JPH0250720B2 - - Google Patents
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- JPH0250720B2 JPH0250720B2 JP56118292A JP11829281A JPH0250720B2 JP H0250720 B2 JPH0250720 B2 JP H0250720B2 JP 56118292 A JP56118292 A JP 56118292A JP 11829281 A JP11829281 A JP 11829281A JP H0250720 B2 JPH0250720 B2 JP H0250720B2
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- JP
- Japan
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- phase
- circuit
- voltage
- pulse
- power supply
- Prior art date
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- Expired - Lifetime
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 23
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 22
- 230000006698 induction Effects 0.000 claims description 11
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 claims description 4
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000010304 firing Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/04—Single phase motors, e.g. capacitor motors
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は二相誘導電動機の駆動装置、特に二
相誘導電動機を無段階的に可変周波数駆動すると
ともに、この駆動と単相商用電源の周波数による
駆動との両方を選択自在とする二相誘導電動機の
駆動装置に関する。
相誘導電動機を無段階的に可変周波数駆動すると
ともに、この駆動と単相商用電源の周波数による
駆動との両方を選択自在とする二相誘導電動機の
駆動装置に関する。
第１図はこの発明の基本構成を示し、Ｍは二相
誘導電動機（以下単にモータという。）、W1，W2
はその固定子巻線、二は中性点、Ｖは単相商用電
源、TH1，TH2は開閉素子たとえば双方向性サ
イリスタ（以下単にトライアツクという。）、C1，
C2は各トライアツクを点弧するゲート回路であ
る。
誘導電動機（以下単にモータという。）、W1，W2
はその固定子巻線、二は中性点、Ｖは単相商用電
源、TH1，TH2は開閉素子たとえば双方向性サ
イリスタ（以下単にトライアツクという。）、C1，
C2は各トライアツクを点弧するゲート回路であ
る。
巻線W1，W2の一端は中性点を介して単相商用
電源Ｖの一端に、また他端はトライアツクTH1，
TH2を介して単相商用電源Ｖの他端に接続され
る。
電源Ｖの一端に、また他端はトライアツクTH1，
TH2を介して単相商用電源Ｖの他端に接続され
る。
トライアツクTH1，TH2の各点弧角を制御す
ることによつて、後記するように各巻線W1，W2
に印加される二相電圧の周波数が可変とされ、モ
ータＭの回転数が変更されるようになつている。
ることによつて、後記するように各巻線W1，W2
に印加される二相電圧の周波数が可変とされ、モ
ータＭの回転数が変更されるようになつている。
各巻線W1，W2と各トライアツクTH1，TH2と
の接続点Ａ，Ｂ間に進相用のコンデンサＣと保護
抵抗Ｒとの直列回路を接続する。
の接続点Ａ，Ｂ間に進相用のコンデンサＣと保護
抵抗Ｒとの直列回路を接続する。
トライアツクTH1，TH2のいずれか一方のみ
を全導通状態としておくときは、コンデンサＣに
よつてモータＭはいわゆるコンデンサランモータ
として動作し、商用周波数によつて駆動されるよ
うになることは容易に理解されよう。
