JPH0239724B2

JPH0239724B2 -

Info

Publication number: JPH0239724B2
Application number: JP57018338A
Authority: JP
Inventors: Yoichi Ando; Kenji Shima
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1982-02-08
Filing date: 1982-02-08
Publication date: 1990-09-06
Also published as: JPS58135921A

Description

【発明の詳細な説明】この発明は、音響装置に用いるに適し、より好
ましい聴感特性が得られる反射音の最適遅れ時間
を検出する遅れ時間検出器に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a delay time detector which is suitable for use in an acoustic device and which detects the optimum delay time of reflected sound that provides more preferable auditory characteristics.

人間の聴覚心理あるいは聴感と部屋の残響時間
などの物理特性あるいは音源そのもののもつ音響
的特性との間には、密接な関係がある。 There is a close relationship between the human auditory psychology or sense of hearing and the physical characteristics such as the reverberation time of a room or the acoustic characteristics of the sound source itself.

従来から人間の聴覚モデルとしてよく知られて
いるものにリツクライダ（Licklider）の聴覚神
経系の自己相関モデルがあるが、これも聴感と音
源との密接な関係を物語るものであると言われて
いる。 A well-known human auditory model is Licklider's autocorrelation model of the auditory nervous system, which is said to demonstrate the close relationship between the sense of hearing and the sound source. .

第１図は、リツクライダによる聴覚神経系のモ
デルである。第１図において、１は直通神経、２
は遅延神経系、３は入力、４は出力、５はシナプ
スである。蝸牛においてある程度の周波数分析が
行なわれたのちの原信号の包絡周期に同期したイ
ンパルスが、入力３から入つて来る。１発目のイ
ンパルスが入るとそれは直通神経１を伝わるが、
シナプス５を経た遅延神経系２をも伝達して行
く。２発目のインパルスが入るとその直通神経１
上の信号は遅延された１発目のインパルスに追い
つき、このインパルスの同時発生によつて出力４
が励起され、時間−場所変換が行なわれる。つま
り、人間の聴覚神経系は自己相関の機能を有する
というものである。 FIG. 1 is a model of the auditory nervous system using a retrick rider. In Figure 1, 1 is the direct nerve, 2
is the delay nervous system, 3 is the input, 4 is the output, and 5 is the synapse. An impulse synchronized with the envelope period of the original signal after some frequency analysis in the cochlea comes in from input 3. When the first impulse enters, it travels through direct nerve 1,
It also transmits through the delayed nervous system 2 via the synapse 5. When the second impulse enters, its direct nerve 1
The upper signal catches up with the delayed first impulse, and due to the simultaneous occurrence of this impulse, output 4
is excited and a time-place transformation is performed. In other words, the human auditory nervous system has an autocorrelation function.

最近の聴覚に関する研究では、直接音から遅れ
て到達する反射音や後続反射音が聴覚に重要な影
響を及ぼすことが明らかになつている。 Recent research on hearing has revealed that reflected sounds that arrive later than direct sounds, and subsequent reflected sounds, have an important effect on hearing.

J.Acoust.Am.Vol.62.No.６，December 1977
（P1436 1441）“Subjective Preference in
relation to objectuve Parameters of music
fields with ａ single echo”においては、音楽
とスピーチを用いて、スピーカ再生時の直接音と
単一反射音からなる合成音場をプリフアレンス
（人間の聴感上の心地良さ）の尺度で評価してい
る。この結果によれば、音源信号の正規化された
自己相関数_p（τ）を求めておいて、反射音のレ
ベルを直接音の±6dBに亘つて変化したとき、そ
の反射音の最適遅れ時間は｜_p（τ）｜が第１反
射音のレベルA₁の1/10に相当する時間に対応す
ることが明らかとなつた。第２図はこの｜_p
（τ）｜が第１の反射音のレベルA₁の1/10に相当
する時間（τd）を横軸に、プリフアレンスが最
大となる単一反射音の遅れ時間τmを縦軸にして
表わしている。図中に示された範囲は、プリフア
レンスの最大値より0.1低い時の遅れ時間を示し
たものであり、図中の記号〇はA₁＝6dB、●は
A₁＝0dB、□はA₁＝−6dBを示している。とく
に、｜_p（τ）｜が_p（０）の0.1倍になる時間をτe
（0.1）と呼ぶとすれば、A₁＝0dBの場合、τd＝τe
（0.1）と表現することができる。第２図からτdは
プリフアレンスが最大となる単一反射音の遅れ時
間τmに良く一致することがわかる。 J.Acoust.Am.Vol.62.No.6, December 1977
(P1436 1441) “Subjective Preference in
relation to object parameters of music
"Fields with a Single Echo" uses music and speech to evaluate a synthesized sound field consisting of direct sound and a single reflected sound when reproduced by a speaker, using a scale of preference (comfort in terms of human hearing). According to this result, when the normalized autocorrelation number _p (τ) of the sound source signal is determined and the level of the reflected sound is varied over ±6 dB of the direct sound, the optimal delay of the reflected sound is calculated. It became clear that the time | _p (τ) | corresponds to 1/10 of the level A ₁ of the first reflected sound. Figure 2 shows this | _p
The horizontal axis represents the time (τd) at which (τ) | corresponds to 1/10 of the level A ₁ of the first reflected sound, and the vertical axis represents the delay time τm of the single reflected sound at which the preference is maximum. There is. The range shown in the figure shows the delay time when it is 0.1 lower than the maximum value of the preference, and the symbol ○ in the figure indicates A ₁ = 6 dB, and the ● indicates
A ₁ =0 dB, □ indicates A ₁ =-6 dB. In particular, the time when | _p (τ)| becomes 0.1 times _p (0) is τe
(0.1), if A ₁ = 0dB, τd = τe
It can be expressed as (0.1). It can be seen from Fig. 2 that τd closely matches the delay time τm of a single reflected sound at which the preference is maximum.

