JPH02308610A - 移相器 - Google Patents
移相器Info
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- JPH02308610A JPH02308610A JP12775189A JP12775189A JPH02308610A JP H02308610 A JPH02308610 A JP H02308610A JP 12775189 A JP12775189 A JP 12775189A JP 12775189 A JP12775189 A JP 12775189A JP H02308610 A JPH02308610 A JP H02308610A
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- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims abstract description 17
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
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- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
本発明は、クオドラチャ−検波方式によるFM検波器に
用いる移相器に関する。
用いる移相器に関する。
(従来の技術)
従来、FM検波器に用いる移相器、ここでは90″移相
器を実現するために、2次のローパスフィルターや、2
次のバイパスフィルターを用いた。
器を実現するために、2次のローパスフィルターや、2
次のバイパスフィルターを用いた。
第5図に90″′移相器をインピーダンス分割で与える
2次のバイパスフィルターの一回路例を示す。
2次のバイパスフィルターの一回路例を示す。
図において、1は入力信号端子、2は出力信号端子、3
は前記入、出力端子間に設けられたコンデンサ、4,5
.6は夫々並列共振回路を実現するためのコイル、抵抗
、コンデンサである。
は前記入、出力端子間に設けられたコンデンサ、4,5
.6は夫々並列共振回路を実現するためのコイル、抵抗
、コンデンサである。
ここで、コンデンサ3の容量値をC1、並列共振回路を
構成するコイル4.抵抗5.コンデンサ6の値を各々、
L、R,Cとし、入力信号端子1の交流信号をvlnと
し、出力信号端子2の交流信号をV。U、とすると、こ
の交流信号V Ou lは、コンデンサ3のインピーダ
ンスZ1と並列共振回路のインピーダンスZ2とのイン
ピーダンス分割で与えられ、 21.22は各々 (ここで、ωは入力信号の角周波数である。)で与えら
れるので、V、、、/V、、は次のようになる。
構成するコイル4.抵抗5.コンデンサ6の値を各々、
L、R,Cとし、入力信号端子1の交流信号をvlnと
し、出力信号端子2の交流信号をV。U、とすると、こ
の交流信号V Ou lは、コンデンサ3のインピーダ
ンスZ1と並列共振回路のインピーダンスZ2とのイン
ピーダンス分割で与えられ、 21.22は各々 (ここで、ωは入力信号の角周波数である。)で与えら
れるので、V、、、/V、、は次のようになる。
で与えられ、ω。は角同調周波数、Qはクォリティーフ
ァクターと呼ばれるものである。)となり、2次のバイ
パスフィルターである。
ァクターと呼ばれるものである。)となり、2次のバイ
パスフィルターである。
一般に、フィルターの出力信号の入力信号に対する位相
差の入力信号周波数に対する線型性を表わすものとして
、群遅延特性で=丑があるにこで、0は出力信号の入力
信号に対する位相差をあられし、ωは入力信号角周波数
である。
差の入力信号周波数に対する線型性を表わすものとして
、群遅延特性で=丑があるにこで、0は出力信号の入力
信号に対する位相差をあられし、ωは入力信号角周波数
である。
群遅延特性は、2次のローパスフィルターを用いても、
2次のバイパスフィルターを用いても、同じであるので
、第5図に示したバイパスフィルターの例で示すと、 出力信号の入力信号に対する位相差θは、水様になる。
2次のバイパスフィルターを用いても、同じであるので
、第5図に示したバイパスフィルターの例で示すと、 出力信号の入力信号に対する位相差θは、水様になる。
ここで、θ=、(=90°)となるのは、ω=ω。
どなる点であるから、前述の角同調周波数を90゜移相