を全導通状態としておくときは、コンデンサＣに
よつてモータＭはいわゆるコンデンサランモータ
として動作し、商用周波数によつて駆動されるよ
うになることは容易に理解されよう。
第２図はゲート回路G1，G2を駆動するための
二相コンバータ回路を示し、第３図はそのタイム
チヤートである。１は速度設定器で、設定速度に
応じたアナログ電圧ａが出力される。電圧ａは電
圧−周波数コンバータ２に与えられ、ここで電圧
ａの値に応じた周波数のパルス列ｂを出力する。
二相コンバータ回路を示し、第３図はそのタイム
チヤートである。１は速度設定器で、設定速度に
応じたアナログ電圧ａが出力される。電圧ａは電
圧−周波数コンバータ２に与えられ、ここで電圧
ａの値に応じた周波数のパルス列ｂを出力する。
パルス列ｂは二相回路３に与えられ、ここから
90度の位相差をもち、かつ電圧ａが低い程長くな
る周期をもつ二相パルスC1，C2が発生する。電
圧ａは又位相制御回路４にも入力される。回路４
は電圧ａにパルス幅が比例し、単相商用電源Ｖの
電圧ｖに同期した位相制御パルスｆを出力する。
90度の位相差をもち、かつ電圧ａが低い程長くな
る周期をもつ二相パルスC1，C2が発生する。電
圧ａは又位相制御回路４にも入力される。回路４
は電圧ａにパルス幅が比例し、単相商用電源Ｖの
電圧ｖに同期した位相制御パルスｆを出力する。
二相パルスC1，C2はそれぞれコンバータ回路
５を構成する二つの排他的論理和回路５ａ，５ｂ
の各ひとつの入力となる。前記回路５ａ，５ｂの
他の一つの入力には、電源同期回路６からの電源
同期パルスｄが与えられる。
５を構成する二つの排他的論理和回路５ａ，５ｂ
の各ひとつの入力となる。前記回路５ａ，５ｂの
他の一つの入力には、電源同期回路６からの電源
同期パルスｄが与えられる。
ゲート駆動回路７は論理積回路７ａ，７ｂから
構成され、そのそれぞれに排他的論理和回路５
ａ，５ｂからの出力e1，e2が各ひとつの入力とし
て与えられる。又他のひとつの入力には位相制御
パルスｆが与えられる。
構成され、そのそれぞれに排他的論理和回路５
ａ，５ｂからの出力e1，e2が各ひとつの入力とし
て与えられる。又他のひとつの入力には位相制御
パルスｆが与えられる。
そして各回路からの出力パルスj1，j2は切替回
路８を構成する論理和回路８ａ、論理積回路８ｂ
の各ひとつの入力となる。Ｄは切替回路８の切替
信号が与えられる端子で、切替信号は論理和回路
８ａに、又否定回路８ｃを介して論理積回路８ｂ
に与えられる。
路８を構成する論理和回路８ａ、論理積回路８ｂ
の各ひとつの入力となる。Ｄは切替回路８の切替
信号が与えられる端子で、切替信号は論理和回路
８ａに、又否定回路８ｃを介して論理積回路８ｂ
に与えられる。
切替回路８はモータＭを商用電源周波数で駆動
するか又は可変周波数で駆動するかを選択的に切
り替えるもので、切替信号がＬレベルであるとき
は、論理和回路８ａ、論理積回路８ｂからの出力
パルスk1，k2は、前記した出力パルスj1，j2がそ
のまま出力され、又切替信号がＨレベルであると
きは、出力パルスk1はＨレベル、出力パルスk2は
Ｌレベルとなる。
するか又は可変周波数で駆動するかを選択的に切
り替えるもので、切替信号がＬレベルであるとき
は、論理和回路８ａ、論理積回路８ｂからの出力
パルスk1，k2は、前記した出力パルスj1，j2がそ
のまま出力され、又切替信号がＨレベルであると
きは、出力パルスk1はＨレベル、出力パルスk2は
Ｌレベルとなる。
９はモータＭの回転方向を選択的に切り替える
正逆転切替回路で、出力パルスk1，k2をそのまま
ゲート駆動パルスg1，g2として出力するが、又点
線の経路を経て、ゲート駆動パルスg2，g1として
出力するべく切り替える。
正逆転切替回路で、出力パルスk1，k2をそのまま
ゲート駆動パルスg1，g2として出力するが、又点
線の経路を経て、ゲート駆動パルスg2，g1として
出力するべく切り替える。
ゲート駆動パルスg1，g2はゲート回路G1，G2
に与えられ、これによりトライアツクTH1，
TH2を導通させ。
に与えられ、これによりトライアツクTH1，
TH2を導通させ。
たとえば端子Ｄに与えられる切替信号がＬレベ
ルであるとすると、ゲート回路G1，G2へのゲー
ト駆動パルスg1，g2は出力パルスj1，j2そのもの
であるから、これによるトライアツクTH1，
TH2の導通により、単相商用電源Ｖの電圧ｖが
各巻線W1，W2に、各電圧h1，h2のうちの斜線を
付した電圧として印加される。
ルであるとすると、ゲート回路G1，G2へのゲー