また、日本音響学会講演論文集昭和55年５月
（P677〜678）“難聴児の主観的プリフアレンズ”
およびAudiology Japan Vol.23，No.５，1980
（P301〜302）“難聴児によるエコーを伴う音の主
観的評価”においては、イヤホンを用いたモノラ
ル受聴の場合についても同様の実験を行なつてお
り、この場合の単一反射音のプリフアレンスの最
大値は｜_p（τ）｜が_p（０）の0.25倍になる時間、
τe（0.25）において得られることが明らかとなつ
ている。第３図は横軸に単一反射音の遅れ時間
Δt₁、縦軸に正規化したプリフアレンスを表わし
ており、ａはスピーチ、ｂは音楽のときである。
図において、正常聴覚の者と、ヒヤリング・ロス
（1KHz）が70〜95dBのもの、およびヒヤリン
グ・ロス（1KHz）が100dBのもの３本のグラフ
をそれぞれ、〇、●、▲で表わしている。このグ
ラフから明らかなように、正常聴覚者はもちろ
ん、ヒヤリング・ロスが95dB以下のものにおい
ても単一反射音の遅れ時間が、τe（0.25）のとき
においてプリフアレンスが最大値をとることが分
かる。つまり、この結果から補聴器の設計におい
ても、このことを考慮すればより聞きやすい特性
の補聴器が得られることがわかる。 In addition, the Acoustical Society of Japan Proceedings May 1980 (P677-678) “Subjective Preference Lens for Hearing Impaired Children”
and Audiology Japan Vol.23, No.5, 1980
(P301-302) In “Subjective evaluation of sounds with echoes by children with hearing loss,” a similar experiment was conducted for monaural listening using earphones, and the preference of a single reflected sound in this case was investigated. The maximum value is the time when | _p (τ) | becomes 0.25 times _p (0),
It has become clear that this can be obtained at τe (0.25). In FIG. 3, the horizontal axis represents the delay time Δt ₁ of a single reflected sound, and the vertical axis represents the normalized preference, where a represents speech and b represents music.
In the figure, three graphs for those with normal hearing, those with a hearing loss (1 KHz) of 70 to 95 dB, and those with a hearing loss (1 KHz) of 100 dB are represented by ○, ●, and ▲, respectively. As is clear from this graph, the preference reaches its maximum value when the delay time of a single reflected sound is τe (0.25), not only for people with normal hearing but also for those with a hearing loss of 95 dB or less. In other words, this result shows that if this is taken into consideration when designing a hearing aid, a hearing aid with characteristics that are easier to hear can be obtained.

さらに、音源信号の自己相関関数は最適残響時
間とも密接な関係があることを報告している。第
４図にその測定結果を示している。横軸は先に述
べたτe（0.1）、縦軸には好ましい残響時間の中央
値〔Tsub〕ｄを示している。ここでいう残響時
間は直接音が60dB減衰する時間ではなく、残響
部の信号が60dB減衰する時間として表現してい
る。図中、Ａ，ＢとＥは音楽、Ｓはスピーチであ
るが、〔Tsub〕ｄ≒（23±10）τe（0.1）なる関数
でほぼ近似することができる。 Furthermore, it has been reported that the autocorrelation function of the sound source signal has a close relationship with the optimal reverberation time. Figure 4 shows the measurement results. The horizontal axis shows the aforementioned τe (0.1), and the vertical axis shows the preferred median value of reverberation time [Tsub]d. The reverberation time here is not expressed as the time for the direct sound to attenuate by 60 dB, but as the time for the signal in the reverberation section to attenuate by 60 dB. In the figure, A, B, and E represent music, and S represents speech, which can be approximately approximated by the function [Tsub]d≈(23±10)τe(0.1).

この発明は、上述した状況に鑑み、音源の自己
相関関数から、人間の聴感上好ましく感じられる
反射音の遅れ時間あるいは残響時間を求める検出
器を提供することを目的としている。 In view of the above-mentioned situation, it is an object of the present invention to provide a detector that determines the delay time or reverberation time of reflected sound that is preferable to the human auditory sense from the autocorrelation function of the sound source.

以下、この発明による一実施例を図によつて説
明する。第５図ａにおいて、２１は入力端子、２
２〜２４は遅延回路、２５〜２８は乗算器、２９
〜３２は積分回路、３３〜３６は絶対値化回路、
３７は減衰器、３８〜４０は比較回路、４１はエ
ンコーダである。 Hereinafter, one embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. In Fig. 5a, 21 is an input terminal;
2 to 24 are delay circuits, 25 to 28 are multipliers, 29
- 32 are integration circuits, 33 to 36 are absolute value conversion circuits,
37 is an attenuator, 38 to 40 are comparison circuits, and 41 is an encoder.

ここで、発明の作用、動作の説明を行う。入力
端子１に音響信号が与えられると、乗算器２５〜
２８および遅延回路２２に伝達される。各遅延回
路２２〜２４′により複数の異なる遅延出力D₁，
D₂，……D_N-1が得られ、乗算器２５〜２８にお
いて入力信号同士または入力信号と各遅延出力と
の掛け算が行なわれる。こののち、それぞれの積
分回路２９〜３２においてその値が積分せられ、
絶対値が絶対値化回路３３〜３６によつて求めら
れる。 Here, the function and operation of the invention will be explained. When an acoustic signal is applied to the input terminal 1, the multipliers 25 to
28 and delay circuit 22. Each delay circuit 22 to 24' provides a plurality of different delay outputs D ₁ ,
D ₂ _, . After that, the values are integrated in each of the integrating circuits 29 to 32,
Absolute values are determined by absolute value conversion circuits 33-36.

