are arranged at strategic points in the container, detect changes in the capacitance of the probe 2 and convert them into pulsed measurement value signals. This measured value signal is transmitted to an evaluation device 4 located at a remote location. The measuring transducer 3 is connected via a two-wire line 5 to the evaluation device. This means that via this two-wire line, on the one hand, the measuring transducer 3 is supplied with current by means of a DC voltage source 6 arranged at a strategic point in the evaluation device 4, and on the other hand, the measurement value signal is
A transmission from the measuring transducer 3 to the evaluation device 4 takes place. The measured value signal in the evaluation device 4 can typically be used to indicate the attainment of a minimum or maximum filling state to be detected or can also be used, for example, to trigger a switching process to start or end a filling or emptying process. can do.
２線式線路５一方の導体５ａは、測定変換器３
の一方の端子７ａを、評価装置４の一方の端子８
ａに接続する。この端子８ａには直流電圧源６の
プラス極も直接接続されている。２線式線路５の
別の導体５ｂは、測定変換器３の端子７ｂを評価
装置４の端子８ｂに接続する。この端子８ｂはス
イツチ９を介して直流電圧源６のマイナス極に接
続されている。 One conductor 5a of the two-wire line 5 is connected to the measurement transducer 3
One terminal 7a of the evaluation device 4 is connected to one terminal 8 of the evaluation device 4.
Connect to a. The positive pole of the DC voltage source 6 is also directly connected to this terminal 8a. Another conductor 5b of the two-wire line 5 connects the terminal 7b of the measuring transducer 3 to the terminal 8b of the evaluation device 4. This terminal 8b is connected to the negative pole of the DC voltage source 6 via a switch 9.
容量的なゾンデ２は、棒状のゾンデ電極１０を
有し、その際この電極は測定すべき容量（コンデ
ンサ）の一方の電極を形成し、一方他方の電極は
容器１の金属壁によつて形成されている。ゾンデ
電極１０は、約12mmの太さを有する、容器内に鉛
直方向に配置された金属棒によつて形成すること
ができる。この金属棒は、絶縁性の被覆によつて
容器１およびその中に格納されている充てん物か
ら絶縁されている。 The capacitive probe 2 has a rod-shaped probe electrode 10, which electrode forms one electrode of the capacitor to be measured, while the other electrode is formed by the metal wall of the container 1. has been done. The sonde electrode 10 can be formed by a metal rod having a thickness of about 12 mm and arranged vertically inside the container. This metal rod is insulated from the container 1 and the filling contained therein by an insulating coating.
容器１に取付けられた接続端子１１ａは、導体
１２を介して直接端子ａに接続されている。従つ
て容器１は、電圧源６のプラス極の電位に接続さ
れている。容器１は通例接地されており、かつ地
電位は有利にも電子回路のアース電位として選択
されるので、“アースされたプラス極”を有する
回路が使用されている。 A connecting terminal 11a attached to the container 1 is directly connected to a terminal a via a conductor 12. The container 1 is therefore connected to the positive potential of the voltage source 6. Since the container 1 is usually grounded and the ground potential is advantageously chosen as the ground potential of the electronic circuit, a circuit with a "grounded positive pole" is used.
測定変換器３に含まれている電子回路の電流供
給は、２つの導体１３と１４との間で行なわれ、
そのうち導体１３は正のアース電位を導き、一方
導体１４は負の電位を導く。しかし導体１３は端
子７ａに直接接続されてはおらず、容器１の第２
の接続端子１１ｂに接続されている。この第２の
端子１１ｂは、接続端子１１ａとは間隔をおいた
所に位置している。これにより、容器１によつて
形成されている、測定容量の電極が正しく接続さ
れているかが監視される。即ち容器１と電圧源６
のプラス極との間における接続がどこかある個所
で遮断されていれば、測定変換器３の電流供給も
遮断されているので、その結果測定変換器は信号
を供給しない。信号の完全な欠落は評価装置４に
おいて、欠陥が発生しているものと検出される。 The current supply of the electronic circuit included in the measuring transducer 3 takes place between the two conductors 13 and 14;
Of these, conductor 13 carries a positive ground potential, while conductor 14 carries a negative potential. However, the conductor 13 is not directly connected to the terminal 7a, but is connected to the second terminal of the container 1.
is connected to the connection terminal 11b. This second terminal 11b is located at a distance from the connection terminal 11a. This monitors whether the electrodes of the measuring capacitor formed by the container 1 are connected correctly. That is, container 1 and voltage source 6
If the connection with the positive pole of the measuring transducer 3 is interrupted at any point, the current supply to the measuring transducer 3 is also interrupted, so that the measuring transducer does not supply any signal. A complete loss of the signal is detected by the evaluation device 4 as the occurrence of a defect.
導体１４はダイオード１５を介して端子７ｂに
接続されているので、スイツチ９が閉成されてい
れば、給電直流電流は直流電圧源６のマイナス極
に流れて戻ることができる。 Since the conductor 14 is connected to the terminal 7b via the diode 15, the supply DC current can flow back to the negative pole of the DC voltage source 6 if the switch 9 is closed.
導体１３と１４との間にはコンデンサ１６が接
続されている。このコンデンサは、作動中実質的
に直流電圧源６の電圧に充電されかつエネルギ蓄
積装置として作用する。 A capacitor 16 is connected between conductors 13 and 14. During operation, this capacitor is charged substantially to the voltage of the DC voltage source 6 and acts as an energy storage device.
測定変換器３は高周波発振器２０を含んでお
り、この発振器はスイツチ１７を介して棒状のゾ
ンデ電極１０の一方の端部の接続端子１８ａに接
続されている。発振器２０は、スイツチ１７が開
放されているときに、所定の周波数（例えば約
400KHZ）で振動するように構成されている。ス
イツチ１７の閉成時には端子１１ｂと１８ａとの
間に存在するゾンデ容量が高周波発振器２０の振
動回路容量に付加接続されるので、発振器２０の
振動周波数はゾンデ容量の値に依存して多かれ少
なかれ著しく低減される。ゾンデ容量の値は、、
充てん状態および充てん物の誘電率に依存する。
即ちゾンデ容量は、充てん状態がゾンデ電極１０
の下方の端部より低く、その結果ゾンデが完全
に、誘電体である空気によつて取囲まれるときに
最小になる。ゾンデ容量はゾンデのまわりに充て
ん物が増えてくるのに従つて増加し、かつゾンデ
が充てん物によつて完全に覆われるときに最大値
に達する。ゾンデ容量が最大値の場合発振器２０
の振動周波数は最小値を有する。最大振動周波数
の数値を先に挙げたようにｆ max＝400KHZ
（スイツチ１７が開放されている場合）であると
すれば、最小振動周波数（スイツチ１７が閉成さ
れていてかつゾンデが完全に覆われている場合）
は例えばｆ min＝138KHZである。 The measuring transducer 3 includes a high-frequency oscillator 20, which is connected via a switch 17 to a connection terminal 18a at one end of the rod-shaped probe electrode 10. The oscillator 20 generates a predetermined frequency (for example, approximately
It is configured to vibrate at 400KHZ). When the switch 17 is closed, the sonde capacitance existing between the terminals 11b and 18a is additionally connected to the oscillation circuit capacitance of the high-frequency oscillator 20, so that the oscillation frequency of the oscillator 20 is more or less significantly depending on the value of the sonde capacitance. reduced. The value of sonde capacity is,
It depends on the filling state and the dielectric constant of the filling.
That is, the sonde capacitance is such that the filling state is the same as that of the sonde electrode 10.
lower than its lower end, so that it is at its minimum when the sonde is completely surrounded by the dielectric, air. The sonde capacity increases as more fill material is added around the sonde and reaches a maximum value when the sonde is completely covered by the fill material. When the sonde capacity is the maximum value, the oscillator 20
The vibration frequency of has a minimum value. As mentioned above, the maximum vibration frequency is f max = 400KHZ
(when switch 17 is open), then the minimum vibration frequency (when switch 17 is closed and the sonde is completely covered).
For example, f min =138KHZ.
振動周波数は、ゾンデが充てん物によつて覆わ
れていないかまたは部分的にしか覆われていなく
かつスイツチ１７が閉成されているときは、上記
弐２の値の間にある。 The vibration frequency lies between the above two values when the sonde is uncovered or only partially covered by the filling and the switch 17 is closed.
充てん物が付着損の生じ易いものであつて、か
つゾンデ２が完全または部分的に覆われていると
き、発振器振動は減衰される。そのために、所定
の被覆率からは発振器振動が停止する結果となる
ことがある。この状態も前以つて決められた充て
ん状態を検出するために使用することができる。 When the filling is susceptible to adhesion losses and the sonde 2 is completely or partially covered, the oscillator oscillations are damped. This may result in the oscillator oscillations stopping from a predetermined coverage rate. This condition can also be used to detect a predetermined filling condition.
発振器２０の出力側には、発振器２０から供給
された振動を、同じ周波数の矩形信号に変換する
信号成形回路２１が接続されている。信号成形回
路２１によつて発生された矩形信号は、比較的低
い周波数の矩形信号を発生する分周器２３の入力
側に供給される。分周器２３が分周係数2048を有
すると、発振器２０の振動周波数ｆが上に示した
数値である場合分周器２３の出力信号の周波数は
次の数値の間にある。即ち
ｆ max＝400KHZ→Ｆ max＝195HZ
ｆ min＝138KHZ→Ｆ min＝67HZ
分周器２３の出力信号は、導体１３と端子７ｂ
との間に接続されたいてかつ図示の実施例では固
定抵抗２６と直列に接続されたスイツチ２５によ
つて形成されている抵抗分路２４を制御する。実
際には電子スイツチであるスイツチ２５は、分周
器２３の出力側から送出される矩形信号によつ
て、この信号の周波数のタイミングで交互に開放
および閉成される。スイツチ２５が閉成されてい
るとき、固定抵抗２６は、２本の導体から成る線
路５の端子７ａ，７ｂにおいて測定変換器３の電
流負荷と並列に位置するので、その結果制御され
る抵抗分路２４を介して電流IMが流れる。ダイオ
ード１５は、この付加的な電流IMがコンデンサ１
６から取出されるのを妨げる。即ち電流IMは直流
電圧源６から２線式線路５を介して供給されなけ
ればならないので、この電流は２線式線路におい
て、スイツチ２５が開放されているときにのみ流
れる正規の給電直流電流に重畳される。スイツチ
２５は、分周器２３の出力信号のタイミングで操
作されるので、２線式線路５において給電直流電
流には、発振器２０の振動周波数に比例する繰返
し周波数を有する電流パルスIMが重畳される。 A signal shaping circuit 21 that converts the vibration supplied from the oscillator 20 into a rectangular signal of the same frequency is connected to the output side of the oscillator 20. The rectangular signal generated by the signal shaping circuit 21 is fed to the input of a frequency divider 23, which generates a relatively low frequency rectangular signal. If the frequency divider 23 has a frequency division factor of 2048, then when the oscillation frequency f of the oscillator 20 is the numerical value shown above, the frequency of the output signal of the frequency divider 23 will be between the following numerical values. That is, f max = 400KHZ → F max = 195HZ f min = 138KHZ → F min = 67HZ The output signal of the frequency divider 23 is transmitted between the conductor 13 and the terminal 7b.
and which in the illustrated embodiment is formed by a switch 25 connected in series with a fixed resistor 26. The switch 25, which is actually an electronic switch, is alternately opened and closed by a rectangular signal sent from the output side of the frequency divider 23 at the timing of the frequency of this signal. When the switch 25 is closed, the fixed resistor 26 is located in parallel with the current load of the measuring transducer 3 at the terminals 7a, 7b of the two-conductor line 5, so that the controlled resistance A current I M flows through path 24 . Diode 15 allows this additional current I M to flow through capacitor 1
Prevents it from being removed from 6. That is, since the current I M must be supplied from the DC voltage source 6 via the two-wire line 5, this current is equal to the normal supply DC current that flows in the two-wire line only when the switch 25 is open. superimposed on Since the switch 25 is operated at the timing of the output signal of the frequency divider 23, a current pulse I M having a repetition frequency proportional to the vibration frequency of the oscillator 20 is superimposed on the supplied DC current in the two-wire line 5. Ru.