ト駆動パルスg1，g2は出力パルスj1，j2そのもの
であるから、これによるトライアツクTH1，
TH2の導通により、単相商用電源Ｖの電圧ｖが
各巻線W1，W2に、各電圧h1，h2のうちの斜線を
付した電圧として印加される。
電圧部分ｉの平均値についてみれば、これは位
相差を90度とする単相商用電源Ｖの周波数より低
い周波数の二相電圧である。この二相電圧は各巻
線W1，W2だけでなく、コンデンサＣにも印加さ
れる。
相差を90度とする単相商用電源Ｖの周波数より低
い周波数の二相電圧である。この二相電圧は各巻
線W1，W2だけでなく、コンデンサＣにも印加さ
れる。
各巻線W1，W2を流れる電流値と、コンデンサ
Ｃを流れる電流値の比は、たとえばモータＭが
40W、周波数が単相商用電源Ｖの周波数の８分の
１の時、約４倍となる。
Ｃを流れる電流値の比は、たとえばモータＭが
40W、周波数が単相商用電源Ｖの周波数の８分の
１の時、約４倍となる。
この理由は、各巻線W1，W2のインピーダンス
は周波数に比例して小さくなるが、コンデンサＣ
のインピーダンスは周波数に反比例して大きくな
るためと考えられる。
は周波数に比例して小さくなるが、コンデンサＣ
のインピーダンスは周波数に反比例して大きくな
るためと考えられる。
このため各巻線W1，W2を流れる電流は、位相
も含めて、コンデンサＣの影響をあまり受けず、
モータＭには二相電圧の周波数に等しい回転磁界
が形成されモータＭは一方向に回転する。
も含めて、コンデンサＣの影響をあまり受けず、
モータＭには二相電圧の周波数に等しい回転磁界
が形成されモータＭは一方向に回転する。
モータＭを逆転させるには、正逆転切替回路９
により出力パルスk1，k2を、ゲート駆動パルス
g1，g2とすればよい。これによつて出力パルス
j1，j2が入れ替わつてゲート駆動パルスg1，g2と
なるから、モータＭは逆方向に回転するようにな
る。
により出力パルスk1，k2を、ゲート駆動パルス
g1，g2とすればよい。これによつて出力パルス
j1，j2が入れ替わつてゲート駆動パルスg1，g2と
なるから、モータＭは逆方向に回転するようにな
る。
端子Ｄに与えられる切替信号をＬレベルとした
状態において、今速度設定器１によつて回転数を
それまでより低下させるべく設定したとすると、
これにともなつてアナログ電圧ａは小さくなる。
これによりパルス列ｂの周期が長くなるので、二
相パルスc1，c2の周期も長くなる。
状態において、今速度設定器１によつて回転数を
それまでより低下させるべく設定したとすると、
これにともなつてアナログ電圧ａは小さくなる。
これによりパルス列ｂの周期が長くなるので、二
相パルスc1，c2の周期も長くなる。
一方単相商用電源Ｖの周波数を一定とすれば、
パルスｄの周期は一定である。そのため二相パル
スc1，c2の一周期中におけるパルスe1，e2の数は
多くなる。
パルスｄの周期は一定である。そのため二相パル
スc1，c2の一周期中におけるパルスe1，e2の数は
多くなる。
したがつて二相パルスc1，c2の各半周期中にお
ける電圧ｖの正（又は負）の半サイクルの数が多
くなるので、結果として巻線W1，W2に印加され
る電圧の平均的な周波数は低くなつて、モータＭ
の回転数は小さくなる。
ける電圧ｖの正（又は負）の半サイクルの数が多
くなるので、結果として巻線W1，W2に印加され
る電圧の平均的な周波数は低くなつて、モータＭ
の回転数は小さくなる。
逆に回転数を上げようとするときは、電圧ａは
大きくなり、前記したと逆の動作によつて二相パ
ルスc1，c2の周期は短くなる結果、巻線W1，W2
に印加される電圧の平均的な周波数は高くなり、
モータＭの回転数は上がる。
大きくなり、前記したと逆の動作によつて二相パ
ルスc1，c2の周期は短くなる結果、巻線W1，W2
に印加される電圧の平均的な周波数は高くなり、
モータＭの回転数は上がる。
一方電圧が小さくなつてパルス列ｂの周期が長
くなると、これにともなつて位相制御のパルスｆ
のパルス幅が短くなる。そのためにゲート駆動パ
ルスg1，g2のパルス幅も短くなるから、改電圧
h1，h2の電圧部分ｉの値が小さくなり、結果とし
て巻線W1，W2に印加される平均的な電圧値は小
さくなる。
くなると、これにともなつて位相制御のパルスｆ
のパルス幅が短くなる。そのためにゲート駆動パ
ルスg1，g2のパルス幅も短くなるから、改電圧
h1，h2の電圧部分ｉの値が小さくなり、結果とし
て巻線W1，W2に印加される平均的な電圧値は小
さくなる。