なお、積分回路は一般には積分動作に入る前に
初期化する必要があることは言うまでもなく、場
合によつては低域通過フイルタで代用できる場合
もある。絶対値化回路３３〜３６の出力Φ₀，Φ₁，
……，Φ_N-1は入力される音響信号の自己相関関
数の絶対値に対応する。第５図ｂは入力から低域
通過形フイルタで高域周波数成分を除いた信号に
ついて求めた場合のΦ₀，Φ₁，……，Φ_N-1であつ
て、簡易形として構成する場合にはこの程度で良
い。Φ₀が最大値であり、Φ₁，Φ₂……になるに従
がつて、通常、その値は小さくなつてゆく。 It goes without saying that the integrating circuit generally needs to be initialized before starting the integrating operation, and in some cases a low-pass filter can be used instead. Outputs of the absolute value circuits 33 to 36 Φ ₀ , Φ ₁ ,
..., Φ _N-1 corresponds to the absolute value of the autocorrelation function of the input acoustic signal. Figure 5b shows Φ ₀ , Φ ₁ , ..., Φ _N-1 when the signal is obtained by removing high frequency components from the input using a low-pass filter, and when configured as a simplified form. This is fine. Φ ₀ is the maximum value, and the value usually decreases as Φ ₁ , Φ ₂ , etc. are reached.

時間遅延を行なわない信号の絶対値化出力Φ₀
は減衰器３７によつて1/10または1/4に減衰され
たのち、他の絶対値化出力と比較回路３３〜４０
によつて比較される。この比較回路３８〜４０に
よつて、時間遅延を行なわない信号の減衰器出力
Refよりも小さい絶対値化出力が選択され、かつ
遅延時間の最も小さい遅延出力に関係した比較出
力が選択的にエンコーダ４１によつてコード化さ
れる。尚、Refよりも大きく最長遅延出力に関係
した比較出力をコード化するようにしてもよい。
即ち減衰出力Refに最も近い加算出力を有する加
算手段に対応した遅延出力が選択されればよい。 Absolute value output of signal without time delay Φ ₀
is attenuated to 1/10 or 1/4 by an attenuator 37, and then output to other absolute value outputs and comparison circuits 33 to 40.
compared by. The comparator circuits 38 to 40 provide the attenuator output of the signal without time delay.
An absolute output smaller than Ref is selected, and a comparison output related to the delayed output with the smallest delay time is selectively encoded by the encoder 41. Note that the comparison output related to the longest delayed output, which is larger than Ref, may be encoded.
That is, the delayed output corresponding to the addition means having the addition output closest to the attenuation output Ref may be selected.

尚、上述した減衰比0.1又は0.25は0.1±0.3また
0.25±0.08の範囲内にあつてもほぼ同様の作用を
奏し得る。 In addition, the damping ratio 0.1 or 0.25 mentioned above is 0.1±0.3 or
Almost the same effect can be achieved even within the range of 0.25±0.08.

第６図に、本発明による遅れ時間検出器を用い
て構成された第１の応用例を示している。これ
は、音響装置（補聴器を含む）に適用して、より
好ましい、より聞きやすい音を作るための最適反
射音付加装置である。第６図において、２１から
４１は第５図の遅れ時間検出器を構成しており、
同様な動作を行なう。最適な単一反射音を付加す
るのに必要な入力信号のτe（0.1）またはτe（0.25）
に対応する出力がエンコーダ４１から得られ、こ
れをさほど短くない時間保持するためにラツチ４
２に貯える。単一反射音の最適遅れ時間は急激に
かつ頻繁に行う必要がないため、さほど短くない
時間ごとにラツチするように構成されている。ラ
ツチの切替時点において聴感上、雑音感などを感
じさせないように減衰器４４で遅延信号をゆるや
かに減衰させるようになつている。このラツチ信
号発生部は図示していない。ラツチ４２の出力に
応じて、遅延出力D₁，D₂，……，D_N-1の中から
適当なものをアナログマルチプレクサ４３で選択
し、減衰器４４を通したのち、入力信号と加算器
４５により加算し、出力４６を得るものである。 FIG. 6 shows a first application example constructed using the delay time detector according to the present invention. This is an optimal reflected sound addition device that can be applied to acoustic devices (including hearing aids) to create more desirable and easier-to-hear sounds. In FIG. 6, 21 to 41 constitute the delay time detector of FIG.
Perform a similar action. τe(0.1) or τe(0.25) of the input signal required to add the optimal single reflection
An output corresponding to
Save to 2. The optimum delay time for a single reflected sound is configured to latch at intervals of not too short a time, since it is not necessary to do it rapidly and frequently. The attenuator 44 is designed to gently attenuate the delayed signal at the time of switching the latch so as not to give the user a sense of noise. This latch signal generator is not shown. Depending on the output of the latch 42, an appropriate one is selected from among the delayed outputs D ₁ , D ₂ , ..., D _N-1 by the analog multiplexer 43, and after passing through the attenuator 44, the input signal and the adder are selected. 45 to obtain an output 46.

このような構成によつて、プリフアレンス（聴
感上の心地良さ）が大きく、聞き易い、音響装置
を実現することができる。 With such a configuration, it is possible to realize an audio device that has a large preference (aural comfort) and is easy to listen to.

