JPH0242479A - 水平偏向回路 - Google Patents
水平偏向回路Info
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- JPH0242479A JPH0242479A JP63192614A JP19261488A JPH0242479A JP H0242479 A JPH0242479 A JP H0242479A JP 63192614 A JP63192614 A JP 63192614A JP 19261488 A JP19261488 A JP 19261488A JP H0242479 A JPH0242479 A JP H0242479A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N3/00—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages
- H04N3/10—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical
- H04N3/16—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical by deflecting electron beam in cathode-ray tube, e.g. scanning corrections
- H04N3/27—Circuits special to multi-standard receivers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Details Of Television Scanning (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、マルチスキャンデイスプレ、イ装置に係り、
特に、連続追随式マルチスキャンディスプレイ装置に適
した水平偏向回路に関する。
特に、連続追随式マルチスキャンディスプレイ装置に適
した水平偏向回路に関する。
従来のトランジスタ式水平偏向回路は、各種の文献に記
載されている通り、いわゆる水平出力トランジスタとグ
イパダイオードとを、スイッチング動作させる形式を用
いていた。
載されている通り、いわゆる水平出力トランジスタとグ
イパダイオードとを、スイッチング動作させる形式を用
いていた。
近年、多彩な映像信号源及びグラフィックスコンピュー
タ信号源に対応するために、複数の水平走査周波数fH
に連続的に適応できるいわゆるマルチスキャンディスプ
レイ装置のニーズが発生しつつある。このマルチスキャ
ンディスプレイ装置の水平偏向回路には、やはり、上記
水平出力トランジスタとグイバダイオードとをスイッチ
ング動作させる形式のものが採用されている。また、水
平走査周波の高低に応じて、その電源電圧をほぼ比例制
御する形式のものが採用されている。
タ信号源に対応するために、複数の水平走査周波数fH
に連続的に適応できるいわゆるマルチスキャンディスプ
レイ装置のニーズが発生しつつある。このマルチスキャ
ンディスプレイ装置の水平偏向回路には、やはり、上記
水平出力トランジスタとグイバダイオードとをスイッチ
ング動作させる形式のものが採用されている。また、水
平走査周波の高低に応じて、その電源電圧をほぼ比例制
御する形式のものが採用されている。
上記従来技術において、電源電圧を比例制御するには、
大出力可変電圧源を必要としていた。しかも、その可変
範囲は水平走査周波数fやが16kl(、から64kH
2の広範囲に及ぶために、これに応じて電源電圧を約1
00vから25Vまでの広範囲に制御する必要があるた
め、回路構成が複雑でかつ高価であるという問題点があ
った。
大出力可変電圧源を必要としていた。しかも、その可変
範囲は水平走査周波数fやが16kl(、から64kH
2の広範囲に及ぶために、これに応じて電源電圧を約1
00vから25Vまでの広範囲に制御する必要があるた
め、回路構成が複雑でかつ高価であるという問題点があ
った。
本発明の目的は、上記した広範囲の高電圧大出力可変電
源を使用せずに、単に、約5vの低電圧電源でしかもそ
の可変範囲は数十%以内で済ませ得るようなマルチスキ
ャンディスプレイ装置用の水平偏向回路を提供するにあ
る。
源を使用せずに、単に、約5vの低電圧電源でしかもそ
の可変範囲は数十%以内で済ませ得るようなマルチスキ
ャンディスプレイ装置用の水平偏向回路を提供するにあ
る。
〔課題を解決するための手段〕
上記目的は、従来のスイッチング動作の水平出力回路に
替わるB級プッシュプル増幅手段と、このB級プッシュ
プル増幅手段を駆動する新規な負帰還回路手段を備える
ことによって達成される。
替わるB級プッシュプル増幅手段と、このB級プッシュ
プル増幅手段を駆動する新規な負帰還回路手段を備える
ことによって達成される。
B級プッシュプル増幅器は、本発明の基本構成において
は約5vの低電圧源で水平偏向コイルとキャパシタとの
直列回路を駆動し、走査期間内に、偏向系の損失に打ち
勝つパワーを供給する。帰線期間には、前記直列回路は
並列共振キャパシタと共振してフライバックパルスを発
生する。そして、前記負帰還回路は、フライバックパル