逆に電圧ａが大きくなれば、逆の動作によつて
巻線W1，W2に印加される平均的な電圧値は大き
くなる。一般にモータＭの回転数を決定する周波
数Ｆと巻線に印加する電圧Ｖとは、常にＶ／Ｆが
一定値を保つことが必要である。
巻線W1，W2に印加される平均的な電圧値は大き
くなる。一般にモータＭの回転数を決定する周波
数Ｆと巻線に印加する電圧Ｖとは、常にＶ／Ｆが
一定値を保つことが必要である。
この点上述の説明から理解されるように、電圧
ａが変化すれば、巻線W1，W2に印加される電圧
Ｖも同じように変化するので、これにより前記し
たＶ／Ｆは、回転数が変化しても常に一定値に保
たれることになる。
ａが変化すれば、巻線W1，W2に印加される電圧
Ｖも同じように変化するので、これにより前記し
たＶ／Ｆは、回転数が変化しても常に一定値に保
たれることになる。
次に端子Ｄに与えられる切替信号がＨレベルと
なると、出力パルスk1はＨレベル、k2はＬレベル
となるので、トライアツクTH1は全通電される。
このため巻線W2にはコンデンサＣを介して単相
電圧が印加されることになる。
なると、出力パルスk1はＨレベル、k2はＬレベル
となるので、トライアツクTH1は全通電される。
このため巻線W2にはコンデンサＣを介して単相
電圧が印加されることになる。
したがつてこのときモータＭはコンデンサラン
モータとして動作し、単相電圧の周波数すなわち
商用周波数によつて定まる回転数で駆動されるこ
とになる。
モータとして動作し、単相電圧の周波数すなわち
商用周波数によつて定まる回転数で駆動されるこ
とになる。
ここで商用電源周波数によつてモータＭを駆動
しているとき、コンデンサＣはその極性を交互に
して充電されるが、今図示極性のように充電され
たときに端子Ｄの切替信号がＬレベルに切り替え
られたとすると、これによりトライアツクTH1，
TH2が導通されたとき、コンデンサＣが急速に
放電された場合、トライアツクが破壊する恐れが
ある。
しているとき、コンデンサＣはその極性を交互に
して充電されるが、今図示極性のように充電され
たときに端子Ｄの切替信号がＬレベルに切り替え
られたとすると、これによりトライアツクTH1，
TH2が導通されたとき、コンデンサＣが急速に
放電された場合、トライアツクが破壊する恐れが
ある。
しかし図のように抵抗Ｒを挿入しておけば、急
速な放電は回避され、トライアツクは保護される
ことになる。なお抵抗Ｒは図のように接続点Ａ，
Ｂ間に挿入する必要はなく、要はトライアツク
TH1，TH2及びコンデンサＣからなる閉回路内
であればどこでもよい。
速な放電は回避され、トライアツクは保護される
ことになる。なお抵抗Ｒは図のように接続点Ａ，
Ｂ間に挿入する必要はなく、要はトライアツク
TH1，TH2及びコンデンサＣからなる閉回路内
であればどこでもよい。
以上述べたこの発明の基本構成によれば、トラ
イアツクTH1，TH2の導通角の制御によつて、
モータＭはかなり低速回転（たとえば400rpm以
下）まで制御が可能となるが、たとえば200rpm
以下の超低速回転になると、コンデンサＣの一極
性の充電時間が長くなつて、その電荷に影響され
て回転にバラツキが生ずるようになる。
イアツクTH1，TH2の導通角の制御によつて、
モータＭはかなり低速回転（たとえば400rpm以
下）まで制御が可能となるが、たとえば200rpm
以下の超低速回転になると、コンデンサＣの一極
性の充電時間が長くなつて、その電荷に影響され
て回転にバラツキが生ずるようになる。
これを更に詳細に説明すると、第３Ａ図におい
て、αは二相電圧の周波数で決定されるモータＭ
の低速回転数、βは同様に超低速回転数である。
て、αは二相電圧の周波数で決定されるモータＭ
の低速回転数、βは同様に超低速回転数である。
ところが第３図中に示される二相電圧h1，h2の
極性が変化するときは、進相用のコンデンサＣを
通して、巻線W1，W2に流れる電流の極性も変化
する。
極性が変化するときは、進相用のコンデンサＣを
通して、巻線W1，W2に流れる電流の極性も変化
する。
この電流の極性の変化は、単相商用電源Ｖの周
波数にほぼ等しい。そのため電流の極性が変化す
るとき、第３Ａ図中の破線で示すように単相商用
電源Ｖの周波数（同期速度γ）で、モータＭは高
速回転しようとする。
波数にほぼ等しい。そのため電流の極性が変化す
るとき、第３Ａ図中の破線で示すように単相商用
電源Ｖの周波数（同期速度γ）で、モータＭは高
速回転しようとする。
しかし実際にはモータＭの図示していないロー
タなどの慣性のため、実線のような回転数にな