評価装置４には、重畳された電流パルスIMを検
出するための装置が設けられている。このため
に、例えば、端子８ｂと直流電圧源６マイナス極
との接続線に値の小さな抵抗２７を挿入すること
ができる。抵抗２７の両端子に接続された検出回
路２８が、各電流パルスIMによつて抵抗２７で惹
起される付加的な電圧降下を検出する。 The evaluation device 4 is equipped with a device for detecting the superimposed current pulses I M . For this purpose, for example, a resistor 27 with a small value can be inserted in the connection line between the terminal 8b and the negative pole of the DC voltage source 6. A detection circuit 28 connected across resistor 27 detects the additional voltage drop induced across resistor 27 by each current pulse I M .
それぞれの電流パルスIMは抵抗２７のみなら
ず、２導体線路５においても付加的な電圧降下を
生ぜしめるので、端子７ａ，７ｂでの電圧は電流
パルスIMのタイミングで変動する。ダイオード１
５はコンデンサ１６と一緒に、高速の電圧変動を
測定変換器３から隔離する分離回路を形成する。 Since each current pulse I M causes an additional voltage drop not only in the resistor 27 but also in the two-conductor line 5, the voltage at the terminals 7a, 7b varies with the timing of the current pulse I M. diode 1
5 together with a capacitor 16 form an isolation circuit which isolates fast voltage fluctuations from the measuring transducer 3.
スイツチ１７は、ゾンデ容量が交互に、発振器
２０の振動回路から分離されかつそれから振動回
路に付加接続されるように周期的に操作される。
図示の実施例ではスイツチ１７の周期的な操作
は、評価装置４によつてスイツチ９を用いて制御
される。評価装置４に設けられた時間制御回路２
９が、その都度短い持続間の間スイツチ９を周期
的に開放するので、その結果２線式線路５におけ
る給電直流電圧は短い持続時間の間遮断される。
簡単にするために、スイツチ１７はリレー３０の
メータ接点であると仮定する。その際リレーの巻
線は一方の側において直接端子７ｂ（ダイオード
１５の前）に接続されており、他方の側において
通常は閉成されているスイツチ３１を介して導体
１３に接続されている。スイツチ３１は、単安定
マルチバイブレータ３２の出力信号によつて、そ
れが動作状態にあるときに開放される。単安定マ
ルチバイブレータ３２のトリガは、ゾンデの欠陥
検知器３３の出力信号によつて行なわれる。この
検知器の入力側は、ゾンデ２の第２の接続端子１
８ｂに接続されている。接続端子１８ｂは、例え
ばゾンデ絶縁部内に延在する導体１９を介して、
棒状のゾンデ電極１０の下方の端部に接続されて
いる。従つてスイツチ１７が閉成されていれば導
体１３から発振器２０、スイツチ１７、棒状のゾ
ンデ電極１０および検知器３３を介して導体１４
に通じる直流電流路が形成される。 The switch 17 is operated periodically in such a way that the sonde capacitance is alternately disconnected from the oscillating circuit of the oscillator 20 and then additionally connected to the oscillating circuit.
In the exemplary embodiment shown, the periodic operation of switch 17 is controlled by evaluation device 4 using switch 9 . Time control circuit 2 provided in evaluation device 4
9 periodically opens the switch 9 for a short duration in each case, so that the supply DC voltage on the two-wire line 5 is interrupted for a short duration.
For simplicity, it is assumed that switch 17 is the meter contact of relay 30. The winding of the relay is then connected directly to terminal 7b (in front of diode 15) on one side and to conductor 13 via a normally closed switch 31 on the other side. The switch 31 is opened by the output signal of the monostable multivibrator 32 when it is in the operating state. The monostable multivibrator 32 is triggered by the output signal of the sonde defect detector 33. The input side of this detector is connected to the second connection terminal 1 of the sonde 2.
8b. The connection terminal 18b is connected, for example, via a conductor 19 extending within the sonde insulation section.
It is connected to the lower end of the rod-shaped sonde electrode 10. Therefore, if the switch 17 is closed, the conductor 14 is transmitted from the conductor 13 via the oscillator 20, the switch 17, the rod-shaped sonde electrode 10, and the detector 33.
A direct current path leading to is formed.
スイツチ９および３１が閉成されているとき、
リレー３０は励磁されているので、その結果スイ
ツチ１７も閉成されている。スイツチ９が開放さ
れるとリレー３０は復旧するので、その結果スイ
ツチ１７は開放される。これによりゾンデ電極１
０を介する検知器３３への直流電流路は遮断され
る。この遮断が、検知器３３が単安定マルチバイ
ブレータ３２をトリガするよう作用する。単安定
マルチバイブレータ３２は、その準安定時間の間
スイツチ３１を開放する。従つてリレー３０は、
スイツチ９が再び閉成されるとき、復旧状態にあ
る。スイツチ３１が単安定マルチバイブレータ３
２の準安定時間の終了時に再び閉成されて漸く、
リレー３０は再び励磁され、その結果スイツチ１
７は閉成される。この過程はスイツチ９が短時間
開放する度にその都度繰返される。その際勿論、
単安定マルチバイブレータの準安定時間がスイツ
チ９の連続する２つの操作間の時間間隔より短い
ことが前提となつている。 When switches 9 and 31 are closed,
Since relay 30 is energized, switch 17 is also closed as a result. When switch 9 is opened, relay 30 is restored, and as a result switch 17 is opened. As a result, the sonde electrode 1
The direct current path to the detector 33 via 0 is interrupted. This interruption causes the detector 33 to trigger the monostable multivibrator 32. Monostable multivibrator 32 opens switch 31 during its metastable time. Therefore, the relay 30 is
When switch 9 is closed again, it is in the recovery state. Switch 31 is monostable multivibrator 3
At the end of the metastable time of 2, it is closed again and finally,
Relay 30 is energized again so that switch 1
7 is closed. This process is repeated each time switch 9 is opened for a short time. At that time, of course,
It is assumed that the metastable time of the monostable multivibrator is shorter than the time interval between two consecutive actuations of switch 9.
例えば、時間制御回路２９はスイツチ９を、
1Sの時間間隔でその都度約10mSの持続時間の間
開放し、かつ単安定マルチバイブレータが約0.4S
の準安定間をするものと仮定する。この場合スイ
ツチ１７は、1Sの周期の間それぞれ約0.4Sの間閉
成され、約0.6Sの間開放されるように操作され
る。従つて発振器２０は、1Sの周期の経過にお
いてその都度0.4Sの間ゾンデ容量によつて規定さ
れる測定周波数を発生し、また0.6Sの間それより
高い固有周波数（既に示した数値例では
400KHZ）を発生する。この周波数は検査周波数
として用いられる。評価装置４において、この検
査周波数と測定周波数との周期的な交代が正しく
行なわれているかが検査される。この検査によつ
て評価装置における、測定変換器の正しい動作の
監視および種々異なつた欠陥の検出が可能にな
る。殊に、付着損が生じ易い充てん物の場合、発
振器振動の停止が、ゾンデが覆われたことによる
ものかまたは回路が作動してないことによるもの
なのかが検査される。即ち前者の場合発振器振動
は、その都度0.6S間周期的に始まるはずであり、
一方発振器振動が持続的に生じなければそれは回
路部分の故障を示す。 For example, the time control circuit 29 controls the switch 9,
open for a duration of about 10 mS each time at a time interval of 1 S, and the monostable multivibrator opens for a duration of about 0.4 S.
Assume that there is a metastable interval of . In this case, the switch 17 is operated in such a way that it is closed for about 0.4S and opened for about 0.6S during each period of 1S. The oscillator 20 therefore generates the measuring frequency defined by the sonde capacitance for 0.4 S in each case in the course of a period of 1 S and also generates the higher natural frequency (in the numerical example already given) for 0.6 S.
400KHZ). This frequency is used as the test frequency. In the evaluation device 4, it is checked whether the periodic alternation between the test frequency and the measurement frequency is carried out correctly. This test makes it possible to monitor the correct operation of the measuring transducer and to detect various defects in the evaluation device. Particularly in the case of fillings that are susceptible to adhesion losses, it is checked whether the cessation of the oscillator oscillations is due to the probe being covered or due to the circuit not being activated. That is, in the former case, the oscillator oscillation should start periodically for 0.6S each time,
On the other hand, if the oscillator oscillations persist, this indicates a failure in the circuit section.
２線式線路５における給電直流電圧の短時間の
周期的な遮断は、測定変換器３の電子回路へのエ
ネルギ供給に不利に働かない。というのは、エネ
ルギ蓄積器として作用するコンデンサ１６が遮断
時間の間のエネルギ供給を引受けるからである。 Short periodic interruptions of the supply DC voltage in the two-wire line 5 do not have a detrimental effect on the energy supply to the electronic circuit of the measuring transducer 3. This is because the capacitor 16, which acts as an energy storage, takes over the energy supply during the cut-off time.
ゾンデ電極１０を介して形成される直流電流路
のどこかある個所で持続的な遮断が生じたとき、
例えばゾンデの破断時、ゾンデ欠陥検知器３３は
単安定マルチバイブレータをもはや周期的にトリ
ガしないので、その結果既述の、測定周波数と検
査周波数とはもはや交互に発生しなくなる。これ
により評価装置４において欠陥があることが指示
される。 When a sustained interruption occurs at some point in the direct current path formed through the sonde electrode 10,
For example, in the event of a rupture of the sonde, the sonde defect detector 33 no longer periodically triggers the monostable multivibrator, so that the measurement and test frequencies mentioned above no longer occur alternately. This instructs the evaluation device 4 that there is a defect.