第７図は本発明による遅れ時間検出器を用いて
構成された他の応用例を示している。これは音響
再生装置に適用してより好ましい、聞きやすい音
を作るための最適残響付加装置である。第７図に
おいて、２１から４１は第５図および第６図にお
ける遅れ時間検出器を構成しており、同様な動作
を行う。最適な残響時間を設定するのに必要な信
号が比較信号S₁……S_N-1を受けたコード変換器４
１によつて得られる。この信号が適当なタイミン
グでラツチされるのは第６図の場合と同様であ
る。このラツチされた信号は残響時間設定信号で
あつて、残響回路４７に与えられる。残響回路４
７は入力端子２１に供給される入力信号と上記残
響時間設定信号を受けて残響付加信号出力４６を
発生するものである。 FIG. 7 shows another application constructed using the delay time detector according to the invention. This is an optimal reverberation adding device that can be applied to a sound reproduction device to create a more desirable and easy-to-hear sound. In FIG. 7, numerals 21 to 41 constitute the delay time detectors in FIGS. 5 and 6, and perform similar operations. The code converter 4 receives the comparison signal _S1 ...SN _{-1, which} is the signal necessary to set the optimal reverberation time.
1. This signal is latched at an appropriate timing as in the case of FIG. This latched signal is a reverberation time setting signal and is applied to the reverberation circuit 47. Reverberation circuit 4
7 receives the input signal supplied to the input terminal 21 and the reverberation time setting signal and generates the reverberation addition signal output 46.

このような構成によつて、最もプリフアレンス
（聴感上の心地良さ）が大きく、聞き易い最適残
響付加装置を実現することができる。 With such a configuration, it is possible to realize an optimal reverberation adding device that has the greatest preference (aural comfort) and is easy to listen to.

以上述べたように、本発明によれば、より好ま
しく、プリフアレンスの高い、聞きやすい音の補
聴器や、その他各種の音響装置を構成することが
できる。 As described above, according to the present invention, it is possible to construct a hearing aid that is more preferable, has high preference, and provides easy-to-hear sounds, and various other acoustic devices.

第７図の第２の応用例において残響回路４７の
詳細は明示しなかつたが、方式的に、BBDなど
の遅延素子を含むもの、またはスプリングなどの
機械的遅延素子を含むものなど残響時間を可変設
定できるものならなんでも良く、遅延回路２２〜
２４などの出力信号を用いるように構成してもよ
い。 Although the details of the reverberation circuit 47 are not clearly shown in the second application example of FIG. 7, the reverberation circuit 47 is systematically Anything that can be set variably is fine, and the delay circuit 22~
It may be configured to use an output signal such as .24.

以上の説明において、Φ₀，Φ₁，……Φ_N-1の値
を求めるための簡易形として、入力信号から高域
周波数成分を除いた信号を入力として処理した場
合について述べて来た。この理由はΦ₀，Φ₁，…
…Φ_N-1が第５図ｂのように単調減少する関数と
して得られるように配慮したためである。同様に
第５図ｂのような関数を得るための方法として
は、遅延回路の遅れ時間の整数倍の周期成分だけ
を通すようなフイルタを比入力２１の前に設けた
後に以上のような回路によつて処理することを行
うことが挙げられる。この場合はやや複雑ではあ
るが高周波成分についても考慮したことになり、
近似度も上昇する。 In the above explanation, as a simplified form for determining the values of Φ ₀ , Φ ₁ _, . The reason for this is Φ ₀ , Φ ₁ ,…
...This is because consideration was given so that Φ _N-1 could be obtained as a monotonically decreasing function as shown in Figure 5b. Similarly, as a method for obtaining the function shown in FIG. For example, processing by In this case, although it is somewhat complicated, high frequency components are also taken into consideration.
The degree of approximation also increases.

また、第５図に示した相関器のブロツク図は方
式的に示したもので、必ずしも、個別の回路を用
いなくてもマイクロコンピユータなどを用い計算
処理によつて行つてもよいし、第６図に於て、Ｄ
−Ａ（デイジタルアナログ）変換器を点Ｐに、Ａ
−Ｄ（アナログデイジタル）変換器を点Ｑに設け、
信号の処理をデイジタルデータによつて行なつて
も良いことは言うまでもない。また、この相関器
を構成する方式は、極く通常考えられるものとし
たが、シユレーダ（Schroeder）の２乗積分形残
響器のような構成を用いても良い。 Furthermore, the block diagram of the correlator shown in FIG. In the figure, D
-A (digital to analog) converter to point P, A
- A D (analog-digital) converter is provided at point Q,
It goes without saying that the signal processing may be performed using digital data. Furthermore, although the method of configuring this correlator has been described as a very usual method, a configuration such as Schroeder's square integral type reverberator may also be used.

次にこの２乗積分形残響器を用いた実施例を第
８図について説明する。 Next, an embodiment using this square integral type reverberator will be described with reference to FIG.

第８図に於て、入力端子２１に音響信号が与え
られる。積分回路２９〜３２に出力Φ₀，Φ₁，…
…，Φ_N-2，Φ_N-1が得られるのは第１の実施例と
同様である。積分出力Φ₀，Φ₁，……Φ_N-1はそれ
ぞれ乗算器５１〜５４によつて２乗される。２乗
された出力は加算器５５〜５７によつて、それぞ
れ加算され、即ち２乗積分され、加算器５７の出
力は減衰器３７によつて減衰される。この減衰比
は第５図ａの第一の実施例における値の２乗値、
即ち0.01±0.003又は0.0625±0.02の範囲内にある
値を用いるとよい。こののち、比較回路３８〜４
０によつて減衰器３７の出力Refと比較されRef
よりも小さく、かつ最も加算器５７の方に近い出
力が選択的にエンコーダ４１によつてコード化さ
れる。回路的に加算器５５の出力より加算器５６
の出力の方が大きく、同様に加算器５７の出力が
最も大きいことは言うまでもない。この第２の実
施例の場合に求めたい最適の遅延時間を求める基
準となる信号は第一の実施例とは反対に積分回路
３２の出力から得られるΦ_N-1の信号に対応した
加算器５７の出力である点に注意する必要があ
る。 In FIG. 8, an audio signal is applied to the input terminal 21. Outputs Φ ₀ , Φ ₁ ,... to the integrating circuits 29 to 32
..., Φ _N-2 and Φ _N-1 are obtained as in the first embodiment. The integral outputs Φ ₀ , Φ ₁ , . . . Φ _N-1 are squared by multipliers 51 to 54, respectively. The squared outputs are respectively added, that is, squared and integrated, by adders 55 to 57, and the output of adder 57 is attenuated by attenuator 37. This damping ratio is the square value of the value in the first embodiment of FIG. 5a,
That is, it is preferable to use a value within the range of 0.01±0.003 or 0.0625±0.02. After this, comparison circuits 38 to 4
0 compared with the output Ref of the attenuator 37 and Ref
The output smaller than and closest to the adder 57 is selectively encoded by the encoder 41. From the output of the adder 55, the adder 56
It goes without saying that the output of the adder 57 is larger, and similarly, the output of the adder 57 is the largest. In the case of the second embodiment, the reference signal for determining the optimum delay time to be obtained is an adder corresponding to the signal of Φ _N-1 obtained from the output of the integrating circuit 32, contrary to the first embodiment. It should be noted that this is the output of 57.

