JPH0239730A - Echo canceller - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To minimize an arithmetic error in a training in a far end echo canceller by making the gain of an amplifier into a low value at the biginning at the time of training the echo canceller and making the gain of the amplifier into a prescribed value when an activating signal occurs from an activating signal generating means. CONSTITUTION:At the time of starting the training, the gain of a gain switch 18 is made into 1, and a pseudo near end echo y1 is deducted by a subtracter 17 ((a) point) and a near edge echo is removed. An activating signal generating circuit 36, when it is detected that the signal of the difference value in a subtracter 35 is zero or becomes sufficiently smaller, generates an activating signal and a gain switch 18 advances a gain when the activating signal is received. Consequently, even when the arithmetic circuit of a fixed point is used for an echo canceller, the arithmetic error of the far end echo canceller at the time of training can be minimized.

Description

【発明の詳細な説明】 〔目　次〕 概要 産業上の利用分野 従来の技術（第２図〜第４図） 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段 作　用（第５図） 実施例（第１図） 発明の効果 〔概　要〕 近端エコーキャンセラと遠端エコーキャンセラとを有す
るＺｙＡ式データモデム用等のエコーキャンセラに関し
、 トレーニング時における遠端エコーキャンセラの演算誤
差を小さくすることができるエコーキャンセラを提供す
ることを目的とし、 受信信号から擬似近端エコーを減算する第１の減算器と
、該第１の減算器の出力を増幅する増幅器と、該増幅器
の出力から擬似遠端エコーを減算する第２の減算器とを
有するエコーキャンセラにおいて、前記第１の減算器の
出力の二乗和をとったのち平滑化して得られた信号を時
間微分して微分値の出力を得、３Ｋ　微分値の信号が零
または十分小さくなったことを判定して起動信号を発生
する起動信号発生手段を備え、エコーキャンセラのトレ
ーニング時始め前記増幅器のゲインを低い値にし前記起
動信号発生手段ゲインを所定の高い値にすることによっ
て構成する。[Detailed description of the invention] [Table of contents] Overview Industrial field of application Conventional technology (Figures 2 to 4) Means action for solving the problem to be solved by the invention (Figure 5) Embodiment (Fig. 1) Effects of the invention [Summary] Regarding an echo canceller for a ZyA data modem having a near-end echo canceller and a far-end echo canceller, the calculation error of the far-end echo canceller during training is reduced. The purpose of the present invention is to provide an echo canceller capable of subtracting a pseudo near-end echo from a received signal, a first subtracter for subtracting a pseudo near-end echo from a received signal, an amplifier for amplifying the output of the first subtractor, and a pseudo near-end echo from the output of the amplifier. In an echo canceller having a second subtracter for subtracting a far-end echo, the sum of the squares of the output of the first subtractor is calculated, and the signal obtained by smoothing is differentiated with respect to time to output a differential value. and a starting signal generating means for generating a starting signal upon determining that the signal of the 3K differential value has become zero or sufficiently small, and the starting signal generating means sets the gain of the amplifier to a low value at the beginning of training of the echo canceller. It is configured by setting the gain to a predetermined high value.

〔産業上の利用分野〕[Industrial application field]

本発明は近端エコーキャンセラと遠端エコーキャンセラ
とを有する２線式データモデム用等のエコーキャンセラ
に係り、特に遠端エコーキャンセラのトレーニング時の
演算誤差を小さくしたエコーキャンセラに関するもので
ある。The present invention relates to an echo canceller for a two-wire data modem having a near-end echo canceller and a far-end echo canceller, and more particularly to an echo canceller that reduces calculation errors during training of the far-end echo canceller.

２線式回線を用いた全二重通信システムにおいては、デ
ータモデム部に近端エコーキャンセラと遠端エコーキャ
ンセラとを設けて近端エコーおよび遠端エコーを除去す
る。In a full-duplex communication system using a two-wire line, a data modem section is provided with a near-end echo canceller and a far-end echo canceller to eliminate near-end echoes and far-end echoes.

この場合、トレーニング時における遠端エコーキャンセ
ラの演算誤差を小さくできることが要望される。In this case, it is desired to reduce the calculation error of the far-end echo canceller during training.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

第２図は２線式回線を用いた全二重通信のシステム構成
を示したものであって■、３２モデムを用いたシステム
を例示している。FIG. 2 shows a system configuration of full-duplex communication using a two-wire line, and exemplifies a system using 32 modems.