ス振幅が所期の画面サイズに応じた振幅となるように、
上記B級プッシュプル回路からのパワーの供給を制御す
る。
は約5vの低電圧源で水平偏向コイルとキャパシタとの
直列回路を駆動し、走査期間内に、偏向系の損失に打ち
勝つパワーを供給する。帰線期間には、前記直列回路は
並列共振キャパシタと共振してフライバックパルスを発
生する。そして、前記負帰還回路は、フライバックパル
ス振幅が所期の画面サイズに応じた振幅となるように、
上記B級プッシュプル回路からのパワーの供給を制御す
る。
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。
第1図は本発明の第一実施例を示す構成図、第2図は第
1図の動作波形図である。
1図の動作波形図である。
第1図において、1は人力水平同期信号、2は位相検波
器、3は電圧制御発振器、4は積分回路で、その入力に
は、後述するフライバックパルスが印加され、その積分
出力として水平走査周期ののこぎり波を得る。そして、
位相検波器2.電圧制御発振器3.積分回路4は周知の
PLL回路を構成する。10はモノマルチバイブレータ
、11は低域検波器で、両者は、周知のカウンタ検波式
周波数弁別器として働き、その出力に、入力水平同期信
号1のくり返し周波数fuに比例した電圧を得る。この
電圧は、上記の位相検波器2の出力と加算されて、電圧
制御発振器3の発振周波数を制御する。モノマルチバイ
ブレーク10の出・力パルス幅は、適応すべき水平走査
周期THの最小値より小さ目に固定される。本発明は、
約16kH2から、64kH2までの水平走査周波数に
適応させる場合について提示され、従ってモノマルチバ
イブレータ10のパルス幅は、約12μsecに固定さ
れる。
器、3は電圧制御発振器、4は積分回路で、その入力に
は、後述するフライバックパルスが印加され、その積分
出力として水平走査周期ののこぎり波を得る。そして、
位相検波器2.電圧制御発振器3.積分回路4は周知の
PLL回路を構成する。10はモノマルチバイブレータ
、11は低域検波器で、両者は、周知のカウンタ検波式
周波数弁別器として働き、その出力に、入力水平同期信
号1のくり返し周波数fuに比例した電圧を得る。この
電圧は、上記の位相検波器2の出力と加算されて、電圧
制御発振器3の発振周波数を制御する。モノマルチバイ
ブレーク10の出・力パルス幅は、適応すべき水平走査
周期THの最小値より小さ目に固定される。本発明は、
約16kH2から、64kH2までの水平走査周波数に
適応させる場合について提示され、従ってモノマルチバ
イブレータ10のパルス幅は、約12μsecに固定さ
れる。
以上に記した部分は、例えば、特公昭61−8628号
公報に記されている周知の構成である。
公報に記されている周知の構成である。
本発明の要部は、符号12.17で示す部分であり、以
下に順次説明する。12は利得制御増幅器であり、前記
の水平走査周期ののこぎり波信号を増幅して出力し、そ
の増幅率は、後述する引算器24の出力の大小に応じて
大小に制御される。
下に順次説明する。12は利得制御増幅器であり、前記
の水平走査周期ののこぎり波信号を増幅して出力し、そ
の増幅率は、後述する引算器24の出力の大小に応じて
大小に制御される。
その出力波形は、横軸を時間として第2図の波形13に
示される。同図で、゛点線27は増幅重大の場合であり
、点線29は増幅率率の場合を示す。
示される。同図で、゛点線27は増幅重大の場合であり
、点線29は増幅率率の場合を示す。
また、14.21は抵抗器であり、抵抗器14は後続の
増幅器への入力抵抗として働き、抵抗器21はフィード
バック抵抗として働く。後続の増幅器全体は後述のよう
に、水平走査周期の中央付近でアクチブな状態で動作し
、そのアクチブ期間においての抵抗器14.21は、い
わゆるオペレーショナルアンプの入力抵抗と負帰還抵抗
の役目を果たす。そして、15はエミッタフォロア、1
6は後続のプッシュプル増幅器を駆動するための増幅器
、17はプッシュプル増幅器、7は水平偏向コイル、8
はバイパス用キャパシタ、9は共振キャパシタである。
増幅器への入力抵抗として働き、抵抗器21はフィード
バック抵抗として働く。後続の増幅器全体は後述のよう
に、水平走査周期の中央付近でアクチブな状態で動作し
、そのアクチブ期間においての抵抗器14.21は、い
わゆるオペレーショナルアンプの入力抵抗と負帰還抵抗
の役目を果たす。そして、15はエミッタフォロア、1
6は後続のプッシュプル増幅器を駆動するための増幅器
、17はプッシュプル増幅器、7は水平偏向コイル、8
はバイパス用キャパシタ、9は共振キャパシタである。
プッシュプル増幅器17の形式は、いわゆるシャントレ
ギュレーテツドプッシュプル増幅器と呼ばれているもの
に似ているが、グイオ−ドロが挿入されている所に重要
な相違点が存在する。このダイオード6は、従来技術に
おけるダンパダイオードに対応し、トランジスタ5は従
来技術における水平出力トランジスタに対応する。
ギュレーテツドプッシュプル増幅器と呼ばれているもの
に似ているが、グイオ−ドロが挿入されている所に重要
な相違点が存在する。このダイオード6は、従来技術に
おけるダンパダイオードに対応し、トランジスタ5は従