ゾンデ絶縁部に漏れ口が生じたりまたはゾンデ
頭部に凝水が形成されたりすると、スイツチ１７
が開放されている時に、容器１の壁からゾンデ電
極１０を介して導体１４に漏れ電流が流れる。ゾ
ンデ欠陥検知器３３は、この漏れ電流が所定の最
高値を超えれば、単安定マルチバイブレータをそ
れ以上トリガしないように構成されている。ゾン
デ電極１０と容器壁との間に短絡が生じたときに
も勿論同じように作用する。このようなあらゆる
障害発生時において、測定周波数と検査周波数の
周期的な交互発生は妨害されるので、これにより
評価装置４において欠陥が指示される。 If a leak occurs in the sonde insulation or condensation forms on the sonde head, switch 17
When the container 1 is open, a leakage current flows from the wall of the container 1 to the conductor 14 via the sonde electrode 10. The sonde defect detector 33 is configured to no longer trigger the monostable multivibrator if this leakage current exceeds a predetermined maximum value. Of course, the same effect also occurs when a short circuit occurs between the sonde electrode 10 and the container wall. In the event of any such disturbance, the periodic alternation of the measurement frequency and the test frequency is disturbed, so that a defect is indicated in the evaluation device 4.
第１図にはその他に別のスイツチ３４が図示さ
れている。このスイツチは閉成された状態におい
て端子３５を導体１３に接続する。スイツチ３４
は、実質的にスイツチ１７と同期して操作され
る。このことは第１図では、このスイツチが同様
リレー３０のメーク接点によつて形成されている
ことによつて示されている。このスイツチ３４の
目的を以下第２図との関連において説明する。 Another switch 34 is also shown in FIG. This switch connects terminal 35 to conductor 13 in the closed state. switch 34
is operated substantially synchronously with switch 17. This is illustrated in FIG. 1 by the fact that this switch is likewise formed by the make contact of relay 30. The purpose of this switch 34 will be explained below in connection with FIG.
第２図は、測定変換器３の１実施例の回路図で
ある。わかり易くするためにゾンデ２を備えた容
器１も図示されている。端子７ａ，７ｂには、図
示されていない２線式線路５が接続されている。
この線路は第１図に図示のように評価装置４に導
かれている。 FIG. 2 is a circuit diagram of one embodiment of the measuring transducer 3. A container 1 with a sonde 2 is also shown for clarity. A two-wire line 5 (not shown) is connected to the terminals 7a and 7b.
This line is led to an evaluation device 4 as shown in FIG.
第２図にも、第１図で図示したように接続され
ている導体１２，１３，１４並びにダイオード１
５および導体１３および１４の間に接続されてい
るコンデンサ１６が図示されている。スイツチ１
７はこゝでもリレー３０のメーク接点として図示
されている。その際例えばリードリレーが使用さ
れるので、スイツチ１７はリード接点である。
1Sという比較的大きな切換周期を考慮すればこ
の実施例でも勿論問題ないが、スイツチ１７を電
子スイツチとして、例えばトランジスタまたは
CMOS−アナログスイツチの形式で構成するこ
ともできる。 FIG. 2 also shows conductors 12, 13, 14 and diode 1 connected as shown in FIG.
5 and a capacitor 16 connected between conductors 13 and 14. switch 1
7 is again shown as the make contact of the relay 30. For example, a reed relay is used, so the switch 17 is a reed contact.
Of course, there is no problem with this embodiment considering the relatively large switching period of 1S, but if the switch 17 is an electronic switch, for example, a transistor or
It can also be configured in the form of a CMOS-analog switch.
高周波発振器２０は、誘導帰還路を備えたマイ
ナス発振器として構成されている。この発振器
は、npn−トランジスタＴ１を含んでいる。この
トランジスタのコレクタは抵抗Ｒ１およびインダ
クタンスＬ１を介して、正の電位を導く導体１３
に接続されており、一方エミツタは抵抗Ｒ２を介
して負の電位を導く導体１４に接続されている。
インダクタンスＬ１は、このインダクタンスに並
列接続されたコンデンサＣ１と一緒に周波数を決
める振動回路を形成する。インダクタンスがＬ１
＝720μHで、容量値がＣ１＝220pFであれば発振
器によつて、既述の400KHZの振動周波数が得ら
れる。帰還は、トランジスタＴ１のベース回路に
位置するインダクタンスＬ２によつて行なわれ
る。このインダクタンスは、インダクタンスＬ１
と誘導結合されている。インダクタンスＬ２は抵
抗Ｒ３を介して、ベースバイアス電圧を供給する
分圧器のタツプに接続されている。この分圧器は
導体１３と１４との間に接続されており、抵抗Ｒ
４とダイオードＤ１と抵抗Ｒ５とから成る直列回
路によつて形成されている。分圧器のタツプと導
体１４との間に接続されているコンデンサＣ２は
高周波の減結合に用いられる。発生された振動
は、インダクタンスＬ２抵抗、Ｒ３との接続点で
取出されかつコンデンサＣ３を介してパルス成形
回路２１の入力側に伝送される。 The high frequency oscillator 20 is configured as a negative oscillator with an inductive feedback path. This oscillator includes an npn transistor T1. The collector of this transistor is connected to a conductor 13 that conducts a positive potential through a resistor R1 and an inductance L1.
, while the emitter is connected via a resistor R2 to a conductor 14 that carries a negative potential.
The inductance L1 together with the capacitor C1 connected in parallel to this inductance forms an oscillating circuit that determines the frequency. Inductance is L1
= 720 μH and the capacitance value C1 = 220 pF, the oscillation frequency of 400 KHZ described above can be obtained by the oscillator. Feedback is provided by an inductance L2 located in the base circuit of transistor T1. This inductance is the inductance L1
is inductively coupled with Inductance L2 is connected through resistor R3 to the tap of a voltage divider that provides the base bias voltage. This voltage divider is connected between conductors 13 and 14 and has a resistor R
4, a diode D1, and a resistor R5. A capacitor C2 connected between the voltage divider tap and conductor 14 is used for high frequency decoupling. The generated vibrations are taken out at the connection point with the inductance L2 and the resistor R3 and transmitted to the input side of the pulse shaping circuit 21 via the capacitor C3.
トランジスタＴ１のコレクタ回路に位置する抵
抗Ｒ１が、トランジスタＴ１の導電時にも振動回
路構成要素Ｌ１，Ｃ１のみが発振器の周波数を規
定するように保証する。 A resistor R1 located in the collector circuit of the transistor T1 ensures that even when the transistor T1 is conducting, only the oscillating circuit components L1, C1 define the frequency of the oscillator.
振動回路コンデンサＣ１の一方の端子は、容器
１も接続されている導体１３に接続されている。
スイツチ１７は、振動回路コンデンサＣ１の他方
の端子に接続されているので、その結果スイツチ
１７が閉成されると容器１とゾンデ電極１０との
間に生じたゾンデ容量が、振動回路コンデンサＣ
１に並列に存在する。1.6nFの最大のゾンデ容量
では、最小の振動周波数ｆ min＝138KHZが生
じる。 One terminal of the oscillating circuit capacitor C1 is connected to a conductor 13 to which the container 1 is also connected.
Since the switch 17 is connected to the other terminal of the oscillating circuit capacitor C1, as a result, when the switch 17 is closed, the sonde capacitance generated between the container 1 and the sonde electrode 10 is transferred to the oscillating circuit capacitor C1.
Exists in parallel to 1. The maximum sonde capacitance of 1.6 nF results in a minimum vibration frequency f min =138 KHZ.
信号成形回路２１は、カスケード接続された２
つの増幅器段から成つている。これら増幅器段の
全体の増幅率は、制限器作用が生じる程度の大き
さであり、その結果第２の増幅器段の出力側には
矩形の信号が得られる。各増幅器段に対する基本
回路として、帰還抵抗Ｒ６もしくはＲ７を有する
集積されたインバータIC１，IC２が用いられる。
各増幅器段のｎおよびｐチヤネルーMOSトラン
ジスタは、高周波信号によつて制御されると両方
とも所定の移行時間の間導通する。その際MOS
−トランジスタに流れるスイツチング電流および
それによつて高められる、増幅器の消費電流を制
限するために、各インバータの電流接続端子と導
体１３もしくは１４との間の接続線には抵抗Ｒ
８，Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１が介挿されている。第
１の増幅器段の出力側は、コンデンサＣ４を介し
て第２の増幅器段の入力側に接続されている。第
２の増幅器段の出力信号は、分周器２３の信号入
力側に供給される。分周器は例えばTyp4040の集
積された12ビツト２進カウンタIC３によつて形
成されている。従つてパルス成形回路２１によつ
て供給される矩形信号の周波数は2048によつて分
周され、それから分周器２３の出力側に195HZ乃
至67HZの周波数を有する矩形信号が得られる。 The signal shaping circuit 21 includes two cascade-connected
It consists of two amplifier stages. The overall amplification factor of these amplifier stages is such that a limiter effect occurs, so that a rectangular signal is obtained at the output of the second amplifier stage. An integrated inverter IC1, IC2 with a feedback resistor R6 or R7 is used as the basic circuit for each amplifier stage.
The n- and p-channel MOS transistors of each amplifier stage are both conductive for a predetermined transition time when controlled by a high frequency signal. At that time, MOS
- in order to limit the switching current flowing through the transistors and the resulting increased current consumption of the amplifier, a resistor R is provided in the connection line between the current connection terminal of each inverter and the conductor 13 or 14;
8, R9, R10, and R11 are inserted. The output of the first amplifier stage is connected via a capacitor C4 to the input of the second amplifier stage. The output signal of the second amplifier stage is fed to the signal input of the frequency divider 23. The frequency divider is formed, for example, by an integrated 12-bit binary counter IC3 of type 4040. The frequency of the rectangular signal supplied by the pulse shaping circuit 21 is thus divided by 2048, from which a rectangular signal with a frequency of 195 HZ to 67 HZ is obtained at the output of the frequency divider 23.
制御される抵抗分路２４のスイツチ２５は、ト
ランジスタＴ２によつて形成されている。このト
ランジスタのコレクタは、固定抵抗２６を介して
導体１３に接続されており、一方エミツタは直接
端子７ｂに接続されている。 The switch 25 of the controlled resistor shunt 24 is formed by the transistor T2. The collector of this transistor is connected to the conductor 13 via a fixed resistor 26, while the emitter is directly connected to the terminal 7b.
分周器２３の出力側は、コンデンサＣ５と抵抗
Ｒ１６との直列接続を介してトランジスタＴ２の
ベースに接続されている。このベースは他方で、
抵抗Ｒ１７とダイオードＤ２との並列回路を介し
て端子７ｂに接続されている。 The output side of the frequency divider 23 is connected to the base of the transistor T2 via a series connection of a capacitor C5 and a resistor R16. This base, on the other hand,
It is connected to the terminal 7b via a parallel circuit of a resistor R17 and a diode D2.
コンデンサＣ５は、抵抗Ｒ１６およびＲ１７と
一緒に微分素子を形成し、その際この微分素子
は、分周器２３の出力側から供給される矩形信号
の上昇する側縁でその都度トランジスタＴ２が約
200μSの短い持続時間の間導通状態になるように
作用する。トランジスタＴ２のこの切換時相の間
制御される抵抗分路２４を介して電流パルスIMが
流れる。その際このパルスの大きさは固定抵抗２
６によつて決められている。この電流パルスは２
線式線路５において基本電流に重畳される。 The capacitor C5 together with the resistors R16 and R17 forms a differentiating element, the differentiating element being such that on the rising edge of the rectangular signal supplied from the output of the frequency divider 23, the transistor T2 is in each case approximately
It acts to conduct for a short duration of 200 μS. A current pulse I M flows through the resistive shunt 24 which is controlled during this switching phase of the transistor T2. At this time, the magnitude of this pulse is determined by the fixed resistance 2
It is determined by 6. This current pulse is 2
It is superimposed on the basic current in the wire line 5.