第２図において、送信信号はモデム内において変調部１
を経て変調信号に変換されたのちハイフリット（ＨＹＰ
）２を経て加入者線に送出され、さらに電話局内におい
てハイブリッド（ＨＹＰ）３を経て搬送回線に接続され
て対局に送られる。In FIG. 2, the transmission signal is transmitted to the modulator 1 in the modem.
After being converted into a modulated signal through a high frit (HYP)
) 2 to the subscriber line, and then within the telephone office, it is connected to a carrier line via a hybrid (HYP) 3 and sent to the opposite station.

一方搬送回線からの受信信号はハイブリッド（ＨＹＰ）
３を経て加入者線に接続され、さらにハイブリッド２を
経て復調部４に入力されて復調される。対局も同様の構
成を有し同様の経路を経て信号の送受信を行う。On the other hand, the received signal from the carrier line is hybrid (HYP)
3, the signal is connected to the subscriber line, and is further input to the demodulator 4 via the hybrid 2, where it is demodulated. The opposing station also has a similar configuration and transmits and receives signals via the same route.

ハイブリッド２，３はそれぞれモデム内および電話局内
における２線−４線変換を行うために設けられているが
、これらのハイブリッド回路に設けられた平衡回路網（
ＢＮ）５．６と加入者線とのインピーダンス整合が悪い
と、送信信号の漏れ込みによるエコーが発生する。Hybrids 2 and 3 are provided to perform 2-wire to 4-wire conversion within the modem and telephone office, respectively, but the balanced circuit network (
If the impedance matching between BN) 5.6 and the subscriber line is poor, echoes will occur due to leakage of transmitted signals.

エコーにはその発生する位置によって、第２図に示すよ
うに自局のモデム内で発生する近端エコーと、対局側の
局内で発生する遠端エコーとがあるが、誤りのない全二
重通話を行うためには、エコーキャンセラを用いてこれ
らのエコーを十分に抑圧することが必要である。Depending on the location of the echo, there are near-end echoes that occur within the modem of the local station and far-end echoes that occur within the opposite station's modem, as shown in Figure 2. In order to make a phone call, it is necessary to sufficiently suppress these echoes using an echo canceller.

第３図はエコーのインパルス応答の例を示したものであ
る。同図に示されるように近端エコーＡは遅延量が小さ
く、レベルが比較的大きい。これに対して遠端エコーＢ
は搬送回線を経由してくるため長い遅延量（例えば１ホ
ツプの衛星回線の場合約６００ｍ５）を有しているが、
そのレベルは小さくまた周波数オフセットを伴う場合が
ある。FIG. 3 shows an example of an echo impulse response. As shown in the figure, the near-end echo A has a small delay amount and a relatively high level. On the other hand, far end echo B
has a long delay (for example, about 600m5 for a 1-hop satellite line) because it comes via a carrier line,
The level may be small and accompanied by a frequency offset.

なおＣは搬送回線を２度往復した２番目の遠端エコーを
示し、−ａにそのレベルは小さいのでここでは対象とし
ない。Note that C indicates the second far-end echo that has traveled back and forth twice on the carrier line, and since its level is small at -a, it is not considered here.

第４図は従来構成のエコーキャンセラを備えたデータモ
デムの構成を例示したものであって、近端エコーキャン
セラと遠端エコーキャンセラとを備えた場合を示してい
る。FIG. 4 shows an example of the configuration of a data modem equipped with a conventional echo canceller, in which a near-end echo canceler and a far-end echo canceler are included.

第４図においてディジタル信号からなる送信データは、
スクランブラ１１において０連続または１連続を除去す
るためのスクランプリングを行ったのち、信号点発生部
１２において多値信号に変換され、さらに変調部１３に
おいて変調信号に変換されたのち、ディジタルアナログ
（Ｄ／Ａ）　変換器１４においてアナログ信号に変換さ
れ、ハイブリッド１５を経て電話回線に送出される。In Fig. 4, the transmission data consisting of digital signals is
After scrambling is performed to remove consecutive 0s or 1s in the scrambler 11, the signal point generator 12 converts it into a multi-level signal, and the modulator 13 converts it into a modulated signal. D/A) converter 14 converts it into an analog signal, and sends it out to the telephone line via the hybrid 15.