来技術における水平出力トランジスタに対応する。
従来技術においては、ダンパダイオードのアノード側は
単に接地されていて、パッシブな動作をしていたが、本
実施例においては、同図に示されるように、プッシュプ
ル増幅器の一部としてアクチブに働く。18は水平出力
トランジスタ5の過度の飽和を防止して“ON”状態か
ら“OFF”状態に切り替える際の遅延時間(いわゆる
蓄積時間)を低減するためのものである。第2図の波形
13に示される通り、水平走査期間後半において、入力
波形13は正電位となり、水平走査期間の終点付近では
、水平出力トランジスタ5は“ON”状態となる。この
時、ダイオード18の飽和防止作用によってトランジス
タ5のコレクタ・エミッタ間電位差VCtは約0.6v
以下の過飽和状態となることが回避され、約0.6 V
に保持される。節点19の電圧波形を第2図の19に示
す。この電圧の最低値は、上記0.6 Vに、更に第1
図の3個の直列接続ダイオードの電位差的1.8vを加
えて、約2.4Vとなる。また最高値は、プッシュプル
増幅器17の電源電圧Ecc(5V)で決まり約5■と
なる。
単に接地されていて、パッシブな動作をしていたが、本
実施例においては、同図に示されるように、プッシュプ
ル増幅器の一部としてアクチブに働く。18は水平出力
トランジスタ5の過度の飽和を防止して“ON”状態か
ら“OFF”状態に切り替える際の遅延時間(いわゆる
蓄積時間)を低減するためのものである。第2図の波形
13に示される通り、水平走査期間後半において、入力
波形13は正電位となり、水平走査期間の終点付近では
、水平出力トランジスタ5は“ON”状態となる。この
時、ダイオード18の飽和防止作用によってトランジス
タ5のコレクタ・エミッタ間電位差VCtは約0.6v
以下の過飽和状態となることが回避され、約0.6 V
に保持される。節点19の電圧波形を第2図の19に示
す。この電圧の最低値は、上記0.6 Vに、更に第1
図の3個の直列接続ダイオードの電位差的1.8vを加
えて、約2.4Vとなる。また最高値は、プッシュプル
増幅器17の電源電圧Ecc(5V)で決まり約5■と
なる。
何故ならこの電位が5V以上になろうとすると、プッシ
ュプル増幅器17の“ブツシュ”側のダーリントントラ
ンジスタのベース・コレクタジャンクションが飽和し、
それに逆らうからである。ブロック20は、ツェナーダ
イオードと電流源からなるレベルシフタで、波形19の
平均電位3.7vを13の波形の平均電位0■へとシフ
トするためのものである。このOvの電位は、トランジ
スタ5の導通スレシホルドのベース電圧的0.6 Vに
対応し、16の増幅器の入力側換算1.2V、エミッフ
オロア15の入力換算O■として選定される電圧である
。
ュプル増幅器17の“ブツシュ”側のダーリントントラ
ンジスタのベース・コレクタジャンクションが飽和し、
それに逆らうからである。ブロック20は、ツェナーダ
イオードと電流源からなるレベルシフタで、波形19の
平均電位3.7vを13の波形の平均電位0■へとシフ
トするためのものである。このOvの電位は、トランジ
スタ5の導通スレシホルドのベース電圧的0.6 Vに
対応し、16の増幅器の入力側換算1.2V、エミッフ
オロア15の入力換算O■として選定される電圧である
。
第2回の波形19に付随して示されるT、の区間は、系
はアクチブな負帰還動作状態にあり、入力波形13は反
転されて節点19に発生する。その負帰還極性は次の通
りである。節点13の電位が上がったと仮定するとエミ
ッタフォロア15の入出力及び増幅器16の出力、即ち
トランジスタ5のベース1に位が上がり、トランジスタ
5のコレクタ電流が増加し、その電位が下がる。従って
、3個の直列ダイオードを経た節点19の電位も下がる
。これに伴って、レベルシフタ2oを経由して、抵抗2
1経由エミツタフオロア15の入力電圧を下げるように
働く。即ち、仮定した入力電圧の上昇を抑制するように
負帰還動作する。
はアクチブな負帰還動作状態にあり、入力波形13は反
転されて節点19に発生する。その負帰還極性は次の通
りである。節点13の電位が上がったと仮定するとエミ
ッタフォロア15の入出力及び増幅器16の出力、即ち
トランジスタ5のベース1に位が上がり、トランジスタ
5のコレクタ電流が増加し、その電位が下がる。従って
、3個の直列ダイオードを経た節点19の電位も下がる
。これに伴って、レベルシフタ2oを経由して、抵抗2
1経由エミツタフオロア15の入力電圧を下げるように
働く。即ち、仮定した入力電圧の上昇を抑制するように
負帰還動作する。
第2図の波形25はトランジスタ25のベース電圧波形
である。前記のように、波形19に示すアクチブ区間T
、においては、負帰還作用によってベース電圧の変化は
極小となる。即ち、わずかの電圧変化で出力側節点19
に大振幅が発生する。
である。前記のように、波形19に示すアクチブ区間T
、においては、負帰還作用によってベース電圧の変化は
極小となる。即ち、わずかの電圧変化で出力側節点19
に大振幅が発生する。
またT8区間に続く区間はダイオード18の前記制限効
果によって平坦電位となる。次に、入力波形13のステ
ップ変化状の電位降下に基き、トランジスタ5はカット
オフする。その瞬間において、偏向コイル7に流れてい