スイツチ３１は、pnp−トランジスタＴ３によ
つて形成されている。このトランジスタのエミツ
タは、正の導体１３に接続されており、コレクタ
はリレー３０の巻線を介して端子７ｂに接続され
ており、その際場合に応じて電流制限のために更
に低抵抗値の抵抗（Ｒ１８，Ｒ１９）が直列に接
続されている。ダイオードＤ３が、切換ピークを
短絡するためにリレー巻線を橋絡している。スイ
ツチ３４は同じくpnp−トランジスタＴ４によつ
て形成されており、その際このトランジスタのエ
ミツターベース間はトランジスタＴ３のコレクタ
回路にあつてリレー３０の巻線に直列に接続され
ている抵抗Ｒ１９に並列に位置している。トラン
ジスタＴ４のコレクタは、ダイオードＤ４および
抵抗Ｒ２０を介して端子３５に接続されている。 Switch 31 is formed by a pnp transistor T3. The emitter of this transistor is connected to the positive conductor 13, and the collector is connected via the winding of the relay 30 to the terminal 7b, optionally with a further low resistance value for current limiting. Resistors (R18, R19) are connected in series. A diode D3 bridges the relay winding to short-circuit the switching peak. The switch 34 is likewise formed by a pnp transistor T4, the emitter-base of this transistor being parallel to a resistor R19 which is connected in series with the winding of the relay 30 in the collector circuit of the transistor T3. It is located in The collector of transistor T4 is connected to terminal 35 via diode D4 and resistor R20.
単安定マルチバイブレータ３２は、例えば
Typ1458の集積された演算増幅器IC４を含んでい
る。この増幅器の非反転入力側は、分圧器のタツ
プに接続されている。分圧器は導体１３と１４と
の間に接続されていて、２つの抵抗Ｒ２１，Ｒ２
２によつて形成されている。演算増幅器IC４の
出力側と正の導体１３との間には分圧器Ｒ２３，
Ｒ２４が接続されており、この分圧器のタツプは
pnp−トランジスタＴ３のベースに接続されてい
る。 The monostable multivibrator 32 is, for example,
Contains a Typ1458 integrated operational amplifier IC4. The non-inverting input side of this amplifier is connected to the tap of the voltage divider. The voltage divider is connected between conductors 13 and 14 and includes two resistors R21, R2
It is formed by 2. A voltage divider R23 is connected between the output side of the operational amplifier IC4 and the positive conductor 13.
R24 is connected and the tap of this voltage divider is
pnp - connected to the base of transistor T3.
ゾンデ欠陥検知器３３は、コンパレータとして
構成されている集積された演算増幅器IC５を含
んでいる。この演算増幅器の反転入力側は、分圧
器のタツプに接続されている。この分圧器は、正
の導体１３と負の導体１４との間に互いに直列に
接続された２つの抵抗Ｒ２６，Ｒ２７から形成さ
れている。演算増幅器IC５の非反転入力側は抵
抗Ｒ２８を介てゾンデ２の接続端子１８ｂに、か
つ他方で抵抗Ｒ２９を介して負の導体１４に接続
されている。コンデンサＣ６は、抵抗Ｒ２６に並
列に接続されている。 The sonde defect detector 33 includes an integrated operational amplifier IC5 configured as a comparator. The inverting input of this operational amplifier is connected to the tap of the voltage divider. This voltage divider is formed by two resistors R26, R27 connected in series with each other between the positive conductor 13 and the negative conductor 14. The non-inverting input side of the operational amplifier IC5 is connected via a resistor R28 to the connecting terminal 18b of the probe 2, and on the other hand to the negative conductor 14 via a resistor R29. Capacitor C6 is connected in parallel to resistor R26.
スイツチ１７の閉成時には、導体１３から、イ
ンダクタンスＬ１、スイツチ１７、端子１８ａ、
ゾンデ電極１０、接続端子１８ｂ、抵抗Ｒ２８お
よび抵抗Ｒ２９を介して導体１４に至る直流電流
路が形成される。この直流電流路を介して、所定
の高周波電流が重畳されている直流電流が流れ
る。インダクタンスＬ１およびゾンデ電極１０は
直流電流に対しては短絡と見做すことができるの
で、抵抗Ｒ２８およびＲ２９は直流電流に対して
分圧器を形成し、その際この分圧器のタツプは演
算増幅器IC５の非反転入力側に接続されており、
一方このタツプに生じる高周波電圧は、コンデン
サＣ６によつて３波される。抵抗Ｒ２８および２
９は同じ値なのでその結果演算増幅器IC５の非
反転入力側には、スイツチ１７の閉成時には導体
１３と１４との間に生じる給電電圧の値の半分の
大きさの電圧が生じる。これに対してスイツチ１
７が開放されているとき、演算増幅器IC５の非
反転入力側には負の導体１４の電位が加えられ
る。 When the switch 17 is closed, the inductance L1, the switch 17, the terminal 18a,
A DC current path is formed that reaches the conductor 14 via the sonde electrode 10, the connection terminal 18b, the resistor R28, and the resistor R29. A direct current on which a predetermined high frequency current is superimposed flows through this direct current path. Since the inductance L1 and the probe electrode 10 can be considered as a short circuit for the DC current, the resistors R28 and R29 form a voltage divider for the DC current, the taps of this voltage divider being connected to the operational amplifier IC5. is connected to the non-inverting input side of
On the other hand, the high frequency voltage generated at this tap is converted into three waves by capacitor C6. Resistor R28 and 2
9 have the same value, so that a voltage appears at the non-inverting input of the operational amplifier IC5 which is half the value of the supply voltage present between the conductors 13 and 14 when the switch 17 is closed. On the other hand, switch 1
7 is open, the potential of the negative conductor 14 is applied to the non-inverting input side of the operational amplifier IC5.
これに対して抵抗Ｒ２６は抵抗Ｒ２７より大き
い。即ちこれらりの抵抗の抵抗値は、演算増幅器
IC５の反転入力側に加えられる電位が、スイツ
チ１７の開放および閉成の際非反転入力側に周期
的に交互に発生する２つの電位の間のほぼ中間に
あるように設定されている。演算増幅器IC５に
は帰還路が設けられていないので、この増幅器は
閾値コンパレータとして動作し、その際コンパレ
ータの出力側は、非反転入力側に印加される電位
が、反転入力側に印加される電位より高いかまた
は低いかに応じて、正の給電電位または負の給電
電位を導く。 On the other hand, resistor R26 is larger than resistor R27. In other words, the resistance values of these resistors are
The potential applied to the inverting input of the IC 5 is set to be approximately midway between the two potentials that occur periodically and alternately at the non-inverting input when the switch 17 opens and closes. Since operational amplifier IC5 is not provided with a feedback path, this amplifier operates as a threshold comparator, with the output of the comparator being such that the potential applied to the non-inverting input is equal to the potential applied to the inverting input. Depending on whether it is higher or lower, it leads to a positive or negative supply potential.
演算増幅器IC５の出力側と正の導体１３との
間において抵抗Ｒ３０が直列接続されたコンデン
サＣ７が設けられている。抵抗Ｒ３０に並列に、
ダイオードＤ５が設けられている。演算増幅器
IC４の反転入力側は、コンデンサＣ７と抵抗Ｒ
３との接続点に接続されている。 A capacitor C7 with a resistor R30 connected in series is provided between the output side of the operational amplifier IC5 and the positive conductor 13. In parallel with resistor R30,
A diode D5 is provided. operational amplifier
The inverting input side of IC4 is connected to capacitor C7 and resistor R.
It is connected to the connection point with 3.
この回路は次のように動作する。評価装置４に
おけるスイツチ９が閉成されていて、従つて端子
７ａ，７ｂに完全な作動電圧が加えられていると
き、トランジスタＴ３は電流を導き（スイツチ３
１は閉成されている）、その結果リレー３０は励
磁されている。スイツチ１７は閉成されているの
で、発振器２０はゾンデ容量によつて規定される
測定周波数で振動する。スイツチ１７およびゾン
デ電極１０を介して延びる直流電流路が形成され
ているので、その結果演算増幅器IC５の非反転
入力側には、反転入力側に加えられる電位より高
い電位が加えられる。演算増幅器IC５の出力側
には導体１３の正の電位が現われる。コンデンサ
Ｃ７は放電しており、かつ演算増幅器IC４の反
転入力側には、導体１３の正の電位が加えられ
る。この電位は、非反転入力側に加えられる、分
圧器Ｒ２１，Ｒ２２によつて決められる電位より
高い。 This circuit operates as follows. When switch 9 in evaluation device 4 is closed and therefore the full operating voltage is applied to terminals 7a, 7b, transistor T3 conducts current (switch 3
1 is closed), so that relay 30 is energized. Since the switch 17 is closed, the oscillator 20 oscillates at the measurement frequency defined by the sonde capacitance. A direct current path is formed which extends through the switch 17 and the probe electrode 10, so that a higher potential is applied to the non-inverting input of the operational amplifier IC5 than the potential applied to the inverting input. The positive potential of conductor 13 appears at the output of operational amplifier IC5. Capacitor C7 is discharged, and the positive potential of conductor 13 is applied to the inverting input of operational amplifier IC4. This potential is higher than the potential applied to the non-inverting input and determined by the voltage divider R21, R22.
従つて演算増幅器IC４の出力側は、低い電位
を導き、これにより分圧器Ｒ２３，Ｒ２４を介し
てトランジスタＴ３が導通制御される。 The output of the operational amplifier IC4 therefore carries a low potential, which causes the transistor T3 to be switched on via the voltage divider R23, R24.
端子７ｂと直流電圧源６のマイナス極との間の
接続が、スイツチ９の開放によつて短時間、例え
ば10mSの間中断されるとき、エネルギ蓄積器と
して作用するコンデンサ１６が、導体１３および
１４間の電圧を維持し、これにより演算増幅器
IC４およびIC５も含んだ、測定変換器３の電子
回路への電流供給がこの遮断の持続時間の間にも
保証されている。しかしダイオード１５がコンデ
ンサ１６の電圧を端子７ｂに伝送するのを阻止す
る。従つてリレー３０の巻線には電流が流れなく
なり、その結果リレーは復旧しかつスイツチ１７
は開放される。その際発振器２０は、検査周波数
で振動する。同時に、ゾンデ欠陥検知器３３への
直流電流路も遮断されるので、その結果演算増幅
器IC５の非反転入力側は導体１４の負の電位を
とる。これに相応して、演算増幅器IC５の出力
側も負の電位に移行する。トランジスタＣ７は最
初放電しているので、演算増幅器IC４の反転入
力側も、非反転入力側に加えられる電位より低い
電位を導く。これに応じて演算増幅器の出力側に
正の電位が現われ、かつトランジスタＴ３は遮断
される（スイツチ３１は開放）。 When the connection between the terminal 7b and the negative pole of the DC voltage source 6 is interrupted for a short time, for example 10 mS, by opening the switch 9, the capacitor 16, acting as an energy accumulator, connects the conductors 13 and 14. This allows the operational amplifier to maintain a voltage between
Current supply to the electronic circuit of the measuring transducer 3, which also includes IC4 and IC5, is guaranteed during the duration of this interruption. However, diode 15 prevents the voltage on capacitor 16 from being transmitted to terminal 7b. Current therefore no longer flows through the winding of relay 30, so that the relay is restored and switch 17 is turned off.
will be released. The oscillator 20 then oscillates at the test frequency. At the same time, the direct current path to the sonde defect detector 33 is also interrupted, so that the non-inverting input side of the operational amplifier IC5 takes on the negative potential of the conductor 14. Correspondingly, the output of operational amplifier IC5 also shifts to a negative potential. Since transistor C7 is initially discharged, the inverting input of operational amplifier IC4 also conducts a potential lower than the potential applied to the non-inverting input. Correspondingly, a positive potential appears at the output of the operational amplifier and transistor T3 is cut off (switch 31 is opened).