一方、電話回線からのアナログ信号からなる受信信号は
アナログディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１６においてディ
ジタル信号に変換されたのち、減算器１７において擬似
近端エコーを差し引かれ、ゲインスイッチ１８において
増幅されたのち、城算器１９において遠端エコーを差し
引かれ、復調部２０において復調され自動等化部２１に
おいて受信データを再生する。On the other hand, a received signal consisting of an analog signal from a telephone line is converted into a digital signal by an analog-to-digital (A/D) converter 16, a pseudo near-end echo is subtracted by a subtracter 17, and amplified by a gain switch 18. Thereafter, a far-end echo is subtracted by a calculator 19, demodulated by a demodulator 20, and the received data is reproduced by an automatic equalizer 21.

近端エコーキャンセラ２３は信号点発生部１２の多値信
号ベクトルこと、減算器１９の誤差信号ｅが求められた
タップ係数１′１１とによって近端エコーの推定値を発
生する。これを変調部２４において変調することによっ
て擬似近端エコーＹ＋を求めて、減算器１７における前
述の減算を行う。The near-end echo canceller 23 generates an estimated value of the near-end echo using the multi-level signal vector of the signal point generator 12 and the tap coefficient 1'11 from which the error signal e of the subtracter 19 is obtained. By modulating this in the modulation section 24, a pseudo near-end echo Y+ is obtained, and the above-mentioned subtraction in the subtracter 17 is performed.

またバルクデイレイ２５は信号点発生部１２の多値信号
を遠端エコーに対応する遅延贋だけ遅延させてベクトル
Ｌを発生する。遠端エコーキャンセラ２６は多値信号ベ
クトルｂと、減算器１９の誤差信号ｅから求められたタ
ップ係数ｆ１−１２とによって遠端エコーの推定値を発
生ずる。周波数オフセット補正回路２７はこの信号に対
し実際の遠端エコーと同じ周波数オフセットを与え、さ
らにこれを変調部２８において変調することによって擬
似遠端エコー９　ｚを求めて、減算器１９における前述
の減算を行う。Further, the bulk delay 25 generates a vector L by delaying the multilevel signal from the signal point generating section 12 by a delay corresponding to the far-end echo. The far-end echo canceller 26 generates an estimated value of the far-end echo using the multilevel signal vector b and the tap coefficients f1-12 obtained from the error signal e of the subtractor 19. The frequency offset correction circuit 27 gives this signal the same frequency offset as the actual far-end echo, and further modulates this in the modulation section 28 to obtain a pseudo far-end echo 9z, and performs the above-mentioned subtraction in the subtracter 19. I do.

一般にエコーキャンセラにおいては入力データベクトル
を ａＴ＝　（ａｎ　＋　　ａｎ−１、ａｎ−Ｚ　＋　”’
、ａｎ−Ｍｌ　）ここでＮはタップ数 とし、タップ係数ベクトルを １＝（ｈ、、。＋　　ｈｎ−１＋　　”ｎ−Ｚ　＋　’
・・＋　　ｈＩ’１．１１−１とすると、エコーキャン
セラ出力ｙ、、は次のようＧこなる。Generally, in an echo canceller, the input data vector is aT= (an + an-1, an-Z + ”'
, an-Ml) Here, N is the number of taps, and the tap coefficient vector is 1=(h,,.+hn-1+"n-Z+'
...+hI'1.11-1, the echo canceller output y,, becomes G as follows.

　　Ａ　ｒ ワ。−ａｎｉｈ　ｒＬ、、、　（１） タップ係数ベクトル１ｉｌｎは誤差信号ｅ７ｅ７−ｙ９
−ｙｌｌ　　　　　　　　　　　　　・・・（２）ここ
でｙ、、は実際のエコー の二乗平均値（ＭＳＥ）を最小とするように、ＬＭＳ法
によって次のように逐次的に計算される。A r wa. -anih rL,,, (1) The tap coefficient vector 1iln is the error signal e7e7-y9
-yll (2) Here, y, is calculated sequentially by the LMS method as follows so as to minimize the mean square value (MSE) of the actual echo.

１−１ｎ、＋＋　−Ｉｈｎ　＋　ｃｔ　ｅ、、ａ、Ｌ−
（３）ここでαは制御係数 すなわち近端エコーキャンセラと遠端エコーキャンセラ
とは第４図に示されるように同じ誤差信号ｃ７を用いて
更新される。1-1n, ++ -Ihn + ct e,, a, L-
(3) Here, α is a control coefficient, that is, the near-end echo canceller and the far-end echo canceller are updated using the same error signal c7 as shown in FIG.