さらに、より厳密にΦ₀，Φ₁，……Φ_N-1を求め
るための方法について述べる。第９図はその構成
例を示している。同図ａ，ｂにおいて、６１は遅
延回路、６２は乗算器、６３は積分回路、６４は
絶対値化回路、６５は遅延回路６１、乗算器６
２、積分回路６３、絶対値化回路６４を含んだ回
路(A)、６６は最大値検出回路である。第９図ａお
いて、SINは入力端子、DIlは遅延入力端子、Ｄ
ｏｌは遅延出力端子、φlは相関出力端子である。
SINとDIlを与えることによつて相関出力φlを得
る。この回路(A)を用いて第９図ｂに示した構成に
よりΦ₀，Φ₁，……Φ_N-1を求めるのである。φ₀は
入力信号の２乗値を積分することによつて得ら
れ、絶対値化回路３３は必ずしも必要がないこと
は言うまでもない。次に回路(A)₁にDI１，SINが
与えられφ₁を得る。同様に以下φ₂，φ₃，……φ₉
を得て、例えば、この実施例の場合には、最大値
検出回路６６によつて10ケのφlの中から最大値を
選び、Φ₀としている。以下、同様の方法によつ
てΦ₁，Φ₂，……Φ_N-1を得るものである。通常は
計算するまでもなく、φ₀は最も大きいので、φ₁
〜φ₉の導出のための回路とΦ₀を求める最大値検
出回路６６は省略し得る。ここで述べたように
Φ₀，Φ₁，……Φ_N-1を求めると、音響入力信号に
高周波成分が含まれていてもその値は第５図ｂの
ようにほぼ単調に減少する関数として得ることが
でき、最適遅れ時間を精度よく求めることができ
る。この場合、最適遅れ時間はRefに最も近い最
大値検出回路の出力に対応した遅延時間のうち、
所定のものが選ばれる。 Furthermore, a method for determining Φ ₀ , Φ ₁ , ...Φ _N-1 more precisely will be described. FIG. 9 shows an example of its configuration. In figures a and b, 61 is a delay circuit, 62 is a multiplier, 63 is an integration circuit, 64 is an absolute value converting circuit, 65 is a delay circuit 61, and a multiplier 6.
2. A circuit (A) including an integrating circuit 63 and an absolute value conversion circuit 64; 66 is a maximum value detection circuit. In Figure 9a, SIN is an input terminal, DIl is a delay input terminal, and D
ol is a delay output terminal, and φl is a correlation output terminal.
Correlation output φl is obtained by giving SIN and DIl. Using this circuit (A) and the configuration shown in FIG. 9b, Φ ₀ , Φ ₁ , . . . Φ _N-1 are determined. φ ₀ is obtained by integrating the square value of the input signal, and it goes without saying that the absolute value conversion circuit 33 is not necessarily required. Next, DI1 and SIN are given to circuit (A) ₁ to obtain _φ1 . Similarly, the following φ ₂ , φ ₃ , ... φ ₉
For example, in this embodiment, the maximum value detection circuit 66 selects the maximum value from among the ten φl values and sets it as Φ ₀ . Hereinafter, Φ ₁ , Φ ₂ , ... Φ _N-1 will be obtained using the same method. Normally, there is no need to calculate it; φ ₀ is the largest, so φ ₁
The circuit for deriving ~φ ₉ and the maximum value detection circuit 66 for determining φ ₀ can be omitted. As mentioned above, when Φ ₀ , Φ ₁ , ... Φ _N-1 are determined, even if the acoustic input signal contains high frequency components, their values become functions that decrease almost monotonically as shown in Figure 5b. The optimal delay time can be obtained with high accuracy. In this case, the optimal delay time is the delay time corresponding to the output of the maximum value detection circuit closest to Ref.
A predetermined one is selected.