従つて10mSの短い持続時間後にスイツチ９が
閉成されても、リレー３０には電流が流れない
まゝである。というのはトランジスタ３１が遮断
されているからである。２線式線路５を介して再
び電流供給が行なわれ、かつコンデンサ１６の消
費された電荷が再び補充される点を除けば、回路
の状態には何の変化もない。更に発振器２０は検
査周波数で振動し、かつその周波数から分周によ
つて得られたパルスが、給電電流に重畳される。 Therefore, even if switch 9 is closed after a short duration of 10 mS, no current will still flow through relay 30. This is because transistor 31 is cut off. There is no change in the state of the circuit, except that the current is again supplied via the two-wire line 5 and the consumed charge of the capacitor 16 is replenished again. Furthermore, the oscillator 20 oscillates at the test frequency, and the pulses obtained by frequency division from this frequency are superimposed on the supply current.
コンデンサＣ７は、抵抗Ｒ３０を介して充電さ
れる。演算増幅器IC４の反転入力側の電位が、
分圧器Ｒ２１，Ｒ２２のタツプに生じる電位を越
えるや否や、この演算増幅器の出力側は再び負の
電位をとるので、その結果トランジスタＴ３は再
び導通状態になる。リレー３０は励磁され、かつ
スイツチ１７は閉成される。抵抗Ｒ３０およびコ
ンデンサＣ１７によつて形成されるRC素子の時
定数は、この切換が0.6S後に行なわれるように定
められている。演算増幅器IC５の非反転入力側
は再び分圧器Ｒ２８，Ｒ２９によたて決められる
比較的高い電位を得、かつこの演算増幅器IC５
の出力側は正の電位をとる。コンデンサＣ７は、
ダイオードＤ５を介して放電される。そこで再び
出発状態になる。 Capacitor C7 is charged via resistor R30. The potential on the inverting input side of operational amplifier IC4 is
As soon as the potential present at the tap of the voltage divider R21, R22 is exceeded, the output of this operational amplifier assumes a negative potential again, so that the transistor T3 becomes conductive again. Relay 30 is energized and switch 17 is closed. The time constant of the RC element formed by resistor R30 and capacitor C17 is determined such that this switching takes place after 0.6 seconds. The non-inverting input side of operational amplifier IC5 again has a relatively high potential determined by voltage divider R28, R29, and this operational amplifier IC5
The output side of takes a positive potential. Capacitor C7 is
It is discharged via diode D5. Then it will be ready to start again.
正常な作動においてはスイツチ９が開放される
度に同じ過程が繰返される。 In normal operation, the same process is repeated each time switch 9 is opened.
ゾンデ電極１０を介して案内される直流電流路
がどこかある個所で連続的に、例えばゾンデの破
断などのため遮断されていると、演算増幅器IC
５の非反転入力側は持続的に導体１４の電位に
とゞまり、従つて演算増幅器の出力側は持続的に
低い電位を保持する。 If the DC current path guided through the sonde electrode 10 is continuously interrupted at some point, for example due to a rupture of the sonde, the operational amplifier IC
The non-inverting input of 5 remains permanently at the potential of conductor 14, so that the output of the operational amplifier remains permanently at a low potential.
これに対してゾンデ電極１０と容器壁との間に
短絡が生じた際には、演算増幅器IC５の非反転
入力側には持続的に、分圧器Ｒ２８，Ｒ２９によ
つて規定される比較的高い電位が生じ、その結果
演算増幅器IC５の出力側は常時正の電位にとゞ
まる。最後に、ゾンデ電極１０と容器１の壁との
間に、例えばゾンデ絶縁部に漏れ口が生じたにま
たは凝水が形成されるなどして漏れ電流が生じた
ときは、スイツチ１７が開放されても分圧器Ｒ２
８，Ｒ２９のタツプでの電位は完全には、導体１
４の負の電位に低下せず、漏れ電流によつて抵抗
Ｒ２９に惹起される電圧降下に相応する中間値に
までしか低下しない。この低めの電圧値が、分圧
器Ｒ２６，Ｒ２７のタツプに生じる電位を下回ら
ないときは、演算増幅器IC５の出力信号は同様
持続的に高い電位にとゞまる。分圧器抵抗Ｒ２
８，Ｒ２９を相応の大きさに設定すれば、例えば
約18μAの比較的小さな漏れ電流値でも既にこの
作用が生じるようにすることができる。 On the other hand, in the event of a short circuit between the sonde electrode 10 and the vessel wall, the non-inverting input of the operational amplifier IC5 will sustain a relatively high voltage defined by the voltage divider R28, R29. A potential is generated, so that the output side of the operational amplifier IC5 always remains at a positive potential. Finally, if a leakage current occurs between the sonde electrode 10 and the wall of the container 1, for example due to a leak in the sonde insulation or the formation of condensation, the switch 17 is opened. Voltage divider R2
8, the potential at the tap of R29 is completely
4, but only to an intermediate value corresponding to the voltage drop caused across resistor R29 by the leakage current. If this lower voltage value does not fall below the potential present at the tap of voltage divider R26, R27, the output signal of operational amplifier IC5 likewise remains permanently at a high potential. Voltage divider resistor R2
By setting R29 to a corresponding value, this effect can already occur even at relatively small leakage current values of, for example, about 18 μA.
上に挙げたすべての障害時には、測定周波数と
検査周波数との既述の周期的な交互の発生はもは
や行なわれない。演算増幅器IC５の出力側が持
続的に高い電位を導くとき、演算増幅器IC４の
出力側は持続的に負の電位にとゞまる。演算増幅
器IC５の出力側が持続的に負の電位を導くとき、
演算増幅器IC４の出力側はコンデンサＣ７の充
電後低い電位をとり、以後その電位を保持する。
両方の場合ともトランジスタＴ３は持続的に開放
されているので、その結果リレー３０は10mSの
短い時間間隔後スイツチ９が閉成されると再び電
流が流れるようになる。即ちスイツチ１７はどん
な場合でも10mSの短い時間の間は開放されるの
で、その結果周波数切換操作のオンオフ比は著し
く変わつてくる。しかし回路を、スイツチ１７が
10mSの短い持続時間の間閉成され続けるように
構成することもできる。これにより0.6Sの所定の
部分周期において検査周波数は評価装置で全く検
出されないかまたは極めて短時間しか検出されな
い。 In the event of all the above-mentioned disturbances, the above-mentioned periodic alternation of measurement frequency and test frequency no longer takes place. When the output of the operational amplifier IC5 carries a permanently high potential, the output of the operational amplifier IC4 remains permanently at a negative potential. When the output side of the operational amplifier IC5 continuously leads to a negative potential,
The output side of the operational amplifier IC4 assumes a low potential after charging the capacitor C7, and holds that potential thereafter.
In both cases the transistor T3 is permanently open, so that the relay 30 becomes energized again when the switch 9 is closed after a short time interval of 10 mS. That is, the switch 17 is opened for a short period of 10 mS in any case, so that the on/off ratio of the frequency switching operation changes significantly. However, switch 17 changes the circuit.
It can also be configured to remain closed for a short duration of 10 mS. As a result, in a predetermined partial period of 0.6 S, the test frequency is not detected at all in the evaluation device or is detected only for a very short time.
即ちゾンデおよび測定変換器の正常な作動時に
は評価装置は、基本電流に重畳された、約200μS
の持続時間を有する電流パルスを受信する。その
際電流パルスは周期的に交互に、その都度0.6Sの
間の195HZの繰返し周波数並びに0.4Sの間の、充
てん状態に相応するそれより低い繰返し周波数を
有する。この周波数は（付着損が生じやすい充て
ん物の場合）零であることもある。装置の始動の
際、スイツチ１７の開放時および閉成時に伝送さ
れる電流パルスIMの繰返し周波数をそれぞれ評価
装置４に記憶することによつて検出すべき限界状
態への調整が行なわれる。作動中伝送される電流
パルスIMの繰返し周波数が、記憶された値と比較
される。0.4Sの部分周期内におて、記憶された値
に相応するパルス繰返し周波数が検出されると
き、それは検出すべき限界状態に達したことを示
す。即ちその際評価装置においてリレーを操作す
ることができる。つまりリレーの接点を介して充
てん限界状態の到達を外部へ信号として知らせる
かまたは相応の切換過程を開始させる。 In other words, during normal operation of the sonde and measuring transducer, the evaluation device has approximately 200 μS superimposed on the basic current.
receive a current pulse having a duration of . The current pulses then alternate periodically with a repetition frequency of 195 HZ of 0.6 S in each case as well as a lower repetition frequency of 0.4 S, which corresponds to the filling state. This frequency may be zero (for fillings prone to adhesion losses). During start-up of the device, an adjustment to the limit state to be detected takes place by storing in the evaluation device 4 the repetition frequency of the current pulses I M transmitted when the switch 17 is opened and when it is closed. The repetition frequency of the current pulses I M transmitted during operation is compared with a stored value. If within a sub-period of 0.4S a pulse repetition frequency corresponding to the stored value is detected, this indicates that the limit state to be detected has been reached. This means that relays can then be operated in the evaluation device. This means that via the contacts of the relay, the reaching of the filling limit state is signaled to the outside world or a corresponding switching process is initiated.
0.6Sの別の部分周期内で、伝送される電流パル
スIMの繰返し周波数が相応の記憶された値と、前
以つて決められた許容範囲以上に異なると、それ
は例えば構成部分の欠陥のため、測定変換器３の
発振器２０が申し分なく動作していないことを示
す。この場合評価装置４において、障害を指示す
る警報リレーが操作される。この警報リレーは、
0.6Sの各部分周期における所定の時間間隔内に検
査周波数が発生しないかまたは測定周波数の伝送
用に設けられている部分周期に検査周波数が現わ
れるときにも操作される。 If the repetition frequency of the transmitted current pulse I M deviates from the corresponding stored value by more than a predetermined tolerance within another subperiod of 0.6 S, this may be due to a defect in the component, for example. , indicating that the oscillator 20 of the measuring transducer 3 is not working satisfactorily. In this case, an alarm relay indicating a fault is activated in the evaluation device 4. This alarm relay is
It is also operated when no test frequency occurs within a predetermined time interval in each subperiod of 0.6S or when a test frequency appears in the subperiod provided for the transmission of the measurement frequency.