なお上記各式において　は推定値を表わしている。Note that in each of the above equations, represents an estimated value.

〔発明が解決しようとする課題〕[Problem to be solved by the invention]

エコーキャンセラにおける上述のアルゴリズムを固定小
数点演算によって実現する場合、擬似エコーを差し引く
ために減算器へ入力される受信信号レベルは１、タップ
係数値や演算過程の計算値がオーバフローしない程度に
なるべく大きくすることが、演算誤差を小さくする上で
望ましい。これは受信信号、正確には受信信号中のエコ
ーレベルが小さいとエコーキャンセラのタップ係数値が
小さくなり、１ワード内の有効数字の桁数が小さくなっ
て、これが演算誤差の原因となるためである。When implementing the above algorithm in the echo canceller using fixed-point arithmetic, the received signal level input to the subtracter to subtract pseudo echoes should be 1, as large as possible to the extent that the tap coefficient value and the value calculated in the arithmetic process do not overflow. This is desirable in order to reduce calculation errors. This is because when the received signal, more precisely the echo level in the received signal, is small, the tap coefficient value of the echo canceller becomes small, and the number of significant digits in one word becomes small, which causes calculation errors. be.

一般に遠端エコーはその伝搬経路から、遠端データ信号
と同じかまたはそれ以下のレベルとなる。Generally, the far-end echo has a level equal to or lower than that of the far-end data signal due to its propagation path.

一方、近端エコーは回線の減衰量が大きい場合には、遠
端２デ一タ信号より３０ｄＢ以上も大きくなる場合があ
る。。On the other hand, if the attenuation of the line is large, the near-end echo may be 30 dB or more larger than the far-end 2-data signal. .

従って受信信号から擬似近端エコーを差し引かれた減算
器１７の出力はがなり小さくなる場合があるが、これを
そのまま減算器１つに人力すると遠端エコーキャンセラ
の演算誤差が大きくなる。Therefore, the output of the subtracter 17, which is obtained by subtracting the pseudo near-end echo from the received signal, may become significantly smaller, but if this is manually input to a single subtracter, the calculation error of the far-end echo canceller will increase.

そこで演算器１７の出力にゲインスイッチ１８を挿入し
て、減算器１９の入力を一定レベルに保つようにする。Therefore, a gain switch 18 is inserted into the output of the arithmetic unit 17 to keep the input of the subtracter 19 at a constant level.

ゲインスイッチ１８のゲインはエコーキャンセラのトレ
ーニング前に、遠端データ信号のレベルを測定すること
によって求められる。The gain of gain switch 18 is determined by measuring the level of the far end data signal prior to training the echo canceller.

なおこの場合減算器１９の入力レベルを常時一定に保つ
ため、ゲインスイッチ１８のゲインを適応的に変化させ
ることもできるが、この場合は遠端エコーキャンセラの
ゲインもこれに合わせて変化させる必要があり、また同
じように適応動作を行うエコーキャンセラの影Ｕを受け
て双方が不安定になる場合があるため、あまり用いられ
ていない。In this case, in order to keep the input level of the subtracter 19 constant, the gain of the gain switch 18 can be adaptively changed, but in this case, the gain of the far-end echo canceller must also be changed accordingly. However, it is not used very often because both may become unstable due to the shadow U of the echo canceller that also performs adaptive operations.

一方減算器１７の出力はトレーニング終了前においては
大きな残留遠端エコーを含むためそのレベルが大きい。On the other hand, the output of the subtractor 17 has a high level before the end of training because it contains a large residual far-end echo.

従ってゲインスイッチ１８に予め遠端データ信号から求
めたゲインを持たせておくと、その出力はオーバフロー
してしまう。そのためエコーキャンセラのトレーニング
が終了するまでゲインスイッチ１８のゲインを適値にす
ることができず、トレーニング時における遠端エコーキ
ャンセラの演算誤差が大きくなるという問題があった。Therefore, if the gain switch 18 is provided with a gain determined in advance from the far-end data signal, its output will overflow. Therefore, the gain of the gain switch 18 cannot be set to an appropriate value until the training of the echo canceller is completed, resulting in a problem that the calculation error of the far-end echo canceller becomes large during training.