第１０図は第９図の実施例を更に改良したもの
である。図において７０は比較器、７１はAND
ゲートである。この場合は第９図の実施例の場合
と異なり、Φ₁，Φ₂，……Φ_N-1を求めることなく、
エンコーダ４１の入力S₁，S₂，……S_N-1を求める
ことができる。φ₀は第９図の実施例の場合と同
様に得られ、以下φ₁，φ₂，……，φ_10(N-1)の値も
ほぼ同様に求めるとよい。信号φ₀は減衰器３７
によつて減衰してRefを作り、φ₁，φ₂，……，
φ_10(N-1)と比較器７０によつて比較する。比較器
７０はRefよりもφ₁，φ₂，……，φ_10(N-1)の方が小
さいときに出力がハイレベル（以下“Ｈ”と略
す。）となるように構成されている。信号S₁，S₂，
……，S_N-1はそれぞれφ₁〜φ₁₀，φ₁₁〜φ₂₀，……，
φ_10(N-2)＋１〜φ_10(N-1)のANDゲート７１の出力で
あつて、おのおの入力φ₁〜φ₁₀，φ₁₁〜φ₂₀，
φ_10(N-2)＋１〜φ_10(N-1)のそれぞれのすべてが、
Refよりも小さくなつたときに“Ｈ”となる。こ
れをエンコーダ４１によつてコード化し、出力
“Ｈ”を有するANDゲート７１のうち最も短かい
遅延時間を有する遅延回路が属するANDゲート
７１又は出力“Ｌ”（ローレベルを意味する）を
有するANDゲート７１のうち最も長い遅延時間
を有する遅延回路が属するANDゲート７１に対
応した所定の遅延回路の遅延時間を出力するもの
である。 FIG. 10 shows a further improvement of the embodiment shown in FIG. In the figure, 70 is a comparator and 71 is an AND
It is a gate. In this case, unlike the embodiment shown in FIG. 9, Φ ₁ , Φ ₂ , ... Φ _N-1 are not determined,
The inputs S ₁ , S ₂ , ...S _N-1 of the encoder 41 can be obtained. φ ₀ is obtained in the same manner as in the embodiment shown in FIG. 9, and the values of φ ₁ , φ ₂ _, . Signal φ ₀ is attenuator 37
Ref is attenuated by φ ₁ , φ ₂ , ...,
It is compared with φ _10(N-1) by the comparator 70. The comparator 70 is configured so that the output becomes a high level (hereinafter abbreviated as "H") when φ ₁ , φ ₂ , ..., φ _{10 (N-1)} are smaller than Ref. . Signals S ₁ , S ₂ ,
..., S _N-1 is respectively φ ₁ ~ φ ₁₀ , φ ₁₁ ~ φ ₂₀ , ...,
It is the output of the AND gate 71 of φ _10(N-2) +1 to φ _10(N-1) , and the inputs φ ₁ to _{φ 10} , φ ₁₁ to φ ₂₀ ,
Each of φ _10(N-2) +1 to φ _10(N-1) is
It becomes “H” when it becomes smaller than Ref. This is encoded by the encoder 41, and the AND gate 71 with the output "L" (meaning low level) belongs to the delay circuit with the shortest delay time among the AND gates 71 with the output "H" or the AND gate 71 with the output "L" (meaning low level). It outputs the delay time of a predetermined delay circuit corresponding to the AND gate 71 to which the delay circuit having the longest delay time among the gates 71 belongs.

このように構成すれば、ANDゲート７１は必
要であるが、最大値検出回路６６は不要になり、
回路構成上簡易化が計られ有利である。 With this configuration, the AND gate 71 is required, but the maximum value detection circuit 66 is not required.
This is advantageous because it simplifies the circuit configuration.

第９図、第１０図の実施例とも、あらかじめ求
めた10ケのφの値から１つのΦl（ｌ＝０、Ｎ−
１）、Sm（ｍ＝１、Ｎ−１）を決めるように構成
したが、必ずしも10ケでなくてもその他の数であ
つても差し支えないことは言うまでもない。 In both the embodiments shown in FIGS. 9 and 10, one Φl (l=0, N−
1), Sm (m=1, N-1) is determined, but it goes without saying that the number is not necessarily 10 and may be any other number.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図はリツクライダによる人間の聴覚系のモ
デルを示す図、第２図はτdとプリフアレンスが
最大となる単一反射音の遅れ時間との関係を示し
た図、第３図は第一反射音の遅れ時間Δt₁と正規
化されたプリフアレンスとの関係を示した図、第
４図はτe（0.1）と好ましい残響時間の中央値
〔Tsub〕ｄとの関係を示した図、第５図は最適な
反射時間、残響時間を求めるための情報τeまたは
τdを求めるための本発明による遅れ時間検出器
の一実施例を示すブロツク図と動作説明図、第６
図は本発明による遅れ時間検出器を用いた第１の
応用例としての最適第一反射音付加装置を示すブ
ロツク図、第７図は本発明による遅れ時間検出器
を用いた第２の応用例としての最適残響音付加装
置を示すブロツク図、第８図は本発明の第２の実
施例を示すブロツク図、第９図は部分構成を示す
図と本発明の第３の実施例を示すブロツク図、第
１０図は本発明の第４の実施例を示すブロツク図
である。１……直通神経、２……遅延神経系、３……入
力、４……出力、５……シナプス、２１……入力
端子、２２〜２４……遅延回路、２５〜２８……
乗算器、２９〜３２……積分回路、３３〜３６…
…絶対値化回路、３７……減衰器、３８〜４０…
…比較回路、４１……エンコーダまたはコード変
換器、４２……ラツチ、４３……マルチプレク
サ、４４……第２の減衰器、４５……加算器、４
６……出力、４７……残響回路、６１……遅延回
路、６２……乗算器、６３……積分回路、６４…
…絶対値化回路、６５……回路(A)、６６……最大
値検出回路、７０……比較器、７１……ANDゲ
ート。なお、図中同一符号は同一、または相当部
分を示す。 Figure 1 is a diagram showing a model of the human auditory system using a Ritsuklider, Figure 2 is a diagram showing the relationship between τd and the delay time of a single reflected sound with the maximum preference, and Figure 3 is a diagram showing the first reflected sound. Figure 4 is a diagram showing the relationship between the delay time Δt ₁ and normalized preference, Figure 4 is a diagram showing the relationship between τe (0.1) and the preferred median reverberation time [Tsub] d, and Figure 5 is Block diagram and operation explanatory diagram showing an embodiment of the delay time detector according to the present invention for determining information τe or τd for determining the optimal reflection time and reverberation time, No. 6
The figure is a block diagram showing an optimal first reflected sound addition device as a first application example using the delay time detector according to the present invention, and FIG. 7 is a second application example using the delay time detector according to the present invention. FIG. 8 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention, and FIG. 9 is a block diagram showing a partial configuration and a third embodiment of the present invention. 10 are block diagrams showing a fourth embodiment of the present invention. 1... Direct nerve, 2... Delay nervous system, 3... Input, 4... Output, 5... Synapse, 21... Input terminal, 22-24... Delay circuit, 25-28...
Multiplier, 29-32...Integrator circuit, 33-36...
...Absolute value conversion circuit, 37...Attenuator, 38-40...
... Comparison circuit, 41 ... Encoder or code converter, 42 ... Latch, 43 ... Multiplexer, 44 ... Second attenuator, 45 ... Adder, 4
6... Output, 47... Reverberation circuit, 61... Delay circuit, 62... Multiplier, 63... Integrating circuit, 64...
... Absolute value conversion circuit, 65 ... Circuit (A), 66 ... Maximum value detection circuit, 70 ... Comparator, 71 ... AND gate. Note that the same reference numerals in the figures indicate the same or equivalent parts.