これまで説明してきた装置では、ゾンデ電極１
０が２つの接続端子子１８ａ，１８ｂを備えてい
ることを前提としており、その結果ゾンデ電極を
介して直流的な電流回路が形成され、この電流回
路の持続的な遮断がゾンデの破断を示す。しかし
装置は、唯一の接続端子しか有さない棒状ゾンデ
に接続しても使用すことができる。しかもその時
はゾンデ破断の検出は既述の方法では可能でなく
なるが、回路のその他の機能は変わらない。 In the apparatus described so far, the sonde electrode 1
It is assumed that 0 is equipped with two connecting terminals 18a and 18b, and as a result, a DC-like current circuit is formed through the sonde electrode, and a sustained interruption of this current circuit indicates a rupture of the sonde. . However, the device can also be used in conjunction with a bar probe having only one connection terminal. Furthermore, the detection of sonde breakage is then no longer possible using the described method, but the other functions of the circuit remain unchanged.
充てん物との導電接触が生じることのない完全
に絶縁されたゾンデ電極が使用される場合、ゾン
デ電極を端子１８ａに接続しかつ端子１８ａおよ
び１８ｂを短絡によつて接続すれば十分である。
その際分圧器Ｒ２８，Ｒ２９は、スイツチ１７を
介して既述のものと同じ電流パルスを受信するの
で、その結果検査周波数と測定周波数との交互発
生が既述のように行なわれる。その上この場合検
知器３３はゾンデ絶縁における漏れ口の発生また
はゾンデ短絡の発生に応動する。 If a completely insulated probe electrode is used, with no conductive contact with the filling, it is sufficient to connect the probe electrode to terminal 18a and to connect terminals 18a and 18b by means of a short circuit.
Voltage dividers R28, R29 then receive the same current pulses as described above via switch 17, so that an alternation of test and measurement frequencies takes place as described above. Moreover, in this case the detector 33 reacts to the occurrence of a leak in the probe insulation or to the occurrence of a probe short circuit.
部分絶縁されたゾンデ電極を使用する際この技
述手段は可能でなくなる。というのはゾンデ電極
と充てん物との接触が漏れ（乃至短絡）と混同す
ることがあるからである。しかしこの場合も端子
１８ｂを端子３５に接続することによつて、検査
周波数および測定周波数を交互に発生するように
することができる。その際分圧器Ｒ２８，Ｒ２９
は、抵抗Ｒ２０、ダイオードＤ４、トランジスタ
Ｔ４によつて形成されるスイツチ３４およびトラ
ンジスタＴ３によつて形成されるスイツチ３１を
介して正の導体１３に接続されている。トランジ
スタＴ４は、リレー３０が励磁されていると常
に、抵抗Ｒ１９の電圧降下によつて開放される。
即ちスイツチ３４はスイツチ１７と同期に操作さ
れる。従つて検知器３３はこの場合も既述のよう
に電流パルスを受信し、その結果既述のように検
査周波数および測定周波数の周期的な交代が行な
われる。 This technique is no longer possible when using partially insulated sonde electrodes. This is because contact between the sonde electrode and the filling can be confused with a leak (or short circuit). However, in this case as well, by connecting the terminal 18b to the terminal 35, the test frequency and the measurement frequency can be generated alternately. At that time, voltage divider R28, R29
is connected to the positive conductor 13 via resistor R20, diode D4, switch 34 formed by transistor T4, and switch 31 formed by transistor T3. Transistor T4 is opened by the voltage drop across resistor R19 whenever relay 30 is energized.
That is, the switch 34 is operated in synchronization with the switch 17. Detector 33 thus again receives current pulses as described above, resulting in a periodic alternation of test and measurement frequencies as described above.
これまで説明してきた検査および検出装置は、
２線式線路を介して伝送される測定値信号の発生
の形式には無関係である。検査および検出装置
は、これまで例として説明してきた、発振器周波
数がゾンデ容量に依存する場合に限定されるもの
ではない。 The testing and detection equipment we have described so far is
The type of generation of the measured value signal transmitted via the two-wire line is irrelevant. The testing and detection device is not limited to the case where the oscillator frequency depends on the sonde capacitance, as has been described by way of example.
第３図には、第１図および第２図で示した装置
とは測定値信号の発生の形式の点で相異する、充
てん状態測定装置の別の実施例が図示されてい
る。第１図と同じ構成部分には、同じ番号乃至付
号が付けてある。 FIG. 3 shows a further embodiment of the filling level measuring device, which differs from the devices shown in FIGS. 1 and 2 in the manner in which the measurement signal is generated. Components that are the same as those in FIG. 1 are given the same numbers or numbers.
第３図の装置において高周波発振器４０は持続
的に、ゾンデ２の容量とは無関係な固定の周波数
を発生する。発振器４０の出力側には、変成器４
１の１次巻線が接続されており、一方２次巻線の
方はスイツチ１７′を介てゾンデ電極１０に接続
されている。スイツチ１７′は第１図および第２
図のスイツチ１７に相応する。しかしこのスイツ
チは、ブレーク状態において（リレー３０の復旧
の際）変成器４１の２次巻線を固定の検査容量４
２に接続する切換接点として形成されている。変
成器４１の２次巻線には、容量測定回路４３が接
続されている。この測定回路は、２次巻線に接続
されている容量の関数である出力電力を供給す
る。電圧−周波数変換器４４は、容量測定回路４
３の出力電圧を受信しかつこの電圧に依存した繰
返し周波数を有する出力パルスを発生する。これ
らパルスによつてスイツチ２５が操作される。 In the device of FIG. 3, a high-frequency oscillator 40 continuously generates a fixed frequency that is independent of the capacitance of the sonde 2. A transformer 4 is connected to the output side of the oscillator 40.
1 primary winding is connected, while the secondary winding is connected to the sonde electrode 10 via a switch 17'. The switch 17' is
This corresponds to the switch 17 in the figure. However, this switch has a fixed test capacitance of 4
It is designed as a switching contact connected to 2. A capacitance measuring circuit 43 is connected to the secondary winding of the transformer 41. This measurement circuit provides an output power that is a function of the capacitance connected to the secondary winding. The voltage-frequency converter 44 is connected to the capacitance measurement circuit 4
3 and generates output pulses having a repetition frequency dependent on this voltage. The switch 25 is operated by these pulses.
スイツチ１７′の操作は、既述のようにスイツ
チ９の短時間の開放の際その都度、リレー３０、
ゾンデ欠陥検知器３３および単安定マルチバイブ
レータ３２によつて行なわれる。従つて正常な作
動時は、ISの各周期の間２線式線路５を介して
0.6Sの持続時間の間は検査容量４２によつて規定
される検査周波数が伝送され、また0.4Sの持続時
間の間はゾンデ容量によつて規定される測定周波
数が伝送され。回路部分の故障、ゾンデの破断、
ゾンデの短絡またはゾンデ絶縁部に漏れ口が生じ
た際には、検査周波数と測定周波数のこの規則的
な交互発生は妨害され、このことは評価装置４に
おいて障害の発生を示すものとして検出される。 As mentioned above, when the switch 17' is operated for a short time, the relay 30 and
This is done by a sonde defect detector 33 and a monostable multivibrator 32. During normal operation, therefore, during each period of the IS, the
During a duration of 0.6S, the test frequency defined by the test capacitance 42 is transmitted, and for a duration of 0.4S, the measurement frequency defined by the sonde capacitance is transmitted. Failure of the circuit part, breakage of the sonde,
In the event of a short circuit in the probe or a leak in the probe insulation, this regular alternation of test and measurement frequencies is disturbed and this is detected in the evaluation device 4 as an indication of the occurrence of a fault. .
この実施例においても検査容量４２は、作動中
に生じる可能性があるいかなるゾンデ容量とも異
なるように設定されている。更に、ゾンデ容量は
検査用部分周期の間完全に遮断されているので、
その結果検査周波数数は一定でかつ充てん状態に
は無関係である。 In this embodiment as well, the test volume 42 is set to be different from any sonde volume that may occur during operation. Furthermore, since the sonde volume is completely shut off during the test subperiod,
As a result, the number of test frequencies is constant and independent of the filling state.
勿論既述の回路の種々汚異なつた変形も可能で
ある。例えば上記実施例において、リレーを励磁
するために２線式線路５における電流供給電圧を
完全に遮断することは必ずしも必要ではない。ス
イツチ１７乃至１７′の操作は、例えば電圧を一
層低い、たゞし零とは異なる値に短時間のパルス
形状の低下によつてトリガされるトリガ回路によ
つても行なうことができるし、またはトリガを、
別の形式の信号の重畳、例えば音声周波信号によ
つて行なうこともできる。 Of course, various modifications of the circuit described are also possible. For example, in the embodiment described above, it is not necessarily necessary to completely interrupt the current supply voltage in the two-wire line 5 in order to energize the relay. The actuation of the switches 17 to 17' can also be carried out, for example, by means of a trigger circuit which is triggered by a short pulse-shape reduction of the voltage to a lower value, only different from zero, or trigger,
Superimposition of other types of signals can also take place, for example with audio frequency signals.
既述の、測定値信号およびゾンデ容量には無関
係な検査信号の周期的な交互発生により付加的
に、測定結果に影響を及ぼすことになりかねない
周囲の影響、例えば温度の影響の自動的な補償が
許容される。 The already mentioned periodic alternation of the measured value signal and the test signal, which is independent of the sonde capacitance, additionally eliminates the automatic detection of ambient influences, e.g. temperature influences, that can influence the measurement result. Compensation is allowed.
例えば既述の実施例において、高周波発振器２
０（第１図および第２図）または高周波発振器４
０（第３図）の周波数が温度の影響によつて変化
するとき、２線式線路５を介して伝送される測定
値信号の周波数も変化する。特別な予防手段を構
じなければ、この温度に規定される周波数変化は
評価装置によつてゾンデ容量の変化として評価さ
れ、その結果測定結果は誤つたものになる。発振
器周波数が、別の影響、例えば構成素子の老化に
よつて変化したり、またはゾンデ量を指示する、
測定値信号のパラメータの変化が高周波発振器に
よつてではなくて、測定変換器の１つまたは複数
の別の構成部分によつて惹起されるときにも、測
定結果の類似の誤りが生じる。 For example, in the embodiment described above, the high frequency oscillator 2
0 (Figures 1 and 2) or high frequency oscillator 4
0 (FIG. 3) changes due to temperature effects, the frequency of the measured value signal transmitted via the two-wire line 5 also changes. Unless special precautionary measures are taken, this temperature-defined frequency change will be evaluated by the evaluation device as a change in the sonde capacitance, so that the measurement result will be erroneous. the oscillator frequency changes due to other influences, e.g. aging of the components, or dictates the sonde quantity;
A similar error in the measurement result also occurs when a change in the parameter of the measurement signal is caused not by the high-frequency oscillator, but by one or more other components of the measurement transducer.