させたい周波数になるように、L、C,C。
させたい周波数になるように、L、C,C。
の値を設定する必要がある。群遅延特性τは、(2)式
を微分することで得られ、次のようになる。
を微分することで得られ、次のようになる。
これを移相量90°、即ちω=ω。のまわりで展開する
と。
と。
・・・・・・(4)
となり、(ω−ω。)の1次の項の係数を0にするには
、Q=0以外にはない。即ち、2次のバイパスフィルタ
ーや2次のローパスフィルターを用いても、(ω−ω。
、Q=0以外にはない。即ち、2次のバイパスフィルタ
ーや2次のローパスフィルターを用いても、(ω−ω。
)の1次の項を0にすることはできない。
よって、2次のバイパスフィルターや2次のローパスフ
ィルターを用いても、出力信号と入力信号の位相差が9
0°となる入力周波数の近傍での群遅延特性、即ち、入
力信号周波数対移相量を線型にすることはできない。
ィルターを用いても、出力信号と入力信号の位相差が9
0°となる入力周波数の近傍での群遅延特性、即ち、入
力信号周波数対移相量を線型にすることはできない。
第6図に、入力信号周波数Fが4.5MIkで90°位
相が進むようにした場合の2次バイパスフィルター(ω
。=2πX4.5M1社、 Q=0.7)の帯域±IM
11zでの群遅延特性(DELAY)を示す。
相が進むようにした場合の2次バイパスフィルター(ω
。=2πX4.5M1社、 Q=0.7)の帯域±IM
11zでの群遅延特性(DELAY)を示す。
第6図より明らかなように、2次のバイパスフィルター
を用いた場合には、群遅延特性は一定となっていない。
を用いた場合には、群遅延特性は一定となっていない。
(発明が解決しようとする課題)
クオドラチャ一方式によるFM検波器の動作を説明する
と、第7図に示すように、クオドラチャ−)一方式FM
検波器は、90’移相器7と、位相検波器8から構成さ
れており、90°移相器7は、入力信号端子9から入力
されたFM信号の搬送波周波数で、出力信号と入力信号
の位相差が90″となるように設定されている。
と、第7図に示すように、クオドラチャ−)一方式FM
検波器は、90’移相器7と、位相検波器8から構成さ
れており、90°移相器7は、入力信号端子9から入力
されたFM信号の搬送波周波数で、出力信号と入力信号
の位相差が90″となるように設定されている。
位相検波器8は、この位相検波器に入力される入力信号
端子9と90’移相器とからの2つの入力信号の位相差
にもとづいて90°からのずれに比例した出力直流電圧
を出力信号端子10に発生する。
端子9と90’移相器とからの2つの入力信号の位相差
にもとづいて90°からのずれに比例した出力直流電圧
を出力信号端子10に発生する。
クオドラチャ一方式FM検波器の入力信号端子9に、F
M信号が加わると、FM信号は変調波の振幅に比例して
FM信号の周波数が、搬送波からずれるようになってい
るので、90°移相器7が、入力信号周波数と移相量が
線型関係にあるとすると、 90’移相器7の出力信号
は、変調波の振幅に比例して、入力信号に対して、位相
が90°からずれることになる。この90°移相器7の
出力信号と、入力信号端子9からの入力信号(FM信号
)を、位相検波器8に入力すると、前述したように、2
つの信号の位相差にもとづいて90″からのずれに比例
した出力直流電圧を発生するので、結局、変調波の振幅
に比例した、出力直流電圧を発生することなり、変調波
を忠実に再現することが可能となる。
M信号が加わると、FM信号は変調波の振幅に比例して
FM信号の周波数が、搬送波からずれるようになってい
るので、90°移相器7が、入力信号周波数と移相量が
線型関係にあるとすると、 90’移相器7の出力信号
は、変調波の振幅に比例して、入力信号に対して、位相
が90°からずれることになる。この90°移相器7の
出力信号と、入力信号端子9からの入力信号(FM信号
)を、位相検波器8に入力すると、前述したように、2
つの信号の位相差にもとづいて90″からのずれに比例
した出力直流電圧を発生するので、結局、変調波の振幅
に比例した、出力直流電圧を発生することなり、変調波
を忠実に再現することが可能となる。
しかし、90”移相器7の入力信号周波数対移相量が、
線型関係からずれていると、90’移相器7の出力信号
が、変調波の振幅に比例した入力信号に対して位相が9
0°からずれた信号とならず、結局1位相検波器8の出
力は変調波の振幅に比例した、出力゛直流電圧とならず