Claims

【特許請求の範囲】１音響入力信号が与えられる入力端子、上記入
力信号を遅延させ遅延時間の異なる複数の遅延出
力を発生する遅延手段、上記入力信号同士または
上記入力信号と上記遅延出力とを夫々乗算して複
数の乗算出力を発生する乗算手段、上記各乗算出
力を夫々積分して複数の積分出力を発生する積分
手段、上記各積分出力を夫々絶対値化して複数の
絶対値化出力を発生する絶対値化手段、上記絶対
値化出力のうと上記入力信号同士の乗算出力に関
係する絶対値化出力を所定の減衰比で減衰して減
衰出力を発生する減衰手段、上記絶対値化出力の
うち上記減衰出力に関係しない絶対値化出力と上
記減衰出力とを比較して夫々比較出力を発生する
比較手段、上記比較出力のうち所定の比較結果を
有する比較出力に関係し且つ上記減衰出力に最も
近い絶対値化出力を有する絶対値化手段に対応し
た遅延出力の遅延時間を出力する手段を備えた遅
れ時間検出器。２減衰比が0.1±0.03の範囲内にあることを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載の遅れ時間検
出器。３減衰比が0.25±0.08の範囲内にあることを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載の遅れ時間検
出器。４入力信号がデイジタル信号であり、信号の処
理をデイジタル演算によつて行なうことを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載の遅れ時間検出
器。５音響入力信号から低域通過フイルタによつて
高域成分を除去したのちの信号を入力端子に与え
ることを特徴とする特許請求の範囲第１項乃至第
４項の何れかに記載の遅れ時間検出器。６音響信号を遅延回路の遅れ時間の整数倍の周
期の信号のみを通過する複数個の帯域通過フイル
タからなる回路に通したのちに、入力端子に与え
ることを特徴とする特許請求の範囲第１項乃至第
４項の何れかに記載の遅れ時間検出器。７音響入力信号が与えられる入力端子、上記入
力信号を遅延させ遅延時間の異なる複数の遅延出
力を発生する遅延手段、上記入力信号同士または
上記入力信号と上記遅延出力とを夫々乗算して複
数の乗算出力を発生する乗算手段、上記各乗算出
力を夫々積分して複数の積分出力を発生する積分
手段、上記各積分出力を夫々二乗して複数の二乗
出力を発生する二乗手段、上記二乗出力を順次加
算して複数の加算出力を発生する加算手段、上記
加算出力のうち最大出力を所定の減衰比で減衰し
て減衰出力を発生する減衰手段、上記加算出力の
うち上記減衰出力に関係しない加算出力と上記減
衰出力とを比較して夫々比較出力を発生する比較
手段、上記比較出力のうち所定の比較結果を有す
る比較出力に関係し且つ上記減衰出力に最も近い
加算出力を有する加算手段に対応した遅延出力の
遅延時間を出力する手段を備えた遅れ時間検出
器。８減衰比が0.01±0.003の範囲内にあることを
特徴とする特許請求の範囲第７項記載の遅れ時間
検出器。９減衰比が0.0625±0.02の範囲内にあることを
特徴とする特許請求の範囲第７項記載の遅れ時間
検出器。１０音響入力信号が与えられる入力端子、上記
入力信号を遅延させ遅延時間の異なる複数個の遅
延出力を発生する遅延手段、上記入力信号同士ま
たは上記入力信号と上記遅延出力とを夫々乗算し
て複数個の乗算出力を発生する乗算手段、上記各
乗算出力を夫々積分して複数個の積分出力を発生
する積分手段、上記各積分出力を夫々絶対値化し
て複数個の絶対値化出力を発生する絶対値化手
段、上記複数個の絶対値化出力を連続して所定の
数（複数）単位に分割し、その分割単位毎に最大
値を求めるため分割数個の最大値の出力を発生す
る最大値検出手段、上記絶対値化出力のうち上記
入力信号同士の乗算出力に関係する絶対値化出力
を所定の減衰比で減衰して減衰出力を発生する減
衰手段、上記最大値検出手段による分割数個の最
大値出力と上記減衰出力とを比較して夫々比較出
力を発生する比較手段、上記比較出力のうち所定
の比較結果を有する比較出力に関係し且つ上記減
衰出力に最も近い最大値検出出力を有する最大値
検出手段に対応した遅延時間を出力する手段を備
えた遅れ時間検出器。１１音響入力信号が与えられる入力端子、上記
入力信号を遅延させ遅延時間の異なる複数個の遅
延出力を発生する遅延手段、上記入力信号同士ま
たは上記入力信号と上記遅延出力とを夫々乗算し
て複数個の乗算出力を発生する乗算手段、上記各
乗算出力を夫々積分して複数個の積分出力を発生
する積分手段、上記各積分出力を夫々絶対値化し
て複数個の絶対値化出力を発生する絶対値化手
段、上記絶対値化出力のうち上記入力信号同士の
乗算出力に関係する絶対値化出力を所定の減衰比
で減衰して減衰出力を発生する減衰手段、上記絶
対値化出力のうち上記減衰出力に関係しない絶対
値化出力と上記減衰出力とを比較して夫々比較出
力を発生する比較手段、上記比較出力を連続して
所定の数（複数）単位に分割し、分割単位ごとに
分割単位に含まれる全部の絶対値化出力が上記減
衰出力よりも小さいことを上記比較出力から判定
し出力する論理積手段、上記論理積手段のうち第
１の論理積結果を有し、第２の論理積結果を有す
る論理積手段に対応した遅延時間に最も近い遅延
時間を有する遅延手段が属する論理積手段に対応
した遅延時間を出力する手段を備えた遅れ時間検
出器。[Claims] 1. An input terminal to which an acoustic input signal is applied, a delay means for delaying the input signal and generating a plurality of delayed outputs having different delay times, and connecting the input signals to each other or the input signal and the delayed output. A multiplication means that generates a plurality of multiplication outputs by multiplying each of them, an integrating means that integrates each of the above multiplication outputs and generates a plurality of integral outputs, and an absolute value of each of the above integral outputs to generate a plurality of absolute value outputs. Absolute value conversion means for generating, attenuation means for generating an attenuated output by attenuating the absolute value output related to the multiplication output of the above input signals with the above-mentioned absolute value conversion output at a predetermined attenuation ratio, and the above-mentioned absolute value conversion output. Comparing means for generating comparison outputs by comparing the absolute value output that is not related to the attenuation output and the attenuation output, and the attenuation output that is related to the comparison output having a predetermined comparison result among the comparison outputs. A delay time detector comprising means for outputting a delay time of a delayed output corresponding to an absolute value conversion means having an absolute value conversion output closest to . 2. The delay time detector according to claim 1, wherein the attenuation ratio is within the range of 0.1±0.03. 3. The delay time detector according to claim 1, wherein the attenuation ratio is within the range of 0.25±0.08. 4. The delay time detector according to claim 1, wherein the input signal is a digital signal and the signal is processed by digital calculation. 5. The delay time according to any one of claims 1 to 4, characterized in that the signal after high-frequency components are removed from the acoustic input signal by a low-pass filter is applied to the input terminal. Detector. 6. Claim 1, characterized in that the acoustic signal is passed through a circuit consisting of a plurality of bandpass filters that passes only signals with a period that is an integral multiple of the delay time of the delay circuit, and then applied to the input terminal. The delay time detector according to any one of items 1 to 4. 