これらすべての不利な現象は既述の装置におい
ては次の事実に基づいて取除かれる。即ち各測定
周期において測定値信号の他に、ゾンデ容量に無
関係な検査信号も存在し、その際温度変化等の上
記の影響は測定信号並びに検査信号に同じように
作用する。 All these disadvantageous phenomena are eliminated in the described device due to the following fact. That is, in each measurement period, in addition to the measurement value signal, there is also a test signal which is independent of the probe capacitance, the above-mentioned influences such as temperature changes acting on the measurement signal as well as the test signal in the same way.
検出装置２８（第１図および第３図）は、各測
定周期において容量を指示する、検査信号の値、
即ち既述の実施例では２線式線路５を介して伝送
される電流パルスを記憶しかつそれを、引続いて
伝送される測定値信号の評価の際補正のために使
用するように構成されている。この補正は例えば
以下の技術手段によつて行なうことができる。 The detection device 28 (FIGS. 1 and 3) detects the value of the test signal, which indicates the capacitance at each measurement period.
Thus, in the exemplary embodiment described, the current pulses transmitted via the two-wire line 5 are stored and used for correction in the evaluation of the subsequently transmitted measured value signal. ing. This correction can be performed, for example, by the following technical means.
１ 最も簡単な場合検査信号の記憶された値は、
測定値信号の評価の際基準量として使用され
る。1. In the simplest case, the stored value of the test signal is
It is used as a reference quantity in the evaluation of the measured value signal.
２ 検査信号の記憶された値は、回路の始動の際
に決められた初期値と比較され、かつその偏差
が補正量として使用される。2. The stored value of the test signal is compared with the initial value determined during the start-up of the circuit, and its deviation is used as a correction variable.
第４図には例として、第１図、第２図および第
３図の既述の実施例において、上に挙げた技術手
段の第１のものを実現する評価装置４の簡単なブ
ロツク回路図が示されている。 FIG. 4 shows, by way of example, a simple block circuit diagram of an evaluation device 4 for realizing the first of the technical means listed above in the embodiments described in FIGS. 1, 2 and 3. It is shown.
第４図にも、電圧源６、抵抗２７、スイツチ９
および時間制御回路２９が示されている。 FIG. 4 also shows a voltage source 6, a resistor 27, a switch 9
and time control circuit 29 are shown.
検出回路２８は、パルス周波数検出器５０を含
んでいる。この検出器は出力側に、抵抗２７を通
過する電流パルスの繰返し周波数を示す信号（有
利にはデジタル信号）を送出する。先に挙げた数
値例では、パルス周波数検出器５０の出力信号は
障害が生じていなければ1Sの各測定期間の間0.4S
の測定時間間隔の持続時間の間測定周波数を指示
し、また0.6Sの検査時間間隔の持続時間の間検査
周波数を示す。 Detection circuit 28 includes a pulse frequency detector 50. At its output, this detector sends a signal (preferably a digital signal) indicating the repetition frequency of the current pulses passing through the resistor 27. In the numerical example given above, the output signal of the pulse frequency detector 50 will be 0.4S during each measurement period of 1S if no disturbance occurs.
indicates the measurement frequency for the duration of the measurement time interval of 0.6S and indicates the test frequency for the duration of the test time interval of 0.6S.
パルス周波数検出器５０の出力側には、充てん
状態計算器５１の入力側および監視回路５２の入
力側が並列に接続されている。充てん状態計算機
５１は、測定時間間隔の間加えられる測定周波数
からゾンデ容量を、かつそれから充てん状態を検
出する。この計算機は、連続的な充てん状態測定
の場合出力側に、充てん状態を指示する信号を発
生し、一方充てん状態限界スイツチとして使用さ
れる場合にはその出力側に、検出された充てん状
態が所定の値を上回つているかまたは下回つてい
るときに信号を供給する。監視回路５２は、測定
および検査周波数が正しいタイミングで連続する
かどうかを検査しかつ１つまたは複数の出力側
に、障害の存在および場合によつてはその原因を
指示する信号を供給する。回路５０，５１および
５２の同期は、スイツチ９の操作によつて各測定
周期の開始を決める時間制御回路２９によつて行
なわれる。 The input side of the filling state calculator 51 and the input side of the monitoring circuit 52 are connected in parallel to the output side of the pulse frequency detector 50. The filling state calculator 51 detects the sonde capacity from the measurement frequency applied during the measurement time interval and the filling state therefrom. The calculator generates a signal indicating the filling condition at its output for continuous filling condition measurements, while at its output it outputs a signal indicating the detected filling condition when used as a filling condition limit switch. Provides a signal when the value is above or below the value of . The monitoring circuit 52 checks whether the measurement and test frequencies are consecutive in good time and provides a signal at one or more outputs indicating the presence and possibly the cause of a fault. The synchronization of circuits 50, 51 and 52 is effected by a time control circuit 29 which determines the start of each measurement period by operating switch 9.
既に説明した誤差補正の目的のため、メモリ５
３が設けられており、このメモリは同じく、パル
ス周波数検出器５０の出力側に接続されており、
かつ時間制御回路２９によつて制御される。メモ
リ５３は各測定周期において検査時間間隔の間決
られた検査周波数を記憶し、かつ引続く測定時間
間隔の間記憶されたその値を出力側から送出す
る。この記憶された値は、充てん状態計算機５１
の第２の入力側に供給される。 For the purpose of error correction already explained, the memory 5
3 is provided, and this memory is also connected to the output side of the pulse frequency detector 50,
And it is controlled by the time control circuit 29. The memory 53 stores the determined test frequency for a test time interval in each measuring period and delivers the stored value at the output for the following measuring time interval. This stored value is stored in the filling state calculator 51
is supplied to the second input side of the .
充てん状態計算機５１において、メモリ５３か
ら供給される、検査周波数の値が、測定周波数の
評価の際基準量として利用される。検査周波数の
値は、一定の検査容量の値（第２図におけるＣ
１；第３図における４２）に対して、測定周波数
の値が測定すべきゾンデ容量の値に対して有する
のと同じ比例関係にある。従つて検査周波数およ
び測定周波数に同じように影響を及ぼす温度変化
または別の影響は、測定すべきゾンデ容量が検査
周波数と測定周波数との比に基づいて検出される
とき、測定結果には何の影響も及ぼさずにすむ。 In the filling state calculator 51, the value of the test frequency supplied from the memory 53 is used as a reference quantity when evaluating the measurement frequency. The value of the test frequency is the value of the constant test capacitance (C in Fig. 2).
1; 42) in FIG. 3 has the same proportional relationship as the value of the measurement frequency has to the value of the sonde capacitance to be measured. Temperature changes or other influences that affect the test frequency and the measurement frequency in the same way therefore have no effect on the measurement result when the sonde volume to be measured is determined based on the ratio of the test frequency and the measurement frequency. There will be no impact.
第４図には、上に挙げた第２の技術手段により
動作するようにするには、どのように回路を変形
すればよいかが破線にて示されている。メモリ５
３出力側と充てん状態計算機５２の第２の入力側
との接続は、点ＡおよびＢの間で解離されてい
る。点Ａには、比較回路５４の入力側５５が接続
されている。この比較回路の第２の入力側５６に
は、回路の始動時に決められた、検査周波数の初
期値を示す信号が加えられる。比較回路５４の、
点Ｂに接続された出力側は、記憶された検査周波
数と、初期値との偏査を示す信号を送出する。こ
の信号は、充てん状態計算機５１に補正信号とし
て供給され、そこで測定値信号の評価の際、温度
変化または別の影響によつて規定される偏差を補
正するために使用される。 In FIG. 4, it is shown with broken lines how the circuit has to be modified in order to operate according to the second technical means mentioned above. memory 5
The connection between the 3 output and the second input of the filling state calculator 52 is disconnected between points A and B. An input side 55 of a comparator circuit 54 is connected to point A. At the second input 56 of this comparator circuit, a signal is applied which indicates the initial value of the test frequency, determined at the time of starting the circuit. The comparison circuit 54
The output connected to point B sends out a signal indicating the deviation of the stored test frequency from the initial value. This signal is fed as a correction signal to the filling state calculator 51 and is used there during the evaluation of the measured value signal to correct deviations caused by temperature changes or other influences.
比較回路５４の第１の入力側５５を直接、パル
ス周波数検知器５０の出力側に接続しかつメモリ
５３を、比較回路５４の出力側に接続することも
勿論可能である。この場合比較回路５４は、各検
査時間間隔において検査周波数と初期値との比較
を行ない、またメモリ５３は、検査周波数の値で
はなく、検出された偏差を記憶することになる。 It is of course also possible to connect the first input 55 of the comparison circuit 54 directly to the output of the pulse frequency detector 50 and to connect the memory 53 to the output of the comparison circuit 54. In this case, the comparison circuit 54 compares the test frequency with the initial value at each test time interval, and the memory 53 stores the detected deviation rather than the value of the test frequency.
装置は、測定信号および検査信号の容量を示す
パラメータが、パルスの繰返し周波数でなく、例
えばパルス幅変調におけるパルス幅またはパルス
符号変調における符号化であつても相応に動作す
る。 The device operates accordingly even if the parameter indicating the capacity of the measurement and test signals is not the repetition frequency of the pulses, but, for example, the pulse width in pulse width modulation or the coding in pulse code modulation.
上記の補正装置が自動的に、検査周波数および
測定周波数に同じように作用するすべての影響
を、この影響の形式（温度に依存するもの、構成
素子の老化等）および変化を惹起する回路部分と
は無関係に補償するという事実は特に重要であ
る。 The above-mentioned correction device automatically compensates for all influences that act in the same way on the test and measurement frequencies, depending on the type of this influence (temperature-dependent, aging of components, etc.) and the part of the circuit that causes the change. Of particular importance is the fact that the
更に重要な利点として挙げられるのは、周囲の
影響の補正がゾンデの要所に位置する測定変換器
においてではなく、そこから離れた評価装置にお
いて行なわれ、その際２線式線路を介して付加的
な制御信号を伝送する必要がないということであ
る。 A further important advantage is that the correction of ambient influences is not carried out in the measuring transducer located at a strategic point on the sonde, but in the evaluation device remote from it, with the addition being carried out via a two-wire line. This means that there is no need to transmit specific control signals.
既述の実施例は、評価装置の検出回路２８が相
応にプログラミングされたマイクロコンピユータ
によつて形成されている場合にも特に有利に適用
される。 The embodiments described are also particularly advantageous if the detection circuit 28 of the evaluation device is formed by a correspondingly programmed microcomputer.