る。これが回転数のバラツキの原因となる。しか
もこのバラツキは二相電圧の周波数（換言すれば
モータＭの回転数）が低くなるに従い顕著とな
る。
タなどの慣性のため、実線のような回転数にな
る。これが回転数のバラツキの原因となる。しか
もこのバラツキは二相電圧の周波数（換言すれば
モータＭの回転数）が低くなるに従い顕著とな
る。
このような回転数のバラツキが生ずると、たと
えばモータＭをサーボ機構などに使用することは
できなくなる。
えばモータＭをサーボ機構などに使用することは
できなくなる。
この発明は二相誘導電動機を無段階的に可変周
波数駆動するとともに、この駆動と単相商用電源
の周波数による駆動との両方を選択自在とする場
合において、その選択切替時における可変周波数
駆動回路を低速回転させるときの、進相用のコン
デンサの電荷の影響による回転数のバラツキを回
避することを目的とする。
波数駆動するとともに、この駆動と単相商用電源
の周波数による駆動との両方を選択自在とする場
合において、その選択切替時における可変周波数
駆動回路を低速回転させるときの、進相用のコン
デンサの電荷の影響による回転数のバラツキを回
避することを目的とする。
この発明は進相用のコンデンサに直列にスイツ
チング素子を接続したことを特徴とする。
チング素子を接続したことを特徴とする。
元来この進相用のコンデンサは商用周波数でモ
ータを回転するときのみ必要とするものであるか
ら、可変周波数駆動の場合はなくてもよい。
ータを回転するときのみ必要とするものであるか
ら、可変周波数駆動の場合はなくてもよい。
したがつてモータを商用周波数駆動するとき
は、スイツチング素子を閉とし、可変周波数駆動
するときには開とする。このようにすることによ
つてモータを低速回転する場合でも、コンデンサ
の存在による回転のバラツキを回避することがで
きるようになる。
は、スイツチング素子を閉とし、可変周波数駆動
するときには開とする。このようにすることによ
つてモータを低速回転する場合でも、コンデンサ
の存在による回転のバラツキを回避することがで
きるようになる。
この発明の実施例を第４図によつて説明する。
なお第１図と同じ符号を付した部分は同一又は対
応する部分を示す。この発明にしたがい、接続点
Ａ，Ｂ間にスイツチング素子SWを挿入してお
く。そしてこれを商用周波数駆動するときに閉と
し、可変周波数駆動するときに開とする。
なお第１図と同じ符号を付した部分は同一又は対
応する部分を示す。この発明にしたがい、接続点
Ａ，Ｂ間にスイツチング素子SWを挿入してお
く。そしてこれを商用周波数駆動するときに閉と
し、可変周波数駆動するときに開とする。
このようにすると、可変周波数駆動時には、コ
ンデンサＣは巻線W1，W2から切り離されている
ので、超低速回転させても前記したような回転の
バラツキは回避できるようになる。
ンデンサＣは巻線W1，W2から切り離されている
ので、超低速回転させても前記したような回転の
バラツキは回避できるようになる。
以上詳述したようにこの発明によれば、簡単な
構成で二相誘導電動機を可変周波数で駆動可能と
し、又商用周波数での駆動をも選択的に可能とす
るとともに、商用周波数駆動時に必要な進相用の
コンデンサによる回転のバラツキを、確実に防止
することができるといつた効果を奏する。
構成で二相誘導電動機を可変周波数で駆動可能と
し、又商用周波数での駆動をも選択的に可能とす
るとともに、商用周波数駆動時に必要な進相用の
コンデンサによる回転のバラツキを、確実に防止
することができるといつた効果を奏する。
第１図はこの発明の基本構成を示す回路図、第
２図は二相コンバータの回路図、第３図、第３Ａ
図は動作説明用の波形図、第４図はこの発明の実
施例を示す回路図である。 Ｖ……単相商用電源、Ｍ……二相誘導電動機、
Ｎ……中性点、W1，W2……巻線、TH1，TH2…
…サイリスタ（開閉素子）、G1，G2……ゲート回
路、１……速度設定器、３……二相回路、４……
位相制御回路、５……コンバータ回路、６……電
源同期回路、Ｃ……コンデンサ、SW……スイツ
チング素子。
２図は二相コンバータの回路図、第３図、第３Ａ
図は動作説明用の波形図、第４図はこの発明の実
施例を示す回路図である。 Ｖ……単相商用電源、Ｍ……二相誘導電動機、
Ｎ……中性点、W1，W2……巻線、TH1，TH2…
…サイリスタ（開閉素子）、G1，G2……ゲート回
路、１……速度設定器、３……二相回路、４……
位相制御回路、５……コンバータ回路、６……電
源同期回路、Ｃ……コンデンサ、SW……スイツ