、歪んだ信号となり、変調波を忠実に再現できなくなる
というような不都合が生じる。
線型関係からずれていると、90’移相器7の出力信号
が、変調波の振幅に比例した入力信号に対して位相が9
0°からずれた信号とならず、結局1位相検波器8の出
力は変調波の振幅に比例した、出力゛直流電圧とならず
、歪んだ信号となり、変調波を忠実に再現できなくなる
というような不都合が生じる。
(発明の目的)
本発明は上述した90’移相器の入力信号周波数対移相
量を線型とし、変調波を忠実に再現できる移相器を提供
することを目的とする。
量を線型とし、変調波を忠実に再現できる移相器を提供
することを目的とする。
(課題を解決するための手段)
本発明1コ上記目的を達成するため、所定の入力信号周
波数における移相量を+90°か一90°にし、且つ、
その周波数の近傍での入力信号周波数対移相量を線型と
するため、負性抵抗のインピーダンスと、並列共振回路
のインピーダンスとのインピーダンス分割により得られ
る2次のオールパスフィルターを用いることを特徴とす
る。
波数における移相量を+90°か一90°にし、且つ、
その周波数の近傍での入力信号周波数対移相量を線型と
するため、負性抵抗のインピーダンスと、並列共振回路
のインピーダンスとのインピーダンス分割により得られ
る2次のオールパスフィルターを用いることを特徴とす
る。
(作 用)
上記負性抵抗のインピーダンスと、並列共振回路のイン
ピーダンスとのインピーダンス分割により得られる2次
のオールパスフィルタの入出力特性(v、ut/vln
)は、 で与えられる。(但し、ω。は角同調周波数、Qはクォ
リティーファクターである。) よって、出力信号の入力信号に対する位相差Oは次のよ
うになる。
ピーダンスとのインピーダンス分割により得られる2次
のオールパスフィルタの入出力特性(v、ut/vln
)は、 で与えられる。(但し、ω。は角同調周波数、Qはクォ
リティーファクターである。) よって、出力信号の入力信号に対する位相差Oは次のよ
うになる。
ここでθ= −−i (=−90°)となる角周波数を
ω、となる。
ω、となる。
群遅延特性τは、次のようになる。
これを、移相[90°即ち、ω=ω、のまゎりで展開す
ると、 となり、(ω−ω、)の1次の項の係数を0にするOの
値は、 Qをこのように設定すると(ω−ω1)の1次の項の係
数が0となり、 0=−90”でのまわりでの群遅延特性が一定、即ち入
力信号周波数対移相量が線型関係に近くなる。
ると、 となり、(ω−ω、)の1次の項の係数を0にするOの
値は、 Qをこのように設定すると(ω−ω1)の1次の項の係
数が0となり、 0=−90”でのまわりでの群遅延特性が一定、即ち入
力信号周波数対移相量が線型関係に近くなる。
よって、2次のオールパスフィルタを用いると群遅延特
性即ち、入力信号周波数対移相量を線型に近づけること
ができる。
性即ち、入力信号周波数対移相量を線型に近づけること
ができる。
(実施例)
第1図は本発明の一実施例による回路図を示し、図にお
いて11は負性抵抗であり、前記第5図と同じ素子は同
一番号を付しである。いま、負性抵抗11の値を−R/
2、並列共振回路を構成するコイル4、抵抗5.コンデ
ンサ6の値を各々、L、R。
いて11は負性抵抗であり、前記第5図と同じ素子は同
一番号を付しである。いま、負性抵抗11の値を−R/
2、並列共振回路を構成するコイル4、抵抗5.コンデ
ンサ6の値を各々、L、R。
Cとし、入力信号端子1の交流信号をv、aとし、出力
信号端子2の交流信号をVOutとすると、V o u
Iは負性抵抗11のインピーダンスと、並列共振回路
のインピーダンスのインピーダンス分割で与えられるの
で。
信号端子2の交流信号をVOutとすると、V o u
Iは負性抵抗11のインピーダンスと、並列共振回路
のインピーダンスのインピーダンス分割で与えられるの
で。
られる、)となり、インピーダンス分割により、2次の
オールパスフィルターの特性が得られる。
オールパスフィルターの特性が得られる。
第2図は入力信号周波数が、4.5MHzで90°位相
が遅れるようにした場合の2次のオールパスフィルター
(ω。=2πX9.2M土、 Q=0.64)の帯域±
LM)kでの群遅延特性を示す。
が遅れるようにした場合の2次のオールパスフィルター
(ω。=2πX9.2M土、 Q=0.64)の帯域±
LM)kでの群遅延特性を示す。
(7)式よりθ=0.64の時、入力信号周波数が4.