る電流Iは、第2図の波形27に示される通り、負のピ
ーク値−10Fとなる。この初期電流は偏向コイル7の
インダクタタンスをLとして次式(1)のEgに示され
る電磁蓄積エネルギに対応する。
果によって平坦電位となる。次に、入力波形13のステ
ップ変化状の電位降下に基き、トランジスタ5はカット
オフする。その瞬間において、偏向コイル7に流れてい
る電流Iは、第2図の波形27に示される通り、負のピ
ーク値−10Fとなる。この初期電流は偏向コイル7の
インダクタタンスをLとして次式(1)のEgに示され
る電磁蓄積エネルギに対応する。
E、 = L I” OF ・・・・−・−・−・
・−(1)この初期電流は共振キャパシタ9のキャパシ
タンスCと共振し、第2図26の波形のフライバックパ
ルス電圧を発生する。その際の共振電流波形■は、同図
の波形27に示されている。バイパスキャパシタ8のキ
ャパシタンスCいは共振キャパシタのそれに比べて通常
約100倍以上に選定されているので、そのインピーダ
ンスを帰線過程において無視でき、一定電圧Ellと見
なして良い。フライバックパルスの振幅をE、を基準と
して、第2図の波形26に示した通りE。、とすると、
系の損失を無視した場合、次のエネルギ保存関係が成立
する。
・−(1)この初期電流は共振キャパシタ9のキャパシ
タンスCと共振し、第2図26の波形のフライバックパ
ルス電圧を発生する。その際の共振電流波形■は、同図
の波形27に示されている。バイパスキャパシタ8のキ
ャパシタンスCいは共振キャパシタのそれに比べて通常
約100倍以上に選定されているので、そのインピーダ
ンスを帰線過程において無視でき、一定電圧Ellと見
なして良い。フライバックパルスの振幅をE、を基準と
して、第2図の波形26に示した通りE。、とすると、
系の損失を無視した場合、次のエネルギ保存関係が成立
する。
また、帰線期間T、は次式で与えられる。
Trζπf丁で ・−一一一−−・−・−・・−・−(
4)数値例は次の通りである。
4)数値例は次の通りである。
【。P=10A
L =65μH
C=6.5m1IF
EOP=、1 k V
Tr=2μsec
尚、バイアスキャパシタ8のバイアス電圧E、は偏向コ
イル7の両端の電圧積分のバランスから次式の値となる
。
イル7の両端の電圧積分のバランスから次式の値となる
。
E、 (T、−T、)=T、 EOPπ
fH=64kHzに対応して、T、=15.6μ8.。
の場合、上記数値を代入して
E、−93V
となる。
入力信号の水平走査周波数fHが変わっても、EOPが
一定となるように制御できれば、式(3)に基き、偏向
電流振幅±IOFは一定となり、従って水平画面サイズ
を一定化できる。その時、E、のバイアス電圧は第3図
の特性図に示される通り、f8に比例して上下する。E
OPを一定に保つ代わりに、波形26のEアrを一定に
保ってもほぼ目的を達し得る。
一定となるように制御できれば、式(3)に基き、偏向
電流振幅±IOFは一定となり、従って水平画面サイズ
を一定化できる。その時、E、のバイアス電圧は第3図
の特性図に示される通り、f8に比例して上下する。E
OPを一定に保つ代わりに、波形26のEアrを一定に
保ってもほぼ目的を達し得る。
第1図において、符号22,23.24で示される部分
がEPPを所期の大きさに制御するための部分である。
がEPPを所期の大きさに制御するための部分である。
22はフライバックパルス振幅検出回路で、第4図に示
したような形式の通常の振幅検波回路を使用できる。
したような形式の通常の振幅検波回路を使用できる。
第4図において、31は検波用ダイオード、32は平滑
キャパシタ、33.34は分割抵抗である。
キャパシタ、33.34は分割抵抗である。
その出力に約10VDCの電圧を得る。
第1図の端子23は水平サイズ制御用端子であり、約1
0Vの電圧が印加される。24は引算器、12は既述利
得制御増幅で、例えば米ロモトローラ社のアナログ乗算
器(型名: MC1495L)を使用できる。
0Vの電圧が印加される。24は引算器、12は既述利
得制御増幅で、例えば米ロモトローラ社のアナログ乗算
器(型名: MC1495L)を使用できる。
次に、水平サイズ−走化のための負帰還動作について説
明する。
明する。
今仮に、水平サイズが所期の値より不足し、そのため、
振幅検出器22の出力が過小であったとする。すると、
引算器24の出力13は増大し、利得制御増幅器12の
出力ののこぎり波振幅は大振幅化される。これを第2図
の波形13における点線27に示す。これに対応して、
節点19の波形は同図波形19における点線28に示さ
れる通り増大する。この波形は、水平走査期間において
偏向コイル7の上側に、相値的に印加される。点線波形
28の実線波形19に対する電圧増分は、偏向コイル7
とバイパスキャパシタ8からなる系にエネルギーを供給
する極性である。何故なら、笛2回に閤−賎門軸客共宥
しで併勾士む5い看里流波形ZT (1)は上記電圧増
分によって一間同点135に示すように変化し、この電
圧増分と、点線35の電流波形との積の積分であるエネ
ルギーは正極性となるからである。
振幅検出器22の出力が過小であったとする。すると、
引算器24の出力13は増大し、利得制御増幅器12の
出力ののこぎり波振幅は大振幅化される。これを第2図