本発明はこのような従来技術の課題を解決しようとする
ものであって、近端エコーキャンセラおよび遠端エコー
キャンセラを有するデータモデム用エコーキャンセラに
おいて、回線ごとに最適なゲインを切り替えてトレーニ
ング中にゲインスイッチに対して与えることができ、従
って固定小数つ、演算を行う遠端エコーキャンセラにお
けるトレーング中の演算誤差を小さくすることができる
エコーキャンセラを提供することを目的としてい〔課題
を解決するための手段〕 本発明は第１図の実施例に示されるように、受信信号か
ら擬似近端エコーを減算する第１の減算器１７と、この
第１の減算器１７の出力を増幅する増幅器１８と、この
増幅器１８の出力から擬似遠端エコーを減算する第２の
演算器１９とを有するエコーキャンセラにおいて、起動
信号発生手段３０を備え、エコーキャンセラのトレーニ
ング時、始め増幅器１８のゲインを低い値に起動信号発
生手段３０から起動信号が発生したとき増幅器１８のゲ
インを所定の高い値にするものである。ここで 起動信号発生手段３０は、第１の減算器１７の出力の二
乗和をとったのち平滑化して得られた信号を時間微分し
て微分値の出力を得、この微分値の信号が零または十分
小さくなったことを判定して起動信号を発生するもので
ある。The present invention is an attempt to solve the problems of the prior art, and provides an echo canceller for a data modem that has a near-end echo canceller and a far-end echo canceller, by switching the optimum gain for each line during training. [To solve the problem] As shown in the embodiment of FIG. 1, the present invention includes a first subtracter 17 that subtracts a pseudo near-end echo from a received signal, and an amplifier 18 that amplifies the output of the first subtracter 17. and a second arithmetic unit 19 for subtracting the pseudo far-end echo from the output of the amplifier 18.The echo canceller includes a start signal generating means 30, and when training the echo canceller, initially sets the gain of the amplifier 18 to a low value. When a starting signal is generated from the starting signal generating means 30, the gain of the amplifier 18 is set to a predetermined high value. Here, the activation signal generating means 30 calculates the sum of squares of the output of the first subtractor 17 and then differentiates the obtained signal by smoothing it with respect to time to obtain an output of a differential value, and when the signal of this differential value becomes zero. Alternatively, it determines that the threshold value has become sufficiently small and generates an activation signal.

〔作　用〕[For production]

本発明においては、トレーニング開始時はゲインスイッ
チのゲインを１としておき、近端エコーキャンセラの収
束によって受信信号から擬似近端エコーを差し引いた後
の誤差信号の減少率が小さくなったことを判定して、そ
れ以後ゲインスイッチのゲインを予め求めた値にセット
するようにすることによって、ゲインスイッチ出力のオ
ーバフローを防止する。In the present invention, the gain of the gain switch is set to 1 at the start of training, and it is determined that the reduction rate of the error signal after subtracting the pseudo near-end echo from the received signal has become smaller due to the convergence of the near-end echo canceller. Thereafter, the gain of the gain switch is set to a predetermined value, thereby preventing overflow of the gain switch output.

このため近端エコーを打ち消した後の信号の二乗平均を
求め、その時間微分値が零または十分小さくなったこと
を検出して、ゲインスイッチにおけるゲイン切り替えの
起動信号を発生する。For this reason, the root mean square of the signal after canceling the near-end echo is determined, and upon detecting that its time differential value has become zero or sufficiently small, an activation signal for gain switching in the gain switch is generated.

第５図はゲインスイッチに対する起動信号発生のタイミ
ングを説明するものである。FIG. 5 explains the timing of generation of the activation signal for the gain switch.

第５図においてｆａ）はトレーニング時に近端エコーキ
ャンセラのみを動作させた場合の残留エコーの収束特性
を示したものである。トレーニング開始時（ｔ＝ｏ）に
は近端エコーレベルＬ８であった残留エコーはエコーキ
ャンセラの収束とともに減少し、遠端エコーレベルまた
は雑音レベルのうち大きい方のレベルＩ−「で一定とな
る。従って残留エコーが一定値になった時点ｔ１によっ
て近端エコーキャンセラの収束を判定してゲインスイッ
チのゲインを切り替える起動信号を発生すればよいが、
これをレベルＬｐの判定によって行おうとするとレベル
Ｌ、は回線ごとに異なるため、予めレベルＬ、を測定し
ておくことが必要になる。In FIG. 5, fa) shows the convergence characteristics of residual echoes when only the near-end echo canceller is operated during training. The residual echo, which was at the near-end echo level L8 at the start of training (t=o), decreases as the echo canceller converges, and becomes constant at the higher of the far-end echo level or the noise level, I-'. Therefore, it is only necessary to determine the convergence of the near-end echo canceller at the time point t1 when the residual echo reaches a constant value, and generate a start signal to switch the gain of the gain switch.
If this is to be done by determining the level Lp, it will be necessary to measure the level L in advance, since the level L will differ from line to line.