チング素子。
Claims (1)
- １ 二相誘導電動機の巻線の中性点を単相電源の
一端に、又前記巻線の他端をそれぞれ点弧制御さ
れる開閉要素を介して前記単相電源の他端に接続
するとともに、前記各巻線と各開閉要素との接続
点間に進相用のコンデンサとスイツチング素子と
を直列にして接続してなり、又前記二相誘導電動
機の設定速度にしたがつて周期が決定される二相
パルスと前記単相電源の電圧に同期する電源同期
パルスとの排他的論理和出力を出すコンバータ回
路と、前記単相電源の電圧に同期し、前記設定速
度にしたがつてパルス幅を変更する位相制御回路
と、前記位相制御回路の出力パルスと前記コンバ
ータ回路の排他的論理和出力との論理積出力を出
すゲート駆動回路と、前記ゲート駆動回路の出力
パルスと、前記開閉要素のうちのいずれか一方を
全導通させるためのゲートパルスとを選択自在に
前記開閉要素のゲートに印加する切替回路を備え
てなり、前記スイツチング素子は前記二相誘導電
動機を商用周波数駆動するときは閉とされてあ
り、前記論理積出力が選択されたときに開とする
ようにしてなる二相誘導電動機の駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56118292A JPS5819189A (ja) | 1981-07-27 | 1981-07-27 | 二相誘導電動機の駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56118292A JPS5819189A (ja) | 1981-07-27 | 1981-07-27 | 二相誘導電動機の駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5819189A JPS5819189A (ja) | 1983-02-04 |
| JPH0250720B2 true JPH0250720B2 (ja) | 1990-11-05 |
Family
ID=14733059
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56118292A Granted JPS5819189A (ja) | 1981-07-27 | 1981-07-27 | 二相誘導電動機の駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5819189A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60128894A (ja) * | 1983-12-16 | 1985-07-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | コンデンサ運転形誘導電動機 |
| US5136216A (en) * | 1991-02-15 | 1992-08-04 | York International Corporation | Ac motor drive system |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5322722U (ja) * | 1976-08-05 | 1978-02-25 | ||
| JPS5625875A (en) * | 1979-08-09 | 1981-03-12 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Noise rejection unit |
-
1981
- 1981-07-27 JP JP56118292A patent/JPS5819189A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5322722U (ja) * | 1976-08-05 | 1978-02-25 | ||
| JPS5625875A (en) * | 1979-08-09 | 1981-03-12 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Noise rejection unit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5819189A (ja) | 1983-02-04 |
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