7. An input terminal to which an acoustic input signal is applied; a delay means for delaying the input signal to generate a plurality of delayed outputs having different delay times; a multiplication means for generating a multiplication output; an integration means for integrating each of the multiplication outputs to generate a plurality of integral outputs; a squaring means for squaring each of the above-mentioned integral outputs to generate a plurality of squared outputs; Adding means for generating a plurality of summed outputs by sequentially adding them; attenuating means for generating a damped output by attenuating the maximum output of the summed outputs at a predetermined attenuation ratio; and addition of the summed outputs that are not related to the attenuated outputs. Comparing means that compares the output with the attenuated output and generates comparative outputs, corresponding to an adding means that has an addition output that is related to the comparison output that has a predetermined comparison result among the comparison outputs and is closest to the attenuation output. A delay time detector comprising means for outputting a delay time of a delayed output. 8. The delay time detector according to claim 7, wherein the attenuation ratio is within the range of 0.01±0.003. 9. The delay time detector according to claim 7, wherein the attenuation ratio is within the range of 0.0625±0.02. 10 An input terminal to which an acoustic input signal is applied, a delay means for delaying the input signal and generating a plurality of delayed outputs with different delay times, and a plurality of delay means for multiplying the input signals or the input signal and the delayed output, respectively. a multiplication means that generates a plurality of multiplication outputs, an integration means that integrates each of the multiplication outputs to generate a plurality of integral outputs, and an absolute value of each of the above integral outputs to generate a plurality of absolute value outputs. Absolute value converting means, which continuously divides the plurality of absolute value converted outputs into a predetermined number (plural) units, and generates an output of the maximum value of the number of divided units in order to obtain the maximum value for each divided unit. a value detection means, an attenuation means for generating an attenuated output by attenuating the absolute value output related to the multiplication output of the input signals among the absolute value output at a predetermined attenuation ratio, the number of divisions by the maximum value detection means; Comparing means for comparing the maximum value outputs and the attenuated outputs to generate respective comparison outputs; a maximum value detection output that is related to the comparison output having a predetermined comparison result among the comparison outputs and is closest to the attenuation output; A delay time detector comprising means for outputting a delay time corresponding to a maximum value detection means having a maximum value detection means. 11 An input terminal to which an acoustic input signal is applied, a delay means for delaying the input signal and generating a plurality of delayed outputs with different delay times, and a plurality of delay means for multiplying the input signals or the input signal and the delayed output, respectively. a multiplication means that generates a plurality of multiplication outputs, an integration means that integrates each of the multiplication outputs to generate a plurality of integral outputs, and an absolute value of each of the above integral outputs to generate a plurality of absolute value outputs. Absolute value conversion means; attenuation means for generating a damped output by attenuating the absolute value output related to the multiplication output of the input signals among the absolute value conversion outputs at a predetermined attenuation ratio; Comparing means for generating comparative outputs by comparing the absolute value output unrelated to the attenuated output and the attenuated output, and continuously dividing the comparative output into a predetermined number (plurality) of units, an AND means for determining and outputting from the comparison output that all the absolute value outputs included in the division unit are smaller than the attenuated output; a first AND result of the AND means; A delay time detector comprising means for outputting a delay time corresponding to the AND means to which the delay means having the delay time closest to the delay time corresponding to the AND means having the AND result belongs.