第５図において（′ｂ）は（ａｌに示された出力をロー
パスフィルタに通した出力を示し、（Ｃ１はその信号の
時間微分をとった出力を示したものである。In FIG. 5, ('b) shows the output obtained by passing the output shown in (al) through a low-pass filter, and (C1 shows the output obtained by taking the time differentiation of the signal).

第５図（ａｌにおいて、残留エコーが一定値となる時点
１．は（Ｃ）に示すように微分値が零または十分小さく
なる時点であるから、この時点で起動信号を発生するよ
うにずれば、レベルＬ、の測定を行わな（でも最適なタ
イミングでゲインスイッチのゲイン切り替えを行うこと
ができる。In Fig. 5 (al), the time point 1 when the residual echo becomes a constant value is the time point when the differential value becomes zero or sufficiently small as shown in (C), so if we shift the starting signal to be generated at this point, , level L, (but you can change the gain of the gain switch at the optimal timing.

この場合レベルＬＦは遠端データ信号のレベルと同じか
それより小さいため、上述のようにして定められた時点
１．でゲインスイッチのゲインを予め遠端データ信号レ
ベルに基づいて求めたゲインに切り替えても、ゲインス
イッチの出力がオーバフローすることはない。In this case, since the level LF is the same as or smaller than the level of the far-end data signal, the time 1. Even if the gain of the gain switch is switched to a gain determined in advance based on the far-end data signal level, the output of the gain switch will not overflow.

〔実施例〕〔Example〕

第１図は本発明の一実施例を示したものであって、第４
図における同じ部分を同じ番号で示し、点線内に示す３
０はゲインスイッチ１８に対する起動信号発生部であっ
て、二乗回路３１、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３２、
スイッチ３３、遅延回路（１６Ｔ）３４、減算器３５、
起動信号発生回路３６からなっている。また３７は波形
整形フィルタ、３８は判定部である。FIG. 1 shows one embodiment of the present invention.
The same parts in the figures are designated by the same numbers and are shown within the dotted lines.
0 is an activation signal generation unit for the gain switch 18, which includes a squaring circuit 31, a low-pass filter (LPF) 32,
switch 33, delay circuit (16T) 34, subtracter 35,
It consists of a starting signal generating circuit 36. Further, 37 is a waveform shaping filter, and 38 is a determination section.

エコーキャンセラのトレーニング時、Ａ／Ｄ変換器１６
においてディジタル信号に変換された受信信号は第４図
について説明したので同様にして、減算器１７　（ａ点
）において１疑似近端エコーｙを差し引かれて近端エコ
ーを除去される。この際近端エコーキャンセラ２３は、
前述のよ・うにその時の誤差信号ｅによって適応制御さ
れる。When training the echo canceller, the A/D converter 16
Since the received signal converted into a digital signal in FIG. 4 was explained in FIG. 4, one pseudo near-end echo y is subtracted in the subtracter 17 (point a) to remove the near-end echo in the same manner. At this time, the near-end echo canceller 23
As described above, adaptive control is performed based on the error signal e at that time.

起動信号発生部３０においては、二乗回路３１によって
減算器１７の出力（ｂ点）における残留エコー信号の二
乗値をとり、ローパスフィルタ３２を経てその出力を平
滑化した、スイッチ３３を経て例えば１／１６にダウン
サンプリングする。In the activation signal generating section 30, the square value of the residual echo signal at the output (point b) of the subtracter 17 is taken by a square circuit 31, and the output is smoothed by a low-pass filter 32. Downsample to 16.