の波形13における点線27に示す。これに対応して、
節点19の波形は同図波形19における点線28に示さ
れる通り増大する。この波形は、水平走査期間において
偏向コイル7の上側に、相値的に印加される。点線波形
28の実線波形19に対する電圧増分は、偏向コイル7
とバイパスキャパシタ8からなる系にエネルギーを供給
する極性である。何故なら、笛2回に閤−賎門軸客共宥
しで併勾士む5い看里流波形ZT (1)は上記電圧増
分によって一間同点135に示すように変化し、この電
圧増分と、点線35の電流波形との積の積分であるエネ
ルギーは正極性となるからである。
別の観点から言えば、点線波形35の電流増分の時間積
分である電荷が正極性であることに着目しても良い。こ
の電荷及びエネルギーは、第1図のバイパスキャパシタ
8の電位E、の増加をもたらす。電位E、の増加は式(
5)に従って、フライバックパルス振幅EO?を増加す
るように働く。従って、仮定したフライバックパルス振
幅過小を打ち消すように負帰還動作する。
分である電荷が正極性であることに着目しても良い。こ
の電荷及びエネルギーは、第1図のバイパスキャパシタ
8の電位E、の増加をもたらす。電位E、の増加は式(
5)に従って、フライバックパルス振幅EO?を増加す
るように働く。従って、仮定したフライバックパルス振
幅過小を打ち消すように負帰還動作する。
逆に、フライバックパルス振幅過大の場合には第2図の
点線29,30.36のように働き、やはり、フライバ
ックパルス振幅の変化を打ち消すように負帰還動作する
。
点線29,30.36のように働き、やはり、フライバ
ックパルス振幅の変化を打ち消すように負帰還動作する
。
系の平衡状態においては、第1図のプッシュプル回路1
7から偏向コイル7側へ供給される電力は、偏向コイル
で発生するジュール損失と等しく雀1!j綾7m1kr
慣尤【ま〜用l圓りこXいて偏向コイル7に直列に寄生
する抵抗分Rによって代表され、このRの大きさは、約
0.1Ωないし豹0.14Ωの大きさである。この抵抗
の両端には±IOAの偏向電流に対応して約±1.2v
即ち2.4Vrpののこぎり波状の電位降下を生じる。
7から偏向コイル7側へ供給される電力は、偏向コイル
で発生するジュール損失と等しく雀1!j綾7m1kr
慣尤【ま〜用l圓りこXいて偏向コイル7に直列に寄生
する抵抗分Rによって代表され、このRの大きさは、約
0.1Ωないし豹0.14Ωの大きさである。この抵抗
の両端には±IOAの偏向電流に対応して約±1.2v
即ち2.4Vrpののこぎり波状の電位降下を生じる。
この電位降下成分に対抗して第1図のプッシュプル増幅
器17は電力を供給する訳である。
器17は電力を供給する訳である。
参考のため、従来技術の構成の水平出力回路部を第5図
に示す。同図において、5.6,7,8゜9は、第1図
の同一符号で示すものと同じであり、説明を省略する。
に示す。同図において、5.6,7,8゜9は、第1図
の同一符号で示すものと同じであり、説明を省略する。
37は上述の損失抵抗、38は電源供給用チョークコイ
ルである。電源電圧Eccはf、l−64kHz〜16
kH2に応じて、約100Vから25Vまで変化させる
必要があった。また、次述のようにリアリティ劣化の問
題があった。
ルである。電源電圧Eccはf、l−64kHz〜16
kH2に応じて、約100Vから25Vまで変化させる
必要があった。また、次述のようにリアリティ劣化の問
題があった。
水平走査開始時点を時間tの原点として、初期電流をI
OFとして水平走査期間内の電流T (t)の変化勾配
I’(t)を求めると次式(6)を得る。
OFとして水平走査期間内の電流T (t)の変化勾配
I’(t)を求めると次式(6)を得る。
Eo Eo IopR2を
一ビ(1)−。 +I−(1−五)−・(6)リニアリ
ティ偏差εは上式の相対偏差で定義されるので次式(7
)となる。
ティ偏差εは上式の相対偏差で定義されるので次式(7
)となる。
上式中E0は、走査の前半で約−〇、6V(ダイバダイ
オード6)、後半で約+〇、4V(水平出力トランジス
タ5)である。
オード6)、後半で約+〇、4V(水平出力トランジス
タ5)である。
式(7)ニEs = 25 V、 t = 0 、
Tsを代入シテ次式(8)を得る。
Tsを代入シテ次式(8)を得る。
、’、e(Q) e(T、)’=13%即ち、従来
技術においては約13%のリニアリティ偏差をf、−1
6kHzにおいて発生し、画像の一様性が劣化するとい
う問題があった。上記偏差は、本実施例によって、はぼ
皿へ程度に抜本的に低減される。その理由は、既述の通
り、プッシュプル増幅器の出力電圧が、式(6)の第2
項ののこぎり波成分を打ち消すからである。以上、本発
明の第一実施例を説明した。
技術においては約13%のリニアリティ偏差をf、−1
6kHzにおいて発生し、画像の一様性が劣化するとい
う問題があった。上記偏差は、本実施例によって、はぼ
皿へ程度に抜本的に低減される。その理由は、既述の通
り、プッシュプル増幅器の出力電圧が、式(6)の第2
項ののこぎり波成分を打ち消すからである。以上、本発
明の第一実施例を説明した。
第6図は本発明の第二実施例を示す構成図、第7図はそ
の動作波形図である。第1図の実施例と相違する主要点
は、第1図の利得制御増幅器12が削除化されているこ