第１図は本発明の容器内の充てん状態を検出す
るための装置のブロツク回路図、第２図は第１図
の装置の測定変換器の回路図、第３図は本発明の
装置の別の実施例のブロツク回路図、第４図は評
価装置の実施例のブロツク回路図である。
１……容器、２……ゾンデ、３……測定変換
器、４……評価装置、５……２線式線路、６……
直流電圧源、９……スイツチ、１０……ゾンデ電
極、１１ａ，１１ｂ，１８ａ，１８ｂ……接続端
子、１２，１３，１４……導体、１５……ダイオ
ード、１６……コンデンサ、１７，３４，１７′
……（リレー３０の）接点、２０，４０……高周
波発振器、２１……信号成形回路、２３……分周
器、２４……抵抗分路（２５……スイツチ＋２６
……固定抵抗）、２８……検出回路、２９……時
間制御回路、３２……単安定マルチバイブレー
タ、３３……ゾンデ欠陥検知器、４１……変成
器、４２……検査容量、４３……容量測定回路、
４４……電圧周波数変換器、５０……パルス周波
数検出器、５１……充てん状態計算機、５２……
監視回路、５３……メモリ、５４……比較回路、
IM……電流パルス。
Fig. 1 is a block circuit diagram of a device for detecting the filling state in a container according to the present invention, Fig. 2 is a circuit diagram of a measuring transducer of the device of Fig. 1, and Fig. 3 is an alternative to the device of the present invention. FIG. 4 is a block circuit diagram of an embodiment of the evaluation device. 1... Container, 2... Sonde, 3... Measurement transducer, 4... Evaluation device, 5... Two-wire line, 6...
DC voltage source, 9... Switch, 10... Sonde electrode, 11a, 11b, 18a, 18b... Connection terminal, 12, 13, 14... Conductor, 15... Diode, 16... Capacitor, 17, 34, 17'
... Contact (of relay 30), 20, 40 ... High frequency oscillator, 21 ... Signal shaping circuit, 23 ... Frequency divider, 24 ... Resistance shunt (25 ... Switch +26
... fixed resistance), 28 ... detection circuit, 29 ... time control circuit, 32 ... monostable multivibrator, 33 ... sonde defect detector, 41 ... transformer, 42 ... inspection capacitor, 43 ... capacitance measurement circuit,
44... Voltage frequency converter, 50... Pulse frequency detector, 51... Filling state calculator, 52...
Monitoring circuit, 53...Memory, 54...Comparison circuit,
I M ...Current pulse.
Claims (1)
容量的なゾンデが容器内に絶縁されて配置されて
おり、かつゾンデ容量に依存する測定値信号を発
生する測定変換器が前記容器の要所に配置されて
おり、かつ前記容器とは離れた所に評価装置が配
置されており、該評価装置は前記測定変換器と２
線式線路によつて接続されており、該２線式線路
を介して一方において測定変換器の作動のために
必要な直流電流エネルギが評価装置から測定変換
器に伝送され、他方において測定変換器から供給
される測定値信号が評価装置に伝送される、容器
内の充てん状態を検出するための装置において、
容量的なゾンデを、正常な作動時に生じるいかな
るゾンデ容量とも異なる検査容量に切換えるため
の切換装置を、前記測定変換器に配置し、かつ該
切換装置を周期的に操作ないし作動するための制
御装置を設けたことを特徴とする、容器内の充て
ん状態を検出するための装置。 ２ 測定変換器は発振器を含んでおり、該発振器
の周波数がゾンデ容量乃至検査容量に依存するよ
うにした特許請求の範囲第１項記載の装置。 ３ 評価装置に、時間制御される装置が設けられ
ており、該装置は電流供給−直流電圧を２線式線
路において周期的にパルス状に変化し、かつ測定
変換器に制御回路を配置し、該制御回路が電流供
給−直流電圧のパルス状の変化にその都度応動し
かつ切換装置を操作する特許請求の範囲第１項記
載の装置。 ４ 制御回路は、単安定マルチバイブレータを含
んでおり、該単安定マルチバイブレータの準安定
時間は、電流供給−直流電圧のパルス状の変化の
周期より小さくかつパルス状の変化の持続時間よ
りは大きいようにした特許請求の範囲第３項記載
の装置。 ５ 電流供給−直流電圧のパルス状の変化が、短
時間中断されるようにした特許請求の範囲第３項
記載の装置。 ６ 電流供給−直流電圧の周期的なパルス状の変
化を橋絡するためのエネルギ蓄積装置を測定変換
器に設けた特許請求の範囲第３項記載の装置。 ７ 容量的なゾンデは、容器とは絶縁されたゾン
デ電極を有し、該電極を介して切換装置によつて
制御される直流的な電流回路が形成されるように
し、かつ検知回路を設け、該検知回路が切換装置
の周期的な操作によつて直流的な電流回路に発生
される周期的な電流パルスに応動し、かつ周期的
な電流パルスの欠落の際この欠落を指示する情報
を評価装置に伝送させる特許請求の範囲第１項記
載の装置。 ８ 検知回路は周期的な電流パルスの欠落の際切
換装置の周期的な操作を遮断するかまたは該操作
のオンオフ比を変える特許請求の範囲第７項記載
の装置。 ９ 検知回路は閾値コンパレータを含んでおり、
該コンパレータの一方の入力側は、ゾンデ電極と
直列に接続された分圧器のタツプに接続されてお
り、また他方の入力側には、固定の直流電圧が加
えられるようにした特許請求の範囲第７項記載の
装置。 １０ 閾値コンパレータの出力側は、単安定マル
チバイブレータのトリガ入力側に接続した特許請
求の範囲第４項記載の装置。 １１ 唯一の接続端子を有するゾンデ電極を使用
する場合分圧器を該接続端子に接続した特許請求
の範囲第９項記載の装置。 １２ 唯一の接続端子を有するゾンデ電極を使用
する場合、分圧器は第１の切換装置と同期して操
作される第２の切換装置を介して電圧に接続する
ようにした特許請求の範囲第９項記載の装置。 １３ ゾンデ容量は導電性の容器壁および該容器
壁とは絶縁されているゾンデ電極によつて形成さ
れており、かつ２線式線路の一方の導体は容器壁
の第１の個所に接続されており、かつ測定変換器
の一方の電流供給端子は、第１の個所とは間隔を
おいた所に位置する、容器壁の第２の個所に接続
されており、かつ測定変換器の他方の電流供給端
子を、２線式線路の別の導体に接続した特許請求
の範囲第１項記載の装置。 １４ 評価装置において、各検査時間間隔の間伝
送される検査信号を、各測定時間間隔の間伝送さ
れる測定値信号を補正するために使用するように
した特許請求の範囲第１項記載の装置。 １５ 各検査時間間隔において伝送される検査信
号の、検査容量を示む値を記憶するためのメモリ
を評価装置に設けた特許請求の範囲第１４項記載
の装置。 １６ メモリに記憶された検査信号の値を、引続
く測定時間間隔において測定値信号の評価の際基
準量として使用するようにした特許請求の範囲第
１５項記載の装置。 １７ 比較回路を設け、該比較回路の第１の入力
側は容量を示す検査信号の値を受信しかつ第２の
入力側は固定の初期値を受信しまた該比較装置
は、入力値間の偏差を示す出力信号を測定信号の
評価のための補正量として供給する特許請求の範
囲第１４項記載の装置。 １８ 比較回路の第１の入力側がメモリの出力信
号を受信するようにした特許請求の範囲第１５項
記載の装置。[Claims] 1. A capacitive probe having a capacitance that depends on the filling state of the container is arranged insulated in the container, and a measurement transducer that generates a measurement value signal that depends on the capacitance of the probe is provided. An evaluation device is disposed at key points in the container and separate from the container, and the evaluation device is connected to the measuring transducer.
They are connected by a two-wire line via which the direct current energy required for the operation of the measuring transducer is transmitted from the evaluation device to the measuring transducer on the one hand and the measuring transducer on the other hand. A device for detecting the filling state in a container, in which a measured value signal supplied from the container is transmitted to an evaluation device,
A switching device is arranged on the measuring transducer for switching the capacitive sonde to a test volume different from any sonde volume that occurs during normal operation, and a control device for periodically operating or activating the switching device. A device for detecting the filling state in a container, characterized in that it is provided with a. 2. Device according to claim 1, characterized in that the measuring transducer includes an oscillator, the frequency of which is dependent on the sonde capacitance or test capacitance. 3. The evaluation device is provided with a time-controlled device, which pulses the current supply-DC voltage periodically in a two-wire line and arranges a control circuit in the measuring transducer; 2. The device as claimed in claim 1, wherein the control circuit reacts in each case to pulse-like changes in the current supply and direct voltage and operates a switching device. 4. The control circuit includes a monostable multivibrator, and the metastable time of the monostable multivibrator is smaller than the period of the pulse-like change of the current supply-DC voltage and larger than the duration of the pulse-like change. An apparatus according to claim 3, wherein the apparatus is configured as follows. 5. Device according to claim 3, in which the pulse-like changes in the current supply--DC voltage are interrupted for short periods of time. 6. Device according to claim 3, characterized in that the measuring transducer is provided with an energy storage device for bridging periodic pulse-like changes in the current supply--DC voltage. 7. The capacitive sonde has a sonde electrode insulated from the container, through which a direct current circuit controlled by a switching device is formed, and is provided with a detection circuit, The sensing circuit is responsive to periodic current pulses generated in a direct current circuit by periodic operation of a switching device and evaluates information indicative of a periodic current pulse in the event of a loss of the periodic current pulse. 2. The device according to claim 1, wherein the device transmits data to the device. 8. The device of claim 7, wherein the sensing circuit interrupts the periodic operation of the switching device or changes the on/off ratio of the operation in the event of a loss of periodic current pulses. 9 The detection circuit includes a threshold comparator;
One input side of the comparator is connected to the tap of a voltage divider connected in series with the sonde electrode, and the other input side is provided with a fixed DC voltage. The device according to item 7. 10. The device according to claim 4, wherein the output side of the threshold comparator is connected to the trigger input side of a monostable multivibrator. 11. Device according to claim 9, in which when using a sonde electrode with only one connection terminal, a voltage divider is connected to this connection terminal. 12. When using a sonde electrode with only one connection terminal, the voltage divider is connected to the voltage via a second switching device operated synchronously with the first switching device. Apparatus described in section. 13. The sonde capacitor is formed by a conductive container wall and a sonde electrode insulated from the container wall, and one conductor of the two-wire line is connected to a first point on the container wall. one current supply terminal of the measuring transducer is connected to a second point of the vessel wall spaced apart from the first point, and one current supply terminal of the measuring transducer is connected to a second point of the vessel wall spaced apart from the first point; 2. A device according to claim 1, wherein the supply terminal is connected to another conductor of a two-wire line. 14. The device according to claim 1, wherein in the evaluation device, the test signal transmitted during each test time interval is used to correct the measured value signal transmitted during each measurement time interval. . 15. The device according to claim 14, wherein the evaluation device is provided with a memory for storing a value indicating the test capacitance of the test signal transmitted in each test time interval. 16. Device according to claim 15, characterized in that the value of the test signal stored in the memory is used as a reference quantity in the evaluation of the measured value signal in subsequent measuring time intervals. 17 A comparator circuit is provided, a first input of the comparator circuit receives the value of the test signal indicative of the capacitance, and a second input receives a fixed initial value, and the comparator device 15. The device according to claim 14, wherein an output signal indicating the deviation is supplied as a correction variable for the evaluation of the measurement signal. 18. Device according to claim 15, characterized in that the first input of the comparator circuit receives the output signal of the memory.
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3029279 | 1980-08-01 |
Publications (2)
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5066275A (en) * | 1973-10-08 | 1975-06-04 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5759299A (en) | 1982-04-09 |
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