そしてその出力を遅延回路３４を経て１６Ｔ（Ｔはサン
プリング周！ｔＩＩ）遅延をさせたものを減算器３５に
おいて減算することによって、過去のサンプルとの差分
をとって微分を行う。ここで１／１６にダウンサンプリ
ングしたのはｂ点のサンプリング周波数が通常９６００
　Ｈｚまたは７２００１−（２程度であってかなり高い
ため、差分値が小さくなりすぎる場合があるためである
。起動信号発生回路３６は減算器３５における差分値の
信号が零または十分小さくな−ったことを検出して起動
信号を発生し、ゲインスイッチ１８はこの起動信号を受
けたときゲインを）、５？、する。このように起動信号
発生部３０は減算器１７の出力の微分値が零または十分
小さくな“つたことによ・つて近端エコーキャンセラの
収束を判定して、ゲインスイッチ１８におけるゲインを
切り替える起動信号を発生することができる。Then, the output is delayed by 16T (T is the sampling period! tII) through the delay circuit 34 and then subtracted by the subtracter 35 to calculate the difference with the past sample and perform differentiation. Here, the sampling frequency at point b is usually 9600, which is downsampled to 1/16.
Hz or 72001-(2), which is quite high, so the difference value may become too small. When the gain switch 18 receives this activation signal, the gain switch 18 changes the gain to 5? ,do. In this way, the activation signal generation unit 30 determines the convergence of the near-end echo canceler based on whether the differential value of the output of the subtracter 17 is zero or is sufficiently small, and generates a activation signal to switch the gain in the gain switch 18. can occur.

遠端エコーキャンセラ２６は第４図について説明したよ
うに減算器１９の出力における誤差信号ｅによって適応
制御され、これによって減算器１９　　（ｃ点）におい
て凝偵遠端エコーｙ２を差し引かれて遠端エコーを除去
されるが、減算器１９の入力側におけるゲインスイッチ
１８は始めゲインが低いので、遠端エコーが十分除去さ
れない状態でもゲインスイッチ１８においてオーバフロ
ーすることはない。そして減算器１７の出力において近
端エコーが十分除去されたとき起動信号発生部３０から
の起動信号によってゲインスイッチ１８におけるゲイン
を上昇するので、減算器１９における遠端エコーの演算
誤差を小さ（することができる。従って本発明のエコー
キャンセラでは固定小数点の演算回路を用いζも、トレ
ーニング時の遠端エコーキャンセラの演算誤差を小さく
することができるようになる。The far-end echo canceller 26 is adaptively controlled by the error signal e at the output of the subtractor 19 as described in connection with FIG. Although the echo is removed, since the gain of the gain switch 18 on the input side of the subtractor 19 is initially low, overflow does not occur in the gain switch 18 even if the far-end echo is not removed sufficiently. When the near-end echo is sufficiently removed from the output of the subtracter 17, the gain in the gain switch 18 is increased by the activation signal from the activation signal generator 30, so that the calculation error of the far-end echo in the subtractor 19 is reduced. Therefore, in the echo canceller of the present invention, by using a fixed-point arithmetic circuit, it is possible to reduce the calculation error of the far-end echo canceller during training.

なお第１図の回路において、波形整形フィルタ３７は信
号点発生部１２の出力多値信号において符号量干渉が発
生することを防止するために用いられるものであり、判
定部３８は自動等化部２１において振幅等化された信号
のレベルを判定して信号識別を行うために設けられてい
るものである。In the circuit shown in FIG. 1, the waveform shaping filter 37 is used to prevent code amount interference from occurring in the multilevel signal output from the signal point generation section 12, and the determination section 38 is used as an automatic equalization section. This is provided to determine the level of the signal whose amplitude has been equalized in step 21 and to perform signal identification.