5M1(zで90”位相が遅れるようにするためにはω
。
5M1(zで90”位相が遅れるようにするためにはω
。
=2πX9,2MI(zとなることがわかる。
第2図より、2次のオールパスフィルタを用いた場合に
は、第6図と比べて群遅延特性が殆んど一定となってい
ることがわかる。
は、第6図と比べて群遅延特性が殆んど一定となってい
ることがわかる。
第1図の負性抵抗11を得るための回路例を第3図に示
す。図において、110は入力信号端子、111はオペ
アンプ、112〜114は抵抗であり、各々の抵抗値を
R112,R113,R114とする。
す。図において、110は入力信号端子、111はオペ
アンプ、112〜114は抵抗であり、各々の抵抗値を
R112,R113,R114とする。
入力端子110から電流iが流入したとすると、抵抗1
12の両端に電圧降下R112iを発生する。抵抗11
2はオペアンプ111の出力端子と(−)入力端子。
12の両端に電圧降下R112iを発生する。抵抗11
2はオペアンプ111の出力端子と(−)入力端子。
抵抗113は出力端子と、(+)入力端子と接続されて
いるため、抵抗113の両端にもR112iの電圧降下
が発生する。従って、抵抗113、即ち抵抗114には
、R1121の電流が流れることによって、オペアンプ
111の(+)入力端子、したがって(−)入力R11
2。
いるため、抵抗113の両端にもR112iの電圧降下
が発生する。従って、抵抗113、即ち抵抗114には
、R1121の電流が流れることによって、オペアンプ
111の(+)入力端子、したがって(−)入力R11
2。
端子にも−R114・R1131の電圧変化が発生して
いる。
いる。
従って、入力信号端子110からみたインピーダンスは
、電流iが流入することにより、−R114・R112
。
、電流iが流入することにより、−R114・R112
。
R113lの電圧変化が発生するので、−R114・R
113となる・ 第4図は、第1図でのべた2次のオールパスフィルター
を90°移相器7として用いた場合のクオドラチャ一方
式のFM検波器の例を示すブロック構成図であり、前記
第7図と同じ素子は同一番号を付しである。
113となる・ 第4図は、第1図でのべた2次のオールパスフィルター
を90°移相器7として用いた場合のクオドラチャ一方
式のFM検波器の例を示すブロック構成図であり、前記
第7図と同じ素子は同一番号を付しである。
90@移相器7は、ある決められた(FM検波器として
用いる場合は、搬送波周波数)周波数で、位相が90′
進むか遅れるかすれば良いので、2次のオールパスフィ
ルター7−(1)〜7−(2n−1)を奇数個縦続接続
することによっても実現できる。このようにすれば、群
遅延量τの値、即ち、入力周波数変化に対する位相差の
変化率を調整することも可能である。
用いる場合は、搬送波周波数)周波数で、位相が90′
進むか遅れるかすれば良いので、2次のオールパスフィ
ルター7−(1)〜7−(2n−1)を奇数個縦続接続
することによっても実現できる。このようにすれば、群
遅延量τの値、即ち、入力周波数変化に対する位相差の
変化率を調整することも可能である。
(発明の効果)
以上述べたように、本発明によれば、移相器として、2
次のオールパスフィルターを用いた場合。
次のオールパスフィルターを用いた場合。
入力信号周波数対移相量を線型に近づけることができ、
その移相器を、クオドラチャ一方式のFM検波器に用い
た場合には、変調波を忠実に再現することが可能となり
非常に好都合である。
その移相器を、クオドラチャ一方式のFM検波器に用い
た場合には、変調波を忠実に再現することが可能となり
非常に好都合である。
第1図は本発明の一実施例による回路図、第2図は2次
のオールパスフィルターの群遅延特性の一例図、第3図
は第1図の負性抵抗を得るための回路側図、第4図は本
発明をクオドラチャ一方式のFM検波器に用いた構成ブ
ロック図、第5図は従来の2次のバイパスフィルターの
一回路図、第6図は第5図の2次のオールパスフィルタ
ーの群遅延特性の一例図、第7図は従来のクオドラチャ
一方式のFM検波器の構成ブロック図である。 1.9 ・・・入力信号端子、 2,10・・・出力信
号端子、 4 ・・・コイル(L)、 5 ・・・抵抗
(R)、 6 ・・・コンデンサ(C)、 7・・・9