とと、新規に可制御電源39が追加されている点である
。従って、その他の部分の説明は省略する。
の動作波形図である。第1図の実施例と相違する主要点
は、第1図の利得制御増幅器12が削除化されているこ
とと、新規に可制御電源39が追加されている点である
。従って、その他の部分の説明は省略する。
同図において、可制御電源39はその出力電圧を前記の
引算器24の出力の高低に応じて約5vを中心に約±2
0%高低制御可能のものである。
引算器24の出力の高低に応じて約5vを中心に約±2
0%高低制御可能のものである。
フライバックパルス電圧が不足すると、検出器22の出
力が低下し、引算器24の出力が上昇し、可制御電源3
9の出力電圧が上昇する。すると、節点19にはより大
振幅ののこぎり波が得られる。
力が低下し、引算器24の出力が上昇し、可制御電源3
9の出力電圧が上昇する。すると、節点19にはより大
振幅ののこぎり波が得られる。
従って、より大きな電力が偏向コイル7とバイパスキャ
パシタ8の系へ注入され、その結果、フライバックパル
ス振幅が回復される。
パシタ8の系へ注入され、その結果、フライバックパル
ス振幅が回復される。
尚、第6図には、更に、加算器41と、減衰器兼インバ
ータ40が追加されている。減衰器40゜加算器410
作用はその出力13°を第7図の波形13′に示される
通り、点線で囲まれた負極性パルス成分を追加すること
にある。これによって、過度的異常状態においてもフラ
イバックパルス期間内に、トランジスタ5が必ずカット
オフしていることが保証され、故障の危険が低減される
。
ータ40が追加されている。減衰器40゜加算器410
作用はその出力13°を第7図の波形13′に示される
通り、点線で囲まれた負極性パルス成分を追加すること
にある。これによって、過度的異常状態においてもフラ
イバックパルス期間内に、トランジスタ5が必ずカット
オフしていることが保証され、故障の危険が低減される
。
尚、第二の実施例において、可制御電圧源39には周知
のいわゆるスイッチングレギュレータ技術が適している
。該スイッチングレギュレータのスイッチング周波数を
水平走査数と同期して動作させることによって、電源系
と水平偏向系との干渉を最小限に抑えることができる。
のいわゆるスイッチングレギュレータ技術が適している
。該スイッチングレギュレータのスイッチング周波数を
水平走査数と同期して動作させることによって、電源系
と水平偏向系との干渉を最小限に抑えることができる。
以上、第二実施例の動作を説明した。本発明は、第一、
第二実施例を組合わせて使用することが可能である。
第二実施例を組合わせて使用することが可能である。
第8図は本発明の第三実施例の要部構成図であって、こ
れはビンクツション形の歪みを消去補正するためのもの
である。
れはビンクツション形の歪みを消去補正するためのもの
である。
同図において、42は垂直走査周期ののこぎり波電圧で
、通常のディスプレイ装置における垂直偏向回路の垂直
偏向電流に応じた信号である。43は乗算器で、その出
力に垂直周期のパラボラ波形を得る。この出力は、第1
図または第6図の端子23に印加される。その結果、画
面のピンクジョン歪みが、第9図の44の形状から45
の無歪み形状に改善される。何故なら、前述の通り、端
子23の電圧にほぼ比例して水平画面幅が制御されるよ
うに、第1図、第6図の回路は作用するからである。
、通常のディスプレイ装置における垂直偏向回路の垂直
偏向電流に応じた信号である。43は乗算器で、その出
力に垂直周期のパラボラ波形を得る。この出力は、第1
図または第6図の端子23に印加される。その結果、画
面のピンクジョン歪みが、第9図の44の形状から45
の無歪み形状に改善される。何故なら、前述の通り、端
子23の電圧にほぼ比例して水平画面幅が制御されるよ
うに、第1図、第6図の回路は作用するからである。
更に図示することは、控えるが、下記のような変形が可
能で、本発明はそれらを包含するものである。
能で、本発明はそれらを包含するものである。
すなわち、第1図、第6図において、水平出力トランジ
スタ5は、バイポーラ形として記したが、これをFET
で代用することができる。その場合、FETとバイポー
ラトランジスタの入出力インピーダンスの違いに応じて
、各部の電圧、電流レベルは若干相違するものとなるが
、本質的な動作に変わりはない。また、水平出力トラン
ジスタ5の“”ON”から“OFF”への遅延時間が短
いものにあっては、ダイオード18を削除できる。マタ
、該遅延時間が短い場合、位相検波器2への帰還のこぎ
り波電圧は、フライバックパルスから積分器4を経て得
る必要は必ずしもなく、代わりに、電圧制御発振器3の
出力のこぎり波を用いても良い。
スタ5は、バイポーラ形として記したが、これをFET
で代用することができる。その場合、FETとバイポー
ラトランジスタの入出力インピーダンスの違いに応じて
、各部の電圧、電流レベルは若干相違するものとなるが
、本質的な動作に変わりはない。また、水平出力トラン
ジスタ5の“”ON”から“OFF”への遅延時間が短
いものにあっては、ダイオード18を削除できる。マタ
、該遅延時間が短い場合、位相検波器2への帰還のこぎ
り波電圧は、フライバックパルスから積分器4を経て得