〔発明の効果〕〔Effect of the invention〕

以上説明したように本発明によれば近端エコーキャンセ
ラと遠端エコーキャンセラとを有するデータモデム用エ
コーキャンセラにおいて、擬似近◇：ｈエコーの減算器
と擬似遠端エコーキャンセラとの中間に挿入されるゲイ
ンスイッチにおけるゲインの切り替え信号を、近端エコ
ーキャンセラの収束を判定してトレーニング中に発生す
ることができるので、固定小数点演算を行っている遠端
エコーキャンセラにおけるトレーニング時の演算誤差を
小さくするごとができる。As explained above, according to the present invention, in an echo canceler for a data modem having a near-end echo canceller and a far-end echo canceller, a pseudo near ◇: Since the gain switching signal in the gain switch that is generated during training can be generated by determining the convergence of the near-end echo canceller, it reduces the calculation error during training in the far-end echo canceller that performs fixed-point calculations. I can do things.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は本発明の一実施例を示す図、 第２図は２線式回線を用いた全二重通（３システム構成
を示す図、 第３図はエコーのインパルス応答を示す図、第４図は従
来のエコーキャンセラを備えたデータモデムの構成を示
す図、 第５図はゲインスイッチに対する起動信号の発生タイミ
ングを説明する図である。 １・・・スクランブラ ２・・・信号点発生部 ３．２４．２８・・・変調部 ４・・・ディジタルアナログ（Ｄ／Ａ）変換器５・・・
ハイブリッド（ＨＹＢ） ６・・・アナログディジタル（Ａ／Ｄ）変換部７．１９
．３５・・・減算器 ８・・・ゲインスイッチ ０・・・復調部 ■・・・自動等化部、 ２・・・デスクランブラ ３・・・近端エコーキャンセラ ５・・・バルクデイレイ ６・・・遠端エコーキャンセラ ７・・・周波数オフセット補正回路 ０・・・起動信号発生部 ３１・・・二乗回路 ３２・・・ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３３・・・スイ
ッチ ３４・・・遅延回路（１６Ｔ） ３６・・・起動信号発生回路 特許出願人　　富　士　通株式会社 代理人　弁理士　玉　蟲　久五部 （外１名） ２．３・・−ハイブリッド（）ＩＹＢ）６−・−平＋ｉ
回路網（［３Ｎ） ２線式口線を用いた全二Ｍ通信のシステム構成を示す口
笛 図 エコ のインパルス応答を伊］示す３図 竿 １フ 従来のエコーキャンセラを償えｌ二全二重モデムの構成
ｔ（＋１ポする口笛　４　図Fig. 1 is a diagram showing an embodiment of the present invention, Fig. 2 is a diagram showing a full duplex communication (3 system configuration) using a two-wire line, and Fig. 3 is a diagram showing an echo impulse response. Figure 4 is a diagram showing the configuration of a data modem equipped with a conventional echo canceller, and Figure 5 is a diagram explaining the generation timing of the activation signal for the gain switch. 1...Scrambler 2...Signal point generation Section 3.24.28...Modulation section 4...Digital analog (D/A) converter 5...
Hybrid (HYB) 6...Analog-digital (A/D) conversion section 7.19
．． 35...Subtractor 8...Gain switch 0...Demodulator ■...Auto equalizer 2...Descrambler 3...Near-end echo canceller 5...Bulk delay 6... - Far-end echo canceller 7...Frequency offset correction circuit 0...Start signal generator 31...Squaring circuit 32...Low pass filter (LPF) 33...Switch 34...Delay circuit (16T) 36... Starting signal generation circuit patent applicant Fujitsu Ltd. Agent Patent attorney Tamamushi Kugobe (1 other person) 2.3...-Hybrid ()IYB)6---Hei+i
Circuit network ([3N) Whistle diagram showing the system configuration of full 2M communication using a 2-wire mouth line 3 diagrams showing the echo impulse responses The configuration of t(+1 point whistle 4 Fig.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 受信信号から擬似近端エコーを減算する第１の減算器（
１７）と、該第１の減算器（１７）の出力を増幅する増
幅器（１８）と、該増幅器（１８）の出力から擬似遠端
エコーを減算する第２の減算器（１９）とを有するエコ
ーキャンセラにおいて、 前記第１の減算器（１７）の出力の二乗和をとつたのち
平滑化して得られた信号を時間微分して微分値の出力を
得、該微分値の信号が零または十分小さくなつたことを
判定して起動信号を発生する起動信号発生手段（３０）
を備え、 エコーキャンセラのトレーニング時始め前記増幅器（１
８）のゲインを低い値にし前記起動信号発生時該ゲイン
を所定の高い値にすることを特徴とするエコーキャンセ
ラ。[Claims] A first subtractor (
17), an amplifier (18) that amplifies the output of the first subtractor (17), and a second subtracter (19) that subtracts the pseudo far-end echo from the output of the amplifier (18). In the echo canceller, the signal obtained by calculating the sum of squares of the output of the first subtracter (17) and smoothing is time-differentiated to obtain an output of a differential value, and if the signal of the differential value is zero or sufficient. Activation signal generation means (30) that determines that the size has become smaller and generates an activation signal.
When training the echo canceller, the amplifier (1
8) An echo canceller characterized in that the gain of step 8) is set to a low value and the gain is set to a predetermined high value when the activation signal is generated.