0°移相器、 7−(1)、 7−(2)・・・・7
− (2n−1)・・・ 2次オールパスフィルター、
11・・・負性抵抗。 特許出願人 松下電器産業株式会社 第 1 図 tLダ鷹斌旦路 第 2 図 第3図 第4図 第5図 ヱクj共退回距 第6図 F (MH2) 第7図
のオールパスフィルターの群遅延特性の一例図、第3図
は第1図の負性抵抗を得るための回路側図、第4図は本
発明をクオドラチャ一方式のFM検波器に用いた構成ブ
ロック図、第5図は従来の2次のバイパスフィルターの
一回路図、第6図は第5図の2次のオールパスフィルタ
ーの群遅延特性の一例図、第7図は従来のクオドラチャ
一方式のFM検波器の構成ブロック図である。 1.9 ・・・入力信号端子、 2,10・・・出力信
号端子、 4 ・・・コイル(L)、 5 ・・・抵抗
(R)、 6 ・・・コンデンサ(C)、 7・・・9
0°移相器、 7−(1)、 7−(2)・・・・7
− (2n−1)・・・ 2次オールパスフィルター、
11・・・負性抵抗。 特許出願人 松下電器産業株式会社 第 1 図 tLダ鷹斌旦路 第 2 図 第3図 第4図 第5図 ヱクj共退回距 第6図 F (MH2) 第7図
Claims (1)
- 所定の入力周波数における移相量を+90°か−90
°にし、且つ、その周波数の近傍での入力信号周波数対
移相量を線型とするため、負性抵抗のインピーダンスと
、並列共振回路のインピーダンスとのインピーダンス分
割により得られる2次のオールパスフィルターを用いた
ことを特徴とする移相器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12775189A JP2681826B2 (ja) | 1989-05-23 | 1989-05-23 | 移相器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12775189A JP2681826B2 (ja) | 1989-05-23 | 1989-05-23 | 移相器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02308610A true JPH02308610A (ja) | 1990-12-21 |
JP2681826B2 JP2681826B2 (ja) | 1997-11-26 |
Family
ID=14967785
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP12775189A Expired - Lifetime JP2681826B2 (ja) | 1989-05-23 | 1989-05-23 | 移相器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2681826B2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010273357A (ja) * | 1998-07-31 | 2010-12-02 | Vitesse Semiconductor Corp | 多重補間lc電圧制御発振器 |
CN106374873A (zh) * | 2015-07-15 | 2017-02-01 | 意法半导体股份有限公司 | 九十度移相器电路以及相对应的九十度相位移动方法 |
-
1989
- 1989-05-23 JP JP12775189A patent/JP2681826B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010273357A (ja) * | 1998-07-31 | 2010-12-02 | Vitesse Semiconductor Corp | 多重補間lc電圧制御発振器 |
CN106374873A (zh) * | 2015-07-15 | 2017-02-01 | 意法半导体股份有限公司 | 九十度移相器电路以及相对应的九十度相位移动方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2681826B2 (ja) | 1997-11-26 |
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