る必要は必ずしもなく、代わりに、電圧制御発振器3の
出力のこぎり波を用いても良い。
第2図において、波形13をのこぎり波とすることは、
上述の説明から判るようにリニアリティ改善作用上有意
義である。しかし、代わりに、これを矩形波状とすると
、若干画面中央部付近でのリニアリティが劣化するが、
実用できる応用分野も存在する。その場合、第1図、第
6図の負帰還抵抗21と並列にキャパシタを並列接続す
ると、画面中央部付近でのリニアリティの急変(左側が
縮み、右側が伸びる)をキャパシタの積分作用により平
滑化、低域化できる。
上述の説明から判るようにリニアリティ改善作用上有意
義である。しかし、代わりに、これを矩形波状とすると
、若干画面中央部付近でのリニアリティが劣化するが、
実用できる応用分野も存在する。その場合、第1図、第
6図の負帰還抵抗21と並列にキャパシタを並列接続す
ると、画面中央部付近でのリニアリティの急変(左側が
縮み、右側が伸びる)をキャパシタの積分作用により平
滑化、低域化できる。
第1図、第6図のプッシュプル増幅器において、本質的
に重要なのは、逆流防止兼用ダイパーダイオード6の存
在である。このダイオード6を備えていれば、他の任意
の形式のプッシュプル増幅器、例えばいわゆる5EPP
方式のプッシュプル増幅器を使用することができる。
に重要なのは、逆流防止兼用ダイパーダイオード6の存
在である。このダイオード6を備えていれば、他の任意
の形式のプッシュプル増幅器、例えばいわゆる5EPP
方式のプッシュプル増幅器を使用することができる。
また、本発明は、従来技術である第5図のチョークトラ
ンス38を不要化できることから、マルチスキャンディ
スプレイ装置だけでなく、シングルスキャンディスプレ
イ装置に適用することが可能である。技術の進歩はチョ
ークコイルに比べての半導体素子の相対価格を下げる傾
向にあるからである。
ンス38を不要化できることから、マルチスキャンディ
スプレイ装置だけでなく、シングルスキャンディスプレ
イ装置に適用することが可能である。技術の進歩はチョ
ークコイルに比べての半導体素子の相対価格を下げる傾
向にあるからである。
最後に、本発明の水平画面サイズ情報検出手段の変形に
ついて説明する。
ついて説明する。
第1図、第6図において、これは、フライバックパルス
電圧を検出器22で検出する構成とした。
電圧を検出器22で検出する構成とした。
これに替えて、偏向コイル7の電流振幅を検出しても良
い。このためには、例えばバイパスキャパシタ8と接地
との間に約0.1Ω以下の微小抵抗を挿入し、その両端
ののこぎり波電圧の振幅を振幅検出器で検出すれば良い
。
い。このためには、例えばバイパスキャパシタ8と接地
との間に約0.1Ω以下の微小抵抗を挿入し、その両端
ののこぎり波電圧の振幅を振幅検出器で検出すれば良い
。
但し、こののこぎり波電圧は、これを局所負帰還用の前
記抵抗21への帰還信号源として用いることは通常の応
用には適当でない。何故なら、第1図、第6図において
バイパスキャパシタ8のキャパシタンスは無限大ではな
いため、このキャパシタの両端には、水平周期のパラボ
ラ状の電圧が発生する。このパラボラ状電圧は、偏向コ
イル7に流れる電流を、のこぎり波状の波形から若干S
字状の波形に変形する作用があるためである。このため
、このS字状分が仮に抵抗21を経由して帰還されると
、第2図の節点19の波形が大幅に歪んだ形となるから
である。
記抵抗21への帰還信号源として用いることは通常の応
用には適当でない。何故なら、第1図、第6図において
バイパスキャパシタ8のキャパシタンスは無限大ではな
いため、このキャパシタの両端には、水平周期のパラボ
ラ状の電圧が発生する。このパラボラ状電圧は、偏向コ
イル7に流れる電流を、のこぎり波状の波形から若干S
字状の波形に変形する作用があるためである。このため
、このS字状分が仮に抵抗21を経由して帰還されると
、第2図の節点19の波形が大幅に歪んだ形となるから
である。
以上説明したように、本発明によれば、広範囲の入力信
号の水平走査周波数の変化に連続的に追随できるマルチ
スキャンディスプレイ装置を具現化することができ、し
かもその際、従来常識の高電圧大出力の可変電源を必要
とせず、工業的かつ経済的効果の大きい優れた水平偏向
回路を提供することができる。
号の水平走査周波数の変化に連続的に追随できるマルチ
スキャンディスプレイ装置を具現化することができ、し
かもその際、従来常識の高電圧大出力の可変電源を必要
とせず、工業的かつ経済的効果の大きい優れた水平偏向
回路を提供することができる。
第1図は本発明の第一実施例の構成図、第2図は第1図
の動作を説明する波形図、第3図は第1図の動作特性図
、第4図は第1図の要部構成図、第5図は従来技術の水
平出力回路の構成図、第6図は本発明の第二実施例の構
成図、第7図は第6図の動作を説明する波形図、第8図
は本発明の第三実施例の構成図、第9図は第8図の構成
による効果の説明図である。 1−・−・−人力水平同期信号、2−・−・−・位相検
波器、3−・−電圧制御発振器、?−−−−−−−水平
偏向コイル、8−・・−バイパスキャパシタ、9−・−
・共振キャパシタ、12・−・・・利得制御増幅器、1
7・−・−B級プッシュプル回路、6−・−逆流防止兼
用グイパダイオード。 第2図 EaCV’) 第3図 第4図 第5図 第6図
の動作を説明する波形図、第3図は第1図の動作特性図
、第4図は第1図の要部構成図、第5図は従来技術の水
平出力回路の構成図、第6図は本発明の第二実施例の構
成図、第7図は第6図の動作を説明する波形図、第8図
は本発明の第三実施例の構成図、第9図は第8図の構成
による効果の説明図である。 1−・−・−人力水平同期信号、2−・−・−・位相検
波器、3−・−電圧制御発振器、?−−−−−−−水平
偏向コイル、8−・・−バイパスキャパシタ、9−・−
・共振キャパシタ、12・−・・・利得制御増幅器、1
7・−・−B級プッシュプル回路、6−・−逆流防止兼
用グイパダイオード。 第2図 EaCV’) 第3図 第4図 第5図 第6図
Claims (1)
- 1、CRTを用いたディスプレイ装置の水平偏向回路に
おいて、水平偏向コイル手段と、この水平偏向コイルに
直列接続されるバイパスキャパシタ手段と、この水平偏
向コイルと実質的に並列接続される共振キャパシタ手段
と、上記水平偏向コイル手段を駆動するプッシュプル増
幅器手段と、逆流防止兼用のダンパダイオード手段とを
設け、上記ダンパダイオード手段は、上記プッシュプル
増幅器手段の水平偏向走査前半側を分担する増幅部の駆
動電流の流れる方向に沿つて順方向にこのプッシュプル
増幅器に直列に挿入接続され、上記水平偏向コイル手段
にはフライバックパルスが発生せられ、このフライバッ
クパルス振幅及び偏向電流振幅の少なくとも一方を検出
する検出手段と、この検出手段の出力に基いて、上記プ
ッシュプル出力増幅器の出力電力を制御する制御手段と
を備え、この制御手段によつて水平画面サイズを制御す
る構成としたことを特徴とする水平偏向回路。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63192614A JPH087538B2 (ja) | 1988-08-03 | 1988-08-03 | 水平偏向回路 |
US07/378,905 US4952850A (en) | 1988-08-03 | 1989-07-12 | Horizontal deflection circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63192614A JPH087538B2 (ja) | 1988-08-03 | 1988-08-03 | 水平偏向回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0242479A true JPH0242479A (ja) | 1990-02-13 |
JPH087538B2 JPH087538B2 (ja) | 1996-01-29 |
Family
ID=16294189
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63192614A Expired - Lifetime JPH087538B2 (ja) | 1988-08-03 | 1988-08-03 | 水平偏向回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4952850A (ja) |
JP (1) | JPH087538B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH05207327A (ja) * | 1992-01-27 | 1993-08-13 | Mitsubishi Electric Corp | 水平同期回路 |
FR2761551B1 (fr) * | 1997-03-25 | 2000-01-14 | Sgs Thomson Microelectronics | Boucle a verrouillage de phase avec circuit d'assistance au verrouillage |
JP4374676B2 (ja) * | 1999-10-15 | 2009-12-02 | パナソニック株式会社 | 水平ドライブパルスの切替装置 |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4361785A (en) * | 1979-10-01 | 1982-11-30 | K&R Engineering Sales Corporation | Versatile video CRT display |
-
1988
- 1988-08-03 JP JP63192614A patent/JPH087538B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1989
- 1989-07-12 US US07/378,905 patent/US4952850A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH087538B2 (ja) | 1996-01-29 |
US4952850A (en) | 1990-08